CN1663207A - 具有传输分集的系统的信道估计 - Google Patents

Abstract

公开了用于快速变化环境中的信道估计的技术。一方面，在当前接收到的码元包括主要和分集信道之差(614)时更新差异估计(630)，而在当前接收到的码元包括主要和分集信道之和(612)时更新总和估计(620)。主要信道和分集信道是从所述总和估计和差异估计中估计的(640)。这个好处在于结合了最新接收到的码元、导致更准确的信道估计、因此改进了的解调性能、增加了的系统容量以及降低了所需的发送功率。

Description

具有传输分集的系统的信道估计

技术领域

本发明一般涉及通信，尤其涉及用于发送分集导频处理的新颖并改进了的方法和装置。

背景技术

广泛采用了无线通信系统来提供诸如语音和数据等各类通信。这些系统可基于码分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)或者某些其它调制技术。CDMA系统提供了优于其它类型系统的某些优点，比如提高了的系统容量。

CDMA系统可以被设计成支持一个或多个CDMA标准，比如(1)“TIA/EIA-95-BMobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode WidebandSpread Spectrum Cellular System”(IS-95标准)，(2)名为“第三代合伙人计划”(3GPP)的协会提供的标准，包含在一组文献中，包括文献号3G TS 25.211、3G TS25.212、3G TS 25.213和3G TS 25.214(W-CDMA标准)，(3)名为“第三代合伙人计划2”(3GPP2)的协会提供的标准，包含在一组文献中，包括“C.S0002-A PhysicalLayer Standard for cdma2000 Spread Spectrum Systems”、“C.S0005-A UpperLayer(Layer 3)Signaling Standard for cdma2000 Spread Spectrum Systems以及“C.S0024 cdma2000 High Rate Packet Data Air Interface Specification(cdma2000标准)，以及(4)某些其它标准。

一种用于提高性能，包括系统容量和数据吞吐量，的技术是通过采用发送分集来降低所需的发送信号功率。发送分集包括在两根或多根天线上发送数据，其中天线间的地理间隔导致在天线间独立的路径损失特征。这样，接收站能将来自发送分集天线的信号相干地组合，而不会相干地组合信道中引入的噪声，从而提高了接收到的信噪比(SNR)。

为了区分发送信号，为每根天线使用一个不同的导频序列。在双天线方案中，例如，主天线发送一主要导频序列，分集天线发送一分集导频序列。分集导频序列可以通过把主要导频序列与正交化序列相乘而产生，使得主要和分集导频是正交的。

为了对移动站中的每个发送分集信号进行解调，对与它们相关的导频信号作出估计。本领域已知的一种导频估计的方法利用了刚才描述的主要和分集导频之间的关系。接收到的采样用主要导频序列解扩展并被累加。缓冲器保存前面累加的码元。按照主要和分集导频之间的关系，当前和前面累加的码元可以在特定的码元边界被添加或减去，以导出主要和分集导频码元两者的估计。例如，通过使用W-CDMA规范中定义的导频序列，每隔几个码元产生导频估计。这些码元用于每个码元的数据解调，在以下的假设下工作：在其它码元期间的，导频估计近似等于在前面码元期间接收到的那些码元。这样，在每几个码元期间，最近被解扩展的导频码元就不在信道估计中起作用，因此不用于数据解调中。下面进一步详述该过程。

在特定的情况下，顺序导频码元近似相等的假设有效，因此使用前面的导频码元估计的解调是足够的。然而，当信道调节更快变化时，比如在移动站以高速运行时，该假设会不再有效，且解调性能会被降级到对于期望的通信性能水平不足够的点。因此本领域中需要快速改变的信道环境中改进的分集导频估计。

发明内容

这里所述的实施例解决了对快速改变的信道环境中改进的分集导频估计的需求。一方面，在当前接收到的码元包括主要和分集信道之差时更新差异估计，而在当前接收到的码元包括主要和分集信道之和时更新总和估计。主要信道和分集信道是响应于所述总和估计和差异估计而估计的。另一方面，通过对接收到的码元滤波而产生总和估计和差异估计。还有一方面，响应于主要和分集信道估计而解调接收到的码元。这些方面的好处在于结合了最新接收到的码元、导致更准确的信道估计、因此导致改进了的解调性能、增加了的系统容量、降低了所需的发送功率以及其它好处。

本发明提供了实现本发明各个方面、实施例和特征的方法和系统元件，如下详述。

附图说明

通过下面提出的结合附图的详细描述，本发明的特征、性质和优点将变得更加明显，附图中相同的元件具有相同的标识，其中：

图1是能支持多个用户的无线通信系统的一般框图；

图2描述了具有为发送分集配置的基站和移动站的无线通信系统的一部分；

图3示出了如W-CDMA标准所定义、用于分集传输的两个导频信号间的示例性关系；

图4描述了适用于发送分集导频处理的移动站的一部分；

图5描述了导频解覆盖块的现有技术实现；

图6描述了改进的导频解覆盖块的实施例；

图7描述了示例性参数估计块的实施例；以及

图8描述了使用最新接收到的码元来估计信道参数的方法实施例的流程图。

具体实施方式

图1是无线通信系统100的示意图，系统100可被设计成支持一个或多个CDMa标准和/或设计(例如W-CDMA标准、IS-95标准、cdma2000标准、HDR规范)。为了简洁起见，所示系统100包括与两个移动站106通信的三个基站104。基站及其覆盖区域通常总称为“小区”。在IS-95系统中，小区会包括一个或多个扇区。在W-CDMA规范中，基站的每个扇区以及扇区的覆盖区域称为一小区。如这里所使用的，术语“基站”可以与术语“接入点”或“节点B”交换使用。术语“移动站”可与术语“用户设备(UE)”、“订户单元”、“订户站”、“接入终端”、“远程终端”或本领域公知的其它相应的术语交换使用。术语“移动站”包含固定的无线应用。

根据所实现的CDMA系统，每个移动站106会在任何给定时刻在前向链路上与一个(或可能多个)基站104进行通信，并且会根据移动站是否处于软切换而在反向链路上与一个或多个基站进行通信。前向链路(即下行链路)是指从基站到移动站的传输，反向链路(即上行链路)是指从移动站到基站的传输。

为了清楚起见，用于描述本发明的示例会假定基站作为信号的始发者，假定移动站作为信号的接收者和捕获者，所述信号即前向链路上的信号。本领域的技术人员会理解，移动站以及基站可被配置成如这里所述地发送数据，本发明各方面也能应用于那些情况。这里专门使用的单词“示例性”是指“充当示例、实例或说明”。这里描述为“示例性”的任何实施例都不必被认为比其它实施例更为优选或有利。

图2示出系统100的实施例，其详述了一发送分集方案。基站104装备有两根天线210和220，用于与移动站106通信。(其它实施例会使用不止两根天线。)天线210和220与移动站106间的链路分别被标记为S1和S2。两根天线的位置间有足够的地理间隔，使得S1上经历的衰落独立于S2上的衰落，而使两个信号基本同时到达移动站106。可采用各种技术，使得两个信号在移动站处在构造上组合，这样做能抵抗在仅采用单根天线时会引入的有害效应。

在上面引用的W-CDMA标准中详述的一种这样的方案是闭环发送分集。在分集天线220上发送的信号S2是相位相对于在主要天线210上发送的信号S1而调节，使两个信号S1和S2在移动站106处被接收时被同相且最大化地组合。分别应用于天线210和220的术语“主要”和“分集”仅用于区分这两根天线。本领域的技术人员会认识到，相位调节会发生在任一天线上(或在多根天线上)。

在另一种方案中，比如空时发送分集(STTD)，在每根天线上发送不同的数据。数据以这样的方式被发送：使得它能在移动站处被接收时重新组合。例如，设想一双天线发送分集方案，其中在主要天线(即天线1)上发送的码元在移动站处被接收时复增益为α，而在分集天线(即天线2)上发送的码元在移动站处被接收时复增益为β。复增益是两个信号传播所通过的信道的函数。

考虑等待传输的两个相邻的复数据信号d1和d2。要被发送的数据如下分布在两根天线之间：在一个码元传输周期内，在天线1上发送d1，在天线2上发送-d2^*(其中^*表示共轭)。在下一码元传输周期内，在天线1上发送d2，在天线2上发送d1^*。第一码元传输周期内在移动站处接收到的信号为r1，其中r1＝αd1-βd2^*。第二码元传输周期内在移动站处接收到的信号为r2，其中r2＝αd2+βd1^*。如果信道增益α和β是已知的，则两个公式r1和r2足以恢复数据d1和d2。

在移动站处接收到的导频信号与信道增益α和β成正比。通过恢复分别在主要和分集天线上发送的两个导频信号：导频1和导频2，能估计信道增益。经恢复的导频用于对从相应天线发送的信号进行解调，如下详述。在示例性实施例中，在多根分集天线的每一根上发送的导频信号彼此正交。这个属性便于一旦在移动站处接收到导频时恢复导频并且使干扰最小。

一种用于在CDMA系统中产生正交导频的技术是把用于第一导频信号的第一伪随机噪声(PN)序列与一正交化信号相乘以产生第二导频信号。图3描述了如W-CDMA标准所述，怎样产生一组示例性的导频信号。图3中，用显示出对应于码元号的值乘以基PN序列产生了主要和分集导频。在该例中，通过用一常数幅度A乘以基PN序列产生主要导频。在码元0和3中用A、以及在码元1和2中用-A乘以基PN序列产生分集导频。为随后每组四个码元重复该模式(如对于W-CDMA标准规定的那样，除了在帧边界处以外)。在示例性实施例中，每个码元包括256个码片。可以容易地看见，所产生的主要和分集导频序列彼此正交。本领域的技术人员会认识到各种其它正交化序列，所述正交化序列可使用一公共基本序列来产生正交的导频序列。本领域的技术人员还认识到，可以构造其它正交化序列来产生用于在多根分集天线上发送的多个正交导频。

图4描述了适用于发送分集导频处理的移动站的一部分。信号在天线410处被接收，并被传送用于使用本领域公知的技术在RF下变频器415中转换成基带。基带采样被传送给定时偏移420，其中分别对应于到来的信号τ、τ-1/2、τ+1/2内的定时偏移而产生准时、提前和滞后的采样流。提前序列在定时基准前被采样，滞后序列在该定时基准后被采样。通常是从离定时基准二分之一码片来采样提前和滞后的序列，但也能使用其它差异。

提前和滞后序列被传送到跟踪回路460。为了使接收到的能量最大并使误差最小，执行定时跟踪来使用于解调的导频信号和被解调的信号之间的相位差最小。各种时间跟踪技术是本领域公知的。用于在发送分集系统中进行时间跟踪的技术包括独立地跟踪来自多根天线的信号的方法、以及用单跟踪回路跟踪来自各个天线的信号的加权平均的方法。这些方法在以下美国专利申请中描述：于2001年9月25日提交的待批美国专利申请第09/964,589号，题为“TIME TRACKING IN ANON-NEGLIGIBLE MULTIPATH SPACING ENVIRONMENT”；于2002年1月31日提交的美国专利申请第10/061,873号，题为“TIME TRACKING LOOP FOR DIVERSITY PILOTS”，两个专利申请都被转让给本发明的受让人。一类技术比较提前和滞后序列中能量，并且相应地调节定时基准τ。

数据解调器430用于从定时偏移420解调准时序列，其定时由跟踪回路460的输出所指示。导频解覆盖器440中也使用准时采样来产生主要和分集导频的估计，

和 它们用于在数据解调器430中对数据进行解调。数据解调器430产生与从主要和分集天线接收到的数据相对应的数据。根据需要，会采用数据多路分解器450对两个天线数据流进行多路分解以产生输出数据码元。

以下讨论会使用在W-CDMA标准中定义的主要和分集导频序列作为示例。本领域的技术人员会将这些原理应用于其它导频序列。图3示出主要和分集序列间的关系，如上所述。在W-CDMA中，在解调过程中可以使用下行链路公共导频信道(CPICH)作为一信道条件基准。当未采用发送分集时，CPICH是一固定速率(30kbps，扩展因子＝256)下行链路信道，该信道传送预定义的比特/码元序列。特别是，CPICH是由全零序列扩展的小区的主要扰码。这样，CPICH是扰码乘以1+j。为了简化以下公式，A＝1+j。

当在下行链路信道上使用发送分集时，从两根天线发出CPICH，如参照上面的非分集情况所述。此外，为了区分主要和分集信道，在分集天线上发送的数据由一特定模式来调制。公式1中给出一无线帧内的第k个码元，表示为s_k：

$s_k={(-1)}^{f_k}\·A$ 公式1

其中f_k由公式2给出：

公式2

由公式1和2产生的序列是在图3中描述的分集导频序列。注意到在W-CDMA实施例中，每个无线帧包括150个码元，因此k在0...149的范围内递增，然后重复。本发明的原理应用于无线帧内任何数量的码元，并且能修改f_k以产生任一序列s_k。通常，可以设计s_k使得主要和分集导频在一些数量的码元上是正交的。在该例中，主要和分集导频在两个码元上正交。本领域的技术人员会认识到主要和分集导频序列的许多组合，两个导频在许多码元长度上正交。所有这些组合都在本发明的范围内。

公式3给出时刻k在移动站处接收到的码元r_k：

$r_k={\mathrm{\α}}_{k}A+{(-1)}^{f_k}{\mathrm{\β}}_{k}A+n_k$ 公式3

其中α_k和β_k分别是来自主要和分集天线的复值信道增益，n_k是附加噪声。为了解调过程中的使用而作出α_k和β_k的估计。换言之，可以从α_k和β_k中估计出在导频解覆盖器440中计算出的 和 本领域的技术人员能认识到该技术。

为了理解现有技术对估计信道增益的限制，首先设想没有发送分集的情况。在该情况下，单个复值的信道增益α_k表示传输信道。公式4给出时刻k在移动站处接收到的码元：

γ_k＝α_kA+n_k                              公式4

从接收到的码元能形成α_k的可靠近似，在公式5中给出其示例：

${\widetilde{\mathrm{\α}}}_k=h_1(r_k,r_{k-1},...)$ 公式5

其中h₁会是任一滤波器。

近似 是用时刻k及以前接收到的码元形成的，并且可用于对时刻k到来的数据码元进行解调。这样做会需要缓冲数据码元，因为会需要在计算 以前接收r_k。通常，这种缓冲会要求附加的存储资源，并且在解调过程中引入延迟。为避免缓冲，可以使用时刻k处的信道估计对时刻k+1处接收到的码元进行解调。无论是否使用缓冲都以相等强制力应用本发明的原理。为了清楚起见，在该讨论中将描述经缓冲的解调情况，也就是，其中使用基于时刻k及以前接收到的码元的信道估计对时刻k处接收到的数据进行解调。

当采用发送分集时，现有的实现依赖于以下假设：α_k近似等于α_k+1，β_k近似等于β_k+1。因此，导频估计可以如公式6和7中近似：

${\widetilde{\mathrm{\α}}}_{2l}\≈{\widetilde{\mathrm{\α}}}_{2l-1}=h_2(\frac{r_{2l-2}+r_{2l-1}}{2},\frac{r_{2l-4}+r_{2l-3}}{2},...)$ 公式6

${\widetilde{\mathrm{\β}}}_{2l}\≈{\widetilde{\mathrm{\β}}}_{2l-1}=h_2(\frac{{(-1)}^{f_{2l-2}}{r}_{2l-2}+{(-1)}^{f_{2l-1}}{r}_{2l-1}}{2},\frac{{(-1)}^{f_{2l-4}}{r}_{2l-4}+{(-1)}^{f_{2l-3}}{r}_{2l-3}}{2},...)$ 公式7

其中h₂可以是任一滤波器，1是一整数。这样， ${\widetilde{\mathrm{\α}}}_2\≈{\widetilde{\mathrm{\α}}}_1,$ ${\widetilde{\mathrm{\α}}}_4\≈{\widetilde{\mathrm{\α}}}_3,$ ${\widetilde{\mathrm{\α}}}_6\≈{\widetilde{\mathrm{\α}}}_5,$ 依此类推。同样， ${\widetilde{\mathrm{\β}}}_2\≈{\widetilde{\mathrm{\β}}}_1,$ ${\widetilde{\mathrm{\β}}}_4\≈{\widetilde{\mathrm{\β}}}_3,$ ${\widetilde{\mathrm{\β}}}_6\≈{\widetilde{\mathrm{\β}}}_5,$ 依此类推。

将公式5与公式6和7相比较，注意到在发送分集情况下所有其它估计组都不作用于最新接收到的码元。特别是，

和

不利用最新接收到的码元r₂₁。在特定的情况下，比如在移动站以高速移动时，不考虑最新接收到的码元会导致信道估计中很大的估计误差，从而导频估计

和 使解调性能显著降级。

图5描述了导频解覆盖器440的现有技术实现。到来的准时码元在解扩展器510中用主要导频序列来解扩展，并且在累加器520中累加以产生码元r₁。缓冲器530也保存前面累加的码元，表示为τ₀。

可以增加或减去当前的或前面的码元r₀和r₁，以导出主要和分集导频码元两者的估计。注意到在每个码元间隔k期间，移动站接收到从主要和分集天线发送的信号的组合，对应于相应信道的复增益为α_k和β_k。在码元0中，接收到(α_k+β_k)A。在码元1中，接收到(α_k-β_k)A。在码元2中，接收到(α_k-β_k)A。在码元3中，接收到(α_k+β_k)A。这些模式重复。把码元0加到码元1导出2(α_k)(A)，它与α_k成正比，并且可用于估计 从码元0减去码元1导出2(β_k)(A)，它与β_k成正比，并且可用于估计 码元2和码元3相加并导出2(α_k)(A)，它与α_k成正比，并且可用于估计

码元2和码元3之差为2(β_k)(A)，它与β_k成正比，并且可用于估计

该过程可以重复，使用用于数据解调的估计来计算所有其它码元的导频估计。该过程是在参数估计块540中实现的，参数估计块540接收r₀和r₁并且产生输出(r₀+r₁)/2和(r₀-r₁)/2。开关570和580每隔几个码元就分别把这两个输出指引到滤波器550和560。滤波器550和560可用于达到平均的噪声因数n_k，以及基于前面的码元产生估计，如上面公式6和7中给出。滤波器550和560的输出分别为α_k和β_k的估计。

例如，设想为每个都使用单极无限脉冲响应(IIR)滤波器的滤波器550和560。为了简洁起见，仅描述了 的生成。 的生成是类似的。 的估计按照公式8确定：

${\widetilde{\mathrm{\α}}}_{2l}\≈{\widetilde{\mathrm{\α}}}_{2l-1}=(1-a){\widetilde{\mathrm{\α}}}_{2l-3}+\mathrm{\α}\left(\frac{r_{2l-1}+r_{2l-2}}{2}\right)$ 公式8

其中a是IRR系数，1是一整数。通过使用该例可见，当k是偶数时，

的估计与前一估计相同，因此不包括最近的码元。这个效果在表1中综述。

                      表1

k	所使用的码元	码元年龄	平均年龄
				1	r0，r1	1，0	0.5
2	r0，r1	2，1	1.5
				3	r2，r3	1，0	0.5
4	r2，r3	2，1	1.5
				5	r4，r5	1，0	0.5
...	...	...	...

表1中的第一列示出码元索引k。第二列表示滤波器计算中包括了哪两个最近接收到的码元。第三列表示两个最近码元的年龄，以码元号表示。第四列示出两个最近码元的平均年龄。本领域的技术人员会认识到，随着估计中所使用的码元的平均年龄的降低，估计的准确度会提高。这些现有技术年龄计算会与使用类似IIR滤波器的本发明一实施例的那些年龄计算相比较，下面详述。

与上面参照图5的现有技术相比，这里公开的实施例在每个信道参数估计中结合了最近接收到的码元。原理是每个码元都与α和β的和或差成正比。估计了一个差项和一个和项，而不是等待连续码元到达以找到估计，后者意味着W-CDMA系统中一个码元的延迟(其它系统会使用引入附加延迟要求的正交化序列)。会每个码元地更新差项或和项。可以对差项或和项滤波以提供更稳定的估计。然后从差估计以及和估计中估计出

和 结合了最近接收到的码元中包括的信息。

图6描述了导频解覆盖器440的一实施例，它减轻了上述的码元年龄问题。如图5所示，准时采样在解扩展器510和累加器520中经解扩展和累加。然后，使用开关控制610来控制开关612和614以便将累加器520中累加的码元分别引入到α+β估计620或α-β估计630。总是使用最近累加的码元来更新一个估计或另一个估计。参数估计块640接收α+β和α-β的估计，并且分别产生α_k和β_k以及

和 的估计。

由开关控制610所控制的开关612和614的定时会按照主要和分集天线上导频信号之间的关系而改变，本领域的技术人员会容易地将开关控制610适用于任何系统。对于示例性的W-CDMA实施例而言，每当接收到的码元是主要和分集导频之和时就激活开关612，这在f_k为偶数时发生。每当不激活开关612时、或每当f_k为奇数时就激活开关614。

图7描述了参数估计块640的一实施例。α+β的估计在加法器710中和α-β的估计相加以产生 然后在除法器730中除以二以产生 本领域的技术人员会认识到可以使用多种技术来执行除法器730，包括简单的移位运算。而且，本领域的技术人员会认识到，在某些实施例中，由于

与 成正比并且会为随后的导频处理补偿因子2，因此除法并不必须。类似地，在加法器720中从α+β减去α-β以产生 它可在除法器740中被除。由于上述原因，因此除法器740是任选的，并且可以用任一除法技术来使用，包括本领域公知的移位。

α+β估计620或α-β估计630的实现会包括任一类型的滤波器。一个例子是与上面公式8所述的相类似的IIR滤波器。在该例中，滤波器620和630分别由公式9和10给出：

(α+β)_k＝(1-a)(α+β)_k-1+ar_k             公式9

(α-β)_k＝(1-a)(α-β)_k-1+ar_k             公式10其中r_k是按照开关控制610到滤波器620和630的输入。

为了简洁起见，设想一例子，其中滤波器系数a等于1，α+β估计620和α-β估计630仅仅是寄存器。根据这个例子可见，最近到来的码元r_k总是用于计算估计 和

这些效应在表2中总结。

                        表2

k

所使用的码元

码元年龄

平均年龄

1	r0，r1	1，0	0.5
				2	r0，r2	2，0	1.0
3	r3，r2	0，1	0.5
				4	r4，r2	0，2	1.0
5	r4，r5	1，0	0.5
				...	...	...	...

以类似于表1的方式，表2中的第一列示出码元索引k。第二列表示在滤波器计算中包括的两个最近接收到的码元。第三列表示那些码元的年龄，以码元号表示。第四列示出两个最近码元的平均年龄。如上所述，本领域的技术人员会认识到，随着估计中所使用的码元的平均年龄的降低，估计的准确度会提高。与上面参照表1的年龄效应相比，表1中示出0.5和1.5之间的码元平均年龄，这个实施例的平均年龄在0.5和1.0之间。在k为奇数的码元期间，两个实施例的性能是相同的。在k为偶数的码元期间，该实施例显示了使用最近接收到的码元的好处。

图8描述了一种使用最近接收到的码元来估计信道参数的方法实施例的流程图。过程从步骤810开始，其中包括主要和分集导频码元的码元被相关和累加。继续到判决块820。在判决块820中，如果码元包含主要和分集导频之差，则继续到步骤830并且用最近的码元更新该差估计。在图6所示的示例性实施例中，判决块820可以用开关控制610以及开关612和614来实现。激活开关614在α-β估计630中更新了α-β估计。在判决块820中，如果码元不包含导频之差，而是包含主要和分集导频之和，则继续到步骤840并且用最近的码元更新该和估计。在图6所描述的示例性实施例中，激活开关614在α+β估计620中更新了α+β估计。从任一步骤830或840继续到步骤850并且从差估计以及和估计中估计信道参数。在图6的示例性实施例中，步骤850可以用参数估计块640来实现，其例子在图7中详述。

注意到上述讨论使用了W-CDMA标准中定义的信号、编码和参数作为某些示例性的信号、编码和参数。这只是为了讨论方便，不应被视为将本发明的范围限制为W-CDMA系统。本发明的原理应用于任何可想像到的系统，所述系统采用一正交化序列来产生具有所述属性的主要和分集导频。预期了用于根据天线认证的分集传输的导频和数据编码方案的各种组合，它们落在本发明的范围内。本领域的技术人员会认识到怎样将所述的各个实施例适用于这些其它的系统。

应该注意到，在所有上述实施例中，方法步骤可以互换，而不背离本发明的范围。

本领域的技术人员可以理解，信息和信号可以用多种不同技术和工艺中的任一种来表示。例如，上述说明中可能涉及的数据、指令、命令、信息、信号、比特、码元和码片可以用电压、电流、电磁波、磁场或其粒子、光场或其粒子或它们的任意组合来表示。

本领域的技术人员能进一步理解，结合这里所公开的实施例所描述的各种说明性的逻辑块、模块、电路和算法步骤可以为电子硬件、计算机软件或两者的组合来实现。为了清楚说明硬件和软件间的互换性，各种说明性的组件、框图、模块、电路和步骤一般按照其功能性进行了阐述。这些功能性究竟作为硬件还是软件来实现取决于特定的应用和对总体系统设计上的约束。熟练的技术人员可能对于每个特定应用以不同的方式来实现所述功能，但这种实现决定不应被解释为就此背离本发明的范围。

结合这里所描述的实施例来描述的各种说明性的逻辑块、模块和算法步骤的实现或执行可以用：通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑器件、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件或者为执行这里所述功能而设计的任意组合。通用处理器可能是微处理器，然而或者，处理器可以是任何常规的处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器也可能用计算设备的组合来实现，如，DSP和微处理器的组合、多个微处理器、结合DSP内核的一个或多个微处理器或者任意其它这种配置。

结合这里所公开实施例描述的方法或算法的步骤可能直接包含在硬件中、由处理器执行的软件模块中或在两者当中。软件模块可能驻留在RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动盘、CD-ROM或本领域中已知的任何其它形式的存储媒质中。示例性存储媒质与处理器耦合，使得处理器可以从存储媒质读取信息，或把信息写入存储媒质。或者，存储媒质可以与处理器整合。处理器和存储媒质可能驻留在ASIC中。ASIC可能驻留在用户终端中。或者，处理器和存储媒质可能作为离散组件驻留在用户终端中。

提供上述对公开的具体实施方式的描述为了使本领域的技术人员能制造或使用本发明。这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说是显而易见的，这里定义的总的原则可以被应用于其它实施例中而不背离本发明的精神和范围。因此，本发明并不限于这里示出的实施例，而要符合与这里揭示的原理和新颖特征一致的最宽泛的范围。

Claims (25)

1.一种装置，包括：

和估计器，用于响应于接收到的码元而产生主要信道和分集信道的和估计；

差估计器，用于响应于接收到的码元而产生主要信道和分集信道的差估计；

控制器，用于在接收到的码元包括主要和分集信道之和时更新所述和估计器、以及用于在接收到的码元包括主要和分集信道之差时更新所述差估计器；以及

参数估计器，用于从所述主要和分集信道的和估计和差估计中产生主要信道估计和分集信道估计。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于还包括：

解扩展器，用一导频序列对接收到的采样进行解扩展以产生经解扩展的采样；

以及

累加器，用于在一码元周期内累加所述经解扩展的采样以产生接收到的码元。

3.如权利要求1所述的装置，其特征在于还包括一解调器，用于响应于所述主要信道估计和所述分集信道估计对接收到的码元进行解调。

4.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述和估计器是一滤波器。

5.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述差估计器是一滤波器。

6.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述和估计器是一寄存器。

7.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述差估计器是一寄存器。

8.如权利要求1所述的装置，其特征在于：

所述参数估计器通过将所述和估计与所述差估计相加而产生所述主要信道估计；以及

所述参数估计器通过从所述和估计中减去所述差估计而产生所述分集信道估计。

9.一种无线通信设备，包括：

和估计器，用于响应于接收到的码元而产生主要信道和分集信道的和估计；

差估计器，用于响应于接收到的码元而产生主要信道和分集信道的差估计；

控制器，用于在接收到的码元包括所述主要和分集信道之和时更新所述和估计器、以及用于在接收到的码元包括所述主要和分集信道之差时更新所述差估计器；以及

参数估计器，用于从所述主要和分集信道的和估计和差估计中估计主要信道估计和分集信道估计。

10.一种通信系统，包括：

和估计器，用于响应于接收到的码元而产生主要信道和分集信道的和估计；

差估计器，用于响应于接收到的码元而产生主要信道和分集信道的差估计；

控制器，用于在接收到的码元包括所述主要和分集信道之和时更新所述和估计器、以及用于在所述接收到的码元包括所述主要和分集信道之差时更新所述差估计器；以及

参数估计器，用于从所述主要和分集信道的和估计和差估计中产生主要信道估计和分集信道估计。

11.一种装置，其可与为发送分集配置的基站一起操作，所述基站在第一天线上发送第一导频序列并且在第二天线上发送第二导频序列，所述第二序列通过把所述第一导频序列的每个码元乘以来自正交化序列的一值而产生，所述码元由预定数目的码片组成，所述装置包括：

解扩展器，用于用第一导频序列对接收到的采样进行解扩展；

累加器，用于累加预定数目的经解扩展的采样以产生接收到的码元；

第一滤波器，用于在所述正交化序列的当前值为正时对接收到的码元进行滤波；

第二滤波器，用于在所述正交化序列的当前值为负时对接收到的码元进行滤波；以及

参数估计器，用于从所述第一和第二滤波器的输出中产生主要信道估计和分集信道估计。

12.一种用于发送分集通信系统中的信道估计方法，包括：

当最近接收到的码元包括所述主要和分集信道之差时用所述码元产生一差估计；

当最近接收到的码元包括所述主要和分集信道之和时用所述码元产生一和估计；

从所述差估计和所述和估计中产生主要信道估计；以及

从所述差估计和所述和估计中产生分集信道估计。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于还包括：

将接收到的采样与一主要导频序列相关以产生经解扩展的采样；以及

在一码元周期累加所述经解扩展的采样以产生接收到的码元。

14.如权利要求12所述的方法，其特征在于还包括：响应于所述主要信道估计和所述分集信道估计而对接收到的码元进行解调。

15.如权利要求12所述的方法，其特征在于，产生所述差估计包括对接收到的码元进行滤波。

16.如权利要求12所述的方法，其特征在于，产生所述和估计包括对接收到的码元进行滤波。

17.如权利要求12所述的方法，其特征在于，产生所述主要信道估计包括把所述和估计加到所述差估计上。

18.如权利要求12所述的方法，其特征在于，产生所述分集信道估计包括从所述和估计中减去所述差估计。

19.一种适用于发送分集通信系统中的信道估计方法，所述通信系统包括一基站在第一天线上发送第一导频序列并且在第二天线上发送第二导频序列，所述第二序列通过把所述第一导频序列的每个码元乘以来自正交化序列的一值而产生，所述码元由预定数目的码片组成，所述方法包括：

在所述正交化序列的当前值为正时对当前接收到的码元滤波以产生一和估计；

在所述正交化序列的当前值为负时对当前接收到的码元滤波以产生一差估计；以及

从所述和估计和所述差估计中产生主要信道估计和分集信道估计。

20.一种装置，包括：

在最近接收到的码元包括所述主要和分集信道之差时用所述码元产生差估计的装置；

在最近接收到的码元包括所述主要和分集信道之和时用所述码元产生和估计的装置；

用于从所述差估计和所述和估计中产生主要信道估计的装置；以及

用于从所述差估计和所述和估计中产生分集信道估计的装置。

21.一种无线通信设备，包括：

在最近接收到的码元包括所述主要和分集信道之差时用所述码元产生差估计的装置；

在最近接收到的码元包括所述主要和分集信道之和时用所述码元产生和估计的装置；

用于从所述差估计和所述和估计中产生主要信道估计的装置；以及

用于从所述差估计和所述和估计中产生分集信道估计的装置。

22.一种通信系统，包括：

在最近接收到的码元包括所述主要和分集信道之差时用所述码元产生差估计的装置；

在最近接收到的码元包括所述主要和分集信道之和时用所述码元产生和估计的装置；

用于从所述差估计和所述和估计中产生主要信道估计的装置；以及

用于从所述差估计和所述和估计中产生分集信道估计的装置。

23.一种装置，其可与为发送分集配置的基站一起操作，所述基站在第一天线上发送第一导频序列并且在第二天线上发送第二导频序列，所述第二序列通过把所述第一导频序列的每个码元乘以来自正交化序列的一值而产生，所述码元由预定数目的码片组成，所述装置包括：

用于在所述正交化序列的当前值为正时对当前接收到的码元滤波以产生和估计的装置；

用于在所述正交化序列的当前值为负时对当前接收到的码元滤波以产生差估计的装置；以及

用于从所述和估计和所述差估计中产生主要信道估计和分集信道估计的装置。

24.用于执行以下步骤的处理器可读媒质：

当最近接收到的码元包括所述主要和分集信道之差时用所述码元产生差估计；

当最近接收到的码元包括所述主要和分集信道之和时用所述码元产生和估计；

从所述差估计和所述和估计中产生主要信道估计；以及

从所述差估计和所述和估计中产生分集信道估计。

25.可与一基站一起操作的处理器可读媒质，所述基站在第一天线上发送第一导频序列并且在第二天线上发送第二导频序列，所述第二序列通过把所述第一导频序列的每个码元乘以来自正交化序列的一值而产生，所述码元由预定数目的码片组成，所述媒质可用于执行以下步骤：

当所述正交化序列的当前值为正时对当前接收到的码元滤波以产生和估计；

当所述正交化序列的当前值为负时对当前接收到的码元滤波以产生差估计；

以及

从所述和估计和所述差估计中产生主要信道估计和分集信道估计。

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