CN1652392A - 滤波器 - Google Patents

Abstract

提供一种滤波器，由单一的电介质基板、其上设置的线路导体和地导体构成，线路导体具有电容性耦合部，该电容性耦合部包括第1线路和第2线路，这些第1线路和第2线路具有对置部，在这些对置部间形成空隙，使这些对置部的、形成了该空隙的边缘线长度比各自对应的第1线路和第2线路的线路宽度长。具备上述结构的滤波器，即使在相对于设置规格而产生制作时的过腐蚀、欠腐蚀的尺寸误差的情况下，也能够抑制标准化J变换器值的变化。

Description

滤波器

技术领域

本发明涉及采用耦合线路构成的滤波器，耦合线路包括主要用于微波频带、毫米波频带的电容性耦合部。

背景技术

在举例说明图1所示的滤波器的输入端的耦合部11-1时，现有的包含有采用共面线路而将半波长(λ/2)谐振器、或四分之一波长(λ/4)谐振器串联配置情况下的滤波器的输入输出端的电容性耦合部11的线路10采用以下结构：在电介质基板12上形成一对地导体13，在该线路导体间形成线路导体14，该线路导体包括输入端口侧的线路14-1，以及与其对置配置、具有某一特性阻抗的第1谐振器的线路14-2，在两线路14-1和14-2的对置部间设有曲折(meander)状的叉指式间隙(interdigital gap)，空隙宽度g1、g2与谐振器间的电容性耦合部9-2(参照图2)的空隙宽度g0相比非常小。

作为采用了这种耦合线路的滤波器，例如可列举非专利文献1-A：H.Suzuki，Z.Ma，Y Kobayashi，K.Satoh，S.Narahashi and T.Nojima，“Alow-loss 5GHz bandpass filter using HTS quarter-wavelength coplanar waveguideresonators，”IEICE Trans.Elec.，Vol.E85-C，No.3，pp.714-719，Mar.2002，非专利文献1-B：铃木、马、小林、佐藤、酋桥、野岛“采用共面形λ/4谐振器的5GHz频带10级带通滤波器的设计”，信学技报SCE2002-9，MW2002-9，pp.45-50，Apr.2002中记载的λ/4谐振器共面线路滤波器，以及非专利文献2：马、野见山、河口、小林“采用了共面λ/4谐振器的小形叉指式带通滤波器的设计”，信学技报SCE2003-12，MW2003-12，pp.67-72，Apr.2002中记载的λ/4谐振器小型叉指式带通共面线路滤波器。

这里，将非专利文献1-A及1-B中记载的四级λ/4谐振器共面线路滤波器8示于图2时，11-1是图1所示的现有的电容性耦合部，它被用作滤波器的输入端。9-6、9-7、9-8、9-9为四级的谐振器，第1和第2谐振器间、以及第3和第4谐振器间通过感应性耦合部9-3、9-4被耦合，第2和第3谐振器间以电容性耦合部9-2被耦合，在作为输出端的第4谐振器和输出端口侧线路导体14-4之间，与输入端同样，通过图1所示的现有的电容性耦合部11-2被耦合。再有，与图1相同的部分附以相同的参照标号来表示。再有，为了将上述第2和第3谐振器间进行耦合的电容性耦合部9-2与输入输出端的电容性耦合部11-1、11-2进行区别，以下将其称为谐振器耦合用电容性耦合部。

在上述图2所示的现有的滤波器8中，与谐振器耦合用电容性耦合部9-2(参照图2)的耦合量相比，需要大于输入输出端的电容性耦合部11的耦合量的10倍左右。因此，图1所示的曲折状的空隙是必需的，该空隙部分的宽度尺寸必须小于等于线路宽度等的1/10左右。因此，如果在形成空隙部的一对线路的对置部的制作中存在尺寸差，则存在电特性与宽度变化量的变化量极大地增大的趋势，相对于实际的耦合线路或滤波器的制作时产生的尺寸误差来说，电特性的恶化增大。例如，在图1所示的现有的耦合线路的尺寸误差为±4μm的情况下，其电特性的变动为8～9％左右，而尺寸误差为±8μm的情况下，其电特性的变动为14％～21％左右(参照图3的表示现有例的虚线A)。这是非常大的变动量，这样的耦合线路或使用它构成的滤波器存在以下问题：为了获得满足设计规格的特性，要求非常高的制作精度。

发明内容

鉴于上述的现有技术的问题点，本发明的目的在于，在滤波器的制作中，确保高频特性与制作时的尺寸误差的坚固性。

为了实现上述目的，在本发明中采用以下所示的手段。

在方案1中记载的发明中，在由电介质、使该电介质介于中间而对置设置的线路导体、以及地导体构成的滤波器中，其特征在于，线路导体具有电容性耦合部，该电容性耦合部包括被对置配置的第1线路和第2线路，使这些对置部的、形成了空隙的边缘线充分长于各自对应的线路宽度。

在方案2中记载的发明中，其特征在于，在方案1的滤波器的输入输出端上，采用电容性耦合部。

根据本发明，具有以下效果：对于耦合线路，可提高尺寸误差与作为设计参数的标准化J变换器(inverter)值的坚固性，对于采用该耦合线路的滤波器，可以减轻滤波器特性相对于尺寸误差的恶化量。

附图说明

图1表示在线路间具有曲折状的空隙部的现有的耦合线路的图。

图2表示采用了耦合线路的现有的四级λ/4谐振器共面线路滤波器的图。

图3表示现有的耦合线路和本发明的耦合线路的变换器值与制作时的尺寸误差的变化图。

图4A表示线路的对置部的形状为矩形的本发明的耦合线路的例1的图，图4B表示其变形例的图。

图5A表示线路为锥形状的本发明的耦合线路的例2的图，图5B表示其变形例的图。

图6A表示线路被平行交错地靠近形成的本发明的耦合线路的例3的图，图6B表示其变形例的图。

图7A表示具有将一个线路端部的周围用另一个线路包围的形状的耦合线路的例4的图，图7B表示其变形例的图。

图8A表示具有将一个线路端部的周围用另一个线路包围的其他形状的耦合线路的例5的图，图8B表示其变形例的图。

图9A表示具有将一个线路端部的周围用另一个线路包围的其他形状的耦合线路的例6的图，图9B表示其变形例的图。

图10表示采用了本发明的耦合线路的四级λ/4谐振器共面线路滤波器的

实施例1的图。

图11A表示现有的滤波器的通过特性(S21)相对于制作时的尺寸误差的变化的曲线图，图11B表示反射特性(S11)的变化的曲线图，图11C表示本发明的滤波器的通过特性(S21)相对于制作时的尺寸误差的变化的曲线图，图11D表示反射特性(S11)的变化的曲线图。

图12表示采用了应用于微带线路的nλ/2(n为自然数)谐振器的本发明的滤波器的实施例2的图。

图1 3表示采用了应用于微带线路的(2n-1)λ/4(n为自然数)谐振器的本发明的滤波器的实施例3的图。

图14表示采用了应用于共面线路的nλ/2(n为自然数)谐振器的本发明的滤波器的实施例4的图。

图15表示对同轴线路应用的耦合线路的例7的图。

具体实施方式

关于方案1中记载的发明，考虑了各种被用于滤波器的输入输出端的耦合线路，但在图4A中将对共面线路应用的耦合线路的例子作为例1示出。该耦合线路110由单一的电介质基板112、在其上形成的一对地导体113、以及线路导体114构成，线路导体114包括第1线路114-1和第2线路114-2，两者具有相互对置的对置部114-1a和114-2a，在形成对置部间形成空隙部G。隔着该空隙部G而对置的线路的对置部的边缘线114-1b和114-2b的长度L比各自对应的线路114-1和114-2的线路宽度W长，其上附随的两对置部成为在线路的延长方向上为T、在线路宽度方向为L的矩形形状。

图3表示用该耦合线路110和图1所示的现有的耦合线路10来评价尺寸误差对电特性产生的影响的大小。该图是表示将这些电容性的耦合线路作为导纳变换器(J变换器)来捕获，用电磁场解析模拟的计算结果来表示对标准化J变换器值J/Yo与两者的尺寸误差的变化的图。

根据该图，例如，在制作时的过腐蚀相对于设计规格造成8μm的尺寸误差的情况下，在现有的耦合线路中标准化J变换器值的变化超过14％，而在本发明的耦合线路中(在图3中，参照表示本发明的直线B)，标准化J变换器值的变化低于4％，其变动被抑制到现有的耦合线路的1/3以下。

此外，在制作时的欠腐蚀相对于设计规格造成-8μm的尺寸误差的情况下，在现有的耦合线路中标准化J变换器值的变化低于21％，而在本发明的耦合线路中标准化J变换器值的变化却低于5％，其变动被抑制到现有的耦合线路的1/4以下，与过腐蚀的情况相比，呈现更良好的改善量。

因此，与现有的耦合线路相比，本发明的对耦合线路的尺寸误差的坚固性非常高。

上述是对共面线路的应用例，以下列举对其他的共面线路、或对微带线路的应用例。

图4B是用微带线路构成图4A的形状的情况下的平面图。在图4B中，与图4A相同的部分附以相同的参照标号和字符。这种情况下，地导体113(未图示)被设置在电介质基板112的背面。

图5A与图4A同样，将对共面线路应用的耦合线路的另一例作为例2来表示。在图5A中，与图4A相同的部分附以相同的参照标号和字符来表示。该实施例2的对置部，分别具有在线路的延长方向上随着向空隙部在线路宽度方向缓慢地增大其宽度的锥形状，在线路构造为共面的情况下，在锥形状的部分中也可以维持线路的特性阻抗，所以是可实现匹配性高的耦合线路的形状的耦合线路。

图5B是将图5A的形状应用于微带线路的情况下的平面图。

图6A将对共面线路应用的耦合线路的另一例作为例3来表示。在图6A中，与图4A相同的部分附以相同的参照标号和字符。该实施例3的相互的线路被平行交错而靠近配置，只在线路的延长方向上长度L的部分构成对置部。相对于耦合部分的线路，宽度方向的尺寸几乎不扩宽，形成了对置的对置部114-1a和114-2a的空隙部的边缘线的线段L的长度比线路宽度W长，是可确保强耦合量的形状的耦合线路。

图6B是将图6A的形状应用于微带线路的情况下的平面图。

图7A将对共面线路应用的耦合线路的另一例作为例4来表示。在图7A中，与图4A相同的部分附以相同的参照标号和字符。

图7B是将图7A的形状应用于微带线路的情况下的平面图。在图7B中，与图4A相同的部分附以相同的参照标号和字符。

图8A将对共面线路应用的耦合线路的另一例作为例5来表示。在图8A中，与图4A相同的部分附以相同的参照标号和字符。

图8B是将图8A的形状应用于微带线路的情况下的平面图。在图8B中，与图4A相同的部分附以相同的参照标号和字符。

图9A将对共面线路应用的耦合线路的另一例作为例6来表示。在图9A中，与图4A相同的部分附以相同的参照标号和字符。

图9B是将图9A的形状应用于微带线路的情况下的平面图。在图9B中，与图4A相同的部分附以相同的参照标号及字符。

图7A、图7B、图8A、图8B、图9A、图9B形成将一个线路114-1的对置部114-1a的周围形成可包围另一个线路114-2的对置部114-2a的形状，耦合部分的对置部的线路宽度方向的尺寸不是如图4的形状那样极大地扩宽，可以将形成对置部的空隙的边缘线的长度加长，是可确保强耦合量形状的耦合线路。

在电容性的耦合线路中，形成空隙的对置的对置部的边缘线长的构造不限于图4～图9的构造。可考虑图4～图9以外的各种形状，它们当然也被包含在本发明中。

再有，波长λ因谐振频率而有所不同，但对于谐振频率，假设包含唯一确定的理论上的波长和由电介质基板等的电路设计确定的实际的波长。例如，如果谐振频率为5GHz，则理论上的波长λ的值约为6cm，而在电介质基板为厚度0.5mm的MgO的情况下，实际的波长的值约为2.5～2.6cm，所以不用说将用实际的波长对电路进行设计。

[实施例1]

图10表示方案1的本发明的滤波器的实施例1的平面结构。在图10中，与图4～图9相同的部分附以相同的参照标号和字符来表示。这里示出的实施例1的四级契比雪夫式带通共面线路滤波器的主要指标如表1所示。

[表1]

滤波器的主要指标

中心频率	5GHz
		带宽	160MHz
频带内波纹宽度	0.01dB

再有，在该滤波器的实施例1中作为一例列举了表1的数值，但不用说，不限于这些值，可根据任意的中心频率、带宽、频带内波纹宽度来进行设计。

这种滤波器108是分布常数型的滤波器，在电介质基板112上，在其输入输出端中形成图4中作为耦合线路的实施例1示出的电容性耦合部110-1和110-2，在它们之间形成四个谐振器109-6、109-7、109-8、109-9，在第2谐振器109-7和第3谐振器109-8之间耦合具有某一空隙宽度g0的谐振器耦合用电容性耦合部109-2，在第1谐振器109-6和第2谐振器109-7之间、以及第3谐振器109-8和第4谐振器109-9之间，分别耦合具有某一长度、宽度的短路短截线的感应性耦合部109-3和109-4，第1～第4谐振器通过电容性耦合部和感应性耦合部而成为被交替级联配置的共面线路。

各个谐振器109-6、109-7、109-8、109-9都包含两端的耦合部的影响，长度被设定为λ/4。

特别在输入输出端的电容性耦合部110-1、110-2中，由于需要强耦合，所以采用图4中记载的耦合线路，获得充分的耦合量。

这里，通过图1所示的采用现有的耦合线路的图2所示的四级λ/4谐振器共面线路滤波器8和图10所示的本发明实施例的共面线路滤波器，都作为具有相等的变换器值的耦合线路来设计，从而达到几乎完全相等的滤波器特性。

在这两个滤波器间，进行滤波器特性与尺寸误差的恶化量的比较。根据制作时的过腐蚀造成的尺寸误差分别为0μm、4μm、8μm(对应曲线C、D、E)的情况下的耦合线路的变换器值，进行滤波器的等效电路的计算机模拟的结果示于图11，例如，在过腐蚀造成的尺寸误差为8μm的情况下，如图11A所示，在现有的滤波器8中插入损失达到最大0.5dB强恶化，频带宽度扩宽40MHz以上，如图11B所示，相对于频带内的反射损失恶化到10dB以下，在本发明的滤波器108中，如图11C所示，插入损失在0.1dB以内，带宽几乎不变化，如图11D所示，频带内的反射损失低于20dB。因此，通过在其输入输出端上采用本发明的耦合线路来设计、制作滤波器，从而提高滤波器特性相对于其制作时的尺寸误差的坚固性。

此外，作为实施例，以下列举线路构造中采用微带线路的情况、将谐振器长度形成为半波长的整数倍的滤波器。

[实施例2]

图12是滤波器的实施例2，其中，使用微带线路，并使用多个图4所示的电容性耦合线路110(图中，在输入输出端上分别各使用一个110-1和110-2)，在其间配置多个λ/2的整数倍长度的谐振器120(这里为两个谐振器120-1和120-2)，在这些谐振器间耦合了谐振器耦合用电容性耦合部120-3。

[实施例3]

图13是滤波器的实施例3，其中，使用微带线路，并分别在输入输出端上设有图4所示的电容性耦合线路110-1和110-2，在其间配置多个λ/4的奇数倍长度的谐振器(这里为四个谐振器130-4、130-5、130-6、130-7)，在第1谐振器130-4和第2谐振器130-5之间、以及第3谐振器130-6和第4谐振器130-7之间分别与使用通孔形成的电介质耦合部130-1和130-2耦合，在第2谐振器130-5和第3谐振器130-6之间耦合了谐振器耦合用电容性耦合部130-3。

[实施例4]

图14是滤波器的实施例4，其中，使用微带线路，分别在输入输出端上设有图4所示的电容性耦合线路110-1和110-2，在其间配置多个λ/2的整数倍长度的谐振器140-1、140-2(这里为两个谐振器140-1、140-2)，在这些谐振器间耦合了谐振器耦合用电容性耦合部140-3。

在至此的实施例中，说明了分别在输入输出端上设有图4所示的电容性耦合线路110-1和110-2的滤波器的实施例，但也可以使用图5～图9的电容性耦合线路，而且在除此以外的情况下，使用不脱离本发明的范围的电容性耦合线路就可以。

[实施例5]

在至此的实施例中，限定于平面电路来论述，但也可以三维地使用耦合线路和滤波器形状。使用同轴线路，例如可将图5的耦合线路应用于图15那样的构造(将其作为耦合线路的例7)。这种情况下，线路导体由同轴线的中心导体151构成，地导体由同轴线的外部导体152构成，电介质基板由同轴线的覆盖部构成。线路导体的对置部153形成为圆锥体形，在其中间形成空隙部G，外部导体152具有漏斗状部154来包围对置部，其端部间用外部导体155来连接(例如用引线框架155表示)。可以将这种耦合线路同样用在三维形成的滤波器的输入输出端。

在实施例中，各耦合部分将电容性耦合部和电感性耦合部的耦合强的一方表现为电容性耦合部和电感性耦合部。因此，不限定必须通过电路设计而使电容性耦合部和电感性耦合部交替，无论各耦合部是电容性耦合还是电感性耦合，只要可获得强耦合就可以。

作为线路和接地的导体，也可以使用超导体。特别是通过使用液氮的沸点77.4K以上的高温超导体，可使冷却装置省电、电路规模小型化。作为这种高温超导体，例如有Bi类、Tl类、Pb类、Y类等的铜氧化物超导体，可使用它们中的任何一个，其低损失性使滤波器的低插入损失、高选择性被充分发挥。

本发明的产业上的可利用性在于，本发明的滤波器作为微波频带、毫米波频带通信的关键装置被有效使用。

Claims (7)

1.一种滤波器，由电介质、使该电介质介于中间而对置设置的线路导体、以及地导体构成，其特征在于：

所述线路导体具有电容性耦合部，该电容性耦合部包括分别具有与对方相互对置而在其间形成空隙的对置部的第1线路和第2线路，使形成了所述两线路的对置部的空隙的边缘线比各自对应的线路的宽度长。

2.如权利要求1所述的滤波器，其特征在于，将所述电容性耦合部应用于滤波器的输入端和输出端。

3.如权利要求2所述的滤波器，其特征在于，在所述输入端和输出端的电容性耦合部间，耦合多个具有λ/4的整数倍长度的谐振器。

4.如权利要求3所述的滤波器，其特征在于，在所述输入端和输出端的电容性耦合部间被耦合的多个所述谐振器通过谐振器耦合用电容性耦合部和具有规定的长度和宽度的短路短截线的感应性耦合部而被交叉级联。

5.如权利要求1所述的滤波器，其特征在于，将构成所述输入端或输出端的电容性耦合部的所述第1线路和第2线路的对置部，以从各自对应的线路向边缘线方向锥形状地增加线路宽度来形成。

6.如权利要求1所述的滤波器，其特征在于，将构成所述输入端或输出端的电容性耦合部的所述第1线路和第2线路的对置部，以在两线路的长度方向上平行对置来构成。

7.如权利要求1所述的滤波器，其特征在于，将构成所述输入端或输出端的电容性耦合部的所述第1线路和第2线路的对置部的周围以可包围另一方线路的对置部来构成。

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