CN1636300A - 行波组合阵列天线设备 - Google Patents

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Abstract

一种行波组合阵列天线设备，包括第一和第二行波阵列天线和分路器装置。所述第一行波阵列天线具有按照预定间隔沿第一馈线设置的多个第一天线单元，并具有预定的辐射方向性特性。所述第二行波阵列天线具有按照预定间隔沿第二馈线设置的多个第二天线单元，并具有预定半高宽的主波束以及低于所述第一行波阵列天线的辐射方向性特性的旁瓣电平辐射方向性特性。将输入发射信号分为两个发射信号，将信号馈送入第一和第二行波阵列天线，对第一和第二行波阵列天线进行设置，从而与频率变化相对应的从第一行波阵列天线辐射出的发射信号的电磁波的主波束辐射角的变化和与该频率变化相对应的从第二行波阵列天线辐射出的发射信号的电磁波的主波束辐射角的变化实质上彼此抵消。

Description

行波组合阵列天线设备
技术领域
本发明涉及一种行波组合阵列天线设备，具体地，涉及一种具有两个在微波波段、亚毫米波段、毫米波段等中使用的行波阵列天线的行波组合阵列天线设备。
背景技术
在用在微波波段、亚毫米波段、毫米波段等中的无线电通信系统中，其中沿馈线排列天线单元的行波阵列天线得到了广泛的使用。在这种行波阵列天线中，发射信号的能量沿馈线向其端部行进，在其端部，连续地辐射出部分能量，从而沿预定方向发射。行波阵列天线具有如下特征：馈线的电路设计相对容易。
图28是示出了根据现有技术的行波阵列天线设备504的结构的电路图。
参照图28，行波阵列天线设备504具有沿其长度方向排列在馈线502上的多个天线单元503。在这种结构中，通过馈电部分501输入的电磁波按照箭头502a的方向，沿馈线502向其端部行进，向多个天线单元503中的每一个连续馈送功率，从而从每个天线单元503沿预定辐射方向辐射电磁波。
可以通过改变此行波阵列天线504的每个天线单元503的尺寸和结构来控制每个天线单元503的激励幅度，而且可以通过改变天线单元503相邻单元之间的间隔来控制每个天线单元503的激励相位。通过控制每一个均包括激励幅度和激励相位的激励系数，可以获得所需的辐射方向性特性。
例如，在用在如所谓的FWA(固定无线接入)系统等用户无线电系统中的基站天线中，经常使用阵列天线以形成垂直平面辐射方向性特性，其中控制阵列天线的激励系数，以形成余割平方曲线的垂直平面辐射方向性特性，从而使得各个用户无线台都能发射和接收实质上相同的功率。
图29是示出了作为图28所示的行波阵列天线设备的示例的波导隙缝阵列天线设备508的结构的透视图。
参照图29，波导隙缝阵列天线设备508具有通过在用作馈线的矩形波导506的顶面上分别形成多个矩形隙缝而实现的隙缝天线507。在底面形成矩形输入开口505，以便靠近矩形波导506的一个端部。馈线的矩形波导509与输入开口505相连。
在如上构造的波导隙缝阵列天线设备508中，从无线电发射器通过矩形波导509发射一发射电磁波，之后，通过输入开口505，输入矩形波导506。然后，电磁波沿矩形波导506的长度方向向另一端部传播，并通过隙缝天线507的矩形隙缝辐射传播电磁波。
在波导隙缝阵列天线设备508中，由于矩形波导的使用消除了从馈线的辐射，可以降低馈线的损耗。此外，可以通过改变每个隙缝天线507的矩形隙缝的长度或宽度来控制激励幅度，以及可以通过改变位于各个矩形隙缝之间的相邻天线之间的间隔来控制激励相位，从而可以通过控制每一个均包括激励幅度和激励相位的激励系数来获得所需的辐射方向性特性。因此，形成具有所需辐射方向性特性的阵列天线较为简单。因此，波导隙缝阵列天线设备508是对微波波段、尤其是毫米波段有效的阵列天线设备。
但是，按照图28和29所示的现有技术的结构，当改变发射电磁波的频率时，由于馈线502内的导波波长的改变，天线单元503之间的传播行波的相位延迟也发生改变。同样，在波导隙缝阵列天线设备508的情况下，由于沿矩形波导506传播的行波恰恰在隙缝天线507的下面通过，通过的发射波也具有相位延迟，其发射相位根据电磁波的频率而改变。由于这些原因，改变了赋予给从每个天线单元503或507辐射出去的电磁波的相位，从而改变了每个天线单元503或507的激励相位。
在这些阵列天线设备504或508中，因为如上述行波馈送技术之类的功率馈送技术，天线单元距离功率馈送部分越远以便靠近输入开口505，这些相位变化将积累得越多，引起了要赋予给辐射电磁波的更大相位变化。因此，在天线单元503或507之间的相位差变化的发生将引起天线设备504和508的辐射方向性特性的主波束的方向的变化。
例如，在将这些行波阵列天线设备504和508用在FWA系统的基站处的情况下，主波束方向变化的发生将引起出现在服务区域的边缘端部的用户无线台处的接收信号强度的下降，以及在这些用户无线台处的实际发射信号功率的下降。
本发明的目的是解决上述问题，并提供一种行波阵列天线设备，能够抑制由于发射电磁波频率的变化而引起的辐射方向性特性的主波束方向上的变化。
发明内容
根据本发明，提供了一种行波组合阵列天线设备，包括第一和第二行波阵列天线和分路器装置。第一行波阵列天线具有沿第一馈线按照预定间隔设置的多个第一天线单元，并具有预定的辐射方向性特性。第二行波阵列天线具有沿第二馈线按照预定间隔设置的多个第二天线单元，并具有预定半高宽的主波束以及低于第一行波阵列天线的辐射方向性特性的旁瓣电平辐射方向性特性。分路器装置将输入发射信号分割为两个发射信号，将一个分割的发射信号馈送到第一行波阵列天线，而将另一分割的发射信号馈送到第二行波阵列天线。
按照如下方式设置第一和第二行波阵列天线：沿第一馈线行进的发射信号的电磁波的行进方向与沿第二馈线行进的发射信号的电磁波的行进方向之间的交角大于90度小于270度，从而与预定的频率改变相对应的从第一行波阵列天线辐射出的发射信号的电磁波的主波束辐射角的变化和与所述频率改变相对应的从第二行波阵列天线辐射出的发射信号的电磁波的主波束辐射角的变化实质上彼此抵消。
优选地，在上述行波组合阵列天线设备中，第二行波阵列天线的辐射方向性特性包括：(a)具有等于或小于30度的半高宽的主波束，所述主波束包括天线增益的最大值；以及(b)小于天线增益的最大值的-20dB的旁瓣电平。
优选地，在上述行波组合阵列天线设备中，按照如下方式设置第一行波阵列天线和第二行波阵列天线：沿第一馈线行进的发射信号的电磁波的行进方向与沿第二馈线行进的发射信号的电磁波的行进方向实质上变得彼此相反。
优选地，在上述行波组合阵列天线设备中，第一行波阵列天线具有预定余割平方曲线的辐射方向性特性。
优选地，在上述行波组合阵列天线设备中，分路器装置包括功率控制器，其分割输入发射信号的功率，从而馈送给第一行波阵列天线的发射信号的功率与馈送给第二行波阵列天线的发射信号的功率变得彼此不同。
优选地，在上述行波组合阵列天线设备中，功率控制器包括衰减装置，其将馈送给第二行波阵列天线的发射信号衰减预定的衰减量。
优选地，在上述行波组合阵列天线设备中，第一和第二行波阵列天线中的每一个是波导隙缝阵列天线、介质波导隙缝阵列天线和柱壁(post-wall)介质波导隙缝阵列天线之一，以及衰减装置是通过把第二行波阵列天线的波导的波导宽度设置成小于第一行波阵列天线的波导的波导宽度而形成的。
优选地，在上述行波组合阵列天线设备中，第一和第二行波阵列天线中的每一个是介质波导隙缝阵列天线和柱壁介质波导隙缝阵列天线之一，以及衰减装置是通过把第二行波阵列天线的介质波导的介电常数设置成大于第一行波阵列天线的介质波导的介电常数而形成的。
优选地，在上述行波组合阵列天线设备中，第一和第二行波阵列天线中的每一个是柱壁介质波导隙缝阵列天线，以及衰减装置是通过把第二行波阵列天线的柱壁的每个通孔的内径设置成小于第一行波阵列天线的柱壁的每个通孔的内径而形成的。
优选地，在上述行波组合阵列天线设备中，第一和第二行波阵列天线中的每一个是柱壁介质波导隙缝阵列天线，以及衰减装置是通过把第二行波阵列天线的柱壁的每个通孔的间隔设置成大于第一行波阵列天线的柱壁的每个通孔的间隔而形成的。
优选地，在上述行波组合阵列天线设备中，第一和第二行波阵列天线中的每一个是波导隙缝阵列天线、介质波导隙缝阵列天线和柱壁介质波导隙缝阵列天线之一，以及分路器装置和第一和第二行波阵列天线形成在相同的波导内。
优选地，在上述行波组合阵列天线设备中，第一和第二行波阵列天线中的每一个是波导隙缝阵列天线、介质波导隙缝阵列天线和柱壁介质波导隙缝阵列天线之一，以及衰减装置包括靠近第二行波阵列天线的波导的输入开口形成的至少一个导体引脚。
优选地，在上述行波组合阵列天线设备中，第一和第二行波阵列天线中的每一个是波导隙缝阵列天线、介质波导隙缝阵列天线和柱壁介质波导隙缝阵列天线之一，以及衰减装置包括靠近第二行波阵列天线的波导的输入开口形成的波导壁。
优选地，上述行波组合阵列天线设备还包括相位延迟量设置装置，用于设置第二行波阵列天线的相位延迟量，从而使其大于第一行波阵列天线的相位延迟量。
优选地，在上述行波组合阵列天线设备中，相位延迟设置装置是通过把第二行波阵列天线的第二天线单元的间隔设置成大于第一行波阵列天线的第一天线单元的间隔而形成的。
附图说明
图1是示出了根据本发明第一优选实施例的行波组合阵列天线设备101的结构的电路图；
图2A是按照下限频率f1，示出了图1所示的行波阵列天线1的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图2B是按照中心频率f0，示出了图1所示的行波阵列天线1的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图2C是按照上限频率f2，示出了图1所示的行波阵列天线1的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图3A是按照下限频率f1，示出了图1所示的行波阵列天线2的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图3B是按照中心频率f0，示出了图1所示的行波阵列天线2的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图3C是按照上限频率f2，示出了图1所示的行波阵列天线2的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图4A是按照下限频率f1，示出了图1所示的行波组合阵列天线设备101的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图4B是按照中心频率f0，示出了图1所示的行波组合阵列天线设备101的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图4C是按照上限频率f2，示出了图1所示的行波组合阵列天线设备101的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图5是示出了根据本发明第二优选实施例的行波组合阵列天线设备102的结构的透视图；
图6是示出了图5所示的行波阵列天线2a中的两个隙缝对天线62-m和62-(m+1)附近的结构的顶视图；
图7A是按照下限频率f1，示出了图5所示的行波阵列天线1a的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图7B是按照中心频率f0，示出了图5所示的行波阵列天线1a的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图7C是按照上限频率f2，示出了图5所示的行波阵列天线1a的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图8A是按照下限频率f1，示出了图5所示的行波阵列天线2a的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图8B是按照中心频率f0，示出了图5所示的行波阵列天线2a的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图8C是按照上限频率f2，示出了图5所示的行波阵列天线2a的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图9A是按照下限频率f1，示出了图5所示的行波组合阵列天线设备102的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图9B是按照中心频率f0，示出了图5所示的行波组合阵列天线设备102的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图9C是按照上限频率f2，示出了图5所示的行波组合阵列天线设备102的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图10是示出了根据本发明第三优选实施例的行波组合阵列天线设备103的结构的透视图；
图11是图10所示的行波组合阵列天线设备103的顶视图；
图12是沿图11所示的A-A’平面得到的纵向剖面图；
图13是示出了根据本发明第四优选实施例的行波组合阵列天线设备104的结构的透视图；
图14是图13所示的行波组合阵列天线设备104的顶视图；
图15是图13所示的行波组合阵列天线设备104的底视图；
图16是沿图14所示的B-B’平面得到的纵向剖面图；
图17是示出了根据本发明第五优选实施例的行波组合阵列天线设备105的结构的透视图；
图18是示出了根据本发明第六优选实施例的行波组合阵列天线设备106的结构的透视图；
图19A是按照下限频率f1，示出了图18所示的行波阵列天线1d的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图19B是按照中心频率f0，示出了图18所示的行波阵列天线1d的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图19C是按照上限频率f2，示出了图18所示的行波阵列天线1d的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图20A是按照下限频率f1，示出了图18所示的行波阵列天线2d的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图20B是按照中心频率f0，示出了图18所示的行波阵列天线2d的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图20C是按照上限频率f2，示出了图18所示的行波阵列天线2d的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图21A是按照下限频率f1，示出了图18所示的行波组合阵列天线设备106的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图21B是按照中心频率f0，示出了图18所示的行波组合阵列天线设备106的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图21C是按照上限频率f2，示出了图18所示的行波组合阵列天线设备106的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图；
图22是示出了第六优选实施例的第一修改示例的功率分路器部分的结构的剖面图；
图23是示出了第六优选实施例的第二修改示例的功率分路器部分的结构的剖面图；
图24是示出了第六优选实施例的第三修改示例的功率分路器部分的结构的剖面图；
图25是示出了根据第六优选实施例的行波阵列天线设备的行波阵列天线1d的方向性特性的测量值(实验值)的曲线图；
图26是示出了根据第六优选实施例的行波阵列天线设备的行波阵列天线2d的方向性特性的测量值(实验值)的曲线图；
图27是示出了根据第六优选实施例的行波阵列天线设备的方向性特性的测量值(实验值)的曲线图；
图28是示出了根据现有技术的行波阵列天线设备504的结构的电路图；以及
图29是示出了图28所示的行波阵列天线设备的示例的波导隙缝阵列天线设备508的结构的透视图。
具体实施方式
以下，将参照附图，对根据本发明的优选实施例进行描述。
第一优选实施例
图1是示出了根据本发明第一优选实施例的行波组合阵列天线设备101的结构的电路图。如图1所示，根据第一优选实施例的行波组合阵列天线设备101包括：
(a)行波阵列天线1，具有沿馈线11的长度方向，即沿-Z轴方向，按照预定间隔d1，并排排列的N个天线单元51-1到51-N，并具有窄波束和低旁瓣的垂直平面辐射方向性特性；以及
(b)行波阵列天线2，具有沿馈线12的长度方向，即沿与-Z轴方向相反的Z轴方向，按照预定间隔d2，并排排列的M个天线单元52-1到52-M，并具有预定的垂直平面辐射方向性特性，例如，余割平方曲线。
在这种结构中，这两个行波阵列天线1和2的特征在于，按照彼此间的预定间隔dm，并列设置这些行波阵列天线1和2，并且其各自的馈线11和12的长度方向以交角φm彼此交叉，优选地，φm＝180度，以及馈线11和12中的电磁波行进方向彼此相反。此外，在第一优选实施例中，设定φm＝180度，并且在每个馈线11和12中，中心轴的长度方向位于Z轴上。
参照图1，通过馈线22和馈电部分20，将无线电发射器输出的发射信号输入功率分路器21，并由功率分路器21等分所输入的发射信号，将其分割为两个信号，向行波阵列天线1的馈线11输出一个发射信号，同时向行波阵列天线2的馈线12输出另一发射信号。输入到馈线11中的输入信号的电磁波沿箭头11a的方向在馈线11中传播，并向并排排列在馈线11中的天线单元51-1到51-N输出，同时向这些天线单元51-1到51-N连续馈送分支电磁波而得到的功率，从而按照窄波束和低旁瓣的预定垂直平面辐射方向性特性辐射其电磁波。另一方面，输入到馈线12中的发射信号的电磁波沿箭头12a的方向(与箭头11a相反)在馈线12中传播，并向并排排列在馈线12中的天线单元52-1到52-M输出，同时向这些天线单元52-1到52-M连续馈送分支电磁波而得到的功率，从而按照预定垂直平面辐射方向性特性辐射其电磁波，例如，按照余割平方曲线的垂直平面辐射方向性特性辐射其电磁波。
在如上构成的行波组合阵列天线设备101中，将行波阵列天线1和2设置在一个Z轴上，并且馈线11和12内电磁波的传播方向彼此相反。因此，在发射信号的电磁波的频率变化时行波阵列天线1和2的主波束方向的变化沿彼此相反的方向相互作用，从而彼此抵消，使其能够抑制整个行波组合阵列天线设备101的主波束方向的变化Δθ。
此外，通过将行波阵列天线1的垂直平面辐射方向性特性设置为窄波束和低旁瓣，可以使整个行波组合阵列天线设备101的垂直平面辐射方向性特性接近另一行波阵列天线2的垂直平面辐射方向性特性。应当注意的是，对于窄波束和低旁瓣垂直平面辐射方向性特性，对应于窄波束的3dB宽度(半高宽)的角范围优选地在从5到40度的范围内，更为优选地从5到30度的范围内，以及更为优选地从5到40度的范围内，同时对应于低旁瓣的相对幅度(假设主波束为0dB)优选地为-20dB或更低，更为优选地，为-30dB或更低。
现在，在N＝M＝16且中心频率f0＝25.48GHz的条件下，设计行波阵列天线1和2，并利用行波阵列天线1和2的阵列因子(在天线单元不具有方向性特性时所得到的辐射图，其中将每个天线单元看作波源)计算主波束在从下限频率f1＝25.27GHz到上限频率f2＝25.69GHz的带宽Δf＝420MHz上的变化Δθ。应当注意的是，可以通过将阵列因子分别与天线单元51-1到51-N和52-1到52-M的作为垂直平面辐射方向性特性的单元因子相乘，来计算行波阵列天线1和2的实际垂直平面辐射方向性特性。在这种情况下，将馈线11和12的导波波长λg设置为中心频率f0处的λg0＝9.64mm、下限频率f1处的λg1＝9.76mm、以及上限频率f2处的λg2＝9.52mm。这对应于其中以具有介电常数εr＝2.2的电介质内部填充3.2mm高×7mm宽的矩形波导的介质波导。
首先，在将行波阵列天线1的天线单元间隔d1设定为d1＝10.5mm常数，并且将具有如以下表1所示的激励幅度和激励相位的电磁波输入行波阵列天线1的各个天线单元51-1到51-16的条件下，进行仿真。分别在图2A、2B和2C中示出了仿真的结果，即在频率f1、f0和f2处的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角。
表1
  单元号   激励幅度(dB)   激励相位(度)
    1     -25.642     0.000
    2     -20.829     9.895
    3     -13.814     19.790
    4     -8.775     29.685
    5     -5.092     39.579
    6     -2.489     49.474
    7     -0.818     59.369
    8     0.000     69.264
    9     0.000     79.159
    10     -0.818     89.054
    11     -2.489     98.948
    12     -5.092     108.843
    13     -8.775     118.738
    14     -13.814     128.633
    15     -20.829     138.528
    16     -25.642     148.423
如图2A、2B和2C所示，可以在各个频率处获得窄波束和低旁瓣的垂直平面辐射方向性特性。在图2A、2B、2C以及以下示出了阵列因子的附图中，将与行波阵列天线1和2的Z轴相垂直的朝前方向假定为0度垂直平面角，并且将从0度角的轴向馈线11和12内的电磁波传播方向的轴旋转的角假定为正角。在图2A、2B和2C中，主波束在下限频率f1处的角度为-3.0度，主波束在中心频率f0处的角度为-2.2度，以及主波束在上限频率f2处的角度为-1.40度。因此，与频率变化Δf＝420MHz相对应的主波束方向的变化为变化Δθt＝+1.6度。
接下来，在将行波阵列天线2的天线单元间隔d2设定为d2＝8.43mm常数，并且将具有如以下表2所示的激励幅度和激励相位的电磁波输入行波阵列天线2的各个天线单元52-1到52-16的条件下，进行仿真。分别在图3A、3B和3C中示出了仿真的结果，即在频率f1、f0和f2处的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角。
表2
  单元号 激励幅度(dB)   激励相位(度)
    1     0.000     0.000
    2     -0.140     -36.911
    3     -0.379     -53.340
    4     -0.624     -64.752
    5     -1.112     -75.672
    6     -1.390     -87.572
    7     -1.497     -96.976
    8     -2.014     -105.139
    9     -2.615     -115.673
    10     -2.792     -125.086
    11     -3.242     -130.568
    12     -4.282     -137.481
    13     -4.833     -147.328
    14     -4.787     -150.693
    15     -5.746     -146.767
    16     -9.106     -152.645
如图3A、3B和3C所示，可以在各个频率处获得余割平方曲线的垂直平面辐射方向性特性。在图3A、3B、3C中，主波束在下限频率f1处的角度为+1.3度，主波束在中心频率f0处的角度为+2.2度，以及主波束在上限频率f2处的角度为+3.0度。因此，与频率变化Δf＝420MHz相对应的主波束方向的变化为变化Δθt＝+1.7度。
例如，在两个行波阵列天线1和2中，利用插入在功率分路器21和馈线11之间的衰减器，将馈送到行波阵列天线1中的发射信号的功率衰减10dB，这导致行波阵列天线1的天线单元51-1到51-N的激励幅度被降低10dB。结果，作为行波阵列天线2的垂直平面辐射方向性特性的余割平方曲线的垂直平面辐射方向性特性成为整个行波组合阵列天线设备101的阵列天线方向性特性中的主要因素。但是，行波阵列天线2也成为了行波组合阵列天线设备101的与频率变化Δf相对应的主波束方向的变化Δθt的主要因素。为此，把行波阵列天线1的天线单元间隔d1设置成大于行波阵列天线2的天线单元间隔d2，这使得能够调整行波阵列天线1和2之间的主波束方向的变化的抵消量。因此，通过这两个互为补充的因子，在保持了余割平方曲线的辐射方向性特性的同时，抑制了主波束方向的变化Δθ。
现在，分别在图4A、4B和4C中示出了以两个行波阵列天线1和2之间的间隔dm＝8.43mm，计算行波组合阵列天线设备101的阵列因子的结果，即在频率f1、f0和f2处的计算结果。应当注意的是，垂直平面角的定义与行波阵列天线2相同。
如图4A、4B和4C所示，主波束在下限频率f1处的角度为+2.3度，主波束在中心频率f0处的角度为+2.4度，以及主波束在上限频率f2处的角度为+2.5度。因此，与频率变化Δf＝420MHz相对应的主波束方向的变化为变化Δθt＝+0.2度。因此，即使电磁波的频率改变，仍然可以在保持余割平方曲线的垂直平面辐射方向性特性的同时，将主波束方向的变化Δθ抑制到Δθ＝0.2度。
在上述仿真中，按照一般性的重要性示出了阵列因子的计算结果。主波束方向的变化Δθ将根据所给定的单元因子或激励系数而改变。但是，通过适当地分割馈送给两个行波阵列天线1和2的功率，并均衡相邻单元之间的间隔或馈线导波波长，能够抑制行波组合阵列天线设备101的主波束方向的变化Δθ。
尽管在上述优选实施例中，在天线单元数N＝M＝16的假设下，示出了仿真结果，本发明并不局限于此，并且天线单元数可以是N≠M。
在上述优选实施例中，将两个行波阵列天线1和2的交角φm设定为1 80度。但是，本发明并不局限于此，也可以设置交角φm，从而在90度＜φm＜270度的范围内，优选地，在120度＜φm＜210度的范围内，以及更为优选地，在150度＜φm＜240度的范围内，从而与预定频率变化Δf相对应的从行波阵列天线1辐射出的发射信号的电磁波的主波束辐射角的变化Δθt和与频率变化Δf相对应的从行波阵列天线2辐射出的发射信号的电磁波的主波束辐射角的变化Δθc实质上相互抵消。结果，借助两个行波阵列天线1和2各自的垂直平面辐射方向性特性，可以相互抵消由于频率变化Δf所导致的主波束的角度变化，这导致了对角变化的抑制。更具体地，在设定在90度＜φm＜270度的范围内的情况下，按照如下方式，并列设置行波阵列天线1和行波阵列天线2：沿馈线11行进的发射信号的电磁波的行进方向与沿馈线12行进的发射信号的电磁波的行进方向至少不彼此垂直，并且行进方向的交角也不是锐角。在这种情况下，辐射功率的分量至少彼此部分抵消。另一方面，为了抵消作用的最大化，最好将交角φm设定为φm＝180度，在这种情况下，并列设置行波阵列天线1和行波阵列天线2，从而沿馈线11行进的发射信号的电磁波(线偏振波)的行进方向与沿馈线12行进的发射信号的电磁波(线偏振波)的行进方向实质上彼此相反。
在上述优选实施例中，行波阵列天线1具有窄波束和低旁瓣的垂直平面辐射方向性特性，并且其只需至少具有以下这种垂直平面辐射方向性特性：具有预定半高宽的主波束，以及比行波阵列天线2的旁瓣电平低的旁瓣电平。更具体地，行波阵列天线1的辐射方向性特性包括：
(a)半高宽等于或小于30度的主波束，并且其主波束包括其天线增益的最大值；以及
(b)小于其天线增益的最大值的-20dB的旁瓣电平。
在上述优选实施例中，例如，在两个行波阵列天线1和2中，利用插入在功率分路器21和馈线11之间的衰减器，将馈送到行波阵列天线1中的发射信号的功率衰减10dB。但是，优选地，将衰减量设置在8到20dB的范围内，更优选地，设置在8到16dB的范围内。
尽管利用插入在上述实施例的功率分路器21和馈线11之间的衰减器，将馈送到两个行波阵列天线1和2中的行波阵列天线1中的发射信号的功率衰减如10dB，也可以放大去往行波阵列天线2的发射信号，以增加馈送到其中的功率。即，可以对馈送入两个行波阵列天线1和2的功率加以控制，从而使其彼此不同。这可以应用于其他优选实施例。
第二优选实施例
图5是示出了根据本发明第二优选实施例的行波组合阵列天线设备102的结构的透视图。图6是示出了图5所示的行波阵列天线2a中的两个隙缝对天线62-m和62-(m+1)附近的结构的顶视图。
在根据第二优选实施例的行波组合阵列天线设备102中，通过矩形波导11a和12a实现第一优选实施例中的馈线11和12，并分别通过隙缝对天线来实现天线单元61-1到61-N和62-1到62-M。行波组合阵列天线设备102包括：
(a)行波阵列天线1a，其具有沿矩形波导11a的长度方向，即沿-Z轴方向，按照预定间隔d1，并排排列的N个隙缝对天线61-1到61-N，并且是具有窄波束和低旁瓣的垂直平面辐射方向性特性的波导隙缝阵列天线；以及
(b)行波阵列天线2a，其具有沿矩形波导12a的长度方向，即沿与-Z轴方向相反的Z轴方向，按照预定间隔d2，并排排列的M个隙缝对天线62-1到62-M，并且是具有如余割平方曲线等预定的垂直平面辐射方向性特性的波导隙缝阵列天线。
在这种情况下，这两个行波阵列天线1a和2a的特征在于，按照彼此间的预定间隔dm(间隔dm表示其各自的第一隙缝对天线61-1和62-1的中心位置之间的间隔)，并列设置这些行波阵列天线1a和2a，φm＝180度，并且其各自的矩形波导11a和12a内电磁波的行进方向彼此相反。此外，在第二优选实施例中，每个矩形波导11a和12a的中心轴的长度方向位于Z轴上。
参照图5，在馈电点20a，通过功率分路器21a将与无线电发射器相连的功率馈送矩形波导22a分为两部分，并且将一个分支的部分与形成在行波阵列天线2a的矩形波导12a的-Z轴侧端部的底面的矩形输入开口25a相连。另一方面，将另一个分支的部分通过矩形波导内的衰减器23a与形成在行波阵列天线1a的矩形波导11a的+Z轴侧端部的底面的矩形输入开口24a相连。
在行波阵列天线2a的顶面上，如图6所示，沿+Z轴方向，按照预定间隔d2形成多个M对隙缝对天线62-m(m＝1、2、…、M)，每一对隙缝对天线均由以彼此间的预定隙缝间隔h形成的L2长的矩形隙缝64和L1长的矩形隙缝63构成。在这种情况下，将从第一隙缝对天线62-1到矩形波导12a的-Z轴方向侧端部的距离设置为导波波长的1/4的长度，从而获得无反射终止状态(开路阻抗状态)。另一方面，将从最后一个隙缝对天线62-M到矩形波导12a的+Z轴方向侧端部的距离设置为导波波长的1/4的长度，从而获得无反射终止状态(开路阻抗状态)。
同样，在行波阵列天线1a的顶面上，按照类似于行波阵列天线2a的方式，沿-Z轴方向，按照预定间隔d1形成多个N对隙缝对天线61-1到61-N，每一对隙缝对天线均由以彼此间的预定隙缝间隔h’形成的L2’长的矩形隙缝和L1’长的矩形隙缝构成。在这种情况下，将从第一隙缝对天线61-1到矩形波导11a的+Z轴方向侧端部的距离设置为导波波长的1/4的长度，从而获得无反射终止状态(开路阻抗状态)。另一方面，将从最后一个隙缝对天线61-N到矩形波导11a的-Z轴方向侧端部的距离设置为导波波长的1/4的长度，从而获得无反射终止状态(开路阻抗状态)。
从而，构成了包括形成在矩形波导11a上的多个N对隙缝对天线61-1到61-N在内的波导隙缝阵列天线的行波阵列天线1a，同时构成了包括形成在矩形波导12a上的多个M对隙缝对天线62-1到62-M在内的波导隙缝阵列天线的行波阵列天线2a。此外，按照矩形波导11a和12a中电磁波的行进方向彼此相反的方式并列设置这两个行波阵列天线1a和2a，从而构成了行波组合阵列天线设备102。
在如上构成的行波组合阵列天线设备102中，由设置在馈送部分20a处的功率分路器21a，将从无线电发射器输出的发射信号的电磁波等分割为两部分，并将两个分割的电磁波中的一个电磁波通过矩形波导12a的输入开口25a，输入矩形波导12a，然后，在矩形波导12a内，沿+Z轴方向，向其端部行进。电磁波在矩形波导12a内行进，并通过隙缝对天线62-1到62-M大体上朝向Y轴方向辐射。同样，通过矩形波导内的衰减器23a，将两个分割的电磁波中的另一个电磁波衰减预定的衰减量，然后，通过矩形波导11a的输入开口24a输入矩形波导11a，之后，在矩形波导11a内，沿-Z轴方向，向其端部行进。电磁波在矩形波导11a内行进，并通过隙缝对天线61-1到61-N大体上朝向Y轴方向辐射。
在本优选实施例中，其中通过矩形波导11a和12a实现馈线的行波阵列天线1a和2a不具有来自馈线的不必要的辐射，此外，只需通过矩形波导11a和12a上的隙缝就可以形成行波阵列天线1a和2a。因此，本优选实施例具有能够容易地形成行波阵列天线1a和2a的特征。
在本优选实施例中，可以通过改变隙缝对天线61-1到61-N和62-1到62-M的矩形隙缝的长度或宽度来控制行波阵列天线1a和2a的激励幅度，并且可以通过改变隙缝对天线61-1到61-N和62-1到62-M的天线单元间隔来控制行波阵列天线1a和2a的激励相位。通过控制包括激励幅度和激励相位的激励系数，可以形成具有窄波束和低旁瓣的垂直平面辐射方向性特性的一个行波阵列天线1a，例如，按照与第一优选实施例相同的方式，并且可以形成具有余割平方曲线的垂直平面辐射方向性特性的另一行波阵列天线2a，例如，按照与第一优选实施例相同的方式。
按照与如第一优选实施例的通用行波组合阵列天线设备101的情况类似的方式，在行进的电磁波的频率改变时，矩形波导11a和12a中的导波波长改变，从而由于矩形波导11a和12a中的行波的相位延迟而导致的天线单元之间的相位差Δφd改变。同样，当行进的电磁波刚好通过隙缝对61-1到61-N和62-1到62-M的隙缝下面时，出现相位延迟量Δφt，并且由于频率的缘故，此相位延迟Δφt变化。随着电磁波频率的变高，相位差Δφd和相位延迟Δφt都增加，引起了天线单元之间的激励相位差的增加，从而行波阵列天线1a和2a的垂直平面辐射方向性特性的主波束方向从与Z轴方向垂直的方向向电磁波在矩形波导11a和12a内的行进方向旋转，从而其主波束方向大大地倾斜。相反，随着电磁波频率的变低，相位差Δφd和相位延迟Δφt都减少，从而行波阵列天线1a和2a的垂直平面辐射方向性特性的主波束方向从与Z轴方向垂直的方向向与电磁波在矩形波导11a和12内的行进方向相反的方向旋转，从而其主波束方向大大地倾斜。
在这种情况下，由于按照电磁波在行波阵列天线1a和2a的矩形波导11a和12a内的行进方向彼此相反的方式，并列设置两个行波阵列天线1a和2a，对于整个阵列天线的行波组合阵列天线设备102，能够抵消和抑制由于电磁波的频率变化Δf而引起的主波束方向的变化。
同样，由于在作为来自功率分路器21a的分支之一的矩形波导上设置了衰减器23a，从而降低了要提供给行波阵列天线1a的矩形波导儿a的电磁波的功率，可以按照与第一优选实施例相类似的方式，控制对于行波组合阵列天线设备102的整个阵列天线、与频率变化Δf相对应的主波束方向的变化Δθ。在本优选实施例中，降低了馈送给具有窄波束和低旁瓣的方向性特性的行波阵列天线1a的功率。结果，从具有余割平方曲线的垂直平面辐射方向性特性的行波阵列天线2a辐射出的功率成为主要部分，并且整个行波组合阵列天线设备102的垂直平面辐射方向性特性变得接近余割平方曲线的垂直平面辐射方向性特性。此外，对于行波组合阵列天线设备102的主波束方向的变化，行波阵列天线2a的主波束方向的变化也成为主要因素，并且可以通过使用具有比对应于行波阵列天线1a的频率变化的主波束方向变化更大的垂直平面辐射方向性特性来抑制整个行波组合阵列天线设备102的主波束方向的变化Δθ。
接下来，示出了对图5和图6所示的根据第二优选实施例的行波组合阵列天线设备102的仿真结果。在行波阵列天线2a中，如图6所示，将两个矩形隙缝63和64设置为彼此分隔大约半波长(＝h)产生了抑制反射波的效果，对于行波阵列天线1a也是如此。在第二优选实施例的实现示例中，采用了7mm宽、3.2mm高的矩形波导11a和12a，并在这些矩形波导11a和12a中填充介电常数为2.2的电介质。此外，在行波阵列天线1a和2a的矩形波导11a和12a中形成4mm宽的矩形隙缝63和64，从而构成所谓的隙缝对阵列天线。
在如表3所示地设置由16个单元(N＝16)构成的行波阵列天线1a的各个天线单元的构成参数时，可以如下所示地获得窄波束和低旁瓣的预定垂直平面辐射方向性特性。
表3
单元号   沿Z轴方向的位置 长度L1’ 长度L2’ 间隔h’
    1   0.000   1.988   1.988   2.351
    2   11.605   2.370   2.386   2.338
    3   20.791   2.929   2.966   2.268
    4   29.798   3.332   3.384   2.148
    5   38.564   3.632   3.697   2.035
    6   47.053   3.820   3.892   1.884
    7   55.203   3.950   4.024   1.741
    8   62.998   4.045   4.123   1.608
    9   70.409   4.120   4.197   1.486
    10   77.381   4.191   4.259   1.364
    11   83.875   4.255   4.310   1.245
    12   90.020   4.279   4.328   1.194
    13   96.327   4.207   4.272   1.335
    14   103.454   4.031   4.108   1.631
    15   111.684   3.674   3.740   2.011
    16   120.501   3.313   3.365   2.154
在表4中，示出了每一个均包括针对行波阵列天线1a的激励幅度和激励相位在内的激励系数。
表4
  单元号 f1 f0 f2
激励幅度  激励相位 激励幅度  激励相位 激励幅度  激励相位
    1 -25.376  0.000 -25.574  0.000 -25.995  0.000
    2 -20.638  20.990 -20.867  16.831 -21.195  12.678
    3 -13.680  41.947 -13.827  33.586 -14.097  25.203
    4 -8.724  62.977 -8.783  50.216 -8.965  37.415
    5 -5.134  84.287 -5.104  66.672 -5.187  48.940
    6 -2.598  106.246 -2.490  82.916 -2.485  59.226
    7 -0.967  129.419 -0.820  98.908 -0.769  67.371
    8 -0.143  154.571 -0.019  114.631  0.000  72.043
    9  0.000  182.649  0.000  130.047 -0.170  71.376
    10 -0.576  215.045 -0.824  145.141 -1.424  62.756
    11 -1.852  253.117 -2.503  159.901 -3.779  44.314
    12 -3.906  297.181 -5.114  174.384 -7.013  16.666
    13 -7.031  343.728 -8.791  189.006 -10.860 -13.554
    14 -11.531  379.843 -13.825  204.293 -16.441 -27.132
    15 -18.172  405.434 -20.846  220.366 -23.932 -22.445
    16 -22.852  427.126 -25.660  236.874 -28.890 -11.276
分别在图7A、7B和7C中，示出了计算具有上述设置的行波阵列天线1a、在各个频率：f1＝25.27GHz、f0＝25.48GHz以及f2＝25.69GHz处的阵列因子的结果。利用包括在激励相位中的上述相位差Δφd、Δφt计算阵列因子。在图7A、7B和7C中，将与行波阵列天线1a的Z轴相垂直的朝前方向假定为0度，并且将从朝前方向向矩形波导11a内的电磁波行进方向旋转(逆时针旋转)而得的倾角假定为正角。
如图7A、7B和7C所示，在行波阵列天线1a中可以获得窄波束和低旁瓣的预定垂直平面辐射方向性特性。此外，主波束在下限频率f1处的变化Δθd为+6.8度，主波束在中心频率f0处的变化Δθd为+3.0度，以及主波束在上限频率f2处的变化Δθd为-1.6度。
接下来，按照与上述相类似的方式，在如表5所示地设置由16个单元(M＝16)构成的行波阵列天线2a的各个天线单元的构成参数时，可以如下所示地获得余割平方曲线的垂直平面辐射方向性特性。
表5
单元号  沿Z轴方向的位置 长度L1 长度L2 间隔h
    1      0   3.783   3.857   1.878
    2  9.602181206   3.803   3.877   1.86
    3  18.61618393   3.82   3.895   1.844
    4  27.45225815   3.838   3.914   1.826
    5  36.24385207   3.845   3.921   1.818
    6  45.02319713   3.865   3.941   1.796
    7  53.65639566   3.899   3.975   1.758
    8  62.18699823   3.913   3.989   1.74
    9  70.74035222   3.925   4.001   1.726
    10  79.17009039   3.962   4.04   1.678
    11  87.35028052   3.995   4.072   1.632
    12  95.49388806   4.001   4.078   1.624
    13  103.601063   4.039   4.115   1.564
    14  111.1569233   4.129   4.203   1.398
    15  117.8299446   4.223   4.29   1.19
    16  124.4650918   4.187   4.256   1.276
在表6中，示出了每一个均包括针对行波阵列天线2a的激励幅度和激励相位在内的激励系数。
表6
  单元号 f1 F0 f2
激励幅度 激励相位 激励幅度 激励相位 激励幅度 激励相位
    1 0.000 0.000  0.000 0.000 0.000 0.000
    2 -0.128 -33.907 -0.162 -36.911 -0.204 -40.446
    3 -0.320 -47.101 -0.394 -53.340 -0.485 -60.712
    4 -0.524 -55.033 -0.643 -64.752 -0.787 -76.278
    5 -0.942 -62.242 -1.118 -75.672 -1.334 -91.661
    6 -1.173 -70.263 -1.401 -87.572 -1.681 -108.242
    7 -1.226 -75.370 -1.504 -96.976 -1.845 -122.886
    8 -1.668 -78.652 -2.024 -105.139 -2.463 -137.101
    9 -2.182 -83.999 -2.624 -115.673 -3.173 -154.117
    10 -2.299 -87.740 -2.812 -125.086 -3.451 -170.697
    11 -2.642 -86.428 -3.261 -130.568 -4.040 -184.969
    12 -3.538 -85.588 -4.308 -137.481 -5.287 -202.119
    13 -3.941 -87.098 -4.849 -147.328 -6.018 -223.089
    14 -3.754 -79.419 -4.802 -150.693 -6.230 -241.969
    15 -4.338 -56.837 -5.742 -146.767 -7.941 -265.426
    16 -7.129 -33.627 -9.108 -152.645 -11.584 -313.366
分别在图8A、8B和8C中，示出了计算具有上述设置的行波阵列天线2a、在各个频率：f1＝25.27GHz、f0＝25.48GHz以及f2＝25.69GHz处的阵列因子的结果。利用包括在激励相位中的上述相位差Δφd和Δφt计算阵列因子。在图8A、8B和8C中，将与行波阵列天线2a的Z轴相垂直的朝前方向假定为0度，并且将从朝前方向向矩形波导12a内的电磁波行进方向旋转(顺时针旋转)而得的倾角假定为正角。
如图8A、8B和8C所示，在行波阵列天线2a中可以获得余割平方曲线的垂直平面辐射方向性特性。此外，主波束在下限频率f1处对应于频率变化Δf变化Δθc为0.0度，主波束在中心频率f0处的变化Δθc为+2.2度，以及主波束在上限频率f2处的变化Δθc为+4.6度。
以彼此间预定距离dm＝35mm设置这些行波阵列天线1a和2a，从而如图5所示，使得矩形波导11a和12a内的电磁波传播方向彼此相反，并将衰减器23a的衰减量设置为5dB。分别在图9A、9B和9C中示出了这种情况下，在具有两个行波阵列天线1a和2a的行波组合阵列天线设备102中，在频率f1、f0和f2处的阵列因子。
如图9A、9B和9C所示，在行波组合阵列天线设备102中可以获得余割平方曲线的垂直平面辐射方向性特性。此外，主波束在下限频率f1处对应于频率变化Δf的变化Δθc为+1.8度，主波束在中心频率f0处的变化Δθc为+2.2度，以及主波束在上限频率f2处的变化Δθc为+2.6度。即，虽然在具有图8A、8B和8C所示的余割平方曲线的垂直平面辐射方向性特性的行波阵列天线2a中，主波束对应于频率变化Δf的变化Δθ为4.6度，但在还装配有具有如图7A、7B和7C所示的窄波束和低旁瓣的垂直平面辐射方向性特性的行波阵列天线1a的行波组合阵列天线设备102中，能够将主波束对应于频率变化Δf的变化Δθ抑制到0.8度。
此外，作为通过衰减器23a衰减具有窄波束和低旁瓣的行波阵列天线1a的激励的结果，获得了余割平方曲线的垂直平面辐射方向性特性。此外，由于所使用的行波阵列天线1a表现出比行波阵列天线2a的主波束方向对应于频率变化Δf的变化更大的主波束方向对应于频率变化Δf的变化，即使减弱激励，仍然能够抑制主波束的变化Δθ。
如上所述，根据本优选实施例，通过并列设置两个行波阵列天线1a和2a从而使矩形波导11a和12a中的电磁波的行进方向彼此相反的结构，能够抑制垂直平面辐射方向性特性中主波束对应于频率变化Δf的变化Δθ。
第三优选实施例
图10是示出了根据本发明第三优选实施例的行波组合阵列天线设备103的结构的透视图，图11是图10所示的行波组合阵列天线设备103的顶视图，以及图12是沿图11所示的A-A’平面得到的纵向剖面图。根据第三优选实施例的行波组合阵列天线设备103的特征在于：按照沿电介质衬底201内的馈线行进的电磁波的行进方向彼此相反(φm＝180度)的方式，并列设置作为形成在电介质衬底201上的隙缝阵列天线的行波阵列天线1b和2b。
参照图12，在电介质衬底201上，在其顶面上形成上表面导体202，同时在其底面上形成下表面导体203，此外，分别在其两个侧面上形成侧表面导体204和205，并分别在电介质衬底201的纵向端部形成端面导体(未示出)，从而使电介质衬底201构成了伪功率馈送矩形波导11b。如图10和11所示，将行波阵列天线1b上的电介质衬底201的宽度设置为at，并将位于行波阵列天线2b侧和中心位置处的电介质衬底201的宽度设置为ac(＞at)。此外，通过如刻蚀处理等，沿-Z轴方向，按照预定的天线单元间隔d1，在电介质衬底201的行波阵列天线1b侧的上表面导体202中形成八个矩形隙缝，这导致了具有八隙缝天线7-11到71-8的隙缝阵列天线的形成，从而构成了行波阵列天线1b。另一方面，通过如刻蚀处理等，沿+Z轴方向，按照预定的天线单元间隔d2，在电介质衬底201的行波阵列天线2b侧的上表面导体202中形成八个矩形隙缝，这导致了具有八个隙缝天线72-1到72-8的隙缝阵列天线的形成，从而构成了行波阵列天线2b。应当注意的是，形成的每个矩形隙缝的长度方向与垂直于Z轴的方向相平行。
将两个行波阵列天线1b和2b之间的间距，即其第一隙缝天线71-1与72-1之间的间距设置为预定间距dm。此外，在电介质衬底201的长度中心部分处，在下表面导体203中形成用于连接功率馈送矩形波导的矩形输入开口25b，将从中心到第一隙缝天线71-1的间隔d1i设置为导波波长的1/4波长的整数倍，从而构成无反射终止状态(开路阻抗状态)，并将从输入开口25b的中心到第一隙缝天线72-1的间隔d2i设置为导波波长的1/4波长的整数倍，从而构成无反射终止状态(开路阻抗状态)。此外，将从第八隙缝天线71-8到附近端面导体(未示出)的间隔d1e设置为导波波长的1/4波长的整数倍，从而构成无反射终止状态(开路阻抗状态)，并将从第八隙缝天线72-8到附近端面导体(未示出)的间隔d2e设置为导波波长的1/4波长的整数倍，从而构成无反射终止状态(开路阻抗状态)。
如上所述，将行波阵列天线1b侧的电介质衬底201的宽度设置为at，将行波阵列天线2b侧和位于中心部分的电介质衬底201的宽度设置为ac，并在输入开口25b和第一隙缝天线71-1之间形成电介质衬底201的宽度突然改变的部分，这导致了衰减部分23b的形成。此外，在本优选实施例中，在行波阵列天线1b中，将从Z轴到行波阵列天线1b中的宽度端边部分的距离设置为at/2，而在行波阵列天线2b中，将从Z轴到宽度端边部分的距离设置为ac/2。
在如上构成的行波组合阵列天线设备103中，在恰好位于输入开口25b上的矩形波导11b中，将从功率馈送矩形波导(未示出)通过输入开口25b输入的发射信号的电磁波分为两个电磁波。两个分割的电磁波中的一个沿Z轴方向在行波阵列天线2b中的矩形波导11b中行进，并通过隙缝天线72-1到72-8辐射。另一电磁波受到衰减器部分23b的预定衰减，之后沿-Z轴方向在行波阵列天线1b中的矩形波导11b中行进，并通过隙缝天线71-1到71-8辐射。
在如上构成的行波组合阵列天线设备103中，设置了一个输入开口25b，并通过使用电介质衬底201，整体形成了两个行波阵列天线1b和2b。可以通过改变各个隙缝天线71-1到71-8的各个长度或宽度来控制行波阵列天线1b和2b的激励幅度，并且可以通过分别改变天线单元距离d1和d2来控制行波阵列天线1b和2b的激励相位。通过控制每一个均包括激励幅度和激励相位的激励系数，可以按照与第一优选实施例相类似的方式，构成具有窄波束和低旁瓣的预定垂直平面辐射方向性特性的一个行波阵列天线1b，并可以按照与第一优选实施例相类似的方式，构成具有余割平方曲线的垂直平面辐射方向性特性的另一行波阵列天线2b。
通过设置允许传播电磁波使其在伪功率馈送矩形波导11b内沿彼此相反的方向行进的两个行波阵列天线1b和2b，行波阵列天线1b和2b的垂直辐射方向性特性的主波束方向对应于频率变化Δf沿彼此相反的方向变化，从而能够抑制整个行波组合阵列天线设备103的主波束方向的变化Δθ。在这种情况下，由于一个行波阵列天线1b具有窄波束和低旁瓣的预定垂直平面辐射方向性特性，行波组合阵列天线设备103的垂直平面辐射方向性特性成为类似于另一行波阵列天线2b的余割平方曲线的垂直平面辐射方向性特性的辐射方向性特性。
此外，通过将行波阵列天线1b的波导宽度设置为at，从而小于行波阵列天线1b的波导宽度ac，两个行波阵列天线1b和2b的输入阻抗彼此不同，当从输入开口25b来观察每个行波阵列天线1b和2b的矩形波导11b时，使得输入到两个行波阵列天线1b和2b的电磁波被赋予二者之间的功率差。换句话说，输入到行波阵列天线1b中的电磁波受到衰减器部分23b的衰减。因此，由于使馈送到行波阵列天线1b中的电磁波的功率小于行波阵列天线2b，行波阵列天线1b的辐射功率也变小，从而从行波阵列天线2b辐射出的电磁波的功率成为主导。因此，行波组合阵列天线设备103的垂直平面辐射方向性特性变得更加接近余割平方曲线的垂直平面辐射方向性特性。
通过使行波阵列天线1b的波导宽度小于行波阵列天线2b的结构，辐射功率变得更小，而导波波长对应于频率变化Δf的变化变得更大，从而行波阵列天线1b的垂直平面辐射方向性特性的主波束方向的变化Δθ变得大于行波阵列天线2b的余割平方曲线的垂直平面辐射方向性特性。由于这两个因子互补，使得整个行波组合阵列天线设备103能够抑制主波束方向的变化Δθ，同时保持余割平方曲线的垂直平面辐射方向性特性。
在上述优选实施例中，通过赋予两个行波阵列天线1b和2b波导宽度差来形成衰减部分23b。否则，通过赋予两个行波阵列天线1b和2b波导高度差，也可以获得类似的效果。
此外，由电介质衬底201构成的矩形波导11b的内部可以是中空的或者填充以电介质。矩形波导11b中的导波波长可以根据所填充的电介质的介电常数而减小。结果，不仅可以使行波组合阵列天线设备103的尺寸更小，而且可以减小隙缝天线单元之间的距离，从而可以在很大程度上抑制垂直平面辐射方向性特性的栅瓣(grating lobe)。例如，当行波阵列天线1b的介电常数大于行波阵列天线2b的介电常数时，可以使行波阵列天线1b的矩形波导11b的导波波长小于行波阵列天线2b的矩形波导11b的导波波长，从而可以使得在具有预定波长的电磁波的传播期间，行波阵列天线1b中的传播衰减量大于行波阵列天线2b中的传播衰减量，通过可以使行波阵列天线1b中的上述相位延迟量大于行波阵列天线2b中的相位延迟量。
此外，根据电介质衬底201的介电常数，应当使行波阵列天线1b的电介质衬底201的介电常数与行波阵列天线2b的电介质衬底201的介电常数不同。如上所述，由于导波波长根据电介质衬底201的介电常数而变化，通过分别将具有不同介电常数的电介质填充到行波阵列天线1b和2b的矩形波导11b中，来赋予两个行波阵列天线1b和2b的垂直平面辐射方向性特性的主波束方向的变化Δθ，使其能够实现对整个行波组合阵列天线设备103的主波束方向的变化的控制。
尽管在上述优选实施例中采用了矩形波导，也可以采用如圆形波导等其他结构的传输线。
第四优选实施例
图13是示出了根据本发明第四优选实施例的行波组合阵列天线设备104的结构的透视图，图14是图13所示的行波组合阵列天线设备104的顶视图，图15是图13所示的行波组合阵列天线设备104的底视图，以及图16是沿图14所示的B-B’平面得到的纵向剖面图。
根据第四优选实施例的行波组合阵列天线设备104的特征在于，并列设置每一个均是公知的形成在电介质衬底301上的柱壁(post-wall)电介质波导隙缝阵列天线的行波阵列天线1c和2c，从而使得沿电介质衬底301内的馈线中行进的电磁波的行进方向彼此相反(φm＝180度)。
参照图16，在电介质衬底301上，在其顶面上形成上表面导体302，同时在其底面形成下表面导体303。在电介质衬底301的两个侧表面附近以及在其长度端部附近，按照预定的间隔“t”形成具有内径“s”的多个通孔83，从而延伸通过电介质衬底301的厚度方向，之后，在其内周表面上形成通孔导体83c，从而在形成了通孔83的位置处，上表面导体302与下表面导体303通过通孔导体83c彼此电连接，然后，形成了所谓的“柱壁(post-wall)”。此外，如图14和15所示，将行波阵列天线1c侧的柱壁宽度设置为“aet”，而将行波阵列天线2c侧及在中心部分处的柱壁宽度设置为“aec”(＞aet)。通过上表面导体302、下表面导体303和如上构成的柱壁，能够形成用于限定和传播电磁波的伪矩形波导，并将所得到的伪矩形波导称为“柱壁介质波导”11c。
此外，通过如刻蚀工艺等，沿-Z轴方向，按照预定的天线单元间隔d1，在电介质衬底301的行波阵列天线1c侧的上表面导体302中形成八个矩形隙缝，这导致了构成行波阵列天线1c的、具有八个隙缝天线81-1到81-8的隙缝阵列天线的形成。另一方面，通过如刻蚀工艺等，沿+Z轴方向，按照预定的天线单元间隔d2，在电介质衬底301的行波阵列天线2c侧的上表面中形成八个矩形隙缝，这导致了构成行波阵列天线2c的、具有八个隙缝天线82-1到82-8的隙缝阵列天线的形成。应当注意的是，形成的每个矩形隙缝的长度方向与垂直于Z轴的方向相平行。
将两个行波阵列天线1c和2c之间的间距，即其第一隙缝天线81-1与82-1之间的间距设置为预定间距dm。此外，如图15所示，在电介质衬底301的长度中心部分处，在下表面导体303中形成用于连接功率馈送矩形波导的矩形输入开口25c。此外，在大体上平分输入开口25c与第一隙缝天线81-1并且作为电介质衬底301的宽度方向上的中心部分的位置，形成内径为“s”的一个通孔84，从而延伸通过电介质衬底301的厚度方向，之后，在其内周表面上形成通孔导体(未示出)，从而在形成了通孔84的位置处，上表面导体302与下表面导体304通过通孔导体彼此电连接，并导致了“柱壁”的形成。该柱壁构成了用于将通过输入开口25c输入的电磁波衰减预定的衰减量并之后输入到行波阵列天线1c中的衰减器部分(对应于第三优选实施例中的衰减器部分23b)。
如上所述，将行波阵列天线1c侧的柱壁宽度设置为“aet’，将行波阵列天线2c侧及中心部分处的柱壁宽度设置为“aec”，并通过设置在输入开口25c与第一隙缝天线81-1之间的通孔84实现柱壁，而这导致了衰减器部分的形成。
在如上构成的行波组合阵列天线设备104中，在恰好位于输入开口25c上的柱壁介质波导11c中，将从功率馈送矩形波导(未示出)通过输入开口25c输入的发射信号的电磁波分为两个电磁波。两个分割的电磁波中的一个沿Z轴方向在行波阵列天线2c中的柱壁介质波导11c中行进，并通过隙缝天线82-1到82-8辐射。另一电磁波受到通过通孔84实现的衰减器部分的预定衰减，之后沿-Z轴方向在行波阵列天线1c中的柱壁介质波导11c中行进，并通过隙缝天线81-1到81-8辐射。
在根据本实施例的行波组合阵列天线设备104中，可以通过改变电介质衬底301的介电常数和厚度、通孔83和84的内径“s”和距离“t”以及柱壁宽度aet和aec来改变柱壁介质波导11c的导波波长，从而使其能够在此柱壁介质波导11c等价于具有相同导波波长的金属壁介质矩形波导的假设下，设计阵列天线设备104。此外，由于使用电介质衬底301构成行波组合阵列天线设备104，能够制造具有更低成本的薄型阵列天线设备。
此外，通过改变各个隙缝天线81-1到81-8以及82-1到82-8的矩形隙缝的各个长度或宽度，从而控制针对各个隙缝天线81-1到81-8以及82-1到82-8的激励幅度，以及通过改变天线单元距离d1和d2，从而控制激励相位，能够获得所需的垂直平面辐射方向性特性。在本优选实施例中，按照与第一优选实施例相类似的方式，形成具有窄波束和低旁瓣的预定垂直平面辐射方向性特性的一个行波阵列天线1c，并按照与第一优选实施例相类似的方式，形成具有余割平方曲线的垂直平面辐射方向性特性的另一行波阵列天线2c。
这些使用柱壁介质波导11c的行波阵列天线1c和2c也是行波阵列天线，并且在这些行波阵列天线1c和2c中，垂直平面辐射方向性特性的主波束方向根据预定的频率变化Δf而变化。但是，由于在输入开口25c处，将柱壁介质波导11c分为两个方向，沿两个行波阵列天线1c和2c行进的电磁波的行进方向彼此相反，从而主波束的变化Δθ沿相反方向作用，以相互抵消。因此，在整个行波组合阵列天线设备104中，能够抑制主波束方向的变化Δθ。
此外，由于一个行波阵列天线2c的垂直平面辐射方向性特性是窄波束和低旁瓣的预定方向性特性，可以将行波组合阵列天线设备104的垂直平面辐射方向性特性保持为余割平方曲线的垂直平面辐射方向性特性。
由于如图13到15所示，在行波阵列天线1c侧、在柱壁介质波导11c中设置了由通孔84制成的衰减器部分，可以减少馈送入行波阵列天线1c的功率，从而可以获得更为接近余割平方曲线的垂直平面辐射方向性特性的垂直平面辐射方向性特性，作为整个行波组合阵列天线设备104的垂直平面辐射方向性特性。
而且，对行波阵列天线1c的柱壁宽度aet进行设置，从而小于行波阵列天线2c的柱壁宽度aec。在柱壁介质波导等价于金属壁介质波导的假设下，设定更小的柱壁宽度等价于设置金属壁介质波导更小的波导宽度。因此，按照类似于第三优选实施例的方式，能够获得更加接近于余割平方曲线的垂直平面辐射方向性特性的垂直平面辐射方向性特性，同时能够抑制主波束方向的变化Δθ。
尽管在上述实施例中将两个行波阵列天线1c和2c的柱壁宽度设置为彼此不同，但通过改变通孔83的内径“s”或距离“t”，也可以等价地改变波导宽度，并能够实现类似的效果。一般来说，可以通过增加通孔83的内径“s”来增加导波波长，并且可以通过增加距离“t”来减小导波波长。
例如，在使行波阵列天线1c的通孔83的内径“s”相应地小于行波阵列天线2c的情况下，可以使行波阵列天线1c的柱壁介质波导11c的导波波长小于行波阵列天线2c的柱壁介质波导11c的导波波长，从而可以使在具有预定波长的电磁波的传播期间，行波阵列天线1c中的传播衰减量大于行波阵列天线2c中的传播衰减量，同时，可以使行波阵列天线1c中的上述相位延迟量大于行波阵列天线2c中的相位延迟量。
此外，在增加行波阵列天线1c的通孔83的距离“t”从而使其相应地大于行波阵列天线2c的通孔的距离的情况下，可以使行波阵列天线1c的柱壁介质波导11c的导波波长小于行波阵列天线2c的柱壁介质波导11c的导波波长，从而可以使在具有预定波长的电磁波的传播期间，行波阵列天线1c中的传播衰减量大于行波阵列天线2c中的传播衰减量，同时，可以使行波阵列天线1c中的上述相位延迟量大于行波阵列天线2c中的相位延迟量。
第五优选实施例
图17是示出了根据本发明第五优选实施例的行波组合阵列天线设备105的结构的透视图。根据第五优选实施例的行波组合阵列天线设备的特征在于，与图1所示的第一优选实施例相比，行波组合阵列天线设备105具有以下不同之处。其他结构类似于第一优选实施例。即，由功率分路器21将通过馈电点输入的发射信号的功率按照相等的分割比分割为两个信号，之后将一个分割的发射信号通过衰减器23输入行波阵列天线1，而将另一分割的发射信号原样输入行波阵列天线2。
在如上构成的根据第五优选实施例的行波组合阵列天线中，形成行波阵列天线1，从而具有比行波阵列天线2更窄的波束和更低的旁瓣的方向性，同时形成行波阵列天线2，从而具有余割平方曲线的方向性。与行波阵列天线2相比，通过衰减器23衰减馈送到行波阵列天线1中的发射信号的功率，这将产生其中抑制了由于频率变化而引起的主波束方向的变化的阵列天线结构。
第六优选实施例
图18是示出了根据本发明第六优选实施例的行波组合阵列天线设备106的结构的透视图。根据第六优选实施例的行波组合阵列天线106的特征在于：
(a)形成根据第五优选实施例的行波阵列天线1，从而每个天线单元具有两个隙缝(第二优选实施例)并使用柱壁介质波导(第四优选实施例)；以及
(b)形成第五优选实施例的行波阵列天线2，从而每个天线单元具有两个隙缝(第二优选实施例)，并使用柱壁介质波导(第四优选实施例)。
参照图18，由功率分路器21按照相等的分割比将通过馈电点和同轴电缆27a输入的发射信号的功率分割为两个信号。然后，将一个分割的发射信号通过衰减器23和同轴电缆27b输入同轴线波导转换器26a，而将另一个分割的发射信号通过同轴电缆27c原样输入同轴线波导转换器26b。在同轴线波导转换器26a将输入发射信号转换为在波导中传播的发射信号之后，通过连接波导28以及行波阵列天线1d的输入开口25d，将发射信号输入行波阵列天线1d的波导中。然后，发射信号沿波导传播，并从天线单元辐射。另一方面，在同轴线波导转换器26b将输入发射信号转换为在波导中传播的发射信号之后，通过连接波导29以及行波阵列天线1d的输入开口25e，将发射信号输入行波阵列天线2d的波导中。然后，发射信号沿波导传播，并从天线单元辐射。
在本优选实施例中，按照类似于第五优选实施例的方式，形成行波阵列天线1d，从而具有比行波阵列天线2窄的波束和低的旁瓣的方向性，同时形成行波阵列天线2d，从而具有余割平方曲线的方向性。
参照图18，当两个连接波导28和29的传输路径长度彼此相等时，则通过调整两个同轴电缆27b和27c的长度差，使得在行波阵列天线1d和2d的波导的输入开口25d和25e处的相位彼此相同。此外，通过调整衰减器23的衰减量来控制馈送入两个行波阵列天线1和2的发射信号的功率量。
下面，参照图19A、19B、19C、20A、20B、20C、21A、21B和21C，对如上构成的行波组合阵列天线设备106的仿真结果进行描述。
图19A是按照下限频率f1，示出了图18所示的行波阵列天线1d的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图，图19B是按照中心频率f0，示出了图18所示的行波阵列天线1d的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图，以及图19C是按照上限频率f2，示出了图18所示的行波阵列天线1d的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图。图20A是按照下限频率f1，示出了图18所示的行波阵列天线2d的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图，图20B是按照中心频率f0，示出了图18所示的行波阵列天线2d的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图，以及图20C是按照上限频率f2，示出了图18所示的行波阵列天线2d的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图。图21A是按照下限频率f1，示出了图18所示的行波组合阵列天线设备106的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图，图21B是按照中心频率f0，示出了图18所示的行波组合阵列天线设备106的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图，以及图21C是按照上限频率f2，示出了图18所示的行波组合阵列天线设备106的辐射图(归一化幅度)对垂直平面角的曲线图。
如图19A、19B和19C所示，行波阵列天线1d的主波束的半高宽(表示以其天线增益的最大值归一化的幅度的-3dB处的主波束的半高宽)包括主波束的最大值，以及行波阵列天线1d具有特定的方向性，具有30°或更小的窄波束以及-20dB或更低的低旁瓣(与行波阵列天线2d相比)。另一方面，行波阵列天线2d具有与余割平方曲线相一致的余割平方方向性特性。在本优选实施例中，当行波阵列天线1的频率从下限频率f1＝25.27GHz变化到上限频率f2＝25.69GHz时，所得到的主波束方向的变化Δθ为7.9度，大约为行波阵列天线2的变化Δθc＝3.8度的两倍。
图21A、21B和21C示出了在通过将衰减器23的衰减量设置为16dB并通过调整同轴电缆27b的长度差而使得行波阵列天线1d和2d在输入开口25d和25e(馈电点)处的相位彼此相等的情况下，辐射方向性的测量结果。
如图21A、21B和21C所示，与单独具有余割平方方向性特性的行波阵列天线2d的方向性特性相比，通过使用根据本优选实施例的行波阵列天线设备106，实现了将主波束方向的变化Δθ抑制到0.9度。而且，尽管使用了具有相对窄波束和低旁瓣的方向性特性的行波阵列天线1d，但其结果显示：通过使用衰减器23来抑制输入到行波阵列天线1d的发射信号的输入功率，并未干扰余割平方方向性特性。
因此，通过根据本优选实施例的行波组合阵列天线设备106，可以实现具有余割平方方向性特性并抑制了主波束方向的变化Δθ的阵列天线设备。
对第六优选实施例的修改示例
图22是示出了第六优选实施例的第一修改示例的功率分路器部分的结构的剖面图。
参照图22，图18所示的行波阵列天线1d的波导与行波阵列天线2d的波导在图18所示的中心部分彼此相连，其中这些波导以类似于图13所示的第四优选实施例的方式彼此面对(在图22到23中，并不是以通孔导体83c而是以实线表示形成了波导的壁；此外，波导可以是类似于第一到第三优选实施例的普通波导)。在中心部分处形成分支波导30，从而沿垂直于波导的长度方向的方向突出和延伸，并且形成与馈电点20相连的输入开口31，从而靠近分支波导30的终止端。此外，在行波阵列天线1d侧的中心部分的输入端附近，设置多个导体引脚84a，从而与波导的厚度方向平行。在如上构成的功率分路器部分中，通过输入开口31输入的发射信号沿分支波导30传播，并在中心部分分割为垂直于分支波导30的两个方向，然后，分别将分割的发射信号输入行波阵列天线1d和2d。在行波阵列天线1d的输入端附近，因为多个导体引脚84a的形成，在此处传播的发射信号受到其衰减量由多个导体引脚84a的数目确定的衰减，然后，输入行波阵列天线1d。因此，此第一修改示例具有类似于如图18所示的功率分路器21和衰减器23的结构。尽管在上述第一修改示例中设置了多个导体引脚84a，例如，也可以使用具有至少一个具有较大直径的导体引脚来代替。
图23是示出了第六优选实施例的第二修改示例的功率分路器部分的结构的剖面图。
参照图23，第二修改示例的特征在于，在行波阵列天线1d的输入端形成用于使相关波导的横向宽度变窄的波导壁84b，以代替图22所示的多个导体引脚84a。在如上构成的功率分路器部分中，通过输入开口31输入的发射信号沿波导30传播，并在中心部分被分割为垂直于分支波导30的两个方向，然后，将分割的发射信号分别输入行波阵列天线1d和2d。在行波阵列天线1d的输入端附近，因为波导壁84b的形成，在此处传播的发射信号受到其衰减量由波导壁84b的宽度确定的衰减，然后，输入到行波阵列天线1d中。因此，此第二修改示例具有类似于如图18所示的功率分路器21和衰减器23的结构。
图24是示出了第六实施例的第三修改示例的功率分路器部分的结构的剖面图。
参照图24，图18所示的行波阵列天线1d的波导与行波阵列天线2d的波导在图18所示的中心部分彼此相连，其中这些波导以类似于图13所示的第四优选实施例的方式彼此面对，此外，按照类似于第三优选实施例的方式，使两个行波阵列天线1d和2d的波导的宽度彼此不同。在这种情况下，行波阵列天线1d的波导的宽度比行波阵列天线2d的波导的宽度窄。而且，在中心部分形成与馈电点相连的输入开口31。利用上述结构，与在行波阵列天线2d中传播的发射信号相比，在行波阵列天线1d中传播的发射信号受到预定衰减量的衰减，从而产生了类似于前述第一和第二修改示例的工作效果。
实现示例
本发明人制造了根据第六优选实施例的行波阵列天线设备的原型，并进行了与其电特性相关的实验。下面，对实验结果进行描述。尽管上面已经描述过根据第六优选实施例的行波阵列天线设备的仿真结果(数值分析结果)，通过本实验验证了其正确性。
假设对于行波阵列天线1d的激励幅度为At，对于行波阵列天线2d的激励幅度为Ac，行波阵列天线1d的主波束方向的变化为Δθt，以及行波阵列天线2d的主波束方向的变化为Δθc，则通过第六优选实施例的仿真中的数值计算，获得激励幅度比Ac/At＝12dB，和主波束方向的变化比Δθt/Δθc＝2.2，作为最优值。在以下的表格中示出了原型设备的设计条件。
表7
行波阵列天线设备106的设计条件 行波阵列天线1d 行波阵列天线2d
介电常数εr     6     2.2
衬底的厚度[mm]     1.6     3.2
通孔的半径[mm]     0.6     0.6
通孔的间距[mm]     2.4     2.4
柱壁波导的宽度[mm]     5.56     7.93
隙缝对数量     16     16
阵列长度[mm]     110     160
在这种情况下，作为实验近似方案，通过如图18所示的功率分路器21和衰减器23分割所馈入的功率，获得激励幅度比Ac/At。在这种情况下所使用的功率分路器是由惠普公司制造的HP-87304C型混合分配器。此功率分路器21能够针对一个输入信号，获得两个相等幅度和相同相位的输出信号。然后，衰减器23降低行波阵列天线1d的激励幅度，使其获得了激励幅度比Ac/At。在这种情况下，通过以下等式(1)来表示衰减器23的衰减x(dB)：
x = 10 log Σ n { A c ( n ) } 2 Σ n { A t ( n ) } 2 + 20 log A c A t - - - - ( 1 )
其中At(n)表示行波阵列天线1d的第n个天线单元的激励幅度，而Ac(n)表示行波阵列天线2d的第n个天线单元的激励幅度。而且，如上所述，分别通过构成了波导的电介质衬底之间的介电长度的差给出主波束方向的变化比Δθt/Δθc。此外，用于实验的设备结构与图18所示的结构相同。在图18中，如上所述，调整两个同轴电缆27b和27c的线路长度差，从而在行波阵列天线1d和2d的各自输入端部分处的发射信号之间的相位差实质上为零。
接下来，在下表中示出了行波阵列天线1d和2d的结构参数。
表8
行波阵列天线1d的结构参数
  单元号   单元位置   隙缝长度L1   隙缝长度L2   隙缝间隔d1
    1   4.814     1.726     1.735     0.662
    2   10.243     1.808     1.821     0.668
    3   15.614     2.093     2.114     0.641
    4   20.851     2.401     2.433     0.592
    5   25.933     2.573     2.612     0.550
    6   30.808     2.741     2.784     0.482
    7   35.475     2.829     2.872     0.432
    8   39.932     2.939     2.980     0.356
    9   44.136     2.993     3.031     0.314
    10   48.129     3.075     3.107     0.244
    11   52.045     3.049     3.083     0.267
    12   55.957     3.023     3.059     0.289
    13   60.029     2.893     2.935     0.390
    14   64.620     2.687     2.729     0.507
    15   69.551     2.418     2.451     0.589
    16   74.684     2.242     2.268     0.619
注：输入开口位置为0；隙缝宽度为0.4；单位为(mm)。
表9
行波阵列天线2d的结构参数
  单元号  单元位置   隙缝长度L1   隙缝长度L2   隙缝间隔d1
    1   4.814     3.736     3.811     0.959
    2   14.335     3.74     3.815     0.958
    3   23.187     3.798     3.875     0.928
    4   31.86     3.8     3.877     0.927
    5   40.568     3.767     3.843     0.944
    6   49.307     3.79     3.867     0.932
    7   57.911     3.83     3.907     0.911
    8   66.495     3.826     3.903     0.913
    9   75.167     3.798     3.875     0.928
    10   83.759     3.825     3.902     0.913
    11   92.262     3.84     3.918     0.904
    12   100.907     3.784     3.86     0.936
    13   109.597     3.744     3.819     0.956
    14   118.086     3.758     3.834     0.949
    15   126.66     3.719     3.793     0.968
    16   134.077     4.087     4.164     0.728
注：输入开口位置为0；隙缝宽度为0.4；单位为(mm)。
图25是示出了根据第六优选实施例的行波阵列天线设备的行波阵列天线1d的方向性特性的测量值(实验值)的曲线图，图26是示出了根据第六优选实施例的行波阵列天线设备的行波阵列天线2d的方向性特性的测量值(实验值)的曲线图，以及图27是示出了根据第六优选实施例的行波阵列天线设备的方向性特性的测量值(实验值)的曲线图。
如图25所示，行波阵列天线1d的主波束方向的变化为Δθt＝7.9°。以及，在图26中，行波阵列天线2d的主波束方向的变化为Δθc＝3.8°。因此，得到的主波束方向的变化比为Δθt/Δθc＝2.1。在这些条件下，在图27中绘出了行波阵列天线2d中与整个行波阵列天线设备的频率有关的激励幅度比Ac/At与主波束方向的变化Δθ之间的关系。应当理解的是，图27的这些结果表现出类似于前述仿真结果的行为。于是，同样应当理解的是，利用激励幅度比Ac/At＝14dB，可以获得主波束方向的变化Δθ＝0.9度。
在这些条件下，在图28中示出了整个行波阵列天线设备的方向性特性。
参照图28，余割平方特性在下限频率fL＝25.27GHz、所需频率fD＝25.48GHz以及上限频率fH＝25.69GHz处的变化分别为σ(fL)＝71％、σ(fD)＝71％、σ(fH)＝73％，这使其能够理解，对于26GHzFWA频带，能够保持余割平方方向性特性。此外，虽然在行波阵列天线2d单独具有余割平方方向性特性的情况下，天线增益的频率变化为3.34dB，根据第六优选实施例的行波阵列天线设备的频率变化为1.3dB，为较小的频率变化。
其他修改示例
已经针对用于抑制垂直平面辐射方向性特性中的主波束的变化的方法，描述了上述优选实施例。但是，本发明并不局限于此，也可以采用以类似方式抑制水平平面方向性特性中的主波束的变化的方法。
在前述优选实施例中，形成另外的行波阵列天线2、2a、2b、2c和2d，从而具有余割平方曲线的辐射方向性特性。但是，本发明并不局限于此，并且可以形成行波阵列天线，从而具有类似于第一优选实施例的窄波束和低旁瓣的辐射方向性特性，或者预定的波束特性。
工业应用性
如上详细所述，根据本发明，提供了一种行波组合阵列天线设备，包括第一和第二行波阵列天线以及分路器装置。第一行波阵列天线具有按照预定间隔、沿第一馈线设置的多个第一天线单元，并具有预定的辐射方向性特性。第二行波阵列天线具有按照预定间隔、沿第二馈线设置的多个第二天线单元，并具有预定半高宽的主波束和低于第一行波阵列天线的辐射方向性特性的旁瓣电平辐射方向性特性。分路器装置将输入发射信号分割为两个发射信号，将一个分割的发射信号馈入第一行波阵列天线，而将另一分割的发射信号馈入第二行波阵列天线。
按照如下方式设置第一和第二行波阵列天线：沿第一馈线行进的发射信号的电磁波的行进方向与沿第二馈线行进的发射信号的电磁波的行进方向之间的交角大于90度小于270度，从而与预定频率变化相对应的从第一行波阵列天线辐射出的发射信号的电磁波的主波束辐射角的变化和与该频率变化相对应的从第二行波阵列天线辐射出的发射信号的电磁波主波束辐射角的变化实质上彼此抵消。
在上述行波组合阵列天线设备中，第二行波阵列天线的辐射方向性特性最好包括：(a)具有等于或小于30度的半高宽的主波束，所述主波束包括天线增益的最大值；以及(b)小于天线增益的最大值的-20dB的旁瓣电平。
在上述行波组合阵列天线设备中，最好按照如下方式设置第一行波阵列天线和第二行波阵列天线：沿第一馈线行进的发射信号的电磁波的行进方向与沿第二馈线行进的发射信号的电磁波的行进方向实质上彼此相反。
在上述行波组合阵列天线设备中，第一行波阵列天线最好具有预定的余割平方曲线的辐射方向性特性。
因此，根据本发明，与预定频率变化相对应的从第一行波阵列天线辐射出的发射信号的电磁波的主波束辐射角的变化和与该频率变化相对应的从第二行波阵列天线辐射出的发射信号的电磁波的主波束辐射角的变化实质上彼此抵消。因此，在所需设计角度内，将主波束指向所需目的地基站成为可实现的。
在上述行波组合阵列天线设备中，分路器装置最好包括功率控制器，对输入发射信号的功率进行分割，从而馈送入第一行波阵列天线的发射信号的功率与馈送入第二行波阵列天线的发射信号的功率变得彼此不同。此外，在上述行波组合阵列天线设备中，功率控制器最好包括衰减器装置，将馈送入第二行波阵列天线的发射信号衰减预定的衰减量。结果，可以使得第二行波阵列天线的辐射方向性特性比第一行波阵列天线的辐射方向性特性更加占有主导地位，从而能够使整个行波组合阵列天线设备的辐射方向性特性类似于第二行波阵列天线。
此外，上述行波组合阵列天线设备最好还包括相位延迟量设置装置，对第二行波阵列天线的相位延迟量进行设置，使其大于第一行波阵列天线的相位延迟量。第一和第二行波阵列天线的主波束方向的变化的抵消量变为可调整的，从而能够在保持所需辐射方向性特性的同时，抑制主波束方向的变化。

Claims (15)

1、一种行波组合阵列天线设备，包括：
具有沿第一馈线按照预定间隔设置的多个第一天线单元的第一行波阵列天线，所述第一行波阵列天线具有预定的辐射方向性特性；
具有沿第二馈线按照预定间隔设置的多个第二天线单元的第二行波阵列天线，所述第二行波阵列天线具有预定半高宽的主波束以及低于所述第一行波阵列天线的辐射方向性特性的旁瓣电平辐射方向性特性；以及
分路器装置，用于将输入发射信号分割为第一和第二分割的发射信号，将第一分割的发射信号馈送到所述第一行波阵列天线，而将第二分割的发射信号馈送到所述第二行波阵列天线，
其中按照如下方式设置所述第一和第二行波阵列天线：沿所述第一馈线行进的发射信号的电磁波的行进方向与沿所述第二馈线行进的发射信号的电磁波的行进方向之间的交角大于90度小于270度，从而与预定的频率改变相对应的从所述第一行波阵列天线辐射出的发射信号的电磁波的主波束辐射角的变化和与所述频率改变相对应的从所述第二行波阵列天线辐射出的发射信号的电磁波的主波束辐射角的变化实质上彼此抵消。
2、根据权利要求1所述的行波组合阵列天线设备，
其特征在于所述第二行波阵列天线的主波束的半高宽等于或小于30度，所述第二行波阵列天线的所述主波束包括天线增益的最大值；以及
所述第二行波阵列天线的辐射方向性特性的旁瓣电平小于天线增益的最大值的-20dB。
3、根据权利要求1或2所述的行波组合阵列天线设备，
其特征在于按照如下方式设置所述第一行波阵列天线和所述第二行波阵列天线：沿所述第一馈线行进的发射信号的电磁波的行进方向与沿所述第二馈线行进的发射信号的电磁波的行进方向实质上变得彼此相反。
4、根据权利要求1到3之一所述的行波组合阵列天线设备，
其特征在于所述第一行波阵列天线具有预定余割平方曲线的辐射方向性特性。
5、根据权利要求1到4之一所述的行波组合阵列天线设备，
其特征在于所述分路器装置包括功率控制器，用于分割输入发射信号的功率，使得馈送给所述第一行波阵列天线的第一分割的发射信号的功率与馈送给所述第二行波阵列天线的第二分割的发射信号的功率变得彼此不同。
6、根据权利要求5所述的行波组合阵列天线设备，
其特征在于所述功率控制器包括衰减装置，用于将馈送给所述第二行波阵列天线的第二分割的发射信号衰减预定的衰减量。
7、根据权利要求6所述的行波组合阵列天线设备，
其特征在于所述第一和第二行波阵列天线中的每一个是波导隙缝阵列天线、介质波导隙缝阵列天线和柱壁介质波导隙缝阵列天线之一，以及
所述衰减装置是通过把所述第二行波阵列天线的波导的波导宽度设置成小于所述第一行波阵列天线的波导的波导宽度而形成的。
8、根据权利要求6所述的行波组合阵列天线设备，
其特征在于所述第一和第二行波阵列天线中的每一个是介质波导隙缝阵列天线和柱壁介质波导隙缝阵列天线之一，以及
所述衰减装置是通过把所述第二行波阵列天线的介质波导的介电常数设置成大于所述第一行波阵列天线的介质波导的介电常数而形成的。
9、根据权利要求6所述的行波组合阵列天线设备，
其特征在于所述第一和第二行波阵列天线中的每一个是柱壁介质波导隙缝阵列天线，以及
所述衰减装置是通过把所述第二行波阵列天线的柱壁的每个通孔的内径设置成小于所述第一行波阵列天线的柱壁的每个通孔的内径而形成的。
10、根据权利要求6所述的行波组合阵列天线设备，
其特征在于所述第一和第二行波阵列天线中的每一个是柱壁介质波导隙缝阵列天线，以及
所述衰减装置是通过把所述第二行波阵列天线的柱壁的每个通孔的间隔设置成大于所述第一行波阵列天线的柱壁的每个通孔的间隔而形成的。
11、根据权利要求1到6之一所述的行波组合阵列天线设备，
其特征在于所述第一和第二行波阵列天线中的每一个是波导隙缝阵列天线、介质波导隙缝阵列天线和柱壁介质波导隙缝阵列天线之一，以及
所述分路器装置和所述第一和第二行波阵列天线形成在相同的波导内。
12、根据权利要求6所述的行波组合阵列天线设备，
其特征在于所述第一和第二行波阵列天线中的每一个是波导隙缝阵列天线、介质波导隙缝阵列天线和柱壁介质波导隙缝阵列天线之一，以及
衰减装置包括至少一个导体引脚，形成所述至少一个导体引脚，从而靠近所述第二行波阵列天线的波导的输入开口。
13、根据权利要求6所述的行波组合阵列天线设备，
其特征在于所述第一和第二行波阵列天线中的每一个是波导隙缝阵列天线、介质波导隙缝阵列天线和柱壁介质波导隙缝阵列天线之一，以及
所述衰减装置包括波导壁，形成所述波导壁，从而靠近所述第二行波阵列天线的波导的输入开口。
14、根据权利要求1到13之一所述的行波组合阵列天线设备，其特征在于还包括相位延迟量设置装置，用于设置所述第二行波阵列天线的相位延迟量，使其大于所述第一行波阵列天线的相位延迟量。
15、根据权利要求14所述的行波组合阵列天线设备，
其特征在于所述相位延迟装置是通过把所述第二行波阵列天线的所述第二天线单元的间隔设置成大于所述第一行波阵列天线的所述第一天线单元的间隔而形成的。
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