CN1452425A - 利用指向性波束的通道检索电路、无线接收装置及无线发射装置 - Google Patents

Abstract

本发明相关的通道检索电路，包括利用相互垂直的垂直多波束进行指向性接收的垂直多波束形成部4，对垂直多波束形成部4的各输出与已知信号进行相关演算的相关演算部61～6M，对各相关演算部61～6M的输出中变换成波束空间的加权系数进行乘算的加权系数乘算部81～8Nb，从加权系数乘算部81～8Nb的输出信号生成延迟界面的延迟界面生成部91～9Nb，以及从延迟界面检测到来通道的接收时间及到来方向的通道检测部10。该通道检索电路，利用指向性接收信号，可提高通道方向检测精度，此外，还可减低通道时间检测精度的方向依存性。

Description

利用指向性波束的通道检索电路、 无线接收装置及无线发射装置

技术领域

本发明涉及在使用于数字无线通信系统中的具有阵列式天线的无线基站装置中，与检测通道的方向及时间相关的通道检索(search)电路、无线接收装置及无线发射装置。

背景技术

基站装置接收的信号，受到各种信号的干扰，使接收品质降低。作为抑制这些干扰、只让期望方向来的信号被强接收的技术，自适应阵列式天线是大家都熟悉的。通过利用自适应阵列式天线调整对接收信号进行乘算的加权系数(以下称为加权系数)，可使接收信号的振幅和相位得以调整，只对期望方向来的信号强接收。

此外，无线接收装置中需要有检测期望信号的接收时间的通道时间检测电路(以下称为通道检索电路)，使它与自适应阵列式天线技术组合，可使更正确的接收时间的检测成为可能。此外，接收时间，例如可通过进行与预定的信号进行相互相关演算、检测其相关峰值时间而得到。

作为具有通道检索电路的以往的自适应阵列式天线装置，在日本特开2001-345747号公报已有报道。图14表示以往的具有自适应阵列式的直接扩散CDMA方式的接收装置的构成方框图。以下，利用图14对其动作进行说明。在图14，用n个天线单元1411～141N接收的RF信号，由各天线单元分别送到无线接收部1421～142N。通过各无线接收部1421～142N分别将这些RF信号频率变换成中频(IF频带)，并利用未图示的自动增益放大器进行放大。

此外，用未图示的正交检波器正交检波成I/Q频道的基频信号后，通过未图示的A/D变换器变换成数字信号。波束形成部1441～1444，对各天线单元1411～141N接收的基频信号，由于是直接扩散CDMA的接收装置，所以，让相互垂直的多个垂直波束加权系数与未图示的期望波信号的符号相关值处理输出进行相乘。通过波束形成部1441～1444，以波束加权系数进行乘算，然后将它们合成，可补正各天线单元1411～141N的输出间的相位。

这样，波束形成部1441～1444，可各生成1个波束，并向对应的延迟界面(profile)生成部1451～1454输出。根据从各波束形成部1441～1444输出的波束a～d，延迟界面生成部1451～1454，生成延迟界面，向通道检测部1460输出。此外，该延迟界面，表示多重路传送路状况，在延迟时间轴上表示到来通道的接收电平。

通道检测部1460，从每一波束的延迟界面检测有效的通道，并将其时间及波束序号通知引向杆部。

通过以上动作，可使规定的通信区域分为多个的波束进行通信，而且可减低来自别的用户对各波束的通信信号的干扰，在减低干扰用户的影响后，进行接收时间检测，可提高精度。

但是，在采用以上构成的以往的接收装置中，从由多个垂直波束加权系数形成的指向性波束的中间方向，基站在作为想捕捉电波的子机(以下称为期望用户)的电波到来时，指向性增益下降，干扰成分不能充分抑制。这样，出现接收时间检测精度随期望用户的电波的到来方向而变化的方向依存性的课题。

本发明是针对以上问题提出的，其目的在于提供可减低在期望用户的电波的通道接收时间检测时的检测精度的方向依存性的通道检索电路。

发明内容

本发明的通道检索电路，包括把分别利用多个无线接收部解调由多个天线接收的多个高频信号而得到的多个基频信号、与对基频信号相互垂直的与多个指向性有关的第1加权系数进行乘算的垂直多波束形成部，对垂直多波束形成部的各输出与预定的信号进行相关演算的相关演算部，将相关演算部的输出与第2加权系数进行乘算的加权系数乘算部，从加权系数乘算部的输出信号生成延迟界面的延迟界面生成部，以及从延迟界面检测到来通道的接收时间与到来方向的通道检测部。这样，可减低期望用户的电波的通道接收时间检测时的检测精度的方向依存性。

此外，本发明的通道检索电路，包括比较相关演算部的各输出电平、只选择输出预定个数的相关演算部的输出的波束选择部，加权系数乘算部，对波束选择部选择的相关演算部的输出进行与第2加权系数乘算。这样，粗略推定通道的到来方向，在通道不到来的方向上不让延迟界面形成。

此外，本发明的通道检索电路，包括把分别利用多个无线接收部解调由多个天线接收的多个高频信号而得到的多个基频信号、与对基频信号预定的信号进行相关演算的相关演算部，以及将相关演算部的输出和与相互垂直、多个的指向性有关的第3加权系数进行乘算的垂直多波束形成部，以及将垂直多波束形成部的输出与第4加权系数进行乘算的加权系数乘算部，以及从加权系数乘算部的输出信号生成延迟界面的延迟界面生成部，以及从延迟界面检测到来通道的接收时间与到来方向的通道检测部。这样，可减低期望用户的电波的通道接收时间检测时的检测精度的方向依存性。

此外，本发明的通道检索电路，包括比较垂直多波束形成部的各输出电平，只选择输出预定的个数的垂直多波束形成部的输出的波束选择部，加权系数乘算部，对波束选择部选择的垂直多波束形成部的输出与第4加权系数进行乘算。这样，粗略推定通道的到来方向，在通道不到来的方向上不让延迟界面形成。

此外，本发明的通道检索电路，第2或第4加权系数是形成主波束方向不同的指向性的加权系数，包括对延迟界面生成部生成的多个的延迟界面进行功率合成的延迟界面功率合成部，通道检测部，从延迟界面功率合成部的输出中检测到来通道的接收时间。这样，利用对多个的延迟界面进行功率合成的延迟界面，提高到来通道的接收时间检测性能。

此外，本发明的通道检索电路，第2或第4加权系数是形成主波束方向不同的指向性的加权系数，通道检测部，从多个的前述延迟界面通过选择每一接收时间中的最大功率值检测到来方向。这样，可以从多个的延迟界面推定接收时间每个方向。

此外，本发明的通道检索电路，第2或第4加权系数是形成主波束方向不同的指向性的加权系数，通道检测部，从多个的延迟界面通过选择每一接收时间中的最大功率值检测到来方向，而且从以每一接收时间中的最大功率值为基础生成的延迟界面检测到来通道的接收时间。这样，可使从多个的延迟界面进行到来通道的方向的推定及接收时间的检测成为可能。

此外，本发明的通道检索电路，第2或第4加权系数是形成主波束方向不同的指向性的加权系数，包括对延迟界面生成部生成的多个的延迟界面进行功率合成的延迟界面功率合成部，通道检测部，从延迟界面功率合成部的输出中检测到来通道的接收时间，以到来通道的各接收时间的加权系数乘算部的输出为基础进行到来方向的推定。这样，可使从多个的延迟界面进行到来通道的方向的推定及接收时间的检测成为可能。

此外，本发明的通道检索电路中的、第2或第4加权系数是形成主波束方向不同的指向性的加权系数，通道检测部，从多个的延迟界面中检测超过用于合成到来通道的功率的、功率上位的最大通道数的个数的到来通道的接收时间，以各到来通道的接收时间的多个加权系数乘算部的输出为基础进行到来方向的推定，以向着到来方向的指向性接收功率高的顺序检测小于最大通道数的到来通道的接收时间及到来方向。这样，可使从多个的延迟界面更高精度地进行到来通道的方向的推定及接收时间的检测。

此外，本发明的通道检索电路，第2或第4加权系数是形成主波束方向不同的指向性的加权系数，包括对延迟界面生成部生成的多个的延迟界面进行功率合成的延迟界面功率合成部，通道检测部，从延迟界面功率合成部的输出中检测超过用于合成前述到来通道的功率的功率上位的到来通道接收时间，以各到来通道的接收时间的垂直多波束形成部的输出为基础进行到来方向的推定，以向着到来方向的指向性接收功率高的顺序检测小于最大通道数的到来通道的接收时间及到来方向。这样，可使从多个的延迟界面更高精度地进行到来通道的方向的推定及接收时间的检测。

此外，本发明的通道检索电路，包括对通道检测部检测的各到来通道的到来方向的角度宽度进行计算的角度宽度计算部，以及在角度宽度小于规定值时，将到来通道的到来方向的平均值作为所有通道的到来方向的角度宽度判断部。这样，可根据角度宽度对到来通道的方向推定及接收时间检测进行适当的切换。

此外，本发明的通道检索电路中的、第1或第3加权系数是对补正多个无线接收部间的振幅相位偏差的补正系数进行乘算的加权系数。这样，可保持接近理想的波束形状，随之，可防止通道检索电路中的通道检测精度的下降。

此外，本发明的通道检索电路中的、第1或第3加权系数是对补正构成天线的天线器件间的耦合的补正系数进行乘算的加权系数。这样，可保持接近理想的波束形状，随之，可防止通道检索电路中的通道检测精度的下降。

此外，本发明的通道检索电路的延迟界面，是将延迟界面生成部以规定次数生成的延迟界面进行平均化的延迟界面。这样，通道变化的追随性下降，但可减低干扰的影响，可更稳定地进行通道检索动作。

本发明的无线接收装置，包括输入来自多个天线的信号的天线信号输入部，将输入到天线信号输入部的高频信号解调为基频信号的多个无线接收部，与对基频信号相互垂直的与多个指向性有关的第1加权系数进行乘算的垂直多波束形成部，对垂直多波束形成部的各输出与预定的信号进行相关演算的相关演算部，将相关演算部的输出与第2加权系数进行乘算的加权系数乘算部，从加权系数乘算部的输出信号生成延迟界面的延迟界面生成部，从延迟界面检测到来通道的接收时间与到来方向的通道检测部，在通道检测部检测的到来通道的接收时间将通道从前述基频信号中分离出来的通道分离部，在由通道分离部分离的前述每一通道中，在到来通道的到来方向形成指向性波束的通道接收波束生成部，以及将通道接收波束生成部的输出信号进行合成接收的通道合成部。这样，通道检索的结果，根据检测的通道时间及通道方向的信息，可使指向性对着分离通道的通道方向。这样，可减低干扰波，实现高品质的通信。

此外，本发明的无线接收装置，包括输入来自多个天线的信号的天线信号输入部，将输入到天线信号输入部的高频信号解调为基频信号的多个无线接收部，对基频信号进行与预定信号进行相关演算的相关演算部，将相关演算部的输出与相互垂直的与多个指向性有关的第3加权系数进行乘算的垂直多波束形成部，对垂直多波束形成部的各输出与第4加权系数进行乘算的加权系数乘算部，从加权系数乘算部的输出信号生成延迟界面的延迟界面生成部，从延迟界面检测到来通道的接收时间与到来方向的通道检测部，在通道检测部检测的到来通道的接收时间将通道从基频信号中分离出来的通道分离部，在由通道分离部分离的每一通道中，在到来通道的到来方向形成指向性波束的通道接收波束生成部，以及将通道接收波束生成部的输出信号进行合成接收的通道合成部。

此外，本发明的无线接收装置，通道接收波束生成部，在从延迟界面提供最大信噪比的通道到来方向上形成指向性波束。

此外，本发明的无线接收装置，通道接收波束生成部，在从延迟界面提供最大接收功率的通道到来方向上形成指向性波束。

此外，本发明的无线发射装置，包括输入来自多个天线的信号的天线信号输入部，将输入到天线信号输入部的高频信号解调为基频信号的多个无线接收部，与对基频信号相互垂直的与多个指向性有关的第1加权系数进行乘算的垂直多波束形成部，对垂直多波束形成部的各输出与预定的信号进行相关演算的相关演算部，将相关演算部的输出与第2加权系数进行乘算的加权系数乘算部，从加权系数乘算部的输出信号生成延迟界面的延迟界面生成部，从延迟界面检测到来通道的接收时间与到来方向的通道检测部，以及在通道检测部检测的到来通道的到来方向上形成并发射指向性波束的指向性波束发射部。

此外，本发明的无线发射装置，包括输入来自多个天线的信号的天线信号输入部，将输入到天线信号输入部的高频信号解调为基频信号的多个无线接收部，对基频信号进行与预定信号进行相关演算的相关演算部，将相关演算部的输出与相互垂直的与多个指向性有关的第3加权系数进行乘算的垂直多波束形成部，对垂直多波束形成部的各输出与第4加权系数进行乘算的加权系数乘算部，从加权系数乘算部的输出信号生成延迟界面的延迟界面生成部，从延迟界面检测到来通道的接收时间与到来方向的通道检测部，以及在通道检测部检测的到来通道的到来方向上形成并发射指向性波束的指向性波束发射部。

这样，根据通道检索的结果的通道时间及通道方向的信息，可使指向性对着分离通道的通道方向。这样，可减低干扰波，实现高品质的通信。

此外，本发明的无线发射装置，指向性波束发射部在前述到来通道中最大接收功率的通道方向上形成并发射指向性波束。这样，根据通道检索的结果的通道时间及通道方向的信息，可使指向性对着最大接收功率通道方向。这样，可减低干扰波，实现高品质的通信。

此外，本发明的无线发射装置，指向性波束发射部在到来通道中规定数的接收功率上位的通道方向上形成并发射指向性波束。这样，根据通道检索的结果的通道时间及通道方向的信息，可使指向性对着接收功率上位的通道方向实现通信。

此外，本发明的无线发射装置，指向性波束发射部在到来通道的平均到来通道方向上形成并发射指向性波束。这样，根据通道检索的结果的通道时间及通道方向的信息，可使指向性对着平均到来通道方向实现通信。

附图说明

图1表示本发明实施形态1的通道检索电路的构成方框图。

图2表示本发明实施形态1的垂直多波束的指向性的特性图。

图3表示本发明实施形态1的通道检索电路的动作流程图。

图4表示本发明实施形态1的通道检测部的动作流程图。

图5表示本发明实施形态1的通道检测部的动作流程图。

图6表示本发明实施形态1的通道检测部的动作流程图。

图7表示本发明实施形态1的通道检测部的动作流程图。

图8表示本发明实施形态2的通道检索电路的构成方框图。

图9表示本发明实施形态3的通道检索电路的构成方框图。

图10表示本发明实施形态3的通道检索电路的动作流程图。

图11表示本发明实施形态4的通道检索电路的构成方框图。

图12表示本发明实施形态5的通道检索电路的构成方框图。

图13表示本发明实施形态6的通道检索电路的构成方框图。

图14表示以往的通道检索电路的构成方框图。

具体实施形态

以下，参照附图对本发明实施形态进行说明。

实施例1

图1表示本发明实施例1的通道检索电路的构成方框图。图1表示的通道检索电路，包括接收高频信号的天线11～1N，将天线11～1N接收的高频信号依次进行高频放大、频率变换、正交检波及A/D变换、生成基频信号31～3N的无线接收部21～2N，对无线接收部21～1N得到的基频信号31～3N以复系数相乘、乘以相互垂直的多个(M个)波束加权系数的垂直多波束形成部4，生成预先埋入到接收信号的已知信号(以下称导频信号)的导频信号发生部7，对垂直多波束形成部4的输出与导频信号进行相关演算的相关演算部61～6M，对相关演算部61～6M的输出分别乘以不同的加权系数矢量的加权系数乘算部81～8Nb，根据分别由加权系数乘算部81～8Nb得到的输出信号生成延迟界面的延迟界面生成部91～9Nb，以及从由延迟界面生成部91～9Nb得到的各方向的延迟界面、输出被选择的通道的时间及到来方向信息的通道检测部10。

下面，参照图2及图3，对本发明的实施例1中的通道检索电路的动作进行详细说明。图2表示本发明的实施例1中的天线元件间隔为0.5波长的8单元直线阵列时的垂直波束图形(N＝8，M＝8)。图3表示本发明实施例1中的通道检索电路的动作流程图。

首先，无线接收部21～2N对天线11～1N接收的高频信号依次进行高频放大、频率变换、正交检波及A/D变换、生成基频信号31～3N(步骤S101)。垂直多波束形成部4，对无线接收部21～2N得到的基频信号31～3N以复系数相乘、乘以相互垂直的多个(M个)波束加权系数，形成垂直多波束(步骤S102)。

作为该垂直多波束的一例，有FET(高速傅立叶变换)。此时的波束加权系数，可用Wnm(式1)表示。这里，m是波束的序号，(m＝1～M)，n是基频信号3n的序号(n＝1～N)，M表示生成的波束数，N表示天线单元数。这里M取大于2、小于N的值。 $W_{\mathrm{mn}}=\mathrm{esp}[j2\mathrm{\π}\frac{(m-1)(n-1)}{M}+\mathrm{j\π}\frac{(n-1)}{N}]----\left(1\right)$

垂直波束图形的方向，对着各波束的主波束方向，别的方向上没有。此外，将Wmn作为M行N列的行列W中的第m行n列的要素时、该W具有式2中表示的性质。这里，H是复数共用转移，I(k)是k次的单位行列。以下，将W称为垂直波束生成行列。

W^HW＝I(N)，  WW^H＝I(M)          (2)

这里，把取样时间kT的第n个基频信号3N表示为xn(k)时，利用垂直多波束形成部4的输出、第m波束接收的多波束信号5M，用式3表示。这里，T是取样间隔，*是复数共用(以下，相同)(这里，ln＝1～N)。 $B_m\left(k\right)=\underset{n-1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{W}_{\mathrm{mn}}^{*}{x}_n\left(k\right)----\left(3\right)$

多波束信号51～5M分别被输入到各相关演算部61～6M。导频信号发生部7生成预先埋入到接收信号的已知信号(以下称为导频信号)。相关演算部61～6M，进行与导频信号的相关演算(步骤S103)。例如，在CDMA通信方式场合，相关演算部61～6M，用扩散符号作逆扩散处理后、对加密符号与导频信号进行相关演算。此外，在CDMA通信方式场合，相关演算部61～6M，对多波束信号与导频信号进行相关演算。

这里，取导频信号为r(s)。这里，s＝1～Np。这里，Np作为导频信号的标记。第m相关演算部6M，一边使开始相关演算的取样时间p变化，一边对多波束信号5M、以相当于进行通道检索的时间范围内的取样数Ts的次数进行式4中表示的相关演算。这里，p＝1～Ts，No超过标记的取样数。 $h_m\left(p\right)=\underset{s=1}{\overset{\mathrm{Np}}{\mathrm{\Σ}}}{B}_m(p+\mathrm{No}\·(s-1))r^{\·}\left(s\right)----\left(4\right)$

下面，加权系数乘算部81～8Nb，将相关演算部61～6M作为输入，乘以各自不同的加权系数矢量(步骤S104)。这里，将相关演算部61～6M得到的取样时间p作为相关演算的开始点的相关演算值如果用相关演算值矢量h(p)＝[h1(p)h2(p)…hm(p)]^T表示，则，第k的加权系数乘算部8k，如式5所示那样，对由复系数构成的加权系数矢量u(θk)与相关演算值矢量进行乘算。此外，k＝1～Nb、T表示矢量转移。

y(p，θ_k)＝u^H(θ_k)h(p)             (5)

这里，加权系数矢量u(θ)，作为在N单元阵列式天线、主波束向着θ方向的指向性波束加权系数矢量a(θ)时，利用垂直多波束生成行列W，可得出式6。

u(θ)＝Wa(θ)                      (6)

在N单元阵列式天线中，主波束向θ方向的指向性波束加权系数矢量a(θ)，例如可表示为式7那样。这里，λ是载波波长，d是单元间隔。

延迟界面生成部91～9Nb，分别根据加权系数乘算部81～8Nb得到的y(p，θk)生成延迟界面(步骤S105)。这里，p＝1～Ts，k＝1～Nb。延迟界面，通过取p＝1～Ts的y(p，θk)的绝对值或平方，可求得与各时间的通道功率成比例的值。按照(式2)的性质，第k延迟界面生成部9k，与主波束向着θk方向时的加权系数a(θk)得到的延迟界面等价，所以，可在无线基站装置应覆盖的角度范围内，决定各θk的范围。此外，该角度间隔，可根据必要的通道的到来角度的分解能力决定。阵列单元越多，通道的分解能力提高，使各θk的角度间隔狭窄，可实现更高精度的通道检索。

通道检测部10，从延迟界面生成部91～9Nb得到的各θk方向的延迟界面、选择诸如把用于倾角合成的最大引向杆数作为规定数L的功率上位通道，并输出被选择的通道的时间及到来方向信息(步骤S106)。

通道检测部10的其它动作，通过通道检测部10在θk方向的每延迟界面上将规定数的功率上位通道看作信号，其余的通道看作杂音，计算出信噪功率比(SIR：Signal to Interference Ratio)。通道检测部10计算出全方位的SIR后，将提供最大SIR的方向作为到来通道方向，将该方向的规定数L个的功率上位通道时间作为到来通道的时间信息输出。

通道检测部10的其它动作，通过通道检测部10在θk方向的每延迟界面上将规定数的功率上位通道看作信号，计算出这些通道的接收信号总功率。通道检测部10计算出全方位的接收信号的总功率后，将得到最大接收信号的总功率的方向作为到来通道方向，将该方向的规定数L个的功率上位通道时间作为到来通道的时间信息输出。

通道检测部10的其它动作，如式8所示，通道检测部10采用将Nb个延迟界面进行功率合成的功率延迟界面z(p)，通过选择规定数L个的功率上位通道，决定通道的时间ps，此后，如式9所示，用被选择的通道时间ps，从Nb个延迟界面中决定接收功率值|y(ps，θk)|²最大的最大通道方向D(ps)，输出到来通道的通道时间ps及到来方向信息D(ps)。这里，p＝1～Ts，s＝1～L，k＝1～Nb。

此外，这里，表示将Nb个的所有的延迟界面进行功率合成的例，在采用能得到充分的到来角度的分解能力的数的延迟界面时，(例如，各θk的间隔为1°时)，可用以下的方法。通道检测部10，在第1区段，采用一部的延迟界面(例如，采用θk的间隔为lo左右)，进行功率合成，选择规定数L个的功率上位通道，决定通道的时间ps。通道检测部10，在第2区段，可只用被决定的通道时间ps检测最大通道方向D(ps)。此时，在第2区段的方向推定时，不用计算被选择的通道时间ps以外的y(p，θk)。因此，通道检测部10，可抑制通道检索性能的下降，并大幅减低演算量。 $z\left(p\right)=\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Nb}}{\mathrm{\Σ}}}|y(p,{\mathrm{\θ}}_k){|}^2----\left(8\right)$ $D\left(p_s\right)=\left\{{\mathrm{\θ}}_k\right|\underset{l\≤k\≤\mathrm{Nb}}{\max }\left|y{(p_s,{\mathrm{\θ}}_k)|}^2\right\}---\left(9\right)$

此外，相同，在采用能得到充分的到来角度的分解能力的数的延迟界面时，(例如，各θk的间隔为1°时)，可用以下的方法，通道检测部10，在第1区段，利用一部的延迟界面(例如，采用θk的间隔为10°左右时)，进行功率合成，选择超过规定数L个的功率上位通道，决定通道的时间ps。这里，s＝1～Q。通道检测部10，在第2区段，只用被决定的通道时间ps检测最大通道方向D(ps)，采用得到的最大通道方向的接收功率值|y(ps，D(ps))|²，再次、选择规定数L个的功率上位通道的方法也可以。此时，处理量增加了一些，但可用正确到来方向指向性接收时的通道接收功率进行通道检索，提高通道检索的性能。

下面，对通道检测部10的其它动作进行说明。图4表示本发明的实施例1的通道检测部10的动作(步骤S106)的其它动作流程图。如通道检测部10(式10)中所示那样，从Nb个的延迟界面检测各接收时间p的最大功率方向D(p)(步骤S301)，然后，生成如式11所示的在最大功率方向D(p)得到的延迟界面z(p)(步骤S302)，通过选择规定数L个的功率上位通道，决定通道的时间ps(步骤S303)。通过以上动作，通道检测部10，输出到来通道的通道时间ps及到来方向信息D(ps)(步骤S304)。这里，p＝1～Ts，s＝1～L， $D\left(p\right)=\left\{{\mathrm{\θ}}_k\right|\underset{l\≤k\≤\mathrm{Nb}}{\max }\left|y(p,{\mathrm{\θ}}_k){|}^2\right\}---\left(10\right)$ $z\left(p\right)=\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Nb}}{\mathrm{\Σ}}}|y(p,D\left(p\right)){|}^2----\left(11\right)$

此外，这里，表示从Nb个的所有的延迟界面检测最大功率方向的例，在采用能得到充分的到来角度的分解能力的数的延迟界面时，(例如，各θk的间隔为1°时)，可用以下的方法。图5表示本发明的实施例1的通道检测部10的动作(步骤S106)的其它动作流程图。通道检测部10，在第1区段，采用一部的延迟界面(例如，采用θk的间隔为10o左右)，检测各接收时间p的最大功率方向D(p)，粗略地检测最大功率方向(步骤S401)，然后，生成在如式11所示的最大功率方向D(p)得到的延迟界面z(p)(步骤S402)，选择规定数L个的功率上位通道，决定通道时间ps(步骤S403)。此外，步骤S403，也可采用提高粗略的最大功率方向的精度、推定方向的方法(步骤S403)，此时，在第2区段的方向推定时，不用计算被选择的通道时间ps以外、及最大功率方向周边以外的y(p，θk)。因此，通道检测部10，可抑制通道检索性能的下降，并大幅减低演算量。

此外，相同，在采用能得到充分的到来角度的分解能力的数的延迟界面时，(例如，各θk的间隔为1°时)，可用以下的方法。图6表示本发明的实施例1的通道检测部10的动作(步骤S106)的其它动作流程图。通道检测部10，在第1区段，利用一部的延迟界面(例如，采用θk的间隔为10°左右时)，检测各接收时间p的最大功率方向D(p)，粗略地检测最大功率方向(步骤S501)，通道检测部10，然后，生成在如式11所示的最大功率方向D(p)得到的延迟界面z(p)(步骤S502)，选择超过规定数L个的功率上位通道Q个，决定通道时间ps(步骤S503)。这里，s＝1～Q。通道检测部10，在第2区段，提高Q个粗略的最大功率方向的精度，检测最大通道方向D(ps)(步骤S504)，采用得到的最大通道方向的接收功率值|y(ps，D(ps))|²，再次、选择规定数L个的功率上位通道的方法也可以。此时，处理量增加了一些，但可用正确到来方向指向性接收时的通道接收功率进行通道检索，提高通道检索的性能。

通道检测部10的其它动作，是前述的通道检测部进行适当切换的动作。即亦，根据算出各到来通道的到来方向的角度宽度的角度宽度算出结果，切换动作。图7表示本发明的实施例1的通道检测部10的搭载(步骤S106)的其它动作流程图。通道检测部10检测各到来通道的到来方向(步骤S601)，计算它们的角度宽度(步骤S602)，与规定值进行比较(步骤S603)。通道检测部10，在角度宽度小于规定值时，将到来通道的到来方向的平均值作为所有的通道的到来方向(步骤S604)。当角度宽度大于规定值时，分别输出到来通道的到来方向(步骤S605)。这样就能根据角度宽度对到来通道的方向推定及接收时间检测进行适当的切换。

如前所述，按照本实施例，可根据相关演算部的相关演算值生成每一延迟界面，此外，由于该空间的分解能力使相关演算部后段的加权系数乘算部的数增加，所以可进行任意设定。该方法使无线接收部后段的指向性波束数增加，根据该波束数进行相关演算，此外，通过计算延迟界面，演算量不大，无须增加硬件规模。

这样，在采用指向性波束进行通道检索的场合，也能使通道的到来方向的依存性减低，不论通道从哪方向到来，都可对通道的方向及时间进行高精度检测。

此外，阵列式天线是等间隔直线阵列形状时，如同在(Unitary ESPRIT Howto Obtain Increased Estimation Accuracy With Reduced ComputationalBurden IEEE TRANSACTIONS ON SIGNAL PROCESSING，VOL，43，NO。MAY 1995，PP1232-1242)中揭示的那样，采用表示对方位θ的阵列式天线的复数应答的导向矢量a2(θ)的相位的共用中心对称性，如式12所示，采用N次正方行列的单一行列QN，可适应将导向矢量实数化的方法。此外，a2(θ)是将相位中心放在阵列中心时的导向矢量。b(θ)是被实数化的导向矢量，可如同式14那样表示。此外，QN可如式13所示那样，满足式2的性质。这样，在垂直多波束形成部4，将QN作为垂直波束生成行列使用，在加权系数乘算部81～8N，将b(θ)作为加权系数矢量使用，对加权系数乘算部中的乘算处理可从复数乘算变为实数乘算，处理量可大约减半。这里，d是天线单元的间隔，λ是载波波长。 $b\left(\mathrm{\θ}\right)=Q_N^H{a}_2\left(\mathrm{\θ}\right)----\left(12\right)$ $Q_{2K}=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}{I}_K& {\mathrm{jI}}_K\\ {\mathrm{II}}_K& -j{\mathrm{II}}_K\end{array}\right]$ (N＝2K时) $Q_{2K+1}=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{ccc}{I}_K& 0& j{I}_K\\ 0& \sqrt{2}& 0\\ {\mathrm{II}}_K& 0& -j{\mathrm{II}}_K\end{array}\right]$ (N＝2K+1时)N为偶数时 $b\left(\mathrm{\θ}\right)=\sqrt{2}[\cos \left(\frac{N-1}{2}\mathrm{\μ}\right),\…\cos \left(\frac{\mathrm{\μ}}{2}\right),-\sin \left(\frac{N-1}{2}\mathrm{\μ}\right),\…,-\sin \left(\frac{\mathrm{\μ}}{2}\right){]}^T$ 当N为奇数时 $b\left(\mathrm{\θ}\right)=\sqrt{2}[\cos \left(\frac{N-1}{2}\mathrm{\μ}\right),\…,\cos \left(\mathrm{\μ}\right),\frac{1}{\sqrt{2}},-\sin \left(\frac{N-1}{2}\mathrm{\μ}\right),\…,-\sin \left(\mathrm{\μ}\right){]}^T$ 这里 $\mathrm{\μ}=-\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}-d\sin \mathrm{\θ}----\left(14\right)$

此外，在垂直多波束形成部4生成的波束数，可设定在比阵列单元数小的波束数。此时，可抑制通道检索的精度的下降，还可减低相关演算部的数在加权系数乘算部的乘算次数、减低电路规模。

此外，延迟界面生成部，将生成的延迟界面经规定次数平均化后输出时，通道变化的追随性下降，但可减低干扰的影响，进行更稳定的通道检索动作。

实施例2

图8表示本发明的实施例2的通道检索电路的构成方框图。与实施例1的不同部分是，增加了选择相关演算部61～6M的输出的波束选择部，并根据该输出，加权系数乘算部81～8Nb进行加权系数乘算。以下，主要说明与实施例1不同的部分。由天线11～1N接收的高频信号，在设置于各天线11～1N的无线接收部21～2N，生成经依次进行高频放大、频率变换、正交检波及A/D变换得到的基频信号31～3N，输入垂直多波束形成部4。垂直多波束4，在各天线单元得到的基频信号31～3N上乘以复系数，对相互垂直的多个(M个)的波束加权系数进行乘算。

在各相关演算部61～6M，多波束信号51～5M被分别输入。导频信号发生部7生成预先埋入接收信号中的已知信号(以下导频信号)。相关演算部61～6M进行与导频信号的相关演算。

这里，将导频信号取为r(s)。这里，s＝1～Np。这里，Np被作为导频信号的符号数。第m相关演算部6M，对多波束信号5M进行如式4的相关演算。此时，仅以相当于相关演算部6M进行通道检索的时间范围内的取样数Ts的次数、使开始相关演算的取样时间p变化。这里，p＝1～Ts。

波束选择部20，从M个相关演算部61～6M的输出中选择、输出能得到最大功率或最大SIR的多波束信号，及与之邻接的多波束信号。

加权系数乘算部81～8N，采用根据波束选择部20中的选择波束生成的垂直波束部分行列，对被选择的相关矢量值进行加权系数乘算。此时，加权系数乘算部81～8N，在波束选择部20中的选择波束序号为Mo、选择的邻接波束数为c时、采用从垂直波束生成行列W的(Mo-c)行取出(Mo+c)行的(2×C+1)行N列的垂直波束部分行列Ws，第k加权系数乘算部8K，求出式15表示的加权系数矢量us(θ)，用该us(θ)如同式16表示那样进行加权系数乘算。此外，k＝1～Nb。

H表示复数公用转置。此外，θk处于选择波束方向的范围外时，可作为不进行加权系数乘算的构成。此时，加权系数乘算部81～8N，可减低加权系数乘算次数，减低电路规模。此外，选择波束序号小于c时，最大波束序号Mo＝c+1。相同，选择波束序号大于(Mo-c)时，Mo＝Mo-c。

u_s(θ)＝W_sa(θ)                     (15)

y(p，θ_k)＝u_s ^H(θ_k)h_s(p)            (16)

这里，hs(p)是将相关演算部61～6M得到的取样时间p作为相关演算的开始点的相关演算值，从相关演算值矢量h(p)＝[h1(p)h2(p)…hm(p)]^T的第(Mo-c)要素取出(Mo+c)要素的子矢量。

延迟界面生成部91～9N，分别根据加权系数乘算部81～8Nb得到的y(p，θk)生成延迟界面。这里，p＝1～Ts，k＝1～Nb。延迟界面，取p＝1～Ts的y(p，θk)的绝对值或平方值，求得与各时间的通道功率成比例的值。由(式2)的性质，第k的延迟界面生成部9k，与使主波束向着θk方向时的加权系数a(θk)得到的延迟界面等价，因此，无线基站装置在应覆盖的角度范围内，决定各θk范围。此外，该角度间隔，由必要的通道的到来角度分解能力决定。阵列单元数越多，通道的分解能力提高，使θk的角度间隔狭窄，可获得更高精度的通道检索。

通道检测部10，通过与实施例1说明的相同动作输出通道时间及到来方向信息。这里说明从略。

这样，按照本实施例，波束选择部，可从垂直多波束形成部4的指向性接收得到的信号中预先检测粗略的通道到来方向。此后的加权系数乘算部，在粗略的通道方向的周边范围可检测指向性波束中的延迟界面，可实现提高方向推定精度的通道检索。此外，根据指向性波束正对到来通道方向得到的延迟界面检测通道到来时间。这样，可提高通道检索精度。阵列式天线设置在很高处时，对到来通道的角度宽度在10度左右内的情况进行实验。在本实施例，加权系数乘算部，推定粗略的通道到来方向，可在通道不到来方向上进行不使延迟界面形成的动作。此时，本实施例的使用特别有效。

此外，在本实施例，延迟界面生成部，可根据相关演算部的相关演算值生成每一指向性的延迟界面，此外，该空间的分解能力，使相关演算部的后段的加权系数乘算部的数增加，所以，可任意设定。另外，与使无线接收部的后段的指向性波束增加、对应于该波束数进行相关演算、然后计算延迟界面的方法比较，这种方法演算量少、不用增加硬件规模。

此外，延迟界面生成部，可将生成的延迟界面经规定次数平均化后输出，此时，通道变化的追随性下降，但可减低干扰的影响，进行更稳定的通道检索动作。

实施例3

图9表示本发明的实施例3的通道检索电路的构成方框图。与实施例1的不同部分是，对无线接收装21～2N输出的各基频信号，设置与导频信号进行相关演算的相关演算部611～61N，对该相关演算值输出，设置垂直多波束形成部41，加权系数乘算部811～81N。以下，以与实施例1不同的部分为主，参照图9，图10进行说明。图10表示本发明实施例3的通道检索电路的动作流程图。

在如图9所示的通道检索电路，天线11～1N接收的高频信号，在设置于各天线11～1N的无线接收部21～2N依次进行高频放大、频率变换、正交检波及A/D变换。结果，生成基频信号31～3N(步骤S201)，被输入到N个相关演算部611～61N。

在各相关演算部611～61N，分别输入基频信号31～3N。导频信号发生部7b生成预先埋入接收信号的已知信号(以下导频信号)。相关演算部611～61N进行与导频信号的相关演算(步骤S202)。例如，在CDMA通信方式场合，相关演算部611～61N，用加密符号及扩散符号作逆扩散处理后，进行与导频信号的相关演算。此外，在TDMA通信方式场合，相关演算部611～61N，进行与基频信号及导频信号间的相关演算。

这里，将取样时间kT的第n基频信号3n取为xn(k)，将导频信号取为r(s)。这里，s＝1～Np。这里，Np作为导频信号的符号。第n相关演算部61n，对基频信号3n进行如式17的相关演算，仅以相当于进行通道检索的时间范围内的取样数Ts的次数、使开始相关演算的取样时间p变化。这里，p＝1～Ts，No是对符号的超过样品数。 $h_n\left(p\right)=\underset{s=1}{\overset{\mathrm{Np}}{\mathrm{\Σ}}}{x}_n(p+\mathrm{No}\·(s-1))r^{*}\left(s\right)----\left(17\right)$

下面，垂直多波束形成部4b，对相关演算部6b的各输出乘以复数系数，对相互垂直的多个(M个)波束加权系数进行乘算，形成垂直多波束(步骤S203)。

作为垂直多波束的一例，如实施例1中说明的那样，例如，有FFT(高速傅立叶变换)波束。此时的垂直波束生成行列W，可以如式1表示的那样。

这里，将取样时间p的第n相关演算部61N的输出表示为hn(p)，以垂直多波束形成部4b的输出的第m的波束接收的多波束信号51M，可用式18表示。这里，p＝1～Ts。(这里，n＝1～N) $B_m\left(p\right)=\underset{n-1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{W}_{\mathrm{mn}}^{*}{h}_n\left(p\right)----\left(18\right)$

下面，加权系数乘算部811～81N，将垂直多波束形成部41得到的多波束信号511～51M作为输入，乘以各不同的加权系数矢量(步骤S204)。这里，将多波束信号511～51M的取样时间p的输出表示为B(p)＝[B1(p)B2(p)…Bm(p)]^T。第k的加权系数乘算部81k，如式19表示的那样，将复系数构成的加权系数矢量u(θk)与相关演算值矢量进行乘算。此外，k＝1～Nb，H表示公用转置。

y(p，θ_k)＝u^H(θ_k)B(p)             (19)

这里，加权系数矢量u(θ)，在作为N单元阵列式天线中主波束对着θ方向的指向性波束加权系数矢量a(θ)时，利用垂直波束生成行列W，得到如式6所示那样。

下面，延迟界面生成部91～9N，分别根据加权系数乘算部811～81Nb得到的y(p，θk)生成延迟界面(步骤S205)。这里，p＝1～Ts，k＝1～Nb。延迟界面，取p＝1～Nb的y(p，θk)的绝对值或平方值，求得与各时间的通道功率成比例的值。第k的延迟界面生成部9k生成的延迟界面，由式2的性质，与使主波束向着θk方向时的加权系数a(θk)得到的延迟界面等价，因此，无线基站装置在应覆盖的角度范围内，决定各θk范围。此外，该角度间隔，由必要的通道的到来角度分解能力决定。阵列单元数越多，通道的分解能力提高，使θk的角度间隔狭窄，因此，可获得更高精度的通道检索。

通道检测部10，从延迟界面生成部91～9N得到的各θk方向的延迟界面、选择以用于倾角合成的最大引向杆数作为规定数的功率上位通道，并输出被选择的通道时间及到来方向信息(步骤S206)。

通道检测部10，通过与实施例1中相同的动作输出通道时间及到来方向信息。这里说明从略。

如前所述，按照本实施例，可根据相关演算部的相关演算值生成每一指向性的延迟界面，此外，该空间的分解能力，使相关演算部的后段的加权系数乘算部的数增加，所以，可任意设定。另外，与使无线接收部的后段的指向性波束增加、对应于该波束数进行相关演算、然后计算延迟界面的方法比较，这种方法演算量少、不用增加硬件规模。

这样，在采用指向性波束进行通道检索的场合，也能使通道的到来方向的依存性减低，不论通道从哪方向到来，都可对通道的方向及时间进行高精度检测。

此外，阵列式天线是等间隔直线阵列形状时，如同在实施例1中说明的那样，采用表示对方位θ的阵列式天线的复数应答的导向矢量a2(θ)的相位的共用中心对称性，如式12所示，求得N次正方行列的单一行列QN，利用该行列QN、可适应将导向矢量实数化的方法。此时，在垂直多波束形成部4b，作为垂直波束生成行列W，采用如式13表示的QN。此外，在加权系数乘算部811～81N，作为加权系数矢量u(θ)，可采用式14表示的b(θ)。这样，加权系数乘算部中的乘算处理，不是复数乘算变，而是为实数乘算，具有处理量可大约减半的效果。

此外，在垂直多波束形成部4生成的波束数，可设定在比阵列单元数小的波束数。此时，可抑制通道检索的精度下降，可减低相关演算部的数在加权系数乘算部的乘算次数，从而减低电路规模。

此外，延迟界面生成部，可将生成的延迟界面经规定次数平均化后输出。此时，通道变化的追随性下降，但可减低干扰的影响，进行更稳定的通道检索动作。

实施例4

图11表示本发明的实施例4的通道检索电路的构成方框图。本实施例表示与实施例3的别的构成。与实施例3的不同部分是，增加了选择由垂直多波束形成部41得到的多波束信号相511～51M的输出的波束选择部201，并根据该输出，并在加权系数乘算部811～81N进行加权系数乘算。以下，主要说明与实施例1不同的部分。

在图11表示的通道检索电路，由天线11～1N接收的高频信号，在设置于各天线11～1N的无线接收部21～2N，经依次进行高频放大、频率变换、正交检波及A/D变换。结果，生成基频信号31～3N，输入到N个相关演算部611～61N。

在各相关演算部611～61N，基频信号31～3N被分别输入。导频信号发生部71生成预先埋入接收信号中的已知信号(以下导频信号)。

相关演算部611～61N进行与导频信号的相关演算。

这里，将取样时间kT的第n基频信号3N取为xn(k)，导频信号取为r(s)。这里，s＝1～Np。这里，Np被作为导频信号的符号数。第n相关演算部61n，对基频信号3n进行如式17的相关演算。此时，仅以相当于进行通道检索的时间范围内的取样数Ts的次数、使开始相关演算的取样时间p变化。

垂直多波束形成部41，对相关演算部61的各输出乘以复数系数，对相互垂直的多个(M个)波束加权系数进行乘算。

作为垂直多波束的一例，如实施例1中说明的那样，例如，有FFT(高速傅立叶变换)波束。此时的垂直波束生成行列W，可以如式1表示的那样。

这里，将取样时间p的第n相关演算部61N的输出表示为hn(p)，以垂直多波束形成部41的输出的第m的波束接收的多波束信号51M，可用式18表示。

波束选择部20，从M个相关演算部61～6M的输出中选择、输出能得到最大功率或最大SIR的多波束信号，及与之邻接的多波束信号。

加权系数乘算部811～81N，采用根据波束选择部201中的选择波束生成的垂直波束部分行列，对被选择的相关矢量值进行加权系数乘算。此时，在波束选择部20中的选择波束序号为Mo、选择的邻接波束数为c时、采用从垂直波束生成行列W的(Mo-c)行取出(Mo+c)行的(2×C+1)行N列的垂直波束部分行列Ws，第k加权系数乘算部8K，求出式15表示的加权系数矢量us(θ)，用该us(θ)，如同式20表示那样进行加权系数乘算。此外，k＝1～Nb。H表示复数公用转置。此外，θk处于选择波束方向的范围外时，可作为不进行加权系数乘算的构成。此时，可减低加权系数乘算次数，减低电路规模。此外，选择波束序号小于c时，最大波束序号Mo＝c+1。相同，选择波束序号大于(Mo-c)时，Mo＝Mo-c。

y(p，θ_k)＝u_s ^H(θ_k)B_s(p)                     (20)

这里，Bs(p)，是从垂直多波束形成部41得到多波束信号511～51M的输出用多波束信号矢量B(p)＝[B1(p)B2(p)…Bm(p)]^T表示时的第(Mo-c)要素中取出(Mo+c)要素的子矢量。

延迟界面生成部91～9N，分别根据加权系数乘算部811～81N得到的y(p，θk)生成延迟界面。这里，p＝1～Ts，k＝1～Nb。延迟界面，取p＝1～Nb的y(p，θk)的绝对值或平方值，求得与各时间的通道功率成比例的值。第k的延迟界面生成部9k生成的延迟界面，由式2的性质，与使主波束向着θk方向时的加权系数a(θk)得到的延迟界面等价，因此，无线基站装置在应覆盖的角度范围内，决定各θk范围。此外，该角度间隔，可由必要的通道的到来角度分解能力决定。阵列单元数越多，通道的分解能力提高，使θk的角度间隔狭窄，可获得更高精度的通道检索。

通道检测部10，通过与实施例1说明的相同动作输出通道时间及到来方向信息。这里说明从略。

如前所述，按照本实施例，波束选择部，可从垂直多波束形成部4b的指向性接收得到的信号中预先检测粗略的通道到来方向。此外，此后的加权系数乘算部，在粗略的通道方向的周边范围，可检测指向性波束中的延迟界面，可实现提高方向推定精度的通道检索。此外，根据指向性波束正对到来通道方向得到的延迟界面检测通道到来时间。这样，可提高通道检索精度。阵列式天线设置在很高处时，对到来通道的角度宽度在10度左右内的情况进行实验。在本实施例，通道检测部，推定粗略的通道到来方向，可在通道不到来方向上进行不使延迟界面形成的动作。此时，本实施例的使用特别有效。

此外，在本实施例，可根据相关演算部的相关演算值生成每一指向性的延迟界面，此外，该空间的分解能力，使相关演算部的后段的加权系数乘算部的数增加，所以，可任意设定。另外，与使无线接收部的后段的指向性波束增加、对应于该波束数进行相关演算、然后计算延迟界面的方法比较，这种方法演算量少、不用增加硬件规模。

此外，延迟界面生成部，可将生成的延迟界面经规定次数平均化后输出，此时，通道变化的追随性下降，但可减低干扰的影响，进行更稳定的通道检索动作。

实施例5

图12表示本发明的实施例1的通道检索电路的别的构成方框图。与实施例1不同部分在于，增加了补正阵列单元间耦合及无线接收部间的相位振幅的偏差的补正行列生成部30，补正行列Wc被输入到垂直多波束形成部4。以下，主要对与实施例1不同点进行说明。

由天线11～1N接收的高频信号，在设置于各天线11～1N的无线接收部21～2N，经依次进行高频放大、频率变换、正交检波及A/D变换。结果，生成基频信号31～3N，输入到垂直多波束形成部4。

补正行列生成部30，生成补正阵列单元间耦合及无线接收部间的相位振幅的偏差的行列。进行阵列单元间耦合的N次的补正行列C1的生成，可通过在电波暗室测定阵列式天线部单独的特性获得。详细，在文献Sensor-ArrayCalibration Using a Maximum-Likelihood Approach，IEEE TRANSATIONS ONANTENNAS AND PROPAGATION，VOL.44，NO.6，JUNE 1996，PP827-835已有揭示，这里说明从略。

无线接收部的相位振幅的偏差的补正方法，例如，在特许公开2001-86049号公报已有揭示。该方法，经无线接收部的前段的耦合器，重叠校正信号，此外，计算相对于作为基准的基频信号(例如，3-1)的别的基频信号(3-k)、在k＝2～N条件下的周期性的相位差φk与振幅差Ak。将这些相位差与振幅差用复数数值表示时的复数公用值就是作为补正值。作为N次的行列C2表现的场合，可用式21表示。

垂直多波束形成部4，将补正行列生成部30得到的补正行列Wc与垂直波束行列W进行乘算、加以补正后，对各天线单元得到的基频信号31～3N、用加以补正的复数系数进行乘算，使相互垂直的多个(M个)的波束加权系数进行乘算。此时，加以补正的垂直波束行列W2可用式22表示。

W₂＝W W_c＝WC₁C₂                           (22)

以下的动作，与实施例1相同，说明从略。

如前所述，按照本实施例，由于增加补正阵列单元间耦合及无线接收部间的相位振幅的偏差的补正行列生成部30、用补正行列Wc对垂直多波束形成部4进行乘算，可保持近理想的波束形状。这样，除了实施例1的效果，还能够防止通道检索电路中通道检测精度的下降。

此外，在本实施例，同时对补正阵列单元间耦合及无线接收部间的相位振幅的偏差的方法进行说明。其中的任一方的情况都可以。即亦，C1，C2中的任一个被看作N次的单位行列都可相同处理。

此外，在本实施例，对实施例1中增加补正行列生成部30的构成进行说明。即使是别的实施例2～4中的任一构成，也可通过用其补正行列Wc对垂直多波束形成部4进行乘算，获得相同的效果。

实施例6

图13表示本发明的实施例6的无线接收装置的构成方框图。该无线接收装置，根据本发明的实施例1～5的中的任一个的通道检索电路39中的通道检索的结果，决定通道分离，再进行接收指向性波束形成。在通道检索电路39中的动作，以前已经说明，下面，以通道检索电路以外部分为主进行说明。此外，这里处理的是符号扩散多重通道(CDMA)通信方式中的动作。

从阵列式天线1形成的高频信号到变换成为基频信号31～3N的动作，与

实施例1相同。

逆扩散部401～40N，根据对通道检索电路39检测的L个多通道成分(以下，作为第1通道～第L通道)的时间信息进行逆扩散处理。即亦，逆扩散部401～40L，在天线11～1N上与到来的各通道的接收时间对应进行逆扩散处理。这样，从天线11～1N分配到通道数部分，利用对连接的通道p的逆扩散部40p1～40pN，天线11～1N接收的第p通道的信号被分别取出。这里，p＝1～L。

通道接收波束形成部411～41M，对通道检索电路39检测的L个多通道成分，生成对着从阵列式天线1的主波束用通道检索电路检测的各通道方向的波束加权系数矢量，并与逆扩散部401～40L进行乘算。即亦，将对第p方向的加权系数矢量作为Wp时，通道接收波束形成部通过对逆扩散部40p1～40pN的输出进行乘算，输出阵列合成信号zp(k)。这里，p＝1～L。作为波束加权系数矢量Wp，例如，采用导向矢量a(θ)，切比雪夫波束，最大合成波束等。倾角合成部42，分别用频道推定值h1’～hL’的复数公用值(h1’)*～(hL’*)与对第1～L的阵列合成信号z1(k)～zL(k)进行乘算，回性变动值h1～hL被补偿后，进行倾角合成。倾角合成的信号，在数据判断部43作符号判断，这样得到接收数据。

这样，按照本实施例，根据通道检索电路39的通道检索结果的通道时间及通道方向信息，可将通道分离、将指向性对着通道方向接收。这样，可减低干扰波，使高品质的通信成为可能。

此外，按照本实施例，无线接收装置，可在通道检索电路39检测的通道时间，在每通道检测的通道方向上形成指向性波束，从通道检索电路检测的延迟界面、在提供最大SNR的通道到来方向上形成通道共同的指向性波束。

此外，按照本实施例，将通道检索电路39用于无线接收装置，也可用于无线发射装置。此时，无线发射装置，按通道检索电路得到的通道方向的指向性发射，对应于每通道的指向性，按规定数的接收功率上位的通道方向的指向性发射。或，只在提供最大接收通道功率方向、最大SNR的通道方向、或到来通道的平均到来通道方向上进行带指向性的发射。

此外，按照本实施例，对作为多重方式使用CDMA方式的通信系统中使用的基站装置进行说明。不限于此。本发明，也可适用于在采用TDMA方式及OFDM方式的多重方式的通信系统中使用的基站装置。

此外，按照本实施例，无线接收装置，采用倾角合成，通过各通道，对到来的信号进行合成。但是，不限于此，在本发明，如采用通过各通道在每一天线合成到来信号的方法，任何合成方法都可用。

如前所述，按照本发明，根据相关演算部的相关演算值，可生成每指向性的延迟界面。此外，其空间分解能力，由于使相关演算部的后段的加权系数乘算部的数增加，可提供能任意设定的通道检索电路。此外，与使无线接收部的后段的指向性波束增加、对应于该波束数进行相关演算、然后计算延迟界面的方法比较，这种方法演算量少、不用增加硬件规模。这样，可提供即使在采用指向性波束进行通道检索时、也能够使通道的到来方向的依存性减低，而且无论从哪个方向到来、都能高精度地检测通道的方向及时间的通道检索电路。

Claims (38)

1.一种通道检索电路，其特征在于，包括

(a)把分别利用多个无线接收部解调由多个天线接收的多个高频信号而得到的多个基频信号、与对所述基频信号相互垂直的与多个指向性有关的第1加权系数进行乘算的垂直多波束形成部，

(b)对所述垂直多波束形成部的各输出与预定的信号进行相关演算的相关演算部，

(c)将所述相关演算部的输出与第2加权系数进行乘算的加权系数乘算部，

(d)从所述加权系数乘算部的输出信号生成延迟界面的延迟界面生成部，以及

(e)从所述延迟界面检测到来通道的接收时间与到来方向的通道检测部。

2.如权利要求1所述的通道检索电路，其特征在于，包括

比较所述相关演算部的各输出电平、只选择输出预定个数的相关演算部的输出的波束选择部，

所述加权系数乘算部，对所述波束选择部选择的相关演算部的输出与所述第2加权系数进行乘算。

3.如权利要求1所述的通道检索电路，其特征在于，

所述第2加权系数，是形成主波束方向不同的指向性的加权系数，

包括对所述延迟界面生成部生成的多个延迟界面进行功率合成的延迟界面功率合成部，

所述通道检测部从所述延迟界面功率合成部的输出中检测所述到来通道的接收时间。

4.如权利要求1所述的通道检索电路，其特征在于，

所述第2加权系数，是形成主波束方向不同的指向性的加权系数，

所述通道检测部，从多个的所述延迟界面通过选择每一接收时间中的最大功率值、检测所述到来方向。

5.如权利要求1所述的通道检索电路，其特征在于，

所述第2加权系数，是形成主波束方向不同的指向性的加权系数，

所述通道检测部，从多个的所述延迟界面通过选择每一接收时间中的最大功率值检测所述到来方向，而且从以每一接收时间中的最大功率值为基础生成的延迟界面检测所述到来通道的接收时间。

6.如权利要求1所述的通道检索电路，其特征在于，

所述第2加权系数，是形成主波束方向不同的指向性的加权系数，

包括对所述延迟界面生成部生成的多个的延迟界面进行功率合成的延迟界面功率合成部，

所述通道检测部，从所述延迟界面功率合成部的输出中检测到来通道的接收时间，以所述到来通道的各接收时间的所述加权系数乘算部的输出为基础进行到来方向的推定。

7.如权利要求1所述的通道检索电路，其特征在于，

所述第2加权系数，是形成主波束方向不同的指向性的加权系数，

所述通道检测部，从多个的所述延迟界面中检测超过用于合成所述到来通道的功率的、功率上位的最大通道数的个数的到来通道的接收时间，以所述各到来通道的接收时间的所述多个加权系数乘算部的输出为基础进行到来方向的推定，以向着所述到来方向的指向性接收功率高的顺序检测小于最大通道数的到来通道的接收时间及到来方向。

8.如权利要求1所述的通道检索电路，其特征在于，

所述第2加权系数，是形成主波束方向不同的指向性的加权系数，

包括对所述延迟界面生成部生成的多个的延迟界面进行功率合成的延迟界面功率合成部，

所述通道检测部，从所述延迟界面功率合成部的输出中检测超过用于合成所述到来通道的功率的、功率上位的最大通道数的个数的到来通道的接收时间，以所述各到来通道的接收时间的所述多个加权系数乘算部的输出为基础进行到来方向的推定，以向着所述到来方向的指向性接收功率高的顺序检测小于最大通道数的到来通道的接收时间及到来方向。

9.如权利要求1所述的通道检索电路，其特征在于，包括

对所述通道检测部检测的各到来通道的到来方向的角度宽度进行计算的角度宽度计算部，以及

在所述角度宽度小于规定值时，将所述到来通道的到来方向的平均值作为所有通道的到来方向的角度宽度判断部。

10.如权利要求1所述的通道检索电路，其特征在于，

所述第1加权系数，是对补正所述多个无线接收部间的振幅相位偏差的补正系数进行乘算的加权系数。

11.如权利要求1所述的通道检索电路，其特征在于，

所述第1加权系数，是对补正构成所述天线的天线器件间的耦合的补正系数进行乘算的加权系数。

12.如权利要求1所述的通道检索电路，其特征在于，

所述延迟界面，是将所述延迟界面生成部以规定次数生成的延迟界面进行平均化的延迟界面。

13.一种通道检索电路，其特征在于，包括

(a)把分别利用多个无线接收部解调由多个天线接收的多个高频信号而得到的多个基频信号、与对所述基频信号预定的信号进行相关演算的相关演算部，

(b)将所述相关演算部的输出和与相互垂直的、与多个的指向性有关的第3加权系数进行乘算的垂直多波束形成部，

(c)将所述垂直多波束形成部的输出与第4加权系数进行乘算的加权系数乘算部，

(d)从所述加权系数乘算部的输出信号生成延迟界面的延迟界面生成部，以及

(e)从所述延迟界面检测到来通道的接收时间与到来方向的通道检测部。

14.如权利要求13所述的通道检索电路，其特征在于，

包括比较所述垂直多波束形成部的各输出电平，只选择输出预定的个数的垂直多波束形成部的输出的波束选择部，

所述加权系数乘算部，对所述波束选择部选择的垂直多波束形成部的输出与第4加权系数进行乘算。

15.如权利要求13所述的通道检索电路，其特征在于，

所述第4加权系数，是形成主波束方向不同的指向性的加权系数，包括对所述延迟界面生成部生成的多个的延迟界面进行功率合成的延迟界面功率合成部，

所述通道检测部，从所述延迟界面功率合成部的输出中检测所述到来通道的接收时间。

16.如权利要求13所述的通道检索电路，其特征在于，

所述第4加权系数，是形成主波束方向不同的指向性的加权系数，所述通道检测部，从多个的所述延迟界面通过选择每一接收时间中的最大功率值检测到来方向。

17.如权利要求13所述的通道检索电路，其特征在于，

所述第4加权系数，是形成主波束方向不同的指向性的加权系数，所述通道检测部，从多个的所述延迟界面通过选择每一接收时间中的最大功率值检测所述到来方向，而且从以每一接收时间中的最大功率值为基础生成的延迟界面检测所述到来通道的接收时间。

18.如权利要求13所述的通道检索电路，其特征在于，

所述第4加权系数，是形成主波束方向不同的指向性的加权系数，包括对所述延迟界面生成部生成的多个的延迟界面进行功率合成的延迟界面功率合成部，

所述通道检测部，从所述延迟界面功率合成部的输出中检测到来通道的接收时间，以所述到来通道的各接收时间的所述加权系数乘算部的输出为基础进行到来方向的推定。

19.如权利要求13所述的通道检索电路，其特征在于，

所述第4加权系数，是形成主波束方向不同的指向性的加权系数，所述通道检测部，从多个的所述延迟界面中检测超过用于合成所述到来通道的功率的、功率上位的最大通道数的个数的到来通道的接收时间，以所述各到来通道的接收时间的所述多个加权系数乘算部的输出为基础进行到来方向的推定，以向着所述到来方向的指向性接收功率高的顺序检测小于最大通道数的到来通道的接收时间及到来方向。

20.如权利要求13所述的通道检索电路，其特征在于，

所述第4加权系数，是形成主波束方向不同的指向性的加权系数，包括对所述延迟界面生成部生成的多个的延迟界面进行功率合成的延迟界面功率合成部，

所述通道检测部，从所述延迟界面功率合成部的输出中检测超过用于合成所述到来通道的功率的、功率上位的最大通道数的个数的到来通道的接收时间，以所述各到来通道的接收时间的所述多个加权系数乘算部的输出为基础进行到来方向的推定，以向着所述到来方向的指向性接收功率高的顺序检测小于最大通道数的到来通道的接收时间及到来方向。

21.如权利要求13所述的通道检索电路，其特征在于，包括

对所述通道检测部检测的各到来通道的到来方向的角度宽度进行计算的角度宽度计算部，以及

在所述角度宽度小于规定值时，将所述到来通道的到来方向的平均值作为所有通道的到来方向的角度宽度判断部。

22.如权利要求13所述的通道检索电路，其特征在于，

所述第3加权系数，是对补正所述多个无线接收部间的振幅相位偏差的补正系数进行乘算的加权系数。

23.如权利要求13所述的通道检索电路，其特征在于，

所述第3加权系数，是对补正构成所述天线的天线器件间的耦合的补正系数进行乘算的加权系数。

24.如权利要求13所述的通道检索电路，其特征在于，

所述延迟界面，是将所述延迟界面生成部以规定次数生成的延迟界面进行平均化的延迟界面。

25.一种无线接收装置，其特征在于，包括

输入来自多个天线的信号的天线信号输入部，

将输入到所述天线信号输入部的高频信号解调为基频信号的多个无线接收部，

与对所述基频信号相互垂直的与多个指向性有关的第1加权系数进行乘算的垂直多波束形成部，

对所述垂直多波束形成部的各输出与预定的信号进行相关演算的相关演算部，

将所述相关演算部的输出与第2加权系数进行乘算的加权系数乘算部，

从所述加权系数乘算部的输出信号生成延迟界面的延迟界面生成部，

从所述延迟界面检测到来通道的接收时间与到来方向的通道检测部，

在所述通道检测部检测的到来通道的接收时间将通道从所述基频信号中分离出来的通道分离部，

在由所述通道分离部分离的所述每一通道中，在所述到来通道的到来方向形成指向性波束的通道接收波束生成部，以及

将所述通道接收波束生成部的输出信号进行合成接收的通道合成部。

26.如权利要求25所述的无线接收装置，其特征在于，

所述通道接收波束生成部，在从所述延迟界面提供最大信噪比的通道到来方向上形成指向性波束。

27.如权利要求25所述的无线接收装置，其特征在于，

所述通道接收波束生成部，在从所述延迟界面提供最大接收功率的通道到来方向上形成指向性波束。

28.一种无线接收装置，其特征在于，包括

输入来自多个天线的信号的天线信号输入部，

将输入到所述天线信号输入部的高频信号解调为基频信号的多个无线接收部，

对所述基频信号进行与预定信号进行相关演算的相关演算部，

将所述相关演算部的输出与相互垂直的与多个指向性有关的第3加权系数进行乘算的垂直多波束形成部，

对所述垂直多波束形成部的各输出与第4加权系数进行乘算的加权系数乘算部，

从所述加权系数乘算部的输出信号生成延迟界面的延迟界面生成部，

从所述延迟界面检测到来通道的接收时间与到来方向的通道检测部，

在所述通道检测部检测的到来通道的接收时间将通道从所述基频信号中分离出来的通道分离部，

在由所述通道分离部分离的所述每一通道中，在所述到来通道的到来方向形成指向性波束的通道接收波束生成部，以及

将所述通道接收波束生成部的输出信号进行合成接收的通道合成部。

29.如权利要求28所述的无线接收装置，其特征在于，

所述通道接收波束生成部，在从所述延迟界面提供最大信噪比的通道到来方向上形成指向性波束。

30.如权利要求28所述的无线接收装置，其特征在于，

所述通道接收波束生成部，在从所述延迟界面提供最大接收功率的通道到来方向上形成指向性波束。

31.一种无线发射装置，其特征在于，包括

输入来自多个天线的信号的天线信号输入部，

将输入到所述天线信号输入部的高频信号解调为基频信号的多个无线接收部，

与对所述基频信号相互垂直的与多个指向性有关的第1加权系数进行乘算的垂直多波束形成部，

对所述垂直多波束形成部的各输出与预定的信号进行相关演算的相关演算部，

将所述相关演算部的输出与第2加权系数进行乘算的加权系数乘算部，

从所述加权系数乘算部的输出信号生成延迟界面的延迟界面生成部，

从所述延迟界面检测到来通道的接收时间与到来方向的通道检测部，以及

在所述通道检测部检测的到来通道的到来方向上形成并发射指向性波束的指向性波束发射部。

32.如权利要求31所述的无线发射装置，其特征在于，

所述指向性波束发射部在所述到来通道中最大接收功率的通道方向上形成并发射指向性波束。

33.如权利要求31所述的无线发射装置，其特征在于，

所述指向性波束发射部在所述到来通道中规定数的接收功率上位的通道方向上形成并发射指向性波束。

34.如权利要求31所述的无线发射装置，其特征在于，

所述指向性波束发射部在所述到来通道的平均到来通道方向上形成并发射指向性波束。

35.一种无线发射装置，其特征在于，包括

输入来自多个天线的信号的天线信号输入部，

将输入到所述天线信号输入部的高频信号解调为基频信号的多个无线接收部，

对所述基频信号进行与预定信号进行相关演算的相关演算部，

将所述相关演算部的输出与相互垂直的与多个指向性有关的第3加权系数进行乘算的垂直多波束形成部，

对所述垂直多波束形成部的各输出与第4加权系数进行乘算的加权系数乘算部，

从所述加权系数乘算部的输出信号生成延迟界面的延迟界面生成部，

从所述延迟界面检测到来通道的接收时间与到来方向的通道检测部，以及

在所述通道检测部检测的到来通道的到来方向上形成并发射指向性波束的指向性波束发射部。

36.如权利要求35所述的无线发射装置，其特征在于，

所述指向性波束发射部在所述到来通道中最大接收功率的通道方向上形成并发射指向性波束。

37.如权利要求35所述的无线发射装置，其特征在于，

所述指向性波束发射部在所述到来通道中规定数的接收功率上位的通道方向上形成并发射指向性波束。

38.如权利要求35所述的无线发射装置，其特征在于，

所述指向性波束发射部在所述到来通道的平均到来通道方向上形成并发射指向性波束。

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