CN107370499B - 接收器电路 - Google Patents

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Abstract

一种接收器系统，包括：被配置成接收包括多个天线信号的输入信令的输入端，其中所述多个天线信号各自包括对应于第一频率区间和第二频率区间的信息。AoA块可以确定与第一频率区间和第二频率区间相关联的第一到达角和第二到达角。第一加权确定块被配置成基于第一到达角和第二到达角执行以下操作中的任一个：将第一加权值设定为用于相长地组合对应于多个天线信号的第一频率区间的信息的值；或将第一加权值设定为用于相消地组合对应于多个天线信号的第一频率区间的信息的值。

Description

接收器电路
技术领域
本公开涉及接收器电路，该接收器电路包括提供同信道干扰补偿(CIC)的接收器电路。
背景技术
用于FM频段的带内信道上(IBOC)数字无线电广播标准由国家无线电系统委员会(NRSC)公布的“带内/信道上数字无线电广播标准”文件定义。该文件还是用于可通过HDRadioTM认证的接收器接收的所传输IBOC信号的基础。HD RadioTM传输还基于2011年8月23日的文件号为SY_IDD_1011sG修订案G的“HD RadioTM空中接口设计说明第1层FM”。
发明内容
根据本公开的第一方面，提供一种接收器系统，该接收器系统包括：
被配置成接收包括多个天线信号的输入信令的输入端，每个天线信号在不同天线处接收，其中多个天线信号各自包括对应于第一频率区间和第二频率区间的信息；
被配置成确定与第一频率区间相关联的第一到达角的第一AoA块；
被配置成确定与第二频率区间相关联的第二到达角的第二AoA块；
第一加权确定块，该第一加权确定块被配置成基于第一到达角和第二到达角执行以下操作中的任一个：
将第一加权值设定为用于相长地组合对应于多个天线信号的第一频率区间的信息的值；或
将第一加权值设定为用于相消地组合对应于多个天线信号的第一频率区间的信息的值；
第一加权应用块，该第一加权应用块被配置成将第一加权值应用到对应于多个天线信号中的第一频率区间的信息，以便提供经加权第一频率区间信号；
第二加权确定块，该第二加权确定块被配置成将第二加权值设定为用于相长地组合对应于多个天线信号的第二频率区间的信息的值；
第二加权应用块，该第二加权应用块被配置成将第二加权值应用到对应于多个天线信号中的第二频率区间的信息，以便提供经加权第二频率区间信号；
信号组合块，该信号组合块被配置成组合经加权第一频率区间信号和经加权第二频率区间信号以便提供输出信令。
在一个或多个实施例中，第一AoA块包括外部第一AoA块，该外部第一AoA块被配置成确定与第一频率区间的外部子组相关联的外部第一到达角。第一加权确定块可以被配置成基于外部第一到达角和第二到达角来设定该设定的第一加权值。第一加权应用块可以被配置成将第一加权值应用到对应于多个天线信号中的整个第一频率区间的信息，以便提供经加权第一频率区间信号。
在一个或多个实施例中，第二AoA块包括中间第二AoA块，该中间第二AoA块被配置成基于第二频率区间的中间子组来确定第二到达角。第二加权应用块可以被配置成将第二加权值应用到对应于多个天线信号中的整个第二频率区间的信息，以便提供经加权第二频率区间信号。
在一个或多个实施例中，第一加权确定块被配置成基于第一到达角和第二到达角之间的差是否满足外部阈值来设定第一加权值。
在一个或多个实施例中，第一加权值包括多个第一天线加权值，多个天线信号中的每个有一个第一天线加权值。第二加权值可包括多个第二天线加权值，多个天线信号中的每个有一个一个第二天线加权值。
在一个或多个实施例中，第一加权应用块被配置成：使第一天线加权值中的每个乘以对应于多个天线信号中的一个相关联天线信号的第一频率区间的信息，以便提供多个第一天线加权信号；以及使多个第一天线加权信号相加在一起，以便提供经加权第一频率区间信号。
在一个或多个实施例中，第二加权应用块被配置成：使第二天线加权值中的每个乘以对应于多个天线信号中的一个相关联天线信号的第二频率区间的信息，以便提供多个第二天线加权信号；以及使多个第二天线加权信号相加在一起以提供经加权第二频率区间信号。
在一个或多个实施例中，第一加权确定块被配置成基于用于相长地组合对应于多个天线信号的第一频率区间的信息的第二加权值，来设定第一加权值。
在一个或多个实施例中，第一加权确定块被配置成：通过基于对应于第一频率区间的多个天线信号中的信息的空间协方差矩阵修改第二加权值来确定经调整第二加权值；以及将第一加权值设定为经调整第二加权值。
在一个或多个实施例中，多个天线信号还各自包括对应于第三频率区间的信息。接收器系统可另外包括：被配置成确定与第三频率区间相关联的第三到达角的第三AoA块；第三加权确定块，该第三加权确定块被配置成基于第三到达角和第二到达角执行以下操作中的任一个：将第三加权值设定为用于相长地组合对应于多个天线信号的第三频率区间的信息的值，或将第三加权值设定为用于相消地组合对应于多个天线信号的第三频率区间的信息的值；第三加权应用块，该第三加权应用块被配置成将第三加权值应用到对应于多个天线信号中的第三频率区间的信息，以便提供经加权第三频率区间信号；以及
其中信号组合块被配置成组合经加权第一频率区间信号、经加权第二频率区间信号和经加权第三频率区间信号，以便提供输出信令。
在一个或多个实施例中，第一AoA块包括：被配置成确定与第一频率区间的内部子组相关联的内部第一到达角的内部第一AoA块；被配置成确定与第一频率区间的外部子组相关联的外部第一到达角的外部第一AoA块。第一加权确定块可以被配置成：将外部第一角差值确定为外部第一到达角和第二到达角之间的差；如果外部第一角差值小于外部阈值，则：将第一加权值设定为用于相长地组合对应于多个天线信号的第一频率区间的信息的值；将内部第一角差值确定为内部第一到达角和第二到达角之间的差；如果内部第一角差值小于外部第一角差值的预定比例，则将第一加权值设定为用于相长地组合对应于多个天线信号的第一频率区间的信息的值；如果内部第一角差值大于外部第一角差值的预定比例，则将第一加权值设定为用于相消地组合对应于多个天线信号的第一频率区间的信息的值。
在一个或多个实施例中，第一加权应用块被配置成将第一加权值应用到对应于多个天线信号中的整个第一频率区间的信息，以便提供经加权第一频率区间信号。
在一个或多个实施例中，第二加权应用块被配置成将第二加权值应用到对应于多个天线信号中的整个第二频率区间的信息，以便提供经加权第二频率区间信号。
在一个或多个实施例中，第三AoA块包括：被配置成确定与第三频率区间的内部子组相关联的内部第三到达角的内部第三AoA块；被配置成确定与第三频率区间的外部子组相关联的外部第三到达角的外部第三AoA块。第三加权确定块可以被配置成：将外部第三角差值确定为外部第三到达角和第二到达角之间的差；如果外部第三角差值小于外部阈值，则：将第三加权值设定为用于相长地组合对应于多个天线信号的第三频率区间的信息的值；将内部第三角差值确定为内部第三到达角和第二到达角之间的差；如果内部第三角差值小于外部第三角差值的预定比例，则将第三加权值设定为用于相长地组合对应于多个天线信号的第三频率区间的信息的值；如果内部第三角差值大于外部第三角差值的预定比例，则将第三加权值设定为用于相消地组合对应于多个天线信号的第三频率区间的信息的值。
在一个或多个实施例中，第三加权应用块被配置成将第三加权值应用到对应于多个天线信号中的整个第三频率区间的信息，以便提供经加权第三频率区间信号。
可提供一种包括本文公开的任何接收器电路或被配置成执行本文公开的任何方法的轿车无线电接收器系统。
可提供一种包括本文公开的任何电路或系统的集成电路或电子装置。
虽然本公开容许各种修改和可替换形式，但其细节已经以举例的方式在附图中示出且将详细地描述。然而，应理解，超出所描述的特定实施例的其它实施例也是可能的。也涵盖落在所附权利要求书的精神和范围内的所有修改、等效物和可替换实施例。
以上论述并不意图表示当前或将来权利要求集的范围内的每一例子实施例或每一实施方案。附图和具体实施方式还举例说明了各种例子实施例。考虑以下结合附图的详细描述可以更全面地理解各种例子实施例。
附图说明
现将仅借助于例子参考附图描述一个或多个实施例，附图中：
图1示出一种类型的IBOC信号的简化形式；
图2a和图2b示出图1的IBOC信号，以及第1邻近下相邻FM信道和上相邻FM信道；
图3示出具有下第1邻近(FM)干扰信号和上第1邻近(FM)干扰信号的(H)IBOC传输的周期图功率谱密度(PSD)估算；
图4示出IBOC信号的全数字实施方案的频谱标绘图；
图5示出接收器的例子实施例；
图6示出可通过接收器系统例如图5中的接收器系统执行的方法的详细视图；
图7示出操作接收器系统的另一方法；以及
图8示出表示图7的处理的一般化版本的接收器系统。
具体实施方式
用于FM频段的带内信道上(IBOC)数字无线电广播标准由国家无线电系统委员会(NRSC)公布的“带内/信道上数字无线电广播标准”文件定义。该文件还是用于可通过HDRadioTM认证的接收器接收的所传输IBOC信号的基础。HD RadioTM传输还基于2011年8月23日的文件号为SY_IDD_1011sG修订案G的“HD RadioTM空中接口设计说明第1层FM”。
图1示出一种类型的IBOC信号100的简化形式，其为所谓的“混合IBOC FM”信号并且在本文中被表示为“混合IBOC”。频率在水平轴上示出，其中0Hz表示载波频率。图1的垂直维度表示功率。
混合信号100是模拟FM信号110和数字调制信号112、114的组合/相加。模拟FM信号110占据200kHz的带宽，该带宽介于-100kHz和100kHz之间并且表示以载波频率为中心的中心部分。数字调制信号112、114占据约200kHz的带宽。然而，数字调制信号被分成下边带112和上边带114，每个具有约100kHz的带宽。下边带在频谱上定位在低于载波频率100kHz的距离处。上边带114在频谱上定位在高于载波频率100kHz的距离处。以此方式，下边带112低于中心部分的最低频率，并且上边带114高于中心部分的最高频率。数字调制信号112、114可以使用正交频分多路复用(OFDM)，其中子载波的数目可以根据选定服务/传输模式而改变。
数字调制信号112、114的总功率可以是模拟主机FM信号110的功率的约百分之一。混合IBOC信号100可以因此被视为有噪声FM信号。
所谓的“信道网格”限定用于模拟FM信号的保留信道带宽。频段II中的信道带宽通过调节为200kHz，如图1中的模拟中心部分110所示。因此，下数字OFDM边带112和上数字OFDM边带114可以对应于第1邻近下相邻FM信道和上相邻FM信道的频率范围。这将另外参照图2a和图2b加以描述。
图2a示出图1的IBOC信号，以及第1邻近下相邻FM信道220a和第1邻近上相邻FM信道230a。
(H)IBOC信号的初级边带212、214占据下相邻信道220a的约100kHz和上相邻信道230a的约100kHz。由于初级边带212、214在该200kHz的栅格之外的这一事实，初级边带212、214易受相邻信道干扰，也就是第1邻近(FM)干扰。因此，(H)IBOC传输的每个第1邻近(FM)信号220a、230a可能引入针对数字调制的下边带212和上边带214的同信道干扰。
同信道干扰通过调节可以功率高达数字调制的下边带212和上边带214的一百倍强。此外，第1邻近干扰信号220a、230a均可以在相同的时间存在，因此下边带212和上边带214在此情况下均通过相邻FM传输而被失真。
图2b示出图1的IBOC信号，以及第1邻近相邻FM信道220b、230b。与图2a对比，第1邻近下相邻FM信道220b和第1邻近上相邻FM信道230b的功率小于它们干扰的相应数字调制下边带212和上边带214的功率。
图3示出具有下第1邻近(FM)干扰信号和上第1邻近(FM)干扰信号的(H)IBOC传输的周期图功率谱密度(PSD)估算。图3中信号的各部分已被给定与图2a中所示信号的对应部分相同的参考标号。
图3示出，正是下第1邻近相邻FM传输320(浅灰色曲线)和上第1邻近相邻FM传输(深灰色曲线)330分别造成(H)IBOC传输(黑色曲线)的下边带312和上边带314严重失真。
“带内信道上”(IBOC)无线电传输系统可用于同时在相同的频率上传输数字无线电广播信号和模拟无线电广播信号。如将在下文论述，还存在全数字版本，其中两个数字信号组合。术语(H)IBOC用于本文是指可采用混合或全数字形式的IBOC信号。
图3的信号可以被认为是具有三个不重叠频率区间：介于-300kHz和-100kHz之间的下频率区间、介于-100kHz和+100kHz之间的中间频率区间和介于+100kHz和+300kHz之间的上频率区间。下频率区间和上频率区间为第一频率区间和第三频率区间的例子，它们可包括一些干扰(例如来自邻近相邻FM信道320、330)和所期望的数字边带信号312、314的一部分。中间频率区间是第二频率区间的例子，其可包括所期望的FM信号310(或数字等效信号，如将在下文论述)。
图4示出IBOC信号的全数字实施方案的频谱标绘图。对于全数字IBOC FM信号，模拟FM信号被(次级)数字调制信号420b、422b代替。在全数字模式中，初级数字边带420a、422a的带宽用下功率次级边带完全扩展。
全数字IBOC信号具有约400kHz的带宽。以如上文参照图2a描述的相同的方式，占据下邻近信道和上邻近信道中的每个的约100kHz(也就是说，在200kHz“信道网格”之外的频率)。全数字IBOC信号的下数字边带被示出为420并且上数字边带被示出为422。每个数字边带具有初级区段420a、422a和次级区段420b、422b。在图4中，扩展频率分区(E)的数目固定到4。在混合模式系统中，例如如图1和图2中所示，扩展频率分区(E)的数目可以为：0、1、2或4，这取决于所传输的服务模式。
图5示出接收器系统500的例子实施例。
接收器系统500包括接收输入信令504的输入端502。输入信令504包括多个天线信号，每个天线信号在不同天线处接收。使用来自对应的多个天线的多个天线信号可以是使得接收到的信号的到达角能够被确定的方便方式。多个天线信号各自包括对应于至少第一频率区间和第二频率区间的信息。第一频率区间可包括所期望的IBOC信号的第一邻近干扰信号和数字边带信号。第二频率区间可包括所期望的IBOC信号的中心部分。如将从下面的说明书了解，接收到的天线信号可以在时域中，但仍然包括对应于这些频率区间的信息。
有利的是，接收器系统500可以确定：
●第一频率区间中的信号的到达角，该第一频率区间潜在地包括干扰信号(例如图3中所示的上频率区间(+100kHz到+300kHz)或下频率区间(-300kHz到-100kHz))；以及
●第二频率区间中的信号的到达角，该第二频率区间包括所期望的IBOC信号的中心部分(例如图3中所示的中间频率区间(-100kHz到+100kHz))。
系统500可以然后使用到达角来确定两个频率区间中的信号是否可能来源于不同的源，并且因此确定它们是否应被视为彼此干扰。基于该确定，可以设定加权系数/值，以使得来自多个天线的信号以可以产生改进的输出信令的方式彼此组合。
第一AoA块506确定与第一频率区间相关联的第一到达角508。该功能的例子实施方案在下文论述，并且可以涉及确定在对应于第一频率区间的天线信号的部分之间的协方差矩阵，其中该天线信号在不同的(间隔开的)天线处接收。任选地，如将在下文论述，第一AoA块506可以基于第一频率区间的子组(例如第一频率区间的外部子组)确定第一到达角508，由于该子组应在同样位于第一频率区间中的所期望IBOC信号的数字边带的频率范围之外，该子组可被认为是任一个第一邻近干扰信号的良好表示。
第二AoA块510确定与第二频率区间相关联的第二到达角512。第二到达角512可以以与第一到达角508类似的方式确定。任选地，如将在下文论述，第二AoA块510可以基于第二频率区间的子组(例如第二频率区间的中间子组)确定第二到达角512，由于该子组与第二频率区间的末端隔开并且因此不大可能包括来自第一邻近干扰信号的干扰，因此该子组可被认为是所期望信号的良好表示。
第一加权确定块514可以基于第一到达角508和第二到达角512设定第一加权值516。第一加权确定块514可以将第一加权值516设定为用于相长地组合对应于多个天线信号的第一频率区间的信息的值，或者可以将第一加权值516设定为用于相消地组合对应于多个天线信号的第一频率区间的信息的值。
例如，如果第一到达角508和第二到达角512之间的差超过阈值(其可被称为外部阈值并且可采用值例如10度)，则第一加权值516被设定用于相消组合，其基于在第一频率区间中的信号源自不同位置并且因此被假定为干扰信号。此种相消组合可以减小干扰信号对位于第一频率区间中的数字边带信号的影响，并且因此改进解码数字边带信号的后续处理的能力。
如果第一到达角508和第二到达角512之间的差小于阈值，则第一加权值516被设定用于相长组合，其基于第一频率区间中的信号源自与第二频率区间中的那些信号相同的方向，并且因此该信号由于不具有空间分离而不能彼此分离。由于信号之间不存在空间分离(或足够小)，应该应用“常规”CIC算法(如同可以是未使用波束成形的情况)，如果第1邻近干扰信号为强则该“常规”CIC算法最好/最佳操作。因此，应用组合以获得“最强”信号。另外，如果AoA类似/相同，则如果不存在第1邻近干扰源，第1邻近干扰信号(第1频率区间)也可以是所期望信号(第2频率区间)的残余即泄漏，在此情况下组合还可用于防止“自调零”。
如将在下文论述，产生第一加权值516的例子实施方案也可以使用协方差矩阵，并且因此第一加权确定块514和第一AoA块506中的一个可以重复使用针对另一个块执行的处理中的一些。以类似于第一AoA块506的方式，第一加权确定块514可以基于第一频率区间的子组和第二频率区间的子组设定第一加权值516。
第一加权应用块518将第一加权值516应用到对应于多个天线信号中的第一频率区间的信息，以便提供经加权第一频率区间信号520。以此方式，对应于第一频率区间的多个天线信号的部分相长地或相消地组合为单个经加权第一频率区间信号520。
第一加权应用块518可以将第一加权值516应用到第一频率区间的整个频率范围，即使到达角508、512和/或第一加权值516是使用频率区间的子组计算的。这是输入信令在图5中被示出为到第一加权应用块518的直接输入的原因。
第二加权确定块522将第二加权值524设定为用于相长地组合对应于多个天线信号的第二频率区间的信息的值。假定第二频率区间对应于针对所讨论信号而保留的信道网格的一部分。因此，相长地组合这些信号可以改进第二频率区间的SNR或SINR。再者，第二加权确定块522可以基于第二频率区间的子组设定第二加权值524。
第二加权应用块526将第二加权值524应用到对应于多个天线信号中的第二频率区间的信息，以便提供经加权第二频率区间信号528。以此方式，对应于第二频率区间的多个天线信号的部分相长地组合为单个经加权第二频率区间信号528。
第二加权应用块526可以将第二加权值524应用到第二频率区间的整个频率范围，即使第二到达角512和/或第二加权值524是使用频率区间的子组计算的。
接收器系统500还包括信号组合块532，该信号组合块532被配置成组合经加权第一频率区间信号520和经加权第二频率区间信号528，以便提供输出信令534。此种组合可以保留第一频率区间和第二频率区间的频域中的间距(即使相加在一起的信号为时域信号)，使得经加权第一频率区间信号520和经加权第二频率区间信号528的频率分量不在输出信令534中彼此重叠。
在此例子中，多个天线信号还各自包括对应于第三频率区间的信息。第三频率区间可为另一个第一邻近干扰信号；即与包括于第一频率区间中的第一邻近干扰信号相对的第一邻近干扰信号。因此，如果第一频率区间对应于-300kHz到-100kHz的频率范围，则第三频率区间对应于+100kHz到+300kHz的频率范围，且反之亦然。
接收器系统500包括用于处理第三频率区间的块，这些块类似于上文参照第一频率区间所述的那些块，如将在下文论述。
第三AoA块536确定与第三频率区间相关联的第三到达角538。第三加权确定块540基于第三到达角538和第二到达角512设定第三加权值542。如上，第三加权确定块540将第三加权值542设定为用于相长地组合对应于多个天线信号的第三频率区间的信息的值，或者将第三加权值设定为用于相消地组合对应于多个天线信号的第三频率区间的信息的值。第三加权应用块546将第三加权值542应用到对应于多个天线信号中的第三频率区间的信息，以便提供经加权第三频率区间信号548。
在此例子中，信号组合块532可以组合经加权第一频率区间信号520、经加权第二频率区间信号528和经加权第三频率区间信号548，以便提供输出信令534。
图6示出可通过接收器系统例如图5中的接收器系统执行的方法600的详细视图。该方法可以被认为是提供具有双零控的选择性波束成形。
经传输的(H)IBOC信号的接收改进可通过多个(两个)天线的电子操控天线辐射图获得，例如由两个各向同性天线组成的均匀线性(天线)阵列(ULA)。通过使用复合基带信号与相位和幅值估算来操控辐射图可被称作电子地操控的复合基带波束成形。这种类型的波束成形还允许“零控”来抑制(或移除)干扰信号。例如，这可以允许抑制(H)IBOC传输的第1邻近(FM)干扰信号(在混合模式中以及在全数字模式中)。此外，这种类型的波束成形允许所谓的同信道干扰抵消(CIC)，这是因为第1邻近(FM)干扰信号为(H)IBOC传输的数字调制边带的同信道干扰信号。然而，如果干扰信号和所期望信号之间不存在足够的“空间分离”，则第1邻近干扰信号的抑制也可以导致抑制接收到的所期望信号；这被称作“自调零”。该自调零应通过合适的自调零防止程序避免，其例子在以下描述。
以下所述的例子中的一个或多个可以基于接收到的信号的导向向量防止自调零(或降低其可能性)。该导向向量表示该接收到的信号的到达角(AoA)。为计算导向向量，我们提出使用约100kHz宽(100kHz的频率区间)的一部分来获得用于所期望的(H)IBOC信号、下第1邻近(FM)干扰信号和上第1邻近(FM)干扰信号的训练信号或替代信号(表示)。这些替代信号然后将用于计算两个第1邻近干扰信号以及所期望信号的导向向量。在获得导向向量之后，我们推导到达角(AoA)和导向向量之间的一对一关系。我们然后提出AoA用于决定信号的空间分离。最终，如果缺少空间分离，则我们提出应用信号的相长组合。该整个程序可被称为用于(H)IBOC传输的“自自调零防止”算法。
波束成形过程具有通过使用多个天线(在一些例子中由于低复杂度和成本的原因而仅使用两个天线)移除或至少减小两个第1邻近干扰信号的目标。应注意，最大比率组合(MRC)不能够去除或减小由第1邻近(FM)干扰信号所引起的同信道干扰，这是因为MRC仅最佳地组合总信号能量，即，包括第1邻近信号能量。由于所期望的(H)IBOC信号和两个第1邻近(FM)干扰信号源自不同位置，这对于频段II中的FM传输是正常情况，本发明人发现可以通过波束成形方法采用空间域来尝试去除第1邻近(FM)干扰信号。现在，(电子地操控的复合基带)波束成形算法的任务是通过三个不同信号的在空间上不同的信息(“空间签名”)将该三个不同信号分开。
然而，如果缺少空间分离，则接收到的所期望信号也可能被抑制，这被称为“自调零”，并且是波束成形导致的非所需效果。为防止自调零，我们在本文中提出计算接收到的信号的导向向量。该导向向量表示该接收到的信号的到达角(AoA)，如我们随后将示出的。
图6的方法开始于步骤652，其中针对多个天线信号中的每个，时间不连续的基带信号(例如，具有650kHz的采样频率)可被选择并进行降频转换，使得来自每个信号的-325kHz到+325kHz的频域/时域的所有信息可被捕获。在步骤654，N个数据样本可被采集。应注意，尽管图1到图4中所示的信号说明采样频率，但图6中的N个数据样本为时间样本而不是频率样本。N可为足够高的数量，以使得训练信号有效地表示干扰信号和所期望信号。
例如，约2000个样本(在一个例子中1872个样本)可用于形成用于650kHz的频率的训练信号。本领域的技术人员将理解，每个样本的长度将取决于样本频率--例如，就650kHz、1.65微秒(μs)而言，使得用于650kHz的2000个样本可导致至多约3毫秒(ms)的延时。应注意，接收到的信号的模数转换可以作为IBOC再现过程的一部分执行；因此，除写入样本以外，无需额外处理来再现样本。这是因为样本仅仅是反复地处理(划分)为N个时间样本的接收到的信号的数字表示。因此，采样可以持续，以使得不断地可获得新样本。因此，在移动到如下文所论述的路径656到664中的步骤之前，步骤654可重复多次。由此，最近的N个数据样本可被保持，使得在获得新样本时，较早期的样本可被丢弃。在一些实施例中，样本可以以一个频率更新，而不是不断地更新，该频率取决于天线阵列的移动的速度或所期望信号的干扰电平。
另外，部分地由于所需的提高的复杂度和处理能力，可以不为每个所采集的更新后的样本计算波束成形器的新范围——因此，可以以比范围更新更频繁地采集样本，以使得当确定是计算新的范围的时间时样本可按需获得。如上所述，如果当要计算范围时(例如当首次调谐到该频率时)未采集到样本，则延时将约为采集N个样本所需的时间，这可以表达为如果在时间t处重新计算，则从t-(N*lengthsample)获取样本，并且直到采集N个样本，波束成形器才继续。
另外，在一个实施例中波束成形器的重新计算之间的间隔可取决于因素例如接收器的速度(例如假定接收器位于机动交通工具上)——理论上，如果接收器快速移动，则在极端情况下可以为每N+1个样本重新计算波束成形器(例如可以对0-2000个样本运行第一计算，可对1-2001个样本运行第二计算)。因此，更新率将与采样率相同，但此情形将需要显著的处理能力。
该方法包括分别用于确定第一频率区间、第二频率区间和第三频率区间的加权值的第一估算路径656、第二估算路径658和第三估算路径660。该方法还包括三个校正路径：第一校正路径657、第二校正路径659和第三校正路径661。这些校正路径用于通过使用由估算路径确定的加权值来组合多个天线信号的相关联频率区间。如下文将描述，在此例子中估算路径处理相关联频率区间的子组，而校正路径组合整个频率区间。
如第一估算路径656所示，对于每个天线信号，由N个样本计算的下第1邻近干扰信号的表示可在约-250kHz(介于-200kHz和-300kHz之间)的频率区间中获得666。在该频率区间中可存在极小的干扰，例如，来自所期望的IBOC信号的下数字边带。也就是说，第一估算路径656可涉及对第一频率区间(介于-100kHz和-300kHz之间)的外部子组(介于-200kHz和-300kHz之间)的处理。
在第二估算路径658中，对于每个天线信号，例如再次由N个样本计算的所期望信号的表示可在约0赫兹(0kHz)(介于-50kHz和+50kHz之间)的频率区间中获得668。在此频率区间中可存在相对极小的干扰，例如，来自下第一邻近干扰信号和上第一邻近干扰信号。也就是说，第二估算路径658可涉及对第二频率区间(介于-100kHz和+100kHz之间)的中间子组(介于-50kHz和+50kHz之间)的处理。
在第三估算路径660中，由N个样本计算的上第1邻近干扰信号的表示可在约+250kHz(介于+200kHz和+300kHz之间)的频率区间中获得670，其中可存在极小干扰，例如，来自所期望的IBOC信号的上数字边带。也就是说，第三估算路径660可涉及对第三频率区间(介于+100kHz和300kHz之间)的外部子组(介于+200kHz和+300kHz之间)的处理。
因此，下第1邻近干扰信号的表示和上第1邻近干扰信号的表示可以在步骤666和步骤670确定中心，使得信号偏移到直流(DC)偏置。应注意，对于第二估算路径658，天线信号不需要偏移到DC偏置，因为第二频率区间已经以0Hz为中心。因此，第二估算路径658可从步骤654继续到步骤668，或者在可替换实施例中步骤668可等待步骤672和步骤674以并行地运行。
在步骤672、668和674，频移的下第1邻近干扰信号、所期望信号和频移的上第1邻近干扰信号的表示中的每个可以使用的50kHz低通滤波器(LPF)在约0Hz(例如从-50kHz到50kHz)进行滤波，其中有限脉冲响应(FIR)为24个抽头。在一个实施例中，低通滤波器与带通滤波器组合以将每个信号偏移到0(步骤666和670)，并且滤除信号的一半以确保最清洁信号是可能的(步骤672、668和674)。因此，100kHz的这三个不同频带(它们是第一频率区间、第二频率区间和第三频率区间的子组)可被称为训练信号或替代信号。
导向向量计算
用于(H)IBOC接收的导向向量的计算将在此章节中介绍，并且由图6中的后面子步骤表示：
●产生第一频率区间矩阵676，
●产生第二频率区间矩阵678，
●产生第三频率区间矩阵680，以及
●通过均方差的最小化(MMSE)607确定导向向量和AoA。
导向向量的计算是基于如下所述的(基于样本的)空间协方差矩阵。如将在下文论述，通过应用“SINR标准的最大化”算法基于空间协方差矩阵产生加权值，并且这些最佳加权值应用在第1频率区间、第2频率区间和第3频率区间上。MMSE标准用于从空间协方差矩阵获得AoA，并且AoA用于“否决”，即，组合过程。
此外，如上文所论述，通过使用约100kHz宽(100kHz的频率区间)的一部分获得(基于样本的)空间协方差矩阵中的每个，以获得用于所期望的(H)IBOC信号、下第1邻近(FM)干扰信号和上第1邻近(FM)干扰信号的训练信号或替代信号(表示)。在此章节的其余部分中我们将详细介绍并说明导向向量的计算。
接收到的下第1邻近(FM)干扰信号、接收到的所期望信号和接收到的上第1邻近(FM)干扰信号的替代物通过所谓的“自调零防止”算法进行处理。此自调零防止算法计算表示接收到的下第1邻近干扰信号和上第1邻近干扰信号以及接收到的所期望信号的导向向量的估算的复合数。如我们将在随后示出，接收到的信号中的每个的导向向量具有与它们的到达角(AoA)的一对一关系。因此，导向向量含有必要的空间信息以在空间域中比较信号。此外，我们将这些比较标准处理为在标题“到达角(AoA)比较”下面。如我们将示出，通过借助于“主分量分析”(pca)方法、所谓的“估算和填塞”技术解决本征值问题，导向向量的计算可以极其快速。在我们的情况下，统计pca方法将本征值问题的解用作正交变化。通过解决此本征值问题，可能相关变量的一组观测结果，即，用于我们的空间协方差矩阵的观测结果被转换为一组线性不相关(正交)变量(被称作主分量)的值。在我们的情况下，这些分量为空间协方差矩阵的本征向量，即，空间协方差矩阵的奇异值分解(SVD)。此外，通过pca方法，具有最大本征值的本征向量是第一主成分。我们将在随后示出此主分量与所需的导向向量成比例。另外，用于此例子的pca方法的特定版本，即，(2x2)空间协方差矩阵的SVD可以极其快速地应用(这可以被认为是瞬时的)。因此，提出的复合基带“自调零防止”算法迅速，即，其具有低延时。实际上，延时仅通过计算空间协方差矩阵所需的观测结果(样本)确定。应注意，对于如上文所论述的加权值的确定，我们已经计算用于两个天线接收的所期望信号向量s的2x2协方差矩阵，并且还应用如上所述的pca方法来计算最佳波束成形加权值。我们在下文中描述类似的程序来获得导向向量，其然后被应用以防止自调零。
用于自调零防止算法中的导向向量的计算标准是均方差的最小化(MMSE)，即，已知的维纳-霍普夫标准。维纳-霍普夫标准的解可以在一些假定下提供导向向量，我们将在此章节的随后内容介绍。维纳-霍普夫MMSE标准采取均方差(MSE)相对于其权重向量的第一偏导数，即，MSE的梯度，将此导出的结果设定为0并且解方程式。我们将在此章节的其余部分中作为例子示出此程序，即，维纳-霍普夫标准以计算所传输的所期望信号的导向向量x。
多个(两个)天线接收的所期望信号通过下式给定：
s＝x+η＝ax+η 方程式1
其中η为具有每个向量分量的噪声方差
Figure BDA0001286177340000179
的多个(两个)天线(维度)0平均值复合白高斯噪声信号向量。另外，我们假定接收到的所期望信号s是具有导向向量a的“点源信号”。现在通过对接收到的所期望信号s应用加权向量w，我们可获得所传输的所期望信号的(有噪声)估算x，其通过以下给定：
Figure BDA0001286177340000171
其中(·)H是埃尔米特转置，即，应用复共轭(·)*和转置(·)T运算两者。我们现在通过以下定义所传输的所期望信号的估算
Figure BDA0001286177340000172
的MSE：
Figure BDA0001286177340000173
其中E{·}表示统计平均值。方程式3的另外评估得到：
Figure BDA0001286177340000174
其中
Figure BDA0001286177340000175
是所传输的信号x的方差，
Figure BDA0001286177340000176
是空间互相关向量，并且
Figure BDA0001286177340000177
是空间协方差矩阵。
回顾维纳-霍普夫标准计算MSE的梯度并且设定结果为0。因此，通过方程式4给定的MSE的梯度相对于
Figure BDA0001286177340000178
变成：
Figure BDA0001286177340000181
并且通过将梯度设定为0
Figure BDA0001286177340000182
实际上给出公认的维纳-霍普夫解。
通过先前假设接收到的所期望信号s是具有导向向量a的有噪声点源信号，即，s＝ax+η，我们可以将空间互相关向量重写为：
Figure BDA0001286177340000183
其为导向向量a的“缩放版本”(具有经传输的所期望信号x的方差)。将其方程式6组合，给出：
Figure BDA0001286177340000184
结果是我们实际需要解决本征值问题。此本征值问题的解提供最佳的权重向量。此外，此最佳权重向量表示所传输的所期望信号x的导向向量和可因此通过以下给定：
Figure BDA0001286177340000185
其中P{·}是基于pca返回矩阵的主本征向量的算子，其与导向向量a与成比例。
在两天线均匀线性阵列(ULA)的情况下，空间协方差矩阵Rss是2x2矩阵，其中计算所期望的接收信号s的本征向量的特征函数仅是需要解的“直通”二次函数。此二次函数通过下式给定：
Figure BDA0001286177340000186
其中
Figure BDA0001286177340000187
是矩阵A的迹，并且det{A}是矩阵A的行列式。
现在表示导向向量a的第一(最大)主本征向量wopt可以根据凯莱汉密尔顿定理通过采用解矩阵(A-λ2I)的列而被发现，其中λ2是在方程式10的二次函数以外的最小本征值。解出此程序表示实际上主本征向量wopt与接收到的所期望信号的导向向量a成比例。本征值问题的所获得解wopt将用于计算接收到的所期望信号s的AoA。另外，类似结果可以以与用于具有空间协方差矩阵
Figure BDA0001286177340000191
的接收到的下第1邻近(FM)干扰信号和具有空间协方差矩阵
Figure BDA0001286177340000192
的接收到的上第1邻近(FM)干扰信号类似的方式推导出。
回顾用于获得这些空间协方差矩阵的处理是基于更早提到的替代信号(即相关联频率区间的子组)。
最终，对于实际考量，使用空间协方差矩阵的逼近。对于此逼近，无穷大长度统计平均值算子E{·}将被有限运行长度总和平均值代替，这得到基于样本的空间协方差矩阵并且通过下式给定：
Figure BDA0001286177340000193
对于下干扰，
Figure BDA0001286177340000194
对于所期望信号，
Figure BDA0001286177340000195
对于上干扰， 方程式11
其中
Figure BDA0001286177340000196
是用于接收到的下第1邻近(FM)干扰信号的替代物的样本向量的串流，
Figure BDA0001286177340000198
是用于接收到的所期望信号的替代物的样本向量的串流，并且
Figure BDA0001286177340000199
是用于接收到的上第1邻近(FM)干扰信号的替代物的样本向量的串流，并且作为图6中所示的步骤672、668、674的输出提供。
这些基于样本的空间协方差矩阵
Figure BDA0001286177340000197
作为图6中所示的步骤676、678、680的输出提供，并且用于计算到达角并且还用于计算加权值。
现在，表示通过基于样本的空间协方差矩阵计算的导向向量的第一加权值、第二加权值和第三加权值可以然后被写成：
Figure BDA0001286177340000201
对于下干扰，
Figure BDA0001286177340000202
对于所期望信号，
Figure BDA0001286177340000203
对于上干扰， 方程式12
其中本征向量通过解三个不同频率区间中的三个替代信号中的每个的二次特征函数进行计算。其结果是，我们获得三个导向向量{sv i，sv s，sv j}，我们使用这三个导向向量{sv i，sv s，sv j}来计算接收到的干扰信号以及接收到的所期望信号的到达角(AoA)。然后比较这些AoA以决定是否缺少空间分离。此AoA比较程序将在下一章节中描述。
到达角(AoA)比较
在此章节中我们将介绍防止自调零的比较标准。此自调零防止判定算法是基于导向向量的可用性，其例如如上文在标题“导向向量计算”下面所解释进行计算。该判定标准实际相当“简单”并且借助从导向向量获得的到达角(AoA)信息。更确切而言，判定是基于接收到的所期望信号和接收到的下第1邻近干扰信号的AoA之间的差，并且还基于接收到的所期望信号和接收到的上第1邻近干扰信号的AoA之间的差。在此章节的其余部分中我们将说明该比较和相应的判定标准。
假定接收到的所期望信号是具有平面波传播的单个点源RF信号s(t)，那么在两个元件的ULA处的接收到的所期望RF信号通过下式给定：
Figure BDA0001286177340000204
其中fc为RF载波频率(例如FM频段88＜fc＜108MHz)，其中θ0为初始相位，
Figure BDA0001286177340000205
为波长，其中c为光速，d为ULA的两个天线元件之间的距离(例如
Figure BDA0001286177340000211
)，x(t)为RF所期望信号，η(t)为RF噪声信号，并且
Figure BDA0001286177340000212
为所传输的所期望信号的AoA。现在，将s(t)评估为复合基带信号s，其中
Figure BDA0001286177340000213
并且与方程式1组合，对于导向向量得到：
Figure BDA0001286177340000214
所传输的所期望信号的AoA现在可以从导向向量分量获得，假定导向向量(或估算)是可用的，这得到：
Figure BDA0001286177340000215
其中ln(·)表示采用自然对数，
Figure BDA0001286177340000216
表示采用复数的虚部，并且sin-1(·)是反正弦。
在另一个实施例中，AoA的表示可通过采用自然对数和复数a1的虚部确定，也就是说，不计算如方程式15中示出的反正弦。
通过方程式15，我们得到所传输的所期望信号
Figure BDA0001286177340000217
的AoA和导向向量a之间的直接关系。应注意，AoA(仅)从空间协方差矩阵计算，该空间协方差矩阵已经可从步骤676、678、680获得，并且还用于通过以下所述的“SINR最大化”标准获得第一加权值、第二加权值和第三加权值(其还可被称作波束成形权重)。因此，AoA计算可为用于确定波束成形权重的波束成形算法的相当“复杂度友好的”扩展。此外，有利的是，AoA与计算的波束成形权重“一致”，并且因此通过提出的方法引入“匹配判定标准”。
加权值的计算
以下描述涉及方块651中的SINR标准的最大化如何可以确定加权值(其还可被称为加权系数或波束成形权重)的实施方案。应注意，如果无“否决”发生，则这些是用于三个频率区间的波束成形权重。
通过具有双零控的复合数字基带波束成形借助最大化SINR来产生加权系数可以按以下进行。应注意，估算标准是SINR的最大化，这通过采用信号对干扰加噪声比率(SINR)的一阶导数来计算最佳权重；此导数的结果可以设定为0，这可解方程式。SINR可以表达为
Figure BDA0001286177340000221
(方程式16)，其中w为权重，(·)H是埃尔米特转置，即，复共轭和转置运算两者，并且
Figure BDA0001286177340000222
Figure BDA0001286177340000223
(方程式17)为样本协方差矩阵(在有限数目N的样本上的协方差矩阵的逼近)，并且n[n]表示具有分量中的每个的0平均值和方差σ2＝N0的复合高斯噪声向量。在例子情况中，样本协方差矩阵Rin可能不可用，然而，对于IBOC传输，代表信号可用于获得样本协方差矩阵Rjn的逼近(并且还用于样本协方差矩阵Rin)，产生：
Figure BDA0001286177340000224
下干扰
Figure BDA0001286177340000225
所期望信号 (方程式18)
Figure BDA0001286177340000226
上干扰
其中
Figure BDA0001286177340000227
是用于下第1邻近干扰信号的替代物的样本的串流，
Figure BDA0001286177340000228
是用于所期望信号的替代物的样本的串流，并且
Figure BDA0001286177340000229
是用于上第1邻近干扰信号的替代物的样本的串流。
具有两个第1邻近干扰信号(并且，在一些实施例中，复合高斯噪声)的IBOC传输可以表达为三个空间不同且独立的信号(即，具有独立的复合高斯噪声的下第1邻近干扰信号、所期望信号和上第1邻近干扰信号)的求和。因此，SINR可以表达为
Figure BDA00012861773400002210
Figure BDA00012861773400002211
(方程式19)，其中E{·}为统计平均值的表达式。最优加权系数，即，权重向量可通过最大化SINR获得，
Figure BDA0001286177340000231
(方程式20)。
对于接收到的IBOC传输，例如图1中示出的传输100，图2a和图2b中所示的干扰信号220a、230a和所期望信号210可以分成不同频率区间，以使得对于每个频率区间，SINR将被优化以获得权重，使得
Figure BDA0001286177340000232
下干扰
Figure BDA0001286177340000233
所期望信号 (方程式21)
Figure BDA0001286177340000234
上干扰
其可以视为计算三个子带中的加权系数的初始步骤。为解决最大化问题，每个区间的SINR的复合梯度可以相对于复合权重和设定为0的结果进行获取，这得到例如对于下第1邻近干扰信号
Figure BDA0001286177340000235
Figure BDA0001286177340000236
(方程式22)，其中
Figure BDA00012861773400002313
是用于采用复合梯度的表达式。应用偏微分法可导致
Figure BDA0001286177340000237
(方程式23)，其可以被重写为表达式
Figure BDA0001286177340000238
Figure BDA0001286177340000239
(方程式24)，其中
Figure BDA00012861773400002310
(方程式25)可被定义为下第1邻近干扰信号的频率区间的SINR。这可被重写为：
Figure BDA00012861773400002311
(方程式26)，其为其解提供用于最大化SINR的最佳权重的本征值问题：
Figure BDA00012861773400002312
(方程式27)，其中P{·}是返回基于PCA的矩阵的主本征向量的算子。
通过两个天线的ULA，样本协方差矩阵可以是2x2矩阵，并且计算本征向量的特征函数是表达为以下的二次函数：λ2-tr{A}λ+det{A}＝
Figure BDA0001286177340000241
(方程式28)，其中
Figure BDA0001286177340000242
tr{A}是矩阵A的迹，并且det{A}是矩阵A的行列式。
对于所期望信号和上第1邻近干扰信号可以以类似方式推导出类似结果。然而，独立于0平均值复合高斯噪声变量的样本协方差矩阵Rnn可以假定为对角线矩阵，其中主对角线上的噪声方差为σ2。应注意，所期望信号可以不具有干扰信号(其用于训练信号的一个原因)。通过采用噪声矩阵的倒置，将仅在主对角线上有值，使得所期望信号将被缩放，但不改变本征向量。因此，倒置样本协方差矩阵
Figure BDA00012861773400002412
还可表达为对角矩阵和
Figure BDA0001286177340000243
(方程式29)。最终，用于下第1邻近干扰信号和上第1邻近干扰信号和所期望信号的最佳权重可以表达为
Figure BDA0001286177340000244
下干扰
w opt，s＝P{Rss}所期望信号 (方程式30)
Figure BDA0001286177340000245
上干扰
其中本征向量通过解三个频率区间中的每个的“简单”二次特征函数来计算。
基于AoA产生逻辑指示符
现在，通过回顾上文在标题“导向向量计算”下面所论述的导向向量计算，我们可分别获得接收到的下第1邻近干扰信号的AoA、接收到的所期望信号的AoA和接收到的上第1邻近干扰信号的AoA(对于两个天线的ULA)，如下：
Figure BDA0001286177340000246
其中
Figure BDA0001286177340000247
对于下干扰，
Figure BDA0001286177340000248
其中
Figure BDA0001286177340000249
对于所期望信号，方程式31
Figure BDA00012861773400002410
其中
Figure BDA00012861773400002411
对于上干扰，
紧接着，我们可以通过使用这些AoA来应用我们的比较标准。因此，我们提出使用所获得的AoA来鉴定接收到的下第1邻近干扰信号和上第1邻近干扰信号是否与所期望信号空间分离。如果这些信号太接近所期望信号，则由于缺少空间分离可发生自调零。用于确定接收到的下第1邻近干扰信号和接收到的所期望信号之间是否缺少空间分离的判定标准通过下式给定：
Figure BDA0001286177340000251
以及用于确定接收到的上第1邻近干扰信号和接收到的所期望信号之间是否缺少空间分离的判定标准通过下式给定：
Figure BDA0001286177340000252
其中{Δφis，Δφjs}为外部阈值，其可以被认为是设定用于确定两个信号是否在空间上彼此足够接近(例如对于第1邻近干扰信号和第2邻近干扰信号两者为10°)的合适值的变量。这些值可经由例如“现场测试”或(H)IBOC传输场景的其它空间建模方式获得。逻辑指示符[Lis，Ljs]通过图6中的步骤607输出并且用于决定按照哪个程序来防止自调零——也就是说，是否要设定用于后续相长或相消的组合的加权值。
设定用于防止自调零的加权值
在此例子中设定加权值的步骤被示出为六个子步骤，这六个子步骤在一起设定第一加权值(wopt，i)、第二加权值(wopt，s)以及第三加权值(wopt，j)。这些子步骤为：
●产生第一频率区间矩阵676，
●产生第二频率区间矩阵678，
●产生第三频率区间矩阵680，
●确定用于基于三个频率区间矩阵676、678、680最大化SINR 651的加权值，
●确定用于相长地组合三个频率区间653中的每个的加权值，以及
●基于通过步骤607输出的逻辑指示符[Lis，Ljs]选择655是否输出从步骤651或653获得的用于三个频率区间中的每个的加权值。
产生频率区间矩阵676、678、680和确定用于最大化SINR 651的加权值的步骤已在上面详细论述。如上文所指出，产生频率区间矩阵676、678、680的步骤对于此章节以及“导向向量计算”章节两者是共同的。
确定用于最大化SINR 651的加权值的步骤可以概括为：将第一加权值(wopt，i)设定为用于相消地组合对应于多个天线信号的第一频率区间的信息的值；将第二加权值(wopt，s)设定为用于相长地组合对应于多个天线信号的第二频率区间的信息的值；以及将第三加权值(wopt，j)设定为用于相消地组合对应于多个天线信号的第三频率区间的信息的值，关于更多细节请参见上文。这些(过渡性)组的加权值中的每个提供为到选择步骤655的输入。
确定用于相长地组合三个频率区间653中的每个的加权值的步骤可以涉及将第一加权值(wopt，i)和第三加权值(wopt，j)设定为相同的值，所述相同值在步骤651(确定用于最大化SINR的加权值)被设定用于第二加权值(Wopt，s)。这可以被认为是否决在步骤651确定的相消的第一加权值和第二加权值。
在步骤676、678和680，产生第1邻近干扰代表样本信号的N个协方差矩阵(Rii，Rjj)和代表样本所期望信号的N个协方差矩阵Rss。应注意，在此例子中，由于阵列中有两个天线，矩阵将为2x2矩阵；主对角线将对应于关于干扰信号或所期望信号的信息，并且次对角线将对应于关于干扰信号或所期望信号的空间相关性的信息(取决于考虑哪个矩阵)。
一旦产生矩阵676、678和680，确定用于最大化SINR 651的加权值的步骤就计算加权值，这些加权值分别基于第1邻近干扰代表样本信号的N个协方差矩阵和代表样本所期望信号的N个协方差矩阵的倒置来最大化信号对干扰加噪声比率(SINR)，参见上文。以此方式，第一加权值和第三加权值被确定用于后续的相消组合，并且第二加权值被确定用于后续的相长组合。
协方差矩阵可被用作所期望信号和干扰信号的信号功率的度量。波束成形器最大化用于SINR的信号、所期望信号的最大功率和干扰加噪声的最小贡献，因为这将导致方向性的确定；此状况将对应于信号的发起方向。几乎可以即刻使用“估算和填塞”技术通过用如上述的“主分量分析”(PCA)方法解决本征值问题来计算权重。因此，复合基带波束成形算法是快速的，即，其具有低延时。
选择655是否输出来自步骤651或653的加权值的步骤是基于来自步骤607的逻辑指示符[Lis，Ljs]。逻辑指示符[Lis，Ljs]指示是否缺少空间分离，并且方法通过此信息决定执行何种操作来防止自调零。
也就是说，如果Lis为真，则由步骤653产生的第一加权值(用于相长组合)被输出以应用于第一频率区间。如果Lis为假，则由步骤651产生的第一加权值(用于相消组合)被输出以应用于第一频率区间。类似地，如果Ljs为真，则由步骤653产生的第三加权值(用于相长组合)被输出以应用于第三频率区间。如果Ljs为假，则由步骤651产生的第三加权值(用于相消组合)被输出以应用于第三频率区间。此过程可以被认为是防止自调零，并且将在下文中更详细地描述。
对于接收到的所期望信号，应用由步骤651产生的用于最大化SINR的加权值的波束成形器可以将加权值作为最佳波束成形权重进行计算，以执行在ULA处的接收到的所期望信号的相长添加，即，其“相长地组合”多个(两个)天线的所期望输出信号。然而，图6的方法可以确定干扰源和所期望信号之间是否缺少空间分离，也就是说，所期望信号的AoA和干扰信号中的一个或两个中的任一个的AoA是否具有类似值，使得它们在空间上非常接近。如果缺少空间信息，则这表示波束成形算法不能够区别(空间上)不同的信号。在此情况下，适当地对具有与所期望信号类似的AoA的干扰信号应用“相长组合”。此外，由于波束成形器无论如何都不能实现这些信号之间的空间区别，因此这似乎是合适的选项。应注意，用于相长组合的最佳权重可能已经可用，这是因为可以为接收到的所期望信号(即，第二频率区间)计算该最佳权重。这表示如果例如用于下第1邻近干扰信号的缺少空间分离逻辑指示符Lis为“真”，则所期望信号(第二频率区间)的最佳权重还应该应用于接收到的下第1临近干扰信号(第一频率区间)以获得相长组合。相同的考虑适用于指示符Ljs，即，如果Ljs为“真”，则所期望信号(第二频率区间)的最佳权重还应该应用于接收到的上第1邻近干扰信号(第三频率区间)以获得相长组合。因此，如果两个指示符均为“真”，则最佳权重(用于第二频率区间)用于下第1邻近干扰信号(第一频率区间)以及用于上第1邻近干扰信号(第三频率区间)。在此情况下所有信号被相长地组合。
在另一个实施例中，用于组合的最佳权重还可用第1频率区间(或第3频率区间)协方差矩阵的信息进行“调整”。例如，应用于组合的第2频率区间的权重可以是用于第二频率区间的最佳权重的“经调整/经加权”版本。该调整可以基于来自第1(或第3)频率区间的空间协方差矩阵的信息。以此方式，第一加权确定块可以通过基于在对应于第一频率区间的多个天线信号中的信息的空间协方差矩阵修改第二加权值来确定经调整第二加权值；以及将第一加权值设定为经调整第二加权值。类似地，第三加权确定块可以基于与第三频率区间相关联的对应信号来设定第三加权值。
因此，由于应用相长组合方法，如果两个缺少空间分离逻辑指示符[Lis，Ljs]中的任一个为“真”，则当信号在空间上太接近时不发生自调零。然而应注意，此相长组合方法的结果是，如果两个逻辑指示符[Lis，Ljs]中的任一个为“真”，则第1邻近干扰信号的抑制也不再可能。另一方面，这应该被预期，因为波束成形器在此情况下不具有空间信息以将接收到的所期望信号与接收到的下(Lis为“真”)、上(Ljs为“真”)或下第1邻近干扰信号和上第1邻近干扰信号(Lis、Lis均为“真”)分开。
应用加权值
如上文所指出，图6的方法包括三个校正路径：第一校正路径657、第二校正路径659和第三校正路径661。
第一校正路径657用于组合与第一加权值一致的多个天线信号中的每个的第一频率区间。如上文所论述，第一加权值被设定以便相长地或相消地组合多个天线信号中的每个的第一频率区间。
第二校正路径659用于相长地组合与第二加权值一致的多个天线信号中的每个的第二频率区间。如上文所论述，第二加权值被设定以便相长地组合第二频率区间。
第三校正路径661用于组合与第三加权值一致的多个天线信号中的每个的第三频率区间。如上文所论述，第三加权值被设定以便相长地或相消地组合第三频率区间。
在此例子中，第一加权值、第二加权值和第三加权值各自包括多个天线加权值，多个天线信号中的每个有一个天线加权值。天线加权值中的每个可以为复数。
在第一校正路径657中，执行频移+200kHz的第一步骤686，以使得每个天线信号的第一频率区间的中心位于0Hz处。然后在步骤692，通过步骤686提供的频移信号通过具有100kHz的截止频率的滤波器进行低通滤波(LPF)，以约0Hz为中心(即从-100kHz到100kHz)，其中有限脉冲响应(FIR)在此例子中为32个抽头。结果，来自在步骤692的滤波的输出信号将包括整个第一频率区间。这些输出信号可以被认为是第一频率区间天线信号。
类似地，在第三校正路径661中，执行频移-200kHz的第一步骤690，以使得每个天线信号的第三频率区间的中心位于0Hz处。然后在步骤694，通过步骤690提供的频移信号通过具有100kHz的截止频率的滤波器进行低通滤波(LPF)，以约0Hz为中心(即从-100kHz到100kHz)，其中有限脉冲响应(FIR)在此例子中为32个抽头。结果，来自在步骤694的滤波的输出信号将包括整个第三频率区间。这些输出信号可以被认为是第二频率区间天线信号。
在第二校正路径659中，由于每个天线信号的第二频率区间的中心已经位于0Hz处，不需要频移步骤。在步骤698，天线信号通过具有100kHz的截止频率的滤波器进行低通滤波(LPF)，以约0Hz为中心(即从-100kHz到100kHz)，其中有限脉冲响应(FIR)在此例子中为32个抽头。结果，来自在步骤698的滤波的输出信号将包括整个第二频率区间。这些输出信号可以被认为是第二频率区间天线信号。
图6的方法包括第一加权应用步骤618，该第一加权应用步骤618将第一加权值(wopt，i)应用到第一频率区间天线信号，以便组合信号并提供经加权第一频率区间信号。以此方式，将第一加权值应用到对应于多个天线信号中的第一频率区间的信息，以便相长地或相消地组合信号。
类似地，第三加权应用步骤646将第三加权值(Wopt，j)应用到第三频率区间天线信号，以便组合信号并提供经加权第三频率区间信号。以此方式，将第三加权值应用到对应于多个天线信号中的第三频率区间的信息，以便相长地或相消地组合信号。
第二加权应用步骤626将第三加权值(wopt，s)应用到第二频率区间天线信号，以便组合信号并提供经加权第二频率区间信号。以此方式，将第二加权值应用到对应于多个天线信号中的第二频率区间的信息，以便相长地组合信号。
信号组合步骤634然后组合经加权第一频率区间信号、经加权第二频率区间信号和经加权第三频率区间信号。在此例子中，因为在第一校正路径657和第三校正路径661中应用频移，在组合三个信号之前，将对应逆向频移应用于经加权第一频率区间信号和经加权第三频率区间信号中的每个。信号组合步骤634的输出为输出信令，其具有改进的SINR并具有第一频率区间和第三频率区间中的干扰的选择性应用的减小。根据第一频率区间和第三频率区间中的信令是否来源于与第二频率区间中的信令类似的方向，来应用干扰的选择性减小。
另外的例子实施例
我们现将描述另外的例子实施例，其利用第一频率区间和第三频率区间的两个替代/训练信号。用于每个频率区间的这两个信号可被称为频率区间的外部子组和内部子组。
用于最大化上文所论述的SINR的电子操控波束成形方法能够执行接收到的所期望信号的相长(相干的)添加。具有抑制和组合能力的此类型波束成形然后应能够就SNR而言在抑制和组合之间做出有效的选择，即所谓的“抑制对组合权衡”程序。随后的论述通过两个约100kHz宽(100kHz的频率区间)的额外部分展开用于AoA计算的程序，以获得两个额外训练信号或替代信号(表示)。这两个额外替代信号为：
i)第一频率区间的内部子组(介于-200kHz和-100kHz之间)，其可被称为“下混合信号”，其中所期望的(H)IBOC信号混杂噪声和可能的下第1邻近干扰信号，以及
ii)第三频率区间的内部子组(介于+100kHz和+200kHz之间)，其可被称为“上混合信号”，其中所期望的(H)IBOC信号上混杂噪声和可能的上第1邻近干扰信号。
类似地，介于-300kHz和-200kHz之间的第一频率区间的部分被称作第一频率区间的外部子组或“下第1邻近(FM)干扰信号”。介于+200kHz和+300kHz之间的第三频率区间的部分被称作第三频率区间的外部子组或“上第1邻近(FM)干扰信号”。
因此，为计算用于在以下描述中提出的权衡程序的AoA，对于上第一邻近干扰源和下第一邻近干扰源两者，我们将总共使用五个替代信号，即：
i)对于所期望的(H)IBOC信号(介于-100kHz和+100kHz之间)，
ii)对于下第1邻近(FM)干扰信号(介于-300kHz和-200kHz之间)，
iii)对于上第1邻近(FM)干扰信号(介于+200kHz和+300kHz之间)，
iv)对于下混合信号(介于-200kHz和-100kHz之间)，以及
v)对于上混合信号(介于+100kHz和+200kHz之间)。
i-iii部分在上文参照图5和图6描述。因此我们将在此实施例的说明中集中在分别对于下混合信号和上混合信号的iv和v部分。
我们然后提出将AoA用于决定(类似于上文参照图5和图6所述的功能)所期望信号和第1邻近干扰信号之间的“空间分离”。然而，在此实施例中，我们基于下或上混合信号的AoA，通过所期望信号和混合信号之间的“空间距离”的判定来扩展此判定标准。最终，如果所期望信号和第1邻近干扰信号存在“缺少空间分离”，或者在此实施例中还如果所期望信号和混合信号之间存在“缺少空间距离”，则我们决定相长组合，类似于图5和图6的功能。紧接着我们将论述我们对于权衡程序提出的两个额外混合信号的产生。
图7示出操作接收器系统的另一方法，这可以被认为是图6的处理的扩展。已经参照图6描述的图7的特征将不在此处赘述。
除了图6的三个估算路径756、758、760之外，图7的方法还包括第一内部估算路径757和第三内部估算路径759。第一内部估算路径757用于确定下混合信号(介于-200kHz和-100kHz之间的第一频率区间的内部子组)的AoA，并且还用于促进第一加权值的确定。第三内部估算路径759用于确定上混合信号(介于+100kHz和+200kHz之间的第三频率区间的内部子组)的AoA，并且还用于促进第三加权值的确定。
下和上混合信号产生
以与参照图6描述的第一估算路径756和第三估算路径760类似的方式，下混合信号频移+150kHz，使得其中心在0kHz处。另外，上混合信号频移-150kHz，使得其中心在0kHz处。然后使用50kHz低通滤波器(LPF)在约0Hz对这些频移信号中的每个进行滤波。
从图3可以看出，上和下混合信号包含接收到的所期望(H)IBOC信号和第1邻近干扰信号的混合。对于我们感兴趣的权衡程序，我们确定这些混合信号的AoA以决定下或上第1邻近干扰信号的组合或抑制。也就是说，是否要设定用于第一频率区间和第三频率区间的相长或相消组合的加权值。然而，在我们可以使用混合信号的AoA之前，我们首先需要计算该混合信号的导向向量，这是在标题“混合信号导向向量计算”下的下面的章节中的主题。
混合信号导向向量计算
将在此章节中介绍下或上混合信号的导向向量的计算。混合信号的导向向量的计算为与如上对于第一频率区间和第三频率区间的外部子组所述相同的程序。此外，混合信号的导向向量中的每个是通过使用第一频率区间和第三频率区间的内部子组获得的。
接收到的下混合信号和接收到的上混合信号的替代物被传送到所谓的：“抑制对组合权衡”算法。此权衡算法(其可通过“通过MMSE确定导向向量和AoA”步骤707实施)计算两个额外导向向量，这两个额外导向向量与在图6的例子中计算的导向向量进行比较。这两个额外导向向量为接收到的下混合信号的导向向量和上混合信号的导向向量。如上文所论述，接收到的信号的导向向量与该信号的到达角(AoA)具有一对一关系。因此，混合信号的导向向量包含必要的空间信息，以将空间域中的混合信号与接收到的所期望(H)IBOC信号的空间信息进行比较。此外，我们将在下文中在标题“混合信号到达角比较”下面解决用于下混合信号和用于上混合信号的特定比较标准。如上文所指出，并且另外对于混合信号，通过借助于“主分量分析”(pca)方法、所谓的“估算和填塞”技术来解决本征值问题，导向向量的计算可以几乎是瞬时的。此外，如上文所论述，主分量与所需的导向向量成比例。另外，同样在此处，提出的复合基带“抑制对组合权衡”算法是快速的，即其具有低延时。实际上，延时仅通过计算空间协方差矩阵所需的观测结果(样本)确定。应注意，图6的上述说明涉及用pca方法计算接收到的所期望信号以及第1邻近干扰信号的导向向量。另外，对于图7的实施例，使用类似的程序获得混合信号的导向向量，然后这些导向向量(即，AoA)被用于进行抑制和组合之间的适当权衡。
同样在此处，关于图6，在权衡算法中的导向向量的计算标准为均方差(MMSE)的最小化，即，维纳-霍普夫标准。此外，从分别用于下混合信号u和上混合信号v的基于样本的空间协方差矩阵Ruu和Rvv计算导向向量svu和svv的程序类似于上文对于所期望信号以及对于第1邻近干扰信号所述的程序。因此对于在此实施例中提出的额外混合信号，我们直接示出计算的导向向量(由它们的最佳权重表示)，这得到：
Figure BDA0001286177340000331
对于下混合信号，
Figure BDA0001286177340000332
对于上混合信号， 方程式34
在基于样本的空间协方差矩阵的情况下；
Figure BDA0001286177340000341
对于下混合信号，
Figure BDA0001286177340000342
对于上混合信号， 方程式35
其中
Figure BDA0001286177340000343
为用于接收到的下混合信号的替代物的样本向量的串流，并且
Figure BDA0001286177340000344
为用于接收到的上混合信号的替代物的样本向量的串流。同样在此处，通过解两个额外频率区间中的两个替代信号的二次特征函数来计算本征向量。其结果是，我们获得两个额外导向向量{sv u，sv v}，我们将使用这两个额外导向向量{sv u，sv v}计算这些接收到的混合信号的AoA。然后比较这些AoA以决定与接收到的所期望(H)IBOC信号是否缺少空间距离。此混合信号AoA比较程序将在下个章节中描述。
混合信号到达角比较
在此章节中，我们将介绍比较标准以就SNR而言在抑制和组合之间进行适当的权衡，例如，以用于如参照图6所描述的波束成形方法。
此权衡算法是基于以下的可用性：
i)如前述章节中所解释而计算的混合信号(第一频率区间和第三频率区间的内部子组)的导向向量，
ii)接收到的所期望信号(第二频率区间)的导向向量，以及
iii)第1邻近干扰信号(第一频率区间和第三频率区间的外部子组)的导向向量，这两个导向向量均在上文参照图6描述。
判定标准利用从这些导向向量获得的AoA信息。更确切而言，判定是基于接收到的所期望信号和接收到的下或上第1邻近干扰信号的AoA之间的差，其中该差值与接收到的所期望信号和接收到的下或上混合信号的AoA之间的差组合。在此章节的其余部分中我们将说明比较和相应的判定标准。
以与图6方式类似的方式，可以分别从接收到的下混合信号和接收到的上混合信号的导向向量获得接收到的下混合信号和接收到的上混合信号的AoA(对于两个天线的ULA)，如下：
Figure BDA0001286177340000351
其中
Figure BDA0001286177340000352
对于下混合信号，
Figure BDA0001286177340000353
其中
Figure BDA0001286177340000354
对于上混合信号，方程式36
现在我们提出使用获得的AoA来鉴别接收到的下混合信号和上混合信号是否距接收到的所期望信号有足够的空间距离。然而，用于混合信号和所期望信号之间的充足空间距离的标准还取决于所期望信号和第1邻近干扰信号之间的空间分离。应注意，下或上混合信号实际上是所期望信号与下或上第1邻近干扰信号的混合物。如果混合信号和所期望信号之间的空间距离小于第1邻近干扰信号和所期望信号之间的空间分离的百分之α，其中α≤1，则下或上混合信号与所期望信号之间存在所谓的“缺少空间距离”。用于确定接收到的下混合信号与接收到的所期望信号之间是否缺少空间距离的判定标准通过下式给定：
Figure BDA0001286177340000355
其中
Figure BDA0001286177340000356
的计算在上文参照图6描述，并且接收到的上混合信号和接收到的所期望信号之间是否缺少空间距离的判定标准通过下式给定：
Figure BDA0001286177340000357
其中
Figure BDA0001286177340000358
的计算在上文参照图6描述，并且其中{αu，αv≤1}为可以设定为适当值(例如对于两者均设定为0.45)的变量。这些值可经由例如“现场测试”或(H)IBOC传输场景的空间建模的其它方式获得。
此外，通过具有在现场外的捕获的(H)IBOC信号的第一模拟，发现AoA、
Figure BDA0001286177340000359
可具有相当的一些波动。因此，提出在N个观测结果的Nu、NV块上分别对这些AoA取平均值(通过“运行平均”)，，这对于下混合信号得到：
Figure BDA0001286177340000361
以及对于上混合信号：
Figure BDA0001286177340000362
其中运行平均AoA值由以下给定：
Figure BDA0001286177340000363
对于下混合信号，
Figure BDA0001286177340000364
对于上混合信号， 方程式41
其中{Nu，Nv}为可以设定为适当值(例如对于两者均设定为4)的变量。这些值可经由例如“现场测试”或(H)IBOC传输场景的空间建模的其它方式获得。应注意，由于此额外取平均值，延时与N个观测结果的{Nu，Nv}块数成比例地增加。逻辑指示符[Eu，Ev]用于决定按照哪个程序来进行抑制和组合之间的适当SNR权衡。所按照的程序为抑制对组合权衡算法的此实施例的最后一个部分，并且将在下面的章节中论述。
抑制对组合的权衡
最终，抑制对组合权衡算法的最后一部分实际上在抑制和组合之间做出适当的选择。逻辑指示符[Eu，Ev]指示是否缺少空间距离，并且通过此信息，方法决定是否执行抑制(相消组合)或组合(相长组合)以获得用于数字调制信号的最佳SNR。
在图7中，用于确定用于最大化SINR的加权值的步骤751是基于上文参照图6所述的相同的三个频率区间矩阵776、778、780。
除了图6的功能之外，在此例子中我们还通过两个逻辑指示符[Eu，Ev]介绍波束成形器的可能扩展，这两个逻辑指示符[Eu，Ev]指示接收到的混合信号和接收到的所期望信号之间是否缺少空间距离。应注意，缺少空间距离意味着所期望信号和混合信号中的任一个或两个中的一个的AoA具有“足够接近”值，即，它们在空间上“足够接近”以指示缺少空间距离。缺少空间距离这一事实可以导致确定波束成形算法不应该尝试抑制第1邻近干扰信号。因此，由于混合信号信息在此情况下指示第1邻近干扰信号不是例如破坏性的，即，其或多或少为“无害”的。如果实际上其为“无害”的第1邻近干扰信号，则适当的是在该第1邻近干扰信号上应用“相长组合”。因此，如果下或上混合信号具有与所期望信号类似的AoA，则适当的是将相长组合用于下或上第1邻近干扰信号(第一频率区间和第三频率区间)。应注意，用于相长组合的最佳权重可能已经可用，因为它们可对于接收到的所期望信号而被计算。因此，这完全意味着如果例如用于下混合信号的缺少空间距离逻辑指示符Eu为“真”，则所期望信号的最佳权重还应该应用于接收到的下第1邻近干扰信号，以获得第一频率区间中的以及第二频率区间中的相长组合。对于指示符Ev同样考虑，即，如果Ev为“真”，则所期望信号的最佳权重还应该应用于接收到的上第1邻近干扰信号，以获得第三频率区间中的以及第二频率区间中的相长组合。因此，如果两个指示符均为“真”，则最佳权重用于下第1邻近干扰信号以及用于上第1邻近干扰信号。在此情况下，在三个校正路径中，在所有三个频率区间中，即在第一频率区间、第二频率区间和第三频率区间中应用相长组合。
这可以通过步骤755实施为逻辑变量L和E之间的逻辑或函数。也就是说，如果Lis或Eu中的任一者为真，则将第一加权值(wopt，i)设定为用于相长组合的值。如果Ljs或Ev中的任一者为真，则第三加权值(wopt，j)被设定为用于相长组合的值。
以与上文参照图6所述的方式类似的方式，在另一个实施例中，用于组合的最佳权重还可以用第1频率区间(或第3频率区间)协方差矩阵的信息进行“调整”。例如，它们可以基于用于内部和/或外部第1频率区间(和/或类似用于第3频率区间)的协方差矩阵进行“调整”。
因此，由于应用相长组合方法，如果缺少空间距离逻辑指示符[Eu，Ev]中的任一个为“真”，则当混合信号在空间上“足够接近”所期望的(H)IBOC信号时，不发生不必要的抑制。然而应注意，此相长组合方法的结果是，如果逻辑指示符[Eu，Ev]中的任一个为“真”，则“无害”第1邻近干扰信号的抑制同样不可能。另一方面，因为波束成形器具有“无原因”以抑制接收到的“无害”下第1邻近干扰信号(Eu为“真”)，接收到的“无害”上第1邻近干扰信号(Ev为“真”)，或接收到的“无害”下第1邻近干扰信号和上第1邻近干扰信号(Eu、Ev均为“真”)，这应该是可接受的。此外，这还应当避免抑制下第2邻近干扰信号或上第2邻近干扰信号的“不必要的尝试”。
图8示出表示用于第1邻近干扰信号(第一频率区间)中的一个的图7处理的一般化版本的接收器系统800。应了解，图8的系统800可以扩展以使得其也可以处理另一个第1邻近干扰信号(第三频率区间)。图8示出与图5结构类似的结构。已经参照图5描述的特征将不在此处赘述。
接收器系统800包括第一AoA块806，其在此例子中包括内部第一AoA块806a和外部第一AoA块806b。内部第一AoA块806a确定与第一频率区间的内部子组(介于-200kHz和-100kHz之间)相关联的内部第一
Figure BDA0001286177340000381
808a。外部第一AoA块806b确定与第一频率区间的外部子组相关联的外部第一
Figure BDA0001286177340000382
808b。
接收器系统800包括以与图5相同的方式确定第二AoA 812的第二AoA块810。
第一加权确定块814执行随后的处理以确定是否设定用于相长地或相消地组合对应于多个天线信号的第一频率区间的信息的第一加权值：
为了对第1频率区间辅助“自调零防止”(使用Lis或Ljs，如上参照图6所述)：
●将外部第一角差值
Figure BDA0001286177340000383
确定为外部第一到达角
Figure BDA0001286177340000384
808b和第二到达角
Figure BDA0001286177340000385
812之间的差。
●如果外部第一角差值
Figure BDA0001286177340000386
小于外部阈值(Δφis)，则
○将第一加权值(wopt，i)816设定为用于相长地组合对应于多个天线信号的第一频率区间的信息的值。这是基于被视为在空间上过于接近所期望信号(第二频率区间)的第一干扰信号(在第一频率区间中)，使得任何相消组合具有衰减在第一频率区间中的所期望数字边带的风险。
为了辅助“防止不必要抑制”(使用Eu或Ev，如上参照图7所述)：
●将内部第一角差值
Figure BDA0001286177340000391
确定为内部第一角
Figure BDA0001286177340000392
808a和第二到达角
Figure BDA0001286177340000393
812之间的差；
○如果内部第一角差值
Figure BDA0001286177340000394
小于外部第一角差值
Figure BDA0001286177340000395
的预定比例(αu)，也就是说，下混合信号的AoA比第1邻近干扰信号更接近所期望信号(这可以表示内部第一的AoA接近所期望信号，并且因此由于其为类似信号或至少不具有与所期望信号的任何空间差，而应执行组合)，则：
■将第一加权值
Figure BDA0001286177340000396
816设定为用于相长地组合对应于多个天线信号的第一频率区间的信息的值。这是基于在第一频率区间的内部子组(介于-200kHz和-100kHz之间)中的信号在空间上比第一频率区间中的第一干扰信号更接近所期望的数字边带。因此，因为下混合信号AoA接近所期望信号，其不被认为是“有害污染的”，或第1邻近具有类似AoA。尽管如此，应用组合，因为CIC可以导致“更强的”信号。回顾介于(-100kHz和+100kHz)之间的第二频率区间的AoA将与在第一频率区间的内部子组(介于-200kHz和-100kHz之间)中的数字边带的AoA相同。
○如果内部第一角差值
Figure BDA0001286177340000397
大于外部第一角差值
Figure BDA0001286177340000398
的预定比例(αu)，则：
■将第一加权值(Wopt，i)816设定为用于相消地组合对应于多个天线信号的第一频率区间的信息的值。这是基于在第一频率区间的内部子组(介于-200kHz和-100kHz之间)中的信号在空间上比所期望的数字边带更接近第一频率区间中的第一干扰信号。
除非明确陈述特定次序，否则可以任何次序执行以上图式中的指令和/或流程图步骤。另外，本领域的技术人员将认识到，尽管已经论述一个例子指令集/方法，但是本说明书中的材料可通过多种方式组合，从而还产生其它例子，并且应在此详细描述提供的上下文内来理解。
在一些例子实施例中，上文描述的指令集/方法步骤被实施为体现为可执行指令集的功能和软件指令，这些可执行指令在计算机或以所述可执行指令编程和控制的机器上实现。此类指令经过加载以在处理器(例如，一个或多个CPU)上执行。术语处理器包括包含微处理器、微控制器、处理器模块或子系统(包括一个或多个微处理器或微控制器)，或其它控制或计算装置。处理器可以指代单个组件或指代多个组件。
在其它例子中，本文说明的指令集/方法以及与其相关联的数据和指令存储在相应存储装置中，该存储装置实施为一个或多个非暂时性机器或计算机可读或计算机可用存储媒体。此类计算机可读或计算机可用存储媒体被认为是物品(或制品)的一部分。物品或制品可指代任何所制造的单个组件或多个组件。如本文所定义的非暂时性机器或计算机可用媒体或媒介不包括信号，但此类媒体或媒介能够接收和处理来自信号和/或其它暂时性媒介的信息。
本说明书中论述的材料的例子实施例可整体或部分经由网络、计算机或基于数据的装置和/或服务实施。这些可以包括云、因特网、内联网、移动装置、台式计算机、处理器、查找表、微控制器、消费者设备、基础架构，或其它致能装置和服务。如可在本文中和在权利要求书中使用，提供以下非排它性定义。
在一个例子中，使本文论述的一个或多个指令或步骤自动化。术语自动化或自动(及其类似变化)意味着使用计算机和/或机械/电气装置控制设备、系统和/或过程的操作，而不需要人类干预、观测、努力和/或决策。
应了解，称为耦合的任何组件可以直接或间接耦合或连接。在间接耦合的情况下，另外的组件可以位于据称将耦合的两个组件之间。
在本说明书中，已经依据选定细节集合呈现例子实施例。然而，本领域的普通技术人员将理解，可以实践包括这些细节的不同选定集合的许多其它例子实施例。希望所附权利要求书涵盖所有可能的例子实施例。

Claims (10)

1.一种接收器系统，其特征在于，所述接收器系统包括：
被配置成接收包括多个天线信号的输入信令的输入端，每个天线信号在不同天线处接收，其中所述多个天线信号各自包括对应于第一频率区间和第二频率区间的信息；
被配置成确定与所述第一频率区间相关联的第一到达角的第一AoA块；
被配置成确定与所述第二频率区间相关联的第二到达角的第二AoA块；
第一加权确定块，所述第一加权确定块被配置成基于所述第一到达角和所述第二到达角执行以下操作中的任一个：
将第一加权值设定为用于相长地组合对应于所述多个天线信号的所述第一频率区间的所述信息的值；或
将第一加权值设定为用于相消地组合对应于所述多个天线信号的所述第一频率区间的所述信息的值；
第一加权应用块，所述第一加权应用块被配置成将所述第一加权值应用到对应于所述多个天线信号中的所述第一频率区间的所述信息，以便提供经加权第一频率区间信号；
第二加权确定块，所述第二加权确定块被配置成将第二加权值设定为用于相长地组合对应于所述多个天线信号的所述第二频率区间的所述信息的值；
第二加权应用块，所述第二加权应用块被配置成将所述第二加权值应用到对应于所述多个天线信号中的所述第二频率区间的所述信息，以便提供经加权第二频率区间信号；
信号组合块，所述信号组合块被配置成组合所述经加权第一频率区间信号和所述经加权第二频率区间信号以便提供输出信令。
2.根据权利要求1所述的系统，其特征在于：
所述第一AoA块包括被配置成确定与所述第一频率区间的外部子组相关联的外部第一到达角的外部第一AoA块；
所述第一加权确定块被配置成基于所述外部第一到达角和所述第二到达角来设定所述设定的第一加权值；并且
所述第一加权应用块被配置成将所述第一加权值应用到对应于所述多个天线信号中的整个所述第一频率区间的所述信息，以便提供所述经加权第一频率区间信号。
3.根据权利要求1或权利要求2所述的系统，其特征在于：
所述第二AoA块包括被配置成基于所述第二频率区间的中间子组确定所述第二到达角的中间第二AoA块；并且
所述第二加权应用块被配置成将所述第二加权值应用到对应于所述多个天线信号中的整个所述第二频率区间的所述信息，以便提供经加权第二频率区间信号。
4.根据权利要求1或2所述的接收器系统，其特征在于，所述第一加权确定块被配置成基于所述第一到达角和所述第二到达角之间的差是否满足外部阈值来设定第一加权值。
5.根据权利要求1或2所述的接收器系统，其特征在于：
所述第一加权值包括多个第一天线加权值，所述多个天线信号中的每个有一个第一天线加权值；
所述第二加权值包括多个第二天线加权值，所述多个天线信号中的每个有一个第二天线加权值。
6.根据权利要求5所述的接收器系统，其特征在于，所述第一加权应用块被配置成：
使所述第一天线加权值中的每个乘以对应于所述多个天线信号中的一个相关联天线信号的所述第一频率区间的所述信息，以便提供多个第一天线加权信号；以及
使所述多个第一天线加权信号相加在一起以便提供所述经加权第一频率区间信号。
7.根据权利要求5所述的接收器系统，其特征在于，所述第二加权应用块被配置成：
使所述第二天线加权值中的每个乘以对应于所述多个天线信号中的一个相关联天线信号的所述第二频率区间的所述信息，以便提供多个第二天线加权信号；以及
使所述多个第二天线加权信号相加在一起以便提供所述经加权第二频率区间信号。
8.根据权利要求1或2所述的接收器系统，其特征在于，所述多个天线信号还各自包括对应于第三频率区间的信息，所述接收器系统另外包括：
被配置成确定与所述第三频率区间相关联的第三到达角的第三AoA块；
第三加权确定块，所述第三加权确定块被配置成基于所述第三到达角和所述第二到达角执行以下操作中的任一个：
将第三加权值设定为用于相长地组合对应于所述多个天线信号的所述第三频率区间的所述信息的值；或
将第三加权值设定为用于相消地组合对应于所述多个天线信号的所述第三频率区间的所述信息的值；
第三加权应用块，所述第三加权应用块被配置成将所述第三加权值应用到对应于所述多个天线信号中的所述第三频率区间的所述信息，以便提供经加权第三频率区间信号；并且
其中所述信号组合块被配置成组合所述经加权第一频率区间信号、所述经加权第二频率区间信号和所述经加权第三频率区间信号，以便提供所述输出信令。
9.根据权利要求1或2所述的接收器系统，其特征在于，所述第一AoA块包括：
被配置成确定与所述第一频率区间的内部子组相关联的内部第一到达角的内部第一AoA块；
被配置成确定与所述第一频率区间的外部子组相关联的外部第一到达角的外部第一AoA块；
其中所述第一加权确定块被配置成：
将外部第一角差值确定为所述外部第一到达角和所述第二到达角之间的差；
如果所述外部第一角差值小于外部阈值，则：
将第一加权值设定为用于相长地组合对应于所述多个天线信号的所述第一频率区间的所述信息的值；
将内部第一角差值确定为所述内部第一到达角和所述第二到达角之间的差；
如果所述内部第一角差值小于所述外部第一角差值的预定比例，则将第一加权值设定为用于相长地组合对应于所述多个天线信号的所述第一频率区间的所述信息的值；
如果所述内部第一角差值大于所述外部第一角差值的所述预定比例，则将第一加权值设定为用于相消地组合对应于所述多个天线信号的所述第一频率区间的所述信息的值。
10.根据权利要求8所述的接收器系统，其特征在于，所述第三AoA块包括：
被配置成确定与所述第三频率区间的内部子组相关联的内部第三到达角的内部第三AoA块；
被配置成确定与所述第三频率区间的外部子组相关联的外部第三到达角的外部第三AoA块；
其中所述第三加权确定块被配置成：
将外部第三角差值确定为所述外部第三到达角和所述第二到达角之间的差；
如果所述外部第三角差值小于外部阈值，则：
将第三加权值设定为用于相长地组合对应于所述多个天线信号的所述第三频率区间的所述信息的值；
将内部第三角差值确定为所述内部第三到达角和所述第二到达角之间的差；
如果所述内部第三角差值小于所述外部第三角差值的预定比例，则将第三加权值设定为用于相长地组合对应于所述多个天线信号的所述第三频率区间的所述信息的值；
如果所述内部第三角差值大于所述外部第三角差值的所述预定比例，则将第三加权值设定为用于相消地组合对应于所述多个天线信号的所述第三频率区间的所述信息的值。
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