KR100749451B1 - Ｏｆｄｍ 기지국 시스템에서의 스마트 안테나 빔 형성 방법및 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 직교 주파수 분할 다중) 기지국 시스템에서의 스마트 안테나 빔 형성 방법 및 장치에 관한 것이다.
OFDM 방식의 이동 통신 시스템에서 기지국의 용량을 극대화하기 위하여 주파수 재 사용율이 1이 되도록 함과 동시에 인접 셀로부터 수신된 간섭 신호를 최소화한다. 이를 위하여, 기지국에서 원하는 신호(이하, 원신호로 명명함) 및 그 외의 간섭 신호의 도래각을 추정하여 원신호의 방향으로는 주빔(Main beam)을 형성하고 간섭 신호의 방향으로는 널(null)을 형성한다.
이와 같은 빔 형성 방법 및 장치를 통하여 잡음 및 간섭 신호의 영향을 최소화할 수 있으며, 여러 셀이 동시에 같은 주파수를 사용할 때 발생하는 신호 간섭 문제를 해결할 수 있으며, 주파수 재 사용율을 높여줄 수 있다.
OFDM, 스마트 안테나, 빔 형성, 도래각 추정, 각도 다이버시티

Description

ＯＦＤＭ 기지국 시스템에서의 스마트 안테나 빔 형성 방법 및 장치{Method and apparatus for beam forming of smart antenna in mobile communication base station using OFDM}
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 방식의 이동통신 기지국을 위한 빔 형성 장치의 구조도이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 도래각 추정부의 구조도이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 초기 공간 필터링부의 구조도이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 신호 식별부의 구조도이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 공간 필터링부의 구조도이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 방식의 이동통신 기지국에서의 빔 형성에 관한 흐름도이다.
본 발명은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 직교 주파수 분할 다중) 방식의 이동통신 기지국을 위한 도래각 추정(direction-of-arrival estimation) 기반의 스마트 안테나 알고리즘을 사용하여, 신호대 간섭비를 증가시 킬 수 있는 빔 형성 방법 및 장치에 대한 것이다.
일반적으로, 이동통신 환경에서는 원하는 신호(이하, 원신호라고 명명함)뿐만 아니라 원하지 않는 간섭 신호도 수신된다. 이러한 간섭 신호에 의한 통신 왜곡의 정도는 원신호 전력대 다른 모든 신호 전력의 합에 의하여 결정되므로, 원신호의 레벨이 간섭 신호 각각의 레벨보다 현저히 높은 경우에도 간섭 신호의 수가 많으면 간섭 신호의 전체 전력이 커져서 통신 왜곡이 발생하게 된다. 따라서 이러한 통신 왜곡으로 인하여 원신호의 정보 재생이 어려워진다.
이러한 문제점을 해결하기 위하여 무선 통신 시스템에서는 배열 안테나(array antenna) 기술이 개발되어 사용되고 있다. 특히 스마트 안테나 시스템은 복수개의 배열 안테나 소자를 이용하여 각각의 안테나 소자에서 수신되는 신호들의 이득 및 위상을 조절하여, 기지국에서 원하는 사용자의 방향으로부터 전파되어 오는 신호만을 수신한다. 또한, 원하는 사용자의 방향 이외의 방향에서 전파되어 오는 다중접속 간섭에 의한 잡음 신호 레벨을 크게 감소시켜 시스템의 성능을 향상시키고, 아울러 기지국의 채널 용량을 증가시키는 시스템이다.
한편, OFDM 시스템에서 간섭 신호를 제거하기 위해서, 종래에는 전체 안테나 어레이(Antenna array)를 공간 다이버시티를 얻을 수 있도록 충분히 떨어진 두 개의 부 어레이(subarray)로 구성한다. 그 후 각각의 부 어레이에 대해 적응 빔 형성을 수행한 후 어레이의 출력을 최대비 합성(maximal ratio combining)을 통해 공간 다이버시티(spatial diversity)를 얻는 방식을 이용한다.
그러나, 상기와 같은 종래 기술은 각 안테나 소자별로 코히어런트 복조 (Coherent detection)를 수행한 후 신호의 도래각을 추정하기 때문에 기지국에서 원신호가 주변 장애물에 의해 여러 각도로 수신될 경우, 여러 경로 신호의 도래각을 각각 분리해 낼 수 없기 때문에 각도 다이버시티(angular diversity)를 얻을 수 없다. 또한, 기지국에서 원신호와 간섭 신호를 구별하기 위한 신호 식별(identification)이 어려우며, 여러 각도로 수신된 신호를 결합하기 어렵다는 문제점이 있다.
이와는 다른 방법으로 간섭 신호를 제거하는 다른 종래 기술로는, 기준 신호(reference signal)를 미리 정해진 시간에 전송하여 신호의 조정 벡터(steering vector)를 얻을 수 있고, 각 부 반송파에 대해 조정 벡터를 생성함으로써 모든 부 반송파에서 최적의 조정 벡터를 생성할 수 있으며, 그에 따라 송신 신호를 위한 적응 빔을 형성할 수 있는 기술이 있다. 이 기술은 모든 부 반송파에서 기준 신호를 전송하여 조정 벡터를 추정하는 방식이기 때문에, 신호의 도래각을 추정할 필요가 없으므로 시스템이 비교적 간단하고 신호의 식별 과정을 필요로 하지 않는다.
그러나, 이 기술은 모든 부 반송파에서 기준 신호를 전송해야 하므로 수신 신호의 공분산 행렬(covariance matrix)을 추정하는데 긴 시간이 소요된다. 또한, 주파수분할 다중접속(FDD: Frequency Division Duplex) 시스템에 대해서는 송·수신 신호의 중심 주파수가 서로 다르기 때문에, 적응 빔 형성을 위한 장치로 사용할 수 없는 문제점이 있다.
따라서, 본 발명은 상기와 같은 종래 기술들의 문제점을 해결하기 위한 것으 로, 기지국에서 적응 배열 안테나를 이용하여 신호대 간섭비를 극대화할 수 있는 빔 형성 벡터를 구성하는 스마트 안테나의 빔 형성 방법 및 장치를 제공한다.
상기 본 발명의 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 특징에 따른 빔 형성 방법은, 직교 주파수 분할 다중 방식의 이동통신 시스템의 기지국에서, 다수개의 안테나로 수신된 신호를 토대로 빔을 형성하는 방법에 있어서,
(a) 상기 다수개의 안테나로 수신된 신호를 처리하여 상기 기지국이 원하는 신호인 원신호에 할당된 다수개의 데이터 부 반송파 행렬들을 추출하는 단계; (b) 상기 추출된 다수개의 데이터 부 반송파 행렬들을 토대로 상기 수신된 다수개의 수신된 신호에 대한 다수개의 도래각을 각각 추정하는 단계; (c) 상기 추정된 다수개의 도래각을 이용하여 상기 수신된 다수개의 신호로부터 원신호와 간섭 신호를 각각 식별하는 단계; (d) 상기 간섭 신호에 대한 도래각을 이용하여 상기 간섭 신호와 잡음에 대하여 상기 도래각의 벡터로 구성된 공분산 행렬을 생성하고, 상기 공분산 행렬을 이용하여 상기 수신된 다수개의 신호에 대해 상기 간섭 신호의 방향으로 널(null)을 형성하여, 상기 간섭 신호가 제거된 다수의 빔 형성 벡터를 생성하는 단계 및 (e) 상기 다수의 빔 형성 벡터를 이용하여 다수의 최종 빔을 형성하고, 상기 다수의 최종 빔을 결합하여 하나의 최종 빔을 형성하는 단계를 포함한다.
상기 본 발명의 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 또 다른 특징에 따른 빔 형성 장치는, 직교 주파수 분할 다중 방식의 이동통신 시스템의 기지국에서, 다수개의 안테나로 수신된 신호를 토대로 빔을 형성하는 장치에 있어서,
상기 수신된 다수개의 신호로부터 추출된 데이터 부 반송파 행렬을 토대로 상기 수신된 다수개의 신호에 대한 도래각을 추정하는 도래각 추정부; 상기 추정된 도래각을 이용하여 상기 데이터 부 반송파 행렬에 대해 필터링을 수행한 후 다수의 필터링 행렬을 생성하는 초기 공간 필터링부; 상기 다수의 필터링 행렬을 통해 생성된 데이터 시퀀스를 이용하여 상기 수신된 다수개의 신호로부터 원신호와 간섭 신호를 식별하고, 상기 원신호에 대한 도래각과 간섭 신호에 대한 도래각을 생성하는 신호 식별부; 상기 간섭 신호에 대한 도래각을 이용하여 간섭 신호와 잡음의 공분산 행렬을 생성하고, 상기 공분산 행렬과 상기 원신호에 대한 도래각을 이용하여 상기 간섭 신호는 제거하고 원신호에 대해 다수의 최종 빔을 형성하는 공간 필터링부 및 상기 형성된 다수의 최종 빔을 하나의 결합된 신호로 최대비 결합을 수행하는 채널 추정 및 신호 결합부를 포함한다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였다. 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 동일한 도면 부호를 붙였다.
또한, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
스마트 안테나는 빔 형성 방식에 따라 여러 가지 방식으로 분류된다. 빔은 여러 가지 안테나별 가중치에 따라 모양이 결정되며, 이 가중치는 기지국과 단말기 간의 채널을 추정하여 구해진다. 채널을 추정하는 방법은 크게 세 가지로 나눌 수 있으며, 그 중 하나인 SMI(Sample Matrix Inversion) 방식은 입력 신호벡터의 공분산 행렬을 이용하여 가중치를 계산한다.
SMI 방식은 다시 기준 신호 방식(Reference signal method)과 도래각 추정 기반 방식(DOA estimation based method) 두 가지로 구분된다. 도래각이라 함은 빔의 도착 방향, 즉 수신된 평면파의 도착방향정보를 나타내는 각도 θ와 φ의 쌍을 의미하며, θ는 평면파의 입사방향과 z축 사이의 각도이고, φ는 평면파의 입사방향에서 x-y축 좌표면에 내린 수직면과 x축 사이의 각도이다.
단말기 주변의 장애물들에 의해 대부분의 경우 신호가 중심 도래각(nominal angle)을 중심으로 일정 범위에 걸쳐 퍼져서 수신되며, 이 경우 원신호뿐만 아니라 다수의 간섭 신호의 도래각도 추정된다. 따라서 원신호의 방향으로 주빔을 형성하고 간섭 신호의 방향으로는 널(null)을 형성하기 위해서, 본 발명의 실시예에서는 원신호와 간섭 신호를 구별하기 위한 신호 식별(signal identification) 과정과, 간섭 신호의 잡음에 대한 공분산 행렬의 추정 과정을 수행한다. 뿐만 아니라, 원신호의 도래각이 여러 개 존재할 경우 각각의 신호를 효율적으로 결합(combining)하는 과정을 수행한다.
즉, 본 발명의 실시예에서는 도래각 추정 기반의 SMI 알고리즘을 이용하여, 기지국으로의 수신되는 신호의 모든 도래각을 추정하고, 원신호와 간섭 신호를 식별한 다음에, 간섭 신호의 추정된 도래각을 이용하여 간섭 및 잡음 공분산 행렬을 구성함으로써 간섭 신호를 효율적으로 제거할 수 있도록 한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 방식의 이동통신 기지국을 위한 빔 형성 장치의 구조도이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 빔 형성 장치는 크게 기저대역 데이터 샘플 생성부(100), DFT(Discrete Fourier Transform, 이산 푸리에 변환) 처리부(200), 및 빔 형성 및 처리부(300)를 포함한다.
기저대역 데이터 샘플 생성부(100)는 다수의 안테나로부터 수신한 RF(Radio Frequency, 무선 주파수) 신호를 디지털 모뎀에 전달하기 위하여 주파수를 하향 변환하는 FDC부(Frequency Down Conversion)(110) 및 A/D(Analog Digital Conversion)(120)를 포함한다.
FDC부(110)는 크게 헤테로다인(Heterodyne) 방식과 호모다인(Homodyne) 방식으로 구분되는데, 헤테로다인 방식은 RF 주파수를 단계적으로 낮은 주파수로 변환하여 가는 방식을 말하며, 호모다인 방식은 일반적으로 직접 변환(Direct Frequency Conversion)으로 불리며 RF 주파수로부터 직접적으로 기저대역(baseband) 주파수로 변환하는 방식을 의미한다. 이 두 방식은 당업자라면 충분히 알 수 있으므로 본 발명에서는 자세한 설명은 생략한다. FDC부(110)를 통과한 낮은 주파수의 아날로그 신호는 A/D(120)를 통과하여 디지털 신호로 변환된다.
기저대역 데이터 샘플 생성부(100)를 통과하여 출력된 낮은 주파수의 디지털 신호인 기저대역 데이터 샘플은 DFT 처리부(200)로 입력된다. DFT 처리부(200)는 DFT(210) 및 Bin selection(220)을 포함하며, m개의 안테나 소자에 수신된 신호의 기저 대역(baseband) 데이터 샘플을 이산 푸리에 변환 처리를 수행하여, 기지국에 서 원신호에 할당된 부 반송파의 데이터를 추출하는 기능을 수행한다.
DFT(210)는 연속적인 신호를 시간에 따라 샘플링한 형태의 신호로 생각하여 푸리에 변환식을 그대로 계산하는 것으로, 이산적인 형태로서의 신호에 대한 푸리에 변환을 의미한다. 즉, 입력된 신호를 대역 분할하기 위해 사용되며, 아날로그 영역에서 주파수 해석을 위해 사용되는 푸리에 변환을 디지털 영역으로 변환한 방법으로 실제 시스템에서는 FFT(Fast Fourier Transform) 기술을 사용한다.
DFT(210)를 통과한 기저대역 데이터 샘플은 bin selection(220)을 통과하면 기지국에서 원신호에 할당된 부 반송파의 데이터가 추출된다.
DFT 처리부(200)에서 출력된 부 반송파의 데이터를 이용하여 빔을 형성하고 처리하는 빔 형성 및 처리부(300)는 도래각 추정부(310), 초기 공간 필터링부(320), 신호 식별부(340), 공간 필터링부(330), 채널 추정 및 신호 결합부(350) 및 신호 복조부(360)를 포함한다.
도래각 추정부(310)는 DFT 처리부(200)를 통과하여 생성된 부 반송파의 데이터로부터 샘플 공분산 행렬을 추정하는 기능을 수행한다. 도래각 추정부(310)에 대해 도 2를 참조로 자세히 설명한다. 또한, 전반적인 빔 형성 과정에 대하여 도 6의 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 방식의 이동통신 기지국에서의 빔 형성에 관한 흐름도를 참조하여 설명한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 도래각 추정부의 구조도이다.
도 2를 살펴보면, 도래각 추정부(310)는 샘플 공분산 행렬 추정부(311), 고유치 분해부(312), DOA 추정부(314) 및 수신 신호 수 추정부(313)를 포함한다.
샘플 공분산 행렬 추정부(311)는 DFT 처리부(200)를 통과하여 생성된 데이터 부 반송파 행렬(X)로부터 다음 [수학식 1]에 도시된 수식과 같은 샘플 공분산 행렬을 추정(S100)하는 기능을 수행한다.
Figure 112005070549879-pat00001
여기서, xk(i)는 DFT 처리된 수신 신호로 구성된 m×1 열 벡터(column vector)이며, k는 부 반송파 인덱스, i는 OFDM 심볼 인덱스를 나타낸다. Nc는 기지국이 원신호에 할당된 부 반송파의 수이며, M은 OFDM 심볼의 수를 나타낸다. 행렬 X는 안테나 소자로부터 얻어진 NcM개의 데이터인 xk(i)를 행 벡터(row vector)로 구성하여 얻어진 (m×NcM) 행렬을 나타낸다.
샘플 공분산 행렬 추정부(311)로부터 추정된 행렬(Rx)을 입력받은 고유치 분해부(312)는 고유치 분해(eigen decomposition)를 실시하여 고유치(eigenvalue) λ와 고유벡터(eigenvector) v로 이루어진 집합을 구한다. 즉, λ는 (λ1, λ2, …, λm)고 v는 (v1, v2, …, vm)가 된다. 이때, 고유치 λ는 수신 신호 수 추정부(313)로 입력되어 잡음의 전력(
Figure 112005070549879-pat00002
)과 도래각 수(d)를 출력한다. 도래각 수(d)는 고유 벡터 v와 함께 DOA 추정부(314)로 입력되어 도래각(θ1, θ2, …, θd)을 추정(S110)하며, 잡음의 전력은 하기 설명할 간섭 신호와 잡음의 공분산 행렬을 계산하는 데 이용된다.
이 때, 도래각의 추정(S110)을 위하여 MUSIC(Multiple Signal Classification, 다중 신호 분류), Root-MUSIC, ESPRIT(Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Technique) 등과 같은 초분해능 방향탐지(high resolution direction finding) 알고리즘 중 어느 하나를 사용할 수 있다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 초기 공간 필터링부의 구조도이다.
초기 공간 필터링부(320)는 조정 행렬(steering matrix) 구성부(321), 초기 공간 필터 구성부(322), 초기 공간 필터링 수행부(323), 신호 코릴레이션 행렬 구성부(324) 및 최대 에너지 신호 검출부(325)를 포함한다.
상기 도 2의 도래각 추정부(310)에서 추정된 도래각(θ1, θ2, …, θd)을 이용해 DFT 처리부(200)를 통과하여 생성된 데이터 부 반송파 행렬인 X에 대하여 초기 공간 필터링(pre-spatial filtering)을 수행하며, 이를 위하여 조정 행렬 구성부(321)에서 조정 행렬 A를 다음 [수학식 2]와 같이 구성한다.
Figure 112005070549879-pat00003
[수학식 2]에서 a(θi), i = 1, 2, …, d는 도래각 θi에 해당하는 조정 벡터(steering vector)를 나타내며, 이는 안테나 어레이의 기하학적 구조에 의해 결 정된다. 구성된 조정 행렬 A를 이용하여 다음 [수학식 3]과 같이 기지국에서 원신호에 할당된 데이터 부 반송파 행렬 X에 대해 초기 공간 필터 구성부(322)에서 초기 공간 필터를 구성한 후 초기 공간 필터링 수행부(323)에서 필터링을 수행하여 초기 공간 필터링 행렬(필터링 행렬이라고도 명명함)을 추출(S120)한다.
Figure 112005070549879-pat00004
[수학식 3]에서 첨자 H는 복소공핵 전치(Hermitian transpose)를 나타내며,
Figure 112005070549879-pat00005
는 (d × NcM) 행렬인 초기 공간 필터링 행렬로서 각 행은 초기 빔(pre-beamforming output)을 나타낸다.
또한 조정 행렬 A는 신호 코릴레이션 행렬 구성부(324)로 입력되어 코릴레이션 행렬인 Rs로 출력되고, 이는 최대 에너지 신호 검출부(325)로 입력되어 최대 도래각인 θmax를 출력한다. 이때 출력된 최대 도래각은 하기 도 5에서 설명될 공간 필터링부(340)로 입력되어 빔 형성 출력을 계산하는데 사용된다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 신호 식별부의 구조도이다.
신호 식별부(330)는 도 3에서 생성된 초기 빔을 나타내는 행렬을 이용하여 도 4에 도시된 바와 같이 원신호와 간섭 신호를 식별(S130)한다.
이를 위하여 신호 식별부(330)는 도 4에서와 같이, 초기 채널 추정 및 복조부(331), 프리앰블 패턴 비교부(332) 및 신호 식별 수행부(333)를 포함한다.
초기 공간 필터링 행렬(
Figure 112005070549879-pat00006
)을 입력받은 초기 채널 추정 및 복조부(331)는 초기 빔의 각각에 대해 초기 채널 추정과 코히어런트 복조를 수행한다. 그 후 복조된 다수의 데이터 시퀀스(data sequence)를 이용하여 원신호 혹은 간섭 신호 여부를 판단하는 신호 식별(signal identification)을 수행한다. 신호 식별을 위해 단말은 기지국의 제어부로부터 전송받은 특정 프리앰플(preamble) 패턴을 이용한다.
이 경우 프리앰블 패턴 비교부(332)에서 복조된 데이터 시퀀스와 기지국 제어부로부터 전송된 프리앰블 벡터의 패턴을 비교한 후 신호 식별 수행부(333)에서 신호 식별을 수행할 수 있다. 신호 식별 과정을 통해 식별된 원신호의 도래각의 수와 간섭 신호의 도래각의 수를 각각 n과 d-n이라고 할 때, 각각의 도래각을 θs,1, θs,2,…, θs,n과 θi,1, θi,2, …, θi,d-n이라고 표기한다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 공간 필터링부의 구조도이다.
공간 필터링부(340)는 간섭 및 잡음 공분산 행렬부(341), 빔 형성 벡터 구성부(342) 및 공간 필터링 수행부(343)를 포함한다.
도 5에 도시한 바와 같이 공간 필터링부에서는 먼저 신호 식별 수행부(333)에서 추정된 간섭 신호의 도래각(θi,1, θi,2, …, θi,d-n)을 이용하여 간섭 및 잡음 공분산 행렬부(341)에서 간섭 신호와 잡음의 공분산 행렬(interference-plus-noise covaiance matrix)(Ru)을 [수학식 4]와 같이 구성(S140)한다.
Figure 112005070549879-pat00007
[수학식 4]에서
Figure 112005070549879-pat00008
와
Figure 112005070549879-pat00009
는 각각 잡음과 j번째 간섭 신호의 수신 전력이다.
Figure 112005070549879-pat00010
와
Figure 112005070549879-pat00011
의 크기는 임의로 설정할 수 있으나, 간섭 신호의 전력을 잡음의 전력보다 대략 20dB 이상 크게 설정하는 것이 간섭 신호의 방향으로 널(null)을 형성하는데 유리하다.
간섭 신호와 잡음의 공분산 행렬을 이용하여 원신호의 방향으로 주 빔을 형성하고, 간섭 신호를 제거(S150)하기 위하여 간섭 신호의 방향으로 null을 형성한다. 이를 위해 빔 형성 벡터 구성부(342)에서 다음 [수학식 5]와 같이 n개의 역방향 빔 형성 벡터를 구성한다. 이 때, 신호 식별부(330)에서 출력된 원신호의 도래각(θs,1, θs,2,…, θs,n)과 공분산 행렬을 이용한다.
Figure 112005070549879-pat00012
[수학식 5]에서 βi는 상수로서
Figure 112005070549879-pat00013
= 1이 되도록 설정한다. 추정된 n개의 역방향 빔 형성 벡터(Wk)와 부 반송파 데이터 X 및 최대 에너지 신호 검출부(325)를 통해 출력된 최대 도래각 θmax를 이용하여 공간 필터링 수행부(343)에서 최종 빔 형성(post beamforming) 과정을 수행하여 n개의 최종 빔(ri)을 다음 [수학식 6]과 같이 구한다. 이와 함께, 순방향 빔 형성 벡터(Wf)를 출력한다.
TDD(Time Division Duplex)를 이용하는 와이브로(Wibro)와 같은 이동통신 시스템에서는 역방향 링크와 순방향 링크의 채널 특성이 거의 동일하다. 그러므로 역방향 링크에서 구한 빔 형성 벡터(Wf)를 순방향 링크의 빔 형성에도 그대로 사용할 수 있다. 즉, Wk로 구한 Wf는 순방향 링크의 빔 형성 벡터로 사용된다.
Figure 112005070549879-pat00014
한편, n개의 역방향 빔 형성 벡터
Figure 112005070549879-pat00015
중 최대 신호에 해당하는 빔 형성 벡터를 순방향 빔 형성 벡터(forward link beamforming vector)로 선택한다. 즉,
Figure 112005070549879-pat00016
각각의 신호의 도래각에 해당하는 수신 전력은 다음 [수학식 8]과 같이 신호의 코릴레이션 행렬(signal correlation matrix)을 계산함으로써 얻을 수 있다.
Figure 112005070549879-pat00017
[수학식 8]에서 사용되는 잡음 전력은 다음 [수학식 9]와 같이 추정된다.
Figure 112005070549879-pat00018
이 때, λi는 추정된 공분산 행렬
Figure 112005070549879-pat00019
의 잡음 부공간 고유값(noise subspace eigenvalue)이다.
상기 도 1에 도시된 채널 추정 및 신호 결합부(350)에서는 공간 필터링부(340)에서 출력된 n개의 최종 빔(ri)에 대해 각각 채널 추정을 수행하고, 추정된 채널 응답 특성을 이용하여 위상 보정(phase compensation)과 각 다이버시티를 얻기 위한 최대비 결합(maximal ratio combining)을 수행하여 하나의 최종 빔을 출력(S160)며, 최종적으로 신호 복조부(360)에서 결합된 신호를 복조한다.
여기서, 전술한 본 발명의 실시예의 구성에 대응하는 기능을 실현하는 프로그램 또는 그 프로그램이 기록된 기록 매체 역시 본 발명의 범주에 포함되는 것이다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리 범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
전술한 실시예에 따르면, 기지국에서 원신호 및 그 외의 간섭 신호의 도래각을 추정하여 원신호의 방향으로는 주 빔을 형성하고 간섭 신호의 방향으로는 null을 형성하여 잡음 및 간섭 신호의 영향을 최소화할 수 있다.
또한, 여러 셀이 동시에 같은 주파수를 사용할 때 발생하는 신호 간섭 문제를 해결할 수 있으며, 주파수 재 사용율을 높여줄 수 있다.
또한, 초기 공간 필터링 과정을 도입함으로써 신호 식별 능력을 향상시키며, 주 빔 형성 후 최대비 결합을 수행함으로써 시스템의 성능을 향상시킬 수 있다.

Claims (11)

  1. 직교 주파수 분할 다중 방식의 이동통신 시스템의 기지국에서, 다수개의 안테나로 수신된 신호를 토대로 빔을 형성하는 방법에 있어서,
    (a) 상기 다수개의 안테나로 수신된 신호를 처리하여 상기 기지국이 원하는 신호인 원신호에 할당된 다수개의 데이터 부 반송파 행렬을 추출하는 단계;
    (b) 상기 추출된 다수개의 데이터 부 반송파 행렬을 토대로 상기 수신된 다수개의 수신된 신호에 대한 다수개의 도래각을 각각 추정하는 단계;
    (c) 상기 추정된 다수개의 도래각을 이용하여 상기 수신된 다수개의 신호로부터 원신호와 간섭 신호를 각각 식별하는 단계;
    (d) 상기 간섭 신호에 대한 도래각을 이용하여 상기 간섭 신호 및 잡음에 대하여 상기 도래각의 벡터로 구성된 공분산 행렬을 생성하고, 상기 공분산 행렬을 이용하여 상기 수신된 다수개의 신호에 대해 상기 간섭 신호의 방향으로 널(null)을 형성하여, 상기 간섭 신호가 제거된 다수의 빔 형성 벡터를 생성하는 단계; 및
    (e) 상기 다수의 빔 형성 벡터를 이용하여 다수의 최종 빔을 형성하고, 상기 다수의 최종 빔을 결합하여 하나의 최종 빔을 형성하는 단계
    를 포함하는 기지국의 빔 형성 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 d) 단계는 상기 공분산 행렬을 이용하여 원신호의 방향으로 주 빔을 형성하고, 간섭 신호의 방향으로 널(null)을 형성하여, 상기 수신된 신호로부터 간섭 신호를 제거하는 기지국의 빔 형성 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 (b) 단계는,
    상기 다수개의 데이터 부 반송파 행렬을 이용하여 샘플 공분산 행렬을 추정하는 단계; 및
    상기 추정된 샘플 공분산 행렬을 토대로 상기 수신된 다수개의 신호에 대한 도래각을 추정하는 단계;
    를 포함하는 기지국의 빔 형성 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 (c) 단계에서,
    상기 추정된 도래각을 이용하여 조정 행렬을 구성하는 단계;
    상기 조정 행렬을 이용하여 상기 데이터 부 반송파 행렬의 필터링을 수행하여 필터링 행렬을 추출하는 단계;
    상기 조정 행렬을 이용하여 상기 데이터 부 반송파 행렬로부터 신호 코릴레이션 행렬을 구성하고, 상기 신호 코릴레이션 행렬을 이용하여 최대 도래각을 생성하는 단계;
    상기 기지국을 제어하는 제어부로 입력된 프리앰블 벡터와 상기 필터링 행렬의 프리앰블 패턴을 비교하여 원신호와 간섭 신호를 식별하고 상기 원신호에 대한 도래각과 간섭 신호에 대한 도래각을 추정하는 단계
    를 포함하는 기지국의 빔 형성 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 간섭 신호에 대한 도래각을 이용하여 공분산 행렬을 생성하는 단계;
    상기 공분산 행렬과 상기 원신호에 대한 도래각을 이용하여 역방향 빔 형성 벡터를 형성하는 단계; 및
    상기 역방향 빔 형성 벡터와 상기 데이터 부 반송파 행렬 및 상기 최대 도래각을 이용하여 순방향 빔 형성 벡터를 생성하는 단계
    를 포함하는 기지국의 빔 형성 방법.
  6. 직교 주파수 분할 다중 방식의 이동통신 시스템의 기지국에서, 다수개의 안테나로 수신된 신호를 토대로 빔을 형성하는 장치에 있어서,
    상기 수신된 다수개의 신호로부터 추출된 데이터 부 반송파 행렬을 토대로 상기 수신된 다수개의 신호에 대한 도래각을 추정하는 도래각 추정부;
    상기 추정된 도래각을 이용하여 상기 데이터 부 반송파 행렬에 대해 필터링을 수행한 후 다수의 필터링 행렬을 생성하는 초기 공간 필터링부;
    상기 다수의 필터링 행렬을 통해 생성된 데이터 시퀀스를 이용하여 상기 수신된 다수개의 신호로부터 원신호와 간섭 신호를 식별하고, 상기 원신호에 대한 도래각과 간섭 신호에 대한 도래각을 생성하는 신호 식별부;
    상기 간섭 신호에 대한 도래각을 이용하여 간섭 신호와 잡음의 공분산 행렬을 생성하고, 상기 공분산 행렬과 상기 원신호에 대한 도래각을 이용하여 상기 간섭 신호는 제거하고 원신호에 대해 다수의 최종 빔을 형성하는 공간 필터링부; 및
    상기 형성된 다수의 최종 빔을 하나의 결합된 신호로 최대비 결합을 수행하는 채널 추정 및 신호 결합부
    를 포함하는 기지국 빔 형성 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 도래각 추정부는,
    상기 데이터 부 반송파 행렬로부터 샘플 공분산 행렬을 추정하는 샘플 공분산 행렬 추정부;
    상기 샘플 공분산 행렬로부터 고유 벡터와 고유치를 포함하는 집합을 구성하는 고유치 분해부;
    상기 고유치를 입력받아 상기 샘플 공분산 행렬로부터 잡음 전력과 도래각 수를 출력하는 수신 신호 수 추정부; 및
    상기 고유 벡터와 상기 도래각 수를 토대로 상기 수신된 다수개의 신호에 대한 도래각을 추정하는 도래각(DOA) 추정부
    를 포함하는 기지국 빔 형성 장치.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 초기 공간 필터링부는,
    상기 도래각을 이용하여 상기 데이터 부 반송파 행렬로부터 조정 행렬을 구성하는 조정 행렬 구성부;
    상기 구성된 조정 행렬을 이용하여 상기 데이터 부 반송파 행렬에 초기 공간 필터링을 수행하고 다수의 필터링 행렬을 출력하는 초기 공간 필터링 수행부;
    상기 조정 행렬을 입력받아 코릴레이션 행렬을 출력하는 신호 코릴레이션 행렬 구성부; 및
    상기 코릴레이션 행렬을 입력받아 최대 도래각을 출력하는 최대 에너지 신호 검출부
    를 포함하는 기지국 빔 형성 장치.
  9. 제6항에 있어서,
    상기 신호 식별부는,
    상기 다수의 필터링 행렬의 각각에 대해 채널 추정과 코히어런트 복조를 수행하는 초기 채널 추정 및 복조부;
    상기 데이터 시퀀스와 상기 기지국을 제어하는 제어부로부터 전송된 프리앰블 벡터를 이용하여 상기 채널 추정과 코히어런트 복조가 수행된 다수의 필터링 행렬의 패턴을 비교하는 프리앰블 패턴 비교부; 및
    상기 데이터 시퀀스를 이용하여 상기 수신된 다수개의 신호로부터 원신호와 간섭 신호를 식별하는 신호 식별 수행부
    를 포함하는 기지국 빔 형성 장치.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 공간 필터링부는,
    상기 간섭 신호에 대한 도래각을 이용하여 상기 간섭 신호와 잡음의 공분산 행렬을 생성하는 간섭 및 공분산 행렬부;
    상기 원신호에 대한 도래각과 상기 공분산 행렬을 이용하여, 상기 원신호의 방향으로 주빔(main beam)을 형성하고 역방향 빔 형성 벡터를 생성하는 빔 형성 벡터 구성부; 및
    상기 역방향 빔 형성 벡터, 상기 데이터 부 반송파 행렬과 상기 최대 도래각을 이용하여 다수의 빔을 형성하고 순방향 빔 형성 벡터를 출력하는 공간 필터링 수행부
    를 포함하는 기지국 빔 형성 장치.
  11. 제6항에 있어서,
    상기 최대비 결합이 수행된 하나의 결합된 신호를 복조하는 신호 복조부;
    상기 수신된 신호를 이용하여 주파수 하향 변환과 아날로그 디지털 변환 과정을 거쳐 기저대역 데이터 샘플을 생성하는 기저대역 데이터 샘플 생성부; 및
    상기 기저대역 데이터 샘플을 이산 푸리에 변환 처리한 후 상기 기지국에서 원신호에 할당된 부 반송파 데이터를 추출하는 이산 푸리에 변환 처리부
    를 더 포함하는 기지국 빔 형성 장치.
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