CN116667900A - 接收器系统 - Google Patents

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CN116667900A CN202210150667.4A CN202210150667A CN116667900A CN 116667900 A CN116667900 A CN 116667900A CN 202210150667 A CN202210150667 A CN 202210150667A CN 116667900 A CN116667900 A CN 116667900A
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Abstract

一种接收器系统(100)，包括：多个接收器输入端(102)，多个接收器输入端中的每一者配置成从相应天线接收输入信号，输入信号包括：i.一个或多个非所需信号分量；以及ii.一个或多个组合式信号分量。接收器系统还包括空间信息处理块(112；212)，其配置成：计算非所需信号分量的空间信息(222)；计算组合式信号分量的空间信息(220)；基于组合式信号分量的空间信息和非所需信号分量的空间信息而计算用于输入信号中的每一者的加权系数；并通过将加权系数应用于输入信号中的每一者组合多个输入信号，以提供空间输出信号(114；214)。接收器系统还包括信号组合器(130)，其配置成将多个信号处理路径输出信号与空间输出信号组合，以提供接收器输出信号。

Description

接收器系统
技术领域
本公开涉及接收器系统，且具体地说，涉及具有用于接收例如数字音频广播(DAB)信号等所发射信号的多个天线的接收器系统。
发明内容
根据本公开的第一方面，提供一种接收器系统，其包括：
多个接收器输入端，所述多个接收器输入端中的每一者被配置成从相应天线接收输入信号，其中所述输入信号包括：
i.一个或多个非所需信号分量，其表示噪声分量和/或干扰分量；以及
ii.一个或多个组合式信号分量，其表示：a)所发射的信号分量，以及b)噪声分量和/或干扰分量；
多个信号处理路径，其各自被配置成：
处理来自所述多个接收器输入端中的相应一者的输入信号；并且
提供信号处理路径输出信号；
空间信息处理块，其被配置成：
计算所述多个输入信号的所述非所需信号分量的空间信息；
计算所述多个输入信号的所述组合式信号分量的空间信息；
基于所述组合式信号分量的所述空间信息和所述非所需信号分量的所述空间信息而计算用于所述输入信号中的每一者的加权系数；并且
通过将所述加权系数应用于所述输入信号中的每一者来组合所述多个输入信号，以提供空间输出信号；以及
信号组合器，其被配置成将所述信号处理路径输出信号中的每一者与所述空间输出信号组合，以便提供接收器输出信号。
有利的是，此接收器系统可减少干扰信号的不良影响，且改进所述接收器输出信号的质量，而不需要任何额外天线。
在一个或多个实施例中，所述一个或多个非所需信号分量不包括所发射的信号分量。
在一个或多个实施例中，所述空间信息处理块被配置成：
通过确定所述非所需信号分量的相位旋转来计算所述多个输入信号的所述非所需信号分量的所述空间信息；并且
通过确定所述组合式信号分量的相位旋转来计算所述多个输入信号的所述组合式信号分量的所述空间信息。
在一个或多个实施例中，所述空间信息处理块被配置成：
通过确定用于所述非所需信号分量的空间协方差矩阵来计算所述多个输入信号的所述非所需信号分量的所述空间信息；并且
通过确定用于所述组合式信号分量的空间协方差矩阵来计算所述多个输入信号的所述组合式信号分量的所述空间信息。
在一个或多个实施例中，所述空间信息处理块被配置成：
通过将利益函数应用于所述组合式信号分量的所述空间信息和所述非所需信号分量的所述空间信息来计算用于所述输入信号中的每一者的所述加权系数。
在一个或多个实施例中，所述空间信息处理块被配置成：
通过使SINR利益函数最大化来计算用于所述输入信号中的每一者的所述加权系数，其中：所述组合式信号分量的所述空间信息表示所述SINR利益函数的S；并且所述非所需信号分量的所述空间信息表示所述SINR利益函数的IN。
在一个或多个实施例中，所述信号组合器被配置成应用最大比合并算法，以便组合所述信号处理路径输出信号中的每一者与所述空间输出信号并提供接收器输出信号。
在一个或多个实施例中：
i.所述一个或多个非所需信号分量表示所述输入信号的一个或多个空白时间段，其中所述空白时间段表示所述输入信号不含任何所发射数据时的时间段。
ii.所述一个或多个组合式信号分量表示所述输入信号的一个或多个发射时间段，其中所述发射时间段表示所述输入信号包含所发射数据时的时间段。
在一个或多个实施例中，所述输入信号为DAB信号。所述空白时间段可为所述DAB信号中的空白符号。
在一个或多个实施例中：
i.所述一个或多个非所需信号分量表示所述输入信号的一个或多个空白载波，其中所述空白载波表示所述输入信号不含任何所发射数据时的频率；并且
ii.所述一个或多个组合式信号分量表示所述输入信号的一个或多个发射载波，其中所述发射载波表示所述输入信号包含所发射数据时的频率。
在一个或多个实施例中，所述输入信号为OFDM信号。所述空白载波可表示相邻信道之间的预定频率。
在一个或多个实施例中，所述信号组合器被配置成减少第一相邻同信道干扰信号，并且通过使用所述空间输出信号的基于统计的分析组合所述信号处理路径输出信号中的每一者与所述空间输出信号以补偿所述第一相邻同信道干扰信号来提供所述接收器输出信号。
在一个或多个实施例中，所述信号组合器被配置成对所述信号处理路径输出信号与所述空间输出信号执行最大比合并。
根据本公开的另一方面，提供一种方法，包括：
从相应天线接收多个输入信号，其中所述输入信号包括：
i.一个或多个非所需信号分量，其表示噪声分量和/或干扰分量；以及
ii.一个或多个组合式信号分量，其表示：a)所发射的信号分量，以及b)噪声分量和/或干扰分量；
处理每一输入信号以提供相应的信号处理路径输出信号；
计算所述多个输入信号的所述非所需信号分量的空间信息；
计算所述多个输入信号的所述组合式信号分量的空间信息；
基于所述组合式信号分量的所述空间信息和所述非所需信号分量的所述空间信息而计算用于所述输入信号中的每一者的加权系数；
通过将所述加权系数应用于所述输入信号中的每一者来组合所述多个输入信号，以提供空间输出信号；以及
将所述信号处理路径输出信号中的每一者与所述空间输出信号组合，以便提供接收器输出信号。
还公开一种汽车，例如轿车，其包括本文所公开的任何接收器系统。所述接收器系统可为DAB接收器系统或OFDM接收器系统。
虽然本公开容许各种修改和替代形式，但其细节已经借助于例子在附图中示出且将详细地描述。然而，应理解，也可能存在除所描述的特定实施例以外的其它实施例。也涵盖落在所附权利要求书的精神和范围内的所有修改、等效物和替代实施例。
以上论述并不意图呈现在当前或将来权利要求集的范围内的每一示例实施例或每一实施方案。附图和具体实施方式还举例说明了各种示例实施例。结合附图考虑以下详细描述可以更全面地理解各种示例实施例。
附图说明
现将仅借助于例子参考附图来描述一个或多个实施例，在附图中：
图1示出了接收器系统的示例实施例；
图2更详细地示出了图1的空间信息处理块；
图3到6示出了类似于图1的接收器系统的接收器系统的另外示例实施例；
图7示出了用于DAB解码的物理时间帧，即发射帧；
图8示出了DAB信道规划的例子；
图9示出了接收器系统的示例实施例中的三个信号的功率谱密度图；
图10示出了(用于进行记录的)电车的DC-DC转换器生成的同信道干扰信号的功率谱密度图，其存在于图9的图中；
图11示出了所发射(所需)DAB信号的功率谱密度图；
图12示出了通过时分空间干扰抑制(TDSIR)的时分(即，空白符号时间段和OFDM符号时间段)干扰抑制的方法的示例实施例；
图13示出了用于具有DC-DC转换器干扰信号和AWGN的DAB发射的BER对SNR的图；并且
图14示出了根据本公开的方法的示例实施例。
具体实施方式
众所周知的最大比合并(MRC)用于在多路径(天线)情境内接收数字音频广播(DAB)数字无线电广播信号。MRC的原理为每一路径(天线)的接收到的功率以使得其相长地(相干地)增加的方式进行控制。然而，已知MRC系统的性能可受到以下事实的限制：接收天线在一些方向上接收到的电磁波比在其它方向上接收到的电磁波更强，即非理想的全向天线情境。此外，已知MRC系统也不能够(控制)抑制非所需信号。
图1示出了接收器系统100的示例实施例。接收器系统100包括多个接收器输入端102(在此例子中，两个接收器输入端102)，所述接收器输入端102中的每一者被配置成从相应天线106接收输入信号103。接收器系统提供接收器输出信号108，所述接收器输出信号108基于接收到的输入信号103。接收器系统100可为接收DAB输入信号的DAB接收器系统。在其它例子中，输入信号103可为任何其它类型的正交频分多路复用(OFDM)信号。
如下文将论述的，有利的是，此接收器系统100减少了干扰信号的不利影响并且改善了接收器输出信号108的质量，而不需要任何额外的天线。
输入信号103包括：一个或多个非所需信号分量，以及一个或多个组合式信号分量。可在不同时刻(例如，根据给定发射标准的发射帧的结构)接收这些不同分量。可替换的是，这些不同分量可对应于频道网格中的不同频率(例如，不同频率窗口/区间)。
一个或多个非所需信号分量表示噪声分量和/或干扰分量，但不包括所发射的信号分量。关于考虑信号与干扰加噪声比(SINR)的常用方法，可将非所需信号分量视为等效于“干扰加噪声”。
在时域中，一个或多个非所需信号分量可表示输入信号103的一个或多个空白时间段(null-period)，其中所述空白时间段表示输入信号103不含任何所发射数据时的时间段。例如，如果输入信号103为DAB信号，则空白时间段可为DAB信号中的空白符号。噪声分量和干扰分量中的一者通常具有比另一者更高的功率，且因此被视为非所需信号分量的主要源。
在频域中，一个或多个非所需信号分量可表示输入信号103的一个或多个空白载波，其中空白载波表示输入信号103不含任何所发射数据时的频率。例如，如果输入信号103为OFDM信号，则空白载波可表示相邻信道之间的预定频率。
一个或多个组合式信号分量表示：a)所发射的信号分量，以及b)噪声分量和/或干扰分量。关于考虑信号与干扰加噪声比(SINR)的常用方法，可将组合式信号分量视为等效于“信号”和“干扰加噪声”。
在时域中，一个或多个组合式信号分量可表示输入信号103的一个或多个发射时间段，其中发射时间段表示输入信号103包含所发射数据时的时间段。例如，如果输入信号103为DAB信号，则发射时间段可包括TFPR符号、FIC符号和MSC符号中的一个或多个。(下文提供了DAB帧结构的另外细节。)
在频域中，一个或多个组合式信号分量可表示输入信号103的一个或多个发射载波，其中发射载波表示输入信号103包含所发射数据时的频率。
接收器系统包括多个信号处理路径104A、104B，它们各自被配置成：处理来自多个接收器输入端102中的相应一者的输入信号103；并且提供信号处理路径输出信号110。每一信号处理路径在图1中示意性地示出为两个独立的块104A、104B。从下文的描述应了解，每一信号处理路径可执行各种处理操作，例如但不限于：用以将信号从时域转换到频域的快速傅里叶变换(FFT)、滤波、下变换、基带采样、解调和模数转换。可在图1所示的信号处理路径块104A、104B中的任一者中执行这些处理操作。
接收器系统100还包括处理多个输入信号103并提供空间输出信号114的空间信息处理块112。空间信息处理块112可直接从接收器输入端102接收输入信号103，如果信号处理路径的所有处理操作由块104B执行且没有处理操作由块104A执行，则上述过程将由图1表示。可替换的是，空间信息处理块112可间接从接收器输入端102接收输入信号103，使得所述输入信号103在由空间信息处理块112接收到之前已进行预处理。如果信号处理路径的至少一些处理操作由块104A执行，则上述过程将由图1表示。空间信息处理块112可在时域或频域中处理输入信号103。
图2更详细地示出了图1的空间信息处理块212。
在图2中，每一输入信号203A、203B示意性地示出为被拆分成组合式信号分量和非所需信号分量。在分量处于不同频率的例子中，分量可使用一个或多个滤波器彼此分离。在分量处于不同时刻(例如，DAB输入信号中的空白符号)的例子中，分量可使用时分多路分用彼此分离。例如，空间信息处理块212可针对空白符号使用(时间上的)第一过程且随后针对携载数据的OFDM符号使用(时间上的)下一过程。
在此例子中，空间信息处理块212包括组合式空间能量计算器216和非所需空间能量计算器218。组合式空间能量计算器216计算多个输入信号203A、203B的组合式信号分量的空间信息220。非所需空间能量计算器218计算多个输入信号203A、203B的非所需信号分量的空间信息222。这些计算器216、218可通过确定信号分量的相位旋转来计算多个输入信号的信号分量的空间信息。下文将参考1.2.1章节中的详细数学解释，且更具体地说参考等式1-5，对此进行更详细的描述。具体地说，等式5中的空间协方差矩阵的非对角线元素通过其相位来表示空间信息。
空间信息220、222表示在接收输入信号203A、203B的多个天线处接收信令的方向。因此，非所需信号分量的空间信息222表示接收最强的干扰信号或噪声信号的方向。组合式信号分量的空间信息220表示接收最强的所发射数据、干扰信号或噪声信号的方向。
空间信息处理块212还包括加权系数计算器224，其基于组合式信号分量的空间信息220和非所需信号分量的空间信息222而计算输入信号203A、203B中的每一者的加权系数226。下文将参考1.2.1章节中的详细数学解释，且更具体地说参考等式6-13，对此进行更详细的描述。具体地说，求解本征值问题以使特定利益函数(例如，具有EVD和PCA的ZINR利益函数)最大化为计算加权系数226的一种实施方案。
最后，空间信息处理块212包括加权系数应用块228，其通过将加权系数226应用于输入信号203A、203B中的每一者以提供空间输出信号214来组合多个输入信号203A、203B。如下文将详细论述的，当在天线处从与(所需)所发射数据不同的方向接收到非所需信号时，计算出的空间/方向信息使得能够在空间输出信号214中减少非所需信号分量。为此，空间输出信号214可被称为已校正输入信号或已清除输入信号。当空间输出信号214随后与信号处理路径输出信号组合时，可获得改进的空间输出信号。
返回到图1，接收器系统100包括信号组合器130，其组合信号处理路径输出信号110中的每一者与空间输出信号114以便提供接收器输出信号108。在一些例子中，信号组合器130可应用最大比合并(MRC)算法，以便组合信号处理路径输出信号110中的每一者与空间输出信号114。以此方式，可主要使用信号处理路径输出信号110中的“最优”信号处理路径输出信号与空间输出信号114来计算空间输出信号114。如果在天线106处从与所需所发射信号不同的方向接收到大量噪声或干扰，则空间输出信号114可表示到信号组合器130的最精确输入。在此情况下，信号组合器130可组合信号，其方式为使得空间输出信号114对接收器输出信号108的影响最明显。如果在天线106处没有从与所需所发射信号不同的方向接收到大量噪声或干扰，则空间输出信号114可能不表示到信号组合器130的最精确输入。在此情况下，信号组合器130可组合信号，其方式为使得信号处理路径输出信号110对接收器输出信号108的影响最明显和空间输出信号114无明显影响中的一种或两种情况。
在一些例子中，信号组合器130可被视为干扰消除电路。所述信号组合器可减少第一相邻同信道干扰信号，并且通过使用空间输出信号114的基于统计的分析以补偿第一相邻同信道干扰来组合信号处理路径输出信号110中的每一者与空间输出信号114来提供接收器输出信号108。
在图1和2中，空间输出信号114的使用可明显改进接收器系统100在某些有噪声/干扰环境中的性能。
现将提供关于参考图1和2描述的接收器系统的示例实施方案的额外细节。
1.数字音频广播和时分空间干扰抑制
本文所描述的例子可被视为时分空间干扰抑制(TDSIR)过程，所述TDSIR过程由TDSIR部分(其为空间信息处理块的例子)和最大比合并(MRC)加权部分组成，尤其用于抑制电动车辆生成的极其多样化的干扰信号，所述干扰信号减少对数字音频广播(DAB)数据和音频流的接收或甚至使得所述接收完全不可能。术语“时分空间干扰抑制”尤其与本文所描述的用于处理DAB信号的接收器系统相关。这是因为DAB帧的不同时间片段可用作上文所描述的非所需信号分量和组合式信号分量。
在本文档中，对具有用于干扰消除(IC)的调零功能的时分(电子操控的)波束成形(BF)的论述涉及对数字音频广播(DAB)时域OFDM信号流的特定应用处理。所述信号流例如在OFDM信号流的开始处包括零个所需信号能量时间段——也被称为“空白符号”，其为上文所描述的非所需信号分量的例子。所述信号流还包括连续多个包含所需信号能量的时间段——也被称为“OFDM符号”，例如时频相位参考(TFPR)OFDM符号、快速信息信道(FIC)OFDM符号以及主服务信道(MSC)OFDM符号。上述符号为上文所描述的组合式信号分量的例子。这些信号分量在图7中示出，且稍后将更详细地描述。
下文的例子具体地说涉及“数字音频广播”(DAB)无线电发射系统，所述系统具有例如源自电动车辆内部/源自电动车辆的种类极其广泛的干扰信号。DAB系统通常用于在处于“频带III”(174MHz-230 MHz)(也被称为“高频带的甚高频(VHF)”)和处于“L频带”(1452MHz-1492MHz)的载波频率上发射数字无线电广播信号，参见例如图8中的频带III中的DAB分配信道。
为了在多路径(天线)情境内改进DAB数字无线电广播信号的接收，可使用众所周知的最大比合并(MRC)。MRC的原理为对每一路径(天线)的接收到的功率进行控制以使得其相长地(相干地)增加。然而，MRC的性能受到以下事实的限制：接收天线在一些方向上接收到的电磁波比在其它方向上接收到的电磁波更强，即非理想的全向天线情境。此外，MRC也不能够(以控制的方式)抑制非所需信号。另一方面，时分(电子操控的)波束成形或相位分集不受这些限制。
本文所描述的例子应用波束成形以利用其调零功能来消除或至少部分地抑制(第一相邻和同信道)干扰信号，作为到MRC装置的额外路径以实现其合并功能。在针对DAB接收器的此特定情况下，其中MRC处理还在其基于“位度量”(例如，对数似然比(LLR))的结果中对干扰消除(IC)路径进行加权并且TDSIR部分对“时间样本”进行操作。
图3到6示出了类似于图1的接收器系统的接收器系统的另外示例实施例。还在图1中示出的图3到6中的任一者中的分量和信号已被赋予了300到600系列中的对应附图标记。
参考图3到6：
·图1的接收器输出信号被标识为图3到6中的新的TDSIRMRC信号308、408、508、608。
·图1的空间信息处理块被实施为图3到6中的TDSIR块(TDSIR部分)312、412、512、612。
·图1的信号处理路径的在图3到6中示出的唯一功能性为FFT。
ο在图4和6中，对输入信号403、603执行FFT 404A、604A，且提供FFT 404A、604A的输出信号作为到TDSIR块412、612的输入信号。因此，TDSIR块412、612在频域中对输入信号403、603进行操作。
ο在图3和5中，FFT 304B、504B不在天线306、506与TDSIR块312、512之间的信号路径中。因此，TDSIR块312、512在时域中对输入信号303、503进行操作。
·图1的信号处理路径输出信号被标识为图3到6中的常规的MRC信号310、410、510、610。
·图1的空间输出信号被标识为图3到6中的新的TDSIR(IC)信号314、414、514、614。
·图1的信号组合器通过执行MRC加权并应用对数似然比(LLR)来实施。
ο在图3和图4中：将LLR 334、434直接应用于常规的MRC信号310、410中的每一者；将LLR 335、435直接应用于新的TDSIR(IC)信号314、414；并且由信号组合器336、436组合LLR块635、435的输出，以便提供新的TDSIR MRC信号308、408。
ο在图5和6中：将MRC加权算法538、638直接应用于常规的MRC信号510、610和新的TDSIR(IC)信号514、614中的每一者；将LLR 540、640应用于来自MRC加权算法538、638的输出信号；并且LLR 540、640的输出信号为新的TDSIR MRC信号508、608。
图3可被视为应用TDSIR过程(TDSIR+MRC)进行具有位度量(LLR)MRC加权的干扰消除(IC)的接收器系统，其中TDSIR部分312对时间样本进行操作。
图4可被视为应用TDSIR过程(TDSIR+MRC)进行具有位度量(LLR)MRC加权的干扰消除(IC)的接收器系统，其中TDSIR部分412对频率样本进行操作。在图4中，MRC部分类似于图3的MRC部分，然而，TDSIR部分412现在于快速傅里叶变换(FFT)404A、404B之后对“频率样本”进行操作。
图5可被视为应用TDSIR过程(TDSIR+MRC)进行具有子载波度量MRC加权的干扰消除(IC)的接收器系统，其中TDSIR部分512对时间样本进行操作。在图5中，MRC加权基于“子载波度量”，并且TDSIR部分512对“时间样本”进行操作。
图6可被视为应用TDSIR过程(TDSIR+MRC)进行具有位度量(LLR)MRC加权的干扰消除(IC)的接收器系统，其中TDSIR部分612对频率样本进行操作。在图6中，MRC部分类似于图5的MRC部分，然而，TDSIR部分612现在于FFT 604A、604B之后对“频率样本”进行操作。
如本领域中已知的，FFT表示快速傅里叶变换且表示时域到频域的变换。因此，DAB接收器的TDSIR部分可在时域中对时间样本进行操作或者在频域对频率样本进行操作，具有相同的数学过程和类似的结果，如图13所示。
我们在此还重申，除了TDSIR部分能够在频域中对频率样本进行操作之外；可对每一OFDM符号的空白子载波执行对应处理以进行干扰消除，而不是对DAB的空白符号执行上述操作。
此技术描述的其余部分涉及DAB接收器的在时域中操作的TDSIR部分，所述DAB接收器例如图3或图5所示的接收器系统，且如将在章节1.2.1中详细论述的，DAB接收器的MRC部分在频域中操作。
为简单起见，图3到6省略了完整数字无线电DAB接收器的细节。
为了减少由于例如电车的干扰抑制，对于多路径(天线)接收器情境内的DAB数字无线电广播信号，本文所公开的例子利用了DAB流中不同时隙的新用法。本文所公开的为一种尤其针对数字无线电DAB广播信号的新的时分空间干扰消除过程。用于DAB的此时分空间干扰消除器可被称为用于DAB接收器的TDSIR过程的“时分空间干扰抑制(TDSIR)”部分。TDSIR部分的原理为对每一天线的接收到的功率进行相位调整，以使得每一天线的接收到的DAB信号可以使得其功率针对所需信号相长地(相干地)增加且针对干扰信号相消地(不相干地)增加的方式最佳地进行组合。在此文档中，以独特且新的方式提出此相干和相消组合，且描述了特定于DAB流的例子。抑制和组合的这种独特且新方式通过图3和图5中的具有所提出的完整TDSIR过程(即，TDSIR部分加MRC加权部分，参见图3和图5)的TDSIR块312、512实现。TDSIR过程的TDSIR部分可包括：i)DAB流的特定时隙中的特定新训练信号，ii)特定空间协方差矩阵(SCM)的计算，iii)本征值分解(EVD)的新特定计算，iv)特定的基于时分DAB训练信号的主分量分析(PCA)方法，所述方法能够产生给出BF权重的主本征向量，以及v)可处理PCA方法的权重的特定“时分延迟求和DAB组合器”(BF)工艺。将在章节1.2.1中详细地论述TDSIR过程的TDSIR部分。另外，在本文档所公开的所提出的TDSIR过程的例子中，可应用TDSIR部分的输出信号作为到MRC加权部分的输入，如图3和图5中可见。
MRC的原理为每一天线的接收到的功率以使得其相长地(相干地)增加的方式进行控制。然而，按照定义，由于MRC仅能够组合每一路径(天线)收集到的功率，因此：i)所述MRC的性能受到以下事实的限制：接收路径(天线)在一些方向上接收到的电磁波比在其它方向上接收到的电磁波更强，即所述接收路径为非理想的全向天线，以及ii)所述MRC不能够(控制)抑制非所需信号。
在本文档中，发明人提出了一种新的基于时分的过程作为到“常规MRC”的额外IC(输入)路径，以通过使用复基带DAB信号流中的特定时隙进行时分电子操控的波束成形(BF)，其用于干扰信号抑制(即，干扰消除(IC))，来改进多(路径)天线(即，由两个路径(各向同性天线)组成的均匀线性阵列(ULA))对所发射的数字无线电DAB广播信号的接收。由于常规的MRC在性能方面受到方向性的限制，并且不具有非所需信号抑制能力，因此所提出的数字无线电DAB广播信号的时分电子操控基于ULA上的多个接收到的信号的(所估计)相移和(所估计)振幅。使用具有相位估计和振幅估计的复基带信号来控制灵敏度和抑制能量被称为：电子操控的复基带延迟求和波束成形。这种波束成形还使得“空白操控”能够抑制(或去除)干扰信号。例如，为了抑制来自电车的针对数字无线电DAB广播发射的可能的同信道DC-DC转换器干扰信号。此外，时分空间干扰抑制(也被称为由TDSIR部分和MRC加权部分组成的TDSIR过程)使得能够对例如由以下原因引起的广泛多种同信道干扰信号进行同信道干扰消除(CIC)：例如用于数字无线电DAB广播发射的频带III和L频带中的电动车辆。
因此，在本文档中，发明人提出了新的TDSIR过程，即额外的输入路径，以及尤其适用于DAB流发射的常规MRC。TDSIR过程的TDSIR部分基于新的时分(数字计算的)延迟求和DAB组合(BF)工艺，包括i)通过使用特定的DAB流符号(即，空白符号和OFDM符号)来提取特定时间段(即，时分)中的DAB流、新的训练信号，ii)计算特定时分空间协方差矩阵(SCM)，应用新特定的基于时分的本征值分解(EVD)，其中新特定的基于时分的主分量分析(PCA)方法为能量操控的权重提供新的基于时分的主本征向量，即为离散化的DAB基带信号流提供所需信号的相干增加以及非所需干扰信号的抑制。此外，TDSIR过程的MRC加权部分可以最佳方式Z(S)INR-感测(Z(S)INR将在下文更详细地讨论)组合干扰消除DAB基带信号与多路径(天线)系统接收到的MRC信号，如将在章节1.2.1中详细论述的。然而，在提供关于TDSIR过程的TDSIR部分另外细节之前，将在章节1.1中介绍数字音频广播(DAB)系统。
1.1数字音频广播(DAB)系统
图7示出了用于DAB解码的物理时间帧，即发射帧。解码部分例如从基带数据文件获取其输入数据(同步的复杂I/Q数据，以2.048MHz进行采样，包括空白符号和TFPR符号)。
数字音频广播(DAB)系统(在高(更高)层级上)包括：
·针对空白符号、TFPR符号和数据符号(FIC和MSCD数据)的FFT处理，
·差分解调，
·度量生成
·频率去交织，
·针对MSC数据的时间去交织，
·错误分析、维特比解码和错误跟踪，
·能量解扰，
·针对FIC数据的CRC处理。
数据处理可在符号基上进行，也可在帧基上的时间去交织(针对FIC数据的频率去交织)之后进行。这意味着，FIC数据或帧(MSC数据逻辑帧)的MSC数据的所有符号可在FIC/MSC数据的错误分析和维特比解码开始之前进行预处理。FIC和MSC数据处理可按顺序进行处理。
接收符号过程：可从输入文件读取预期数目的样本。OFDM符号可能会通过保护去除受限于其FFT的长度。此外，OFDM符号长度取决于所选择的DAB模式(针对DAB I、II、III或IV的2048、512、256或1024复杂输入数据)。
FFT处理过程：时域信号将通过快速傅里叶变换(FFT)变换到频域。
空白符号过程：可在同步部分中执行TII解码和同步，作为接收到的输入数据的一部分。
TFPR符号过程：可获得差分解调过程的第一参考符号。
差分解调过程：可确定当前符号的每一载波相对于先前符号的相位差。
度量生成过程：可从差分解调的结果中导出用于软决策维特比解码的(量化的)位度量。
频率去交织过程：可发生在度量生成之后，即去交织位度量。
CU选择过程：可仅应用于MSC数据。从时间去交织过程开始，只有所选择的子信道的CU可传递到后续数据处理。
时间去交织过程：可能仅为处理属于所选择的子信道的CU，且可基于符号执行。
错误分析和维特比解码过程：错误分析可为维特比解码准备输入数据流。取决于子信道配置文件，接收到的位度量可扩展到零(去删余(de-puncturing))。在FIC和MSC数据信道的末端，处理闭合网格，并通过向解码器提供编码率为1/4的零来刷新维特比解码器。可对已解码的数据进行重新编码，并且可将所述已解码的数据与接收到的位度量进行比较。
能量解扰过程：可应用于FIC数据和所选择的MSC子信道，并且可在帧基上进行处理。数据利用伪随机二进制序列(PRBS)逐位加扰。
CRC处理过程：循环冗余校验(CRC)可针对快速信息信道(FIC)的每一快速信息块(FIB)进行处理。
图8示出了DAB信道规划的例子。
用于DAB接收器的上述过程适用于复基带输入流。对应于其中k＝0的载波的参考频率应出现在复基带信号中的0kHz(DC)处。例如利用数字下变频(DDC)的模拟滤波的先前处理阶段预期应用1.712MHz宽、依据DAB信道网格且以复基带中的DC为中心的滤波。例如，图8中示出了VHF-III(174-230MHz)频带中的DAB信道规划。
在图8中，四个DAB信道(信道A、B、C和D)848示出于7MHz频带中。每一信道848占据1.536MHz的频率区间。一组空白载波850定位于相邻信道848之间。如本领域中已知的，包括空白载波850以有助于分离相邻信道848。空白载波850可表示相邻信道848之间的预定频率。在此例子中，三组空白载波850具有0.176MHz的频率区间，一组空白载波850具有至少0.160MHz的频率区间(应了解，一个频带的边缘处的空白载波可邻近于相邻频带的相邻边缘处的空白载波)，并且另一组空白载波850具有至少0.168MHz的频率区间。
图8所示的空白载波850中的一个或多个为上述非所需信号分量的例子，这是因为所述空白载波850中的一个或多个表示输入信号不含任何所发射数据时的频率。DAB信道848中的一个或多个表示DAB输入信号包含所发射数据时的频率。应了解，图8所示的空白载波850不限于DAB信号——类似的空白载波可与任何其它类型的OFDM信令一起使用。
1.2时分空间干扰抑制(TDSIR)
用于接收DAB流的基于时分的空间干扰抑制过程首先包括TDSIR部分，所述TDSIR部分可包括以下各项中的一个或多个：i)新特定的时分训练信号，ii)特定的空间协方差矩阵(SCM)，iii)所述矩阵的新特定的本征值分解(EVD)，iv)为权重提供新的基于时分的主本征向量的特定的基于时分的主分量分析(PCA)方法，v)可处理基于时分的权重的特定的延迟求和DAB组合器(BF)工艺，并且所述基于时分的空间干扰抑制过程其次包括vi)MRC加权部分。获得所需权重是通过所提出的TDSIR过程的TDSIR部分完成的，所述TDSIR部分利用多个DAB流(即，至少两个路径)使新的利益函数最大化，所述函数即Z(S)INR。TDSIR部分的输出流与MRC加权部分中的常规的MRC输入流组合，如图3和5可见，随后得出了本文档所公开的最新提出的TDSIR过程。将在章节1.2.1中详细地论述TDSIR部分。
1.2.1通过使新的“ZINR利益函数”最大化实现的基于时间段的DAB组合(BF)
在描述了DAB系统的章节1.1中且从图8可见，DAB信道分离，相邻信道之间存在176kHz的较小空间。应注意，根据规定，频带III中的DAB发射的信道网格为1712kHz。由于DAB信道非常接近，因此它们容易受到相邻信道的干扰，即第一相邻DAB干扰。除DAB信号上的第一相邻失真之外，相同载波频率上的失真也可能由于其它DAB站而发生，即同信道干扰。例如，这种同信道干扰是由频率规划和(中高端)DAB接收器灵敏度之间的不一致引起的。然而，本文所公开的例子尤其针对抑制其它失真(例如，由电动车辆从例如DC-DC转换器引发的失真)。这种失真确实在DAB发射频带且尤其是频带III中被注意到且表现出来，这是因为严重的同信道干扰污染了DAB信道的完整频谱。
本文档中提出的TDSIR过程的例子旨在通过使用多路径(天线)去除或至少减少DAB发射的干扰信号。有利的是，由于低复杂性和成本，可仅利用两个路径(天线)来实现这一点。应注意，MRC本身可能无法去除或减少干扰信号，这是因为MRC仅最佳地组合包括干扰信号能量的全部接收到的信号能量。然而，由于所需DAB信号和例如由电动车辆生成的可能的干扰信号最有可能来自不同的位置并且通常是缓慢变化的，因此已发现本文所描述的例子可有效地减少上述信号。因此，第三维度(其中时间和频率为前两个维度)“空间维度”可通过一种新特定的波束成形类方法来利用。然后，这种空间域方法可去除由例如电动车辆引起的极广泛变化的干扰信号。
图9示出了接收器系统的示例实施例中的三个信号的功率谱密度图。
图9中的上部图示和中部图示为图1的信号处理路径输出信号910的例子，所述信号处理路径输出信号910作为输入信号提供到信号组合器，例如MRC块。这些信号处理路径输出信号910为具有DC-DC转换器干扰信号的DAB信号。
图9中的下部图示为可由空间信息处理块/TDSIR部分提供的图1的空间输出信号914的例子。在此例子中，空间输出信号914可被视为空间校正的DAB组合器(BF)输出信号。
图9的信号处理路径输出信号910为空间信息处理块/TDSIR部分的输入信号的例子，并且空间输出信号914为空间信息处理块/TDSIR部分的输出信号的例子。图9示出了DAB发射与频带III中的(记录的)同信道干扰信号的总和。在此例子中，此同信道干扰信号由电动车辆的DC-DC转换器生成。从图9可见，干扰信号污染了整个DAB发射频谱。此干扰信号会严重降低甚至完全阻断对DAB流内的所发射/所需数据和音频的接收。
图9中的上部图示示出了第一天线上的DAB信号的失真，其中在电车中记录了由定位于乘客座椅下方的DC-DC转换器生成的同信道干扰信号。
图10示出了(用于进行记录的)电车的DC-DC转换器生成的同信道干扰信号的功率谱密度图，其存在于图9的图中。
返回到图9，可清楚地看到DC-DC转换器干扰信号为频谱丰富的信号，即在整个频带中存在明显变化的能级。应注意，这只是在电动车辆内部或由电动车辆生成的最可能非常大的一组广泛变化的可能干扰信号中的一者。
图9中的中部图示示出了第二天线上的接收到的失真信号。
最后，图9的下部图示914示出了在本文档的不同例子中也被称为TDSIR部分的时分电子操控的DAB组合器(BF)的输出。可看出，下部图示914的SNIR比上部图示和中部图示910的SNIR好得多。这从所发射的信号分量(介于-768MHz与+768MHz之间)的功率与非所需频率分量(小于-768MHz且大于+768MHz)的功率之间的差异可看出。
图11示出了所发射(所需)DAB信号的功率谱密度图。
如果我们将图9信号的下部图示与图11的所需DAB信号进行比较，则可清楚地看到，空间信息处理块/TDSIR部分明显减少由电动车辆的DC-DC转换器引入的同信道干扰信号。此同信道干扰信号的影响在图9上部图示和中部图示中的信号处理路径输出信号910中非常明显，如DC-DC转换器生成的频谱尖峰。
另外，还可从图9看出，接收到的信号(信号处理路径输出信号910)——即到TDSIR部分的输入信号，实际上为同信道干扰信号(即，图10的DC-DC转换器干扰信号)与所需信号(即，图11的所发射DAB信号)的总和。然而，干扰信号和所需信号两者来源于地理上不同的位置，即存在空间分集。现在，TDSIR部分的任务为通过其空间上不同的信息(“空间标记”)来分离两个不同的信号，即所需DAB信号和非所需同信道DC-DC转换器干扰信号。
本文所公开的DAB TDSIR部分的例子能够通过使用ULA进行空白操控来去除或至少明显减少同信道DC-DC转换器干扰信号，在最佳设置中，所述ULA将由间隔一半波长(λ/2)的两个各向同性天线组成。然而，有利的是，TDSIR过程(TDSIR部分加MRC加权部分)对于非最佳设置非常稳健，所述非最佳设置即非各向同性天线和位于λ/2以外的距离处。新的TDSIR部分的例子利用了这样一个事实，即非所需同信道干扰信号和所需DAB信号在至少两个不同的时隙中分离，这确实是DAB发射系统中的情况。用于同信道干扰信号的时隙的例子为“空白符号”，并且用于所需信号的独立时隙的例子为DAB发射帧的连续OFDM符号。然而，这些连续OFDM符号仍同样包括干扰信号和噪声。应注意，DAB发射帧结构示出于图7中。
在下一章节中，我们将论述新的TDSIR部分的基本概念，所述TDSIR部分通过“非所需信号”(即，空白符号时隙)和“所需+非所需信号”(即，发射帧中的每一个别的连续OFDM符号时隙)的时分来利用空间信息。
如从图9可见，接收到的无线电信号的基带占据大致1712kHz的带宽，即介于-856kHz与+856kHz之间。此接收到的信号包括所需DAB信号，其占据1536kHz，介于-768kHz与+768kHz之间。应注意，接收到的信号(即，波束成形器的输入信号)还可包括来自例如电动车辆的DC-DC转换器的同信道干扰信号以及来自一个或两个第一相邻接收到的DAB信号的干扰信号。这是由于这些第一相邻DAB信号与所需DAB信号的频谱之间的间隔相对较小，为176kHz。应注意，如我们已描述的，同信道干扰信号可为任何非所需信号，即为时间和频率范围非常广泛的可能的信号，占据与所需DAB信号相同的频谱。
现在，在TDSIR过程的新的时分TDSIR部分的例子中，首先使用空白符号(的一部分)来获得针对“非所需信号”(即，针对干扰信号和热噪声信号)的训练信号或代理信号(代表)。因此，空白符号的“空间能量”表示干扰信号和热噪声能量的空间能量，且可因此用于获得关于干扰能量(I)与噪声能量(N)的总和的信息，所述总和即DAB发射的(I+N)分量。应注意，这不具有所需DAB信号能量(S)。其次，与空白符号互补，接收到的DAB帧的连续OFDM符号包含所需DAB信号能量(S)。因此，所述空白符号(的一部分)用于获得针对“所需+非所需信号”(Z＝S+I+N)的训练信号，即OFDM符号包含针对所需DAB信号(S)加干扰信号加热噪声信号(I+N)的空间能量。TDSIR部分将通过时分利用OFDM符号的空间能量Z和空白符号的空间能量(I+N)，以减少由例如电动车辆的DC-DC转换器生成的同信道干扰信号能量，如图12可见且将在下文中描述的。在下一章节中，将描述用于DAB发射的新的TDSIR部分可如何(间接地)通过使SINR利益函数最大化来也获得针对干扰信号抑制的最佳权重，然而，利用专用于DAB发射的新且特定的利益函数。
图12示出了通过TDSIR的时分(即，空白符号时间段和OFDM符号时间段)干扰抑制的方法的示例实施例。
图12中的上半部分示出了干扰信号加噪声(I+N)的代理，即“干扰/噪声”流，是从空白符号时间段获得的。这些替代为非所需信号分量的例子。图12中的下部部分示出了接收到的(所需+干扰+噪声)信号的代理，即“接收到的”流。这些替代为组合式信号分量的例子。例如，这是通过时频相位参考(TFPR)符号时间段获得的，但它可为DAB发射流中的任何其它OFDM符号，即FIC和MSC符号，参见图7。应注意，在接收到的信号内；所需信号(S)、干扰信号(I)和热噪声信号(N)均存在，即，
干扰+噪声信号(I+N)和接收到的信号(Z＝S+I+N)的代理进入TDSIR过程的TDSIR部分。新的TDSIR部分计算/估计使新的“ZINR利益函数最大化的权重；信号+干扰+噪声与干扰+噪声比(ZINR)”，即，
权重的计算基于干扰加噪声信号的(样本)协方差矩阵与接收到的信号的(样本)协方差矩阵Rzz的逆。此外，可以快速/瞬时地计算出权重，即，通过所谓的；通过利用“主分量分析”(PCA)方法解决本征值问题的“估计和插入”技术。因此，TDSIR过程的所提出的时分TDSIR部分是快速的，即具有低时延。
以此方式，参考图1，空间信息处理块112可通过确定非所需信号分量的空间协方差矩阵来计算出多个输入信号的非所需信号分量的空间信息；并且可通过确定组合式信号分量的空间协方差矩阵来计算出多个输入信号的组合式信号分量的空间信息。
对于例如干扰加噪声信号和两个路径(天线)，存在两个权重，即TDSIR部分计算出的/估计的两个复数。这两个所估计复数(表示振幅和相位估计)用于去除干扰信号并保持所需信号，如图12下部部分中的“应用加权系数”所示。
估计标准为“利益函数：ZINR”的最大化，间接地为“利益函数：SINR”的最大化，如(等式2)可见。ZINR利益函数的最大化通过采用ZINR的一阶导数、将此导数的结果设为零并求解等式来计算最佳权重。我们将在此章节的其余部分中示出这一点。
ZINR通过以下等式给出：
其中向量w为权重，(·)H为埃尔米特转置(Hermitian transpose)，即同时应用复共轭和转置操作，并且向量n[n]为针对每一向量分量具有零均值和方差σ2＝N0的复高斯噪声。此外，等式近似值假设干扰信号向量i[n]独立于零均值所需信号向量s[n]针对每一向量分量和零均值复高斯噪声n[n]具有方差因此，其中，/>
上述等式为样本协方差矩阵，即协方差矩阵在有限数量的样本N内的近似值(注意，如上所述，Ris和Rsi设为零)。
在实际情况下，(样本)协方差矩阵Rin通常(一般情况下)不可用。然而，对于DAB发射，由于空白符号，可使用代理信号来获得(样本)协方差矩阵Rin的近似值，这给出；
其中为空白符号干扰信号的代理的向量(多路径(天线))样本的流，并且/>为接收到的OFDM符号信号的代理的向量(多路径(天线))的流。具有干扰信号和复高斯噪声的DAB发射可被视为两个空间上不同且独立的信号——即所需(DAB)信号(S)和非所需信号，为干扰信号与热噪声(I+N)的总和，因此，利用多路径(天线)接收的DAB发射的SINR变为；
其中E{·}表示统计平均值。最佳加权系数，即权重向量可通过使SINR最大化获得(如Van Trees，H.最优阵列处理所述，纽约：威立国际科学，2002年，第450-452页)；
为了解决这个最大化问题，我们关于复权重采用SINR的复梯度(基于时分时间段，即空白符号，相应地，TFPR符号)并将结果设为零，这会得到；
其中表示采用复梯度。通过应用偏微分，这给出；
/>
并且上述等式可重写为；
其中我们作出以下定义；
作为具有干扰信号和热噪声(即，SINR+1)的DAB发射的ZINR。现在通过一些重写，我们得到；
这是解决本征值问题所需要的。本征值问题的解决方案可为使ZINR利益函数最大化(因此也为使SINR利益函数最大化)提供最佳权重，并且通过以下等式给出；
其中P{·}为经由主分量分析(PCA)方法返回矩阵的主本征向量的运算符，所述方法根据凯莱汉密尔顿定理(Cayley-Hamilton theorem)通过使获得的本征值与空间协方差矩阵(SCM)的列相减来计算主本征向量。
以此方式，参考图2，空间信息处理块212可通过将利益函数应用于组合式信号分量的空间信息220、222和非所需信号分量的空间信息来计算输入信号203A、203B中的每一者的加权系数226。更具体地说，加权系数计算器224可通过使SINR利益函数最大化来计算输入信号203A、203B中的每一者的加权系数226，其中：组合式信号分量的空间信息220表示SINR利益函数的S；并且非所需信号分量的空间信息222表示SINR利益函数的IN。以此方式，空间信息处理块212可通过以下方式计算输入信号203A、203B中的每一者的加权系数226：a)确定组合式信号分量的空间信息220的功率；b)确定非所需信号分量的空间信息222的功率；以及c)使以下各项的比最大化：i.组合式信号分量的空间信息的功率；与ii.非所需信号分量的空间信息的功率。如上文所论述，在一些例子中，这可被视为对多个输入信号的非所需信号分量和组合式信号分量执行电子操控的复[基带]延迟求和波束成形，以便提供空间输出信号214。
现在，对于两个路径(天线ULA)，样本协方差矩阵为2×2矩阵，并且用以计算本征值的特性函数为需要求解的二次函数(即，本征值分解(EVD))且通过以下等式给出；
其中tr{A}为矩阵A的迹且det{A}为矩阵A的行列式。
最后，通过主分量分析(PCA)方法获得的针对干扰信号和接收到的信号的使“ZINR利益函数”最大化的最佳权重将用于通过上文所描述的TDSIR过程的TDSIR部分减少干扰信号并保存所需信号。因此，TDSIR部分的所得干扰消除(IC)信号输出随后通过以下等式给出：
应注意，每N个样本更新一次最佳权重，且v[n]为具有零均值和方差σ2＝N0的复高斯噪声(即，最佳权重标准化)，并且i[n]被假设为由最佳权重“调零抵消”{W opt}。
1.3示例实施例
本文所公开的例子涉及时分空间干扰抑制(TDSIR)过程，所述TDSIR过程由TDSIR部分和最大比合并(MRC)加权部分组成，尤其用于抑制电动车辆生成的极其多样化的干扰信号，所述干扰信号减少对数字音频广播(DAB)数据和音频流的接收或甚至使得所述接收完全不可能。
此类例子可减少电动车辆生成的广泛多种干扰信号对DAB发射的影响。可利用至少两个路径(天线)接收器接收DAB流。在一些实施例中，接收器系统可包括：i)最大比合并(MRC)加权部分，和ii)“时分空间干扰抑制”(TDSIR)部分。作为到MRC加权部分的额外输入的TDSIR部分与MRC加权部分的组合，我们称之为TDSIR过程。有利的是，TDSIR过程可以“加权方式”抑制同信道干扰信号，其中由于主本征向量过程的空间域方法，即章节1.2.1中解释的主分量分析(PCA)，所述抑制或多或少与同信道干扰的频谱内容无关。在下一章节中，即在章节1.3.1中，我们示出平均误码率(BER)与所需位能量噪声比的性能改进。
1.3.1时分空间干扰抑制(TDSIR)性能
章节1.2.1描述了特定于DAB接收的基于时分空间的同信道干扰抑制过程。TDSIR过程的TDSIR部分利用空白符号的可用性，即在所发射的DAB流中没有可用的所需信号(S)的时隙以及所需信号(S)和非所需信号(I+N)的求和信号(Z＝S+I+N)可用的时隙，即所发射的DAB流的连续OFDM符号时隙。利用这些不同的时隙、空白符号和OFDM符号，构造了时分成本函数或甚至更好的利益函数，所述函数利用主分量分析(PCA)方法(间接地)使SINR最大化。
例如，DAB信号由至少两个路径(天线)接收，并进行加权，以使得同信道干扰信号明显减少(在理想情况下完全去除)，这被称为；“时分空间干扰抑制(TDSIR)”，即图3和图5中的TDSIR部分。新的TDSIR部分以最佳信号+干扰+噪声与干扰+噪声比的方式(即，使利益函数最大化；ZINR)来对接收到的DAB信号(例如，由电动车辆生成的)同信道干扰信号执行抑制，并且所述TDSIR部分可包括：i)新的时分训练信号生成，ii)特定的空间协方差矩阵(SCM)计算，iii)特定的本征值分解(EVD)，以及iv)用以获得主本征向量的特定的主分量分析(PCA)。主本征向量给出了减少干扰信号所需的权重，参见章节1.2.1。
图13示出了用于具有DC-DC转换器干扰信号和AWGN的DAB发射的BER对SNR的图。
图13中的实线示出了本文所描述的接收器系统的性能，其中非所需信号分量和组合式信号分量在时域中彼此分离(例如，在DAB信号中使用空白符号来提供非所需信号分量)。
图13中的虚线示出了本文所描述的接收器系统的性能，其中非所需信号分量和组合式信号分量在频域中彼此分离(例如，在OFDM信号中使用空白载波来提供非所需信号分量)。
图13中的短划线示出了不包括如本文所描述的空间信息处理块的接收器系统的性能。实际上，仅使用信号处理路径输出信号/常规的MRC信号来计算接收器输出信号。
也就是说，图13中的短划线示出了常规性能(即，没有TDSIR过程)，实线和虚线示出了新的所提出的TDSIR过程的性能，其中TDSIR部分分别在时域中对时间样本进行操作和在频域中对频率样本进行操作。
从图13可见，本文所描述的低复杂性TDSIR过程的实施例引起了相当大的性能改进，如具有DC-DC转换器同信道干扰信号的DAB发射的BER对曲线所表示的。
三个系统(实线、虚线和短划线)中的每一者的性能示出为四种不同的信号干扰比(SIR)：极高的SIR(∞)——用方形符号表示；20dB——用圆圈符号表示；10dB——用星号符号表示；0dB——用十字符号表示。
图13示出了本文所公开的接收器系统的性能是可比较的，而不管非所需信号分量是在时域还是在频域中与组合式信号分量分离。也就是说，实线类似于虚线。因此，TDSIR过程的性能非常类似，其中TDSIR部分在时域中对时间样本进行操作或在频域中对频率样本进行操作。
从图13可见，在BER＝10-4时，对于10dB(和更低)的SIR，已存在底噪(floor)。因此，无法利用常规(现有技术)的DAB接收器实现BER＝10-4。如果应用TDSIR部分，则高于10dB的SIR值会引入较小的损耗。另外，由于ZINR利益函数的最大化，甚至可实现最大10 log10NRXdB的灵敏度增益。对于利用TDSIR部分且其中NRX＝2接收器路径(天线)的DAB接收，给出了3dB的增益。注意，通过相干组合，这种灵敏度改进可为对干扰抑制的折衷，即干扰越强、抑制越多、相干组合越少。对于SIR＝0dB，也可在图13中观察到抑制与组合之间的这种折衷，即所需和非所需信号具有相同的功率电平。此处，与没有或有微弱的同信道干扰信号相比，干扰的代价约为3dB。同信道干扰信号抑制与两个路径上的所需DAB发射组合之间的这种“自动折衷”是由于新所提出的TDSIR部分的ZINR利益函数最大化。
本文所公开的例子可在以下一个或多个方式中不同于干扰抑制组合(IRC)：
1)TDSIR使利润函数(即，接收到的信号的ZINR)最大化。已示出的是，此最佳组合权重还可使接收到的信号的SINR最大化。此最佳化可使用干扰加噪声的空间协方差矩阵和Z信号(所需信号加干扰和噪声)的空间协方差矩阵。对于目标DAB系统，可计算干扰加噪声的协方差矩阵，例如使用接收到的空白符号，其中仅存在干扰和噪声。可计算Z信号的协方差矩阵，例如在信号、干扰和噪声都存在的情况下使用TFPR符号。有利的是，TDSIR不需要专用导频或所需信号/干扰的明确信道信息。
2)TDSIR不需要在存在干扰和噪声的情况下对所需信号进行明确的信道估计。导频载波上的信道估计不需要专用导频。也不需要了解干扰导频来减轻干扰对此信道估计的影响。不需要插值技术来找到所需的信号信道估计和数据载波上的干扰加噪声的信息。从插值信息获得的最小均方误差(MMSE)检测器不需要应用于接收到的数据载波。
3)MRC处理：在TDSIR方法中，TDSIR输出与常规的MRC输出(即所谓的MRC+)进行最佳组合。不需要切换方法，使得接收器不需要基于信号干扰比的估计在IRC和MRC之间切换。
图14示出了根据本公开的方法的示例实施例。所述方法可由硬件或软件执行，且在一些例子中可由本文所公开的接收器系统中的任一者实施。
在步骤1460，所述方法从相应天线接收多个输入信号。所述输入信号包括：i.一个或多个非所需信号分量，其表示噪声分量和/或干扰分量；ii.一个或多个组合式信号分量，其表示：a)所发射的信号分量，以及b)噪声分量和/或干扰分量。
在步骤1462，所述方法处理每一输入信号以提供相应的信号处理路径输出信号。
在步骤1464，所述方法计算多个输入信号的非所需信号分量的空间信息。
在步骤1466，所述方法计算多个输入信号的组合式信号分量的空间信息。
在步骤1468，所述方法基于组合式信号分量的空间信息和非所需信号分量的空间信息而计算用于输入信号中的每一者的加权系数。
在步骤1470，所述方法通过将加权系数应用于输入信号中的每一者来组合多个输入信号，以提供空间输出信号。如上文详细论述的，可在空间输出信号中大大减少与所需的所发射数据在空间上分离的任何干扰和噪声。
在步骤1472，所述方法组合信号处理路径输出信号中的每一者与空间输出信号，以便提供接收器输出信号。
除非明确陈述特定次序，否则可以任何次序执行以上附图中的指令和/或流程图步骤。而且，本领域的技术人员将认识到，虽然已论述了一个示例指令集/方法，但是在本说明书中的材料可以多种方式组合从而还产生其它例子，并且应在此详细描述提供的上下文内来进行理解。
在一些示例实施例中，上文描述的指令集/方法步骤实施为体现为可执行指令集的功能和软件指令，所述可执行指令集在计算机或以所述可执行指令编程并控制的机器上实现。此类指令经过加载以在处理器(例如，一个或多个CPU)上执行。术语处理器包括处理器、微控制器、处理器模块或子系统(包括一个或多个微处理器或微控制器)，或其它控制或计算装置。处理器可指代单个组件或多个组件。
在其它例子中，本文中示出的指令集/方法以及与其相关联的数据和指令存储于相应存储装置中，所述存储装置被实施为一个或多个非暂时性机器或计算机可读或计算机可用存储介质。这类计算机可读或计算机可用存储介质被视为物品(或制品)的部分。物品或制品可以指任何所制造出的单个组件或多个组件。如本文所定义的非暂时性机器或计算机可用介质不包括信号，但此类介质能够接收并处理来自信号和/或其它暂时性介质的信息。
本说明书中论述的材料的示例实施例可整体或部分地经由网络、计算机或基于数据的装置和/或服务加以实施。这些可包括云、因特网、内联网、移动装置、台式计算机、处理器、查找表、微控制器、消费者设备、基础架构，或其它致能装置和服务。如本文和权利要求书中可使用，提供以下非排他性定义。
在一个例子中，本文论述的一个或多个指令或步骤是自动化的。术语自动化或自动地(和其类似变型)意指使用计算机和/或机械/电气装置来控制设备、系统和/或过程的操作，而不需要人类干预、观测、努力和/或决策。
应了解，据称将耦合的任何组件可直接地或间接地耦合或连接。在间接耦合的状况下，可在称为耦合的两个组件之间安置另外的组件。
在本说明书中，已经按选定的细节集合来呈现示例实施例。然而，本领域的技术人员将理解，可以实践包括这些细节的不同选定集合的许多其它示例实施例。希望所附权利要求书涵盖所有可能的示例实施例。

Claims (10)

1.一种接收器系统，其特征在于，包括：
多个接收器输入端，所述多个接收器输入端中的每一者被配置成从相应天线接收输入信号，其中所述输入信号包括：
i.一个或多个非所需信号分量，其表示噪声分量和/或干扰分量；以及
ii.一个或多个组合式信号分量，其表示：a)所发射的信号分量，以及b)噪声分量和/或干扰分量；
多个信号处理路径，其各自被配置成：
处理来自所述多个接收器输入端中的相应一者的输入信号；并且
提供信号处理路径输出信号；
空间信息处理块，其被配置成：
计算所述多个输入信号的所述非所需信号分量的空间信息；
计算所述多个输入信号的所述组合式信号分量的空间信息；
基于所述组合式信号分量的所述空间信息和所述非所需信号分量的所述空间信息而计算用于所述输入信号中的每一者的加权系数；并且
通过将所述加权系数应用于所述输入信号中的每一者来组合所述多个输入信号，以提供空间输出信号；以及
信号组合器，其被配置成将所述信号处理路径输出信号中的每一者与所述空间输出信号组合，以便提供接收器输出信号。
2.根据权利要求1所述的接收器系统，其特征在于，所述一个或多个非所需信号分量不包括所发射的信号分量。
3.根据在前的任一项权利要求所述的接收器系统，其特征在于，所述空间信息处理块被配置成：
通过确定所述非所需信号分量的相位旋转来计算所述多个输入信号的所述非所需信号分量的所述空间信息；并且
通过确定所述组合式信号分量的相位旋转来计算所述多个输入信号的所述组合式信号分量的所述空间信息。
4.根据在前的任一项权利要求所述的接收器系统，其特征在于，所述空间信息处理块被配置成：
通过确定用于所述非所需信号分量的空间协方差矩阵来计算所述多个输入信号的所述非所需信号分量的所述空间信息；并且
通过确定用于所述组合式信号分量的空间协方差矩阵来计算所述多个输入信号的所述组合式信号分量的所述空间信息。
5.根据在前的任一项权利要求所述的接收器系统，其特征在于，所述空间信息处理块被配置成：
通过将利益函数应用于所述组合式信号分量的所述空间信息和所述非所需信号分量的所述空间信息来计算用于所述输入信号中的每一者的所述加权系数。
6.根据在前的任一项权利要求所述的接收器系统，其特征在于，所述空间信息处理块被配置成：
通过使SINR利益函数最大化来计算用于所述输入信号中的每一者的所述加权系数，其中：所述组合式信号分量的所述空间信息表示所述SINR利益函数的S；并且所述非所需信号分量的所述空间信息表示所述SINR利益函数的IN。
7.根据在前的任一项权利要求所述的接收器系统，其特征在于，所述信号组合器被配置成应用最大比合并算法，以便组合所述信号处理路径输出信号中的每一者与所述空间输出信号并提供接收器输出信号。
8.根据在前的任一项权利要求所述的接收器系统，其特征在于：
i.所述一个或多个非所需信号分量表示所述输入信号的一个或多个空白时间段，其中所述空白时间段表示所述输入信号不含任何所发射数据时的时间段；
ii.所述一个或多个组合式信号分量表示所述输入信号的一个或多个发射时间段，其中所述发射时间段表示所述输入信号包含所发射数据时的时间段。
9.一种方法，其特征在于，包括：
从相应天线接收多个输入信号，其中所述输入信号包括：
i.一个或多个非所需信号分量，其表示噪声分量和/或干扰分量；以及
ii.一个或多个组合式信号分量，其表示：a)所发射的信号分量，以及b)噪声分量和/或干扰分量；
处理每一输入信号以提供相应的信号处理路径输出信号；
计算所述多个输入信号的所述非所需信号分量的空间信息；
计算所述多个输入信号的所述组合式信号分量的空间信息；
基于所述组合式信号分量的所述空间信息和所述非所需信号分量的所述空间信息而计算用于所述输入信号中的每一者的加权系数；
通过将所述加权系数应用于所述输入信号中的每一者来组合所述多个输入信号，以提供空间输出信号；以及
将所述信号处理路径输出信号中的每一者与所述空间输出信号组合，以便提供接收器输出信号。
10.一种汽车，其特征在于，包括根据权利要求1至13中任一项所述的接收器系统。
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