CN107835044B - 接收器电路 - Google Patents

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Abstract

一种接收器电路，其包括波束形成器和MRC块。所述波束形成器被配置成：将组合加权值应用到第一BF输入信号和第二BF输入信号，以便提供BF组合信号；以及将抑制加权值应用到所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号，以便提供BF抑制信号。所述MRC块包括：第一解调器，其被配置成解调所述BF组合信号，以便提供包括比特度量的经解调组合信号；第二解调器，其被配置成解调所述BF抑制信号，以便提供包括比特度量的经解调抑制信号；及组合器，其被配置成组合所述经解调组合信号与所述经解调抑制信号，以便提供MRC输出信号。

Description

接收器电路
技术领域
本公开涉及接收器电路，包括提供同信道干扰补偿(CIC)的接收器电路。
背景技术
FM频带的带内同频(IBOC)数字无线电广播标准由国家无线电系统委员会(NRSC)所公布的“带内/同频数字无线电广播标准(In-band/on-channel Digital RadioBroadcasting Standard)”文件中的FM部分限定。此文件也是所传输的IBOC信号的基础，所述IBOC信号可以由经过HD RadioTM认证的接收器接收。HD RadioTM传输同样基于“HDRadioTM空中接口设计描述层1FM(HD RadioTM Air Interface Design Description Layer1FM)”(文件编号：SY_IDD_1011sG Rev.G，2011年8月23日)。
发明内容
根据本公开的第一方面，提供一种接收器电路，其包括：
波束形成器，其被配置成接收第一BF输入信号和第二BF输入信号，所述波束形成器包括：
组合权重计算器，其被配置成处理第一BF输入信号和第二BF输入信号，以便确定组合加权值；
抑制权重计算器，其被配置成处理第一BF输入信号和第二BF输入信号，以便确定抑制加权值；
BFC信号发生器，其被配置成将组合加权值应用到第一BF输入信号和第二BF输入信号，以便提供BF组合信号；及
BFS信号发生器，其被配置成将抑制加权值应用到第一BF输入信号和第二BF输入信号，以便提供BF抑制信号；以及
MRC块，其包括：
第一解调器，其被配置成解调BF组合信号，以便提供包括比特度量的经解调组合信号；
第二解调器，其被配置成解调BF抑制信号，以便提供包括比特度量的经解调抑制信号；及
组合器，其被配置成组合经解调组合信号与经解调抑制信号，以便提供MRC输出信号。
在一个或多个实施例中，组合加权值包括应用于第一BF输入信号和第二BF输入信号以便相长地组合第一BF输入信号和第二BF输入信号的值。
在一个或多个实施例中，组合加权值包括以下中的一个或多个：
较低组合加权值，其包括应用于第一BF输入信号和第二BF输入信号的较低频率区间以便相长地组合第一BF输入信号和第二BF输入信号的较低频率区间的值；
中间组合加权值，其包括应用于第一BF输入信号和第二BF输入信号的中间频率区间以便相长地组合第一BF输入信号和第二BF输入信号的中间频率区间的值；及
较高组合加权值，其包括应用于第一BF输入信号和第二BF输入信号的较高频率区间以便相长地组合第一BF输入信号和第二BF输入信号的较高频率区间的值。
在一个或多个实施例中，抑制加权值包括应用于第一BF输入信号和第二BF输入信号以便相消地组合第一BF输入信号和第二BF输入信号的一个或多个频率区间的第一值。
在一个或多个实施例中，抑制加权值还包括应用于第一BF输入信号和第二BF输入信号以便相长地组合第一BF输入信号和第二BF输入信号的一个或多个其它频率区间的第二值。
在一个或多个实施例中，抑制加权值包括以下中的一个或两个：
外部抑制加权值，其包括应用于第一BF输入信号和第二BF输入信号的外部频率区间以便相消地组合第一BF输入信号和第二BF输入信号的外部频率区间的值；
中间抑制加权值，其包括应用于第一BF输入信号和第二BF输入信号的中间频率区间以便相长地组合第一BF输入信号和第二BF输入信号的中间频率区间的值。
在一个或多个实施例中，外部抑制加权值包括：
较低抑制加权值，其包括应用于第一BF输入信号和第二BF输入信号的较低频率区间以便相消地组合第一BF输入信号和第二BF输入信号的较低频率区间的值；和/或
较高抑制加权值，其包括应用于第一BF输入信号和第二BF输入信号的较高频率区间以便相消地组合第一BF输入信号和第二BF输入信号的较高频率区间的值。
在一个或多个实施例中，组合权重计算器被配置成将组合加权值设置为中间抑制加权值。
在一个或多个实施例中，抑制权重计算器被配置成通过应用SINR最大化准则算法确定抑制加权值。
在一个或多个实施例中，经解调组合信号和经解调抑制信号包括维特比(Viterbi)比特度量。
在一个或多个实施例中：
组合权重计算器被配置成处理与第一BF输入信号和第二BF输入信号相关联的频率区间的子集，以便确定组合加权值；和/或
抑制权重计算器被配置成处理与第一BF输入信号和第二BF输入信号相关联的频率区间的子集，以便确定抑制加权值。
在一个或多个实施例中：
BFC信号发生器被配置成将组合加权值应用到与第一BF输入信号和第二BF输入信号相关联的全部频率区间，以便提供BF组合信号；和/或
所述BFS信号发生器被配置成将抑制加权值应用到与第一BF输入信号和第二BF输入信号相关联的全部频率区间，以便提供BF抑制信号。
在一个或多个实施例中，从第一天线接收第一BF输入信号，且从第二天线接收第二BF输入信号。
在一个或多个实施例中，MRC输出信号表示第一BF输入信号和第二BF输入信号的组合。
根据本公开的第二方面，提供一种操作接收器电路的方法，所述方法包括：
接收第一BF输入信号和第二BF输入信号；
处理第一BF输入信号和第二BF输入信号，以便确定组合加权值；
处理第一BF输入信号和第二BF输入信号，以便确定抑制加权值；
将组合加权值应用到第一BF输入信号和第二BF输入信号，以便提供BF组合信号；
将抑制加权值应用到第一BF输入信号和第二BF输入信号，以便提供BF抑制信号；
解调BF组合信号，以便提供包括比特度量的经解调组合信号；
解调BF抑制信号，以便提供包括比特度量的经解调抑制信号；及
组合经解调组合信号与经解调抑制信号，以便提供MRC输出信号。
可以提供一种包括本文中所公开的任一接收器电路，或被配置成执行本文中所公开的任一方法的汽车无线电接收器系统。
可以提供一种包括本文中所公开的任一电路或系统的集成电路或电子装置。
虽然本公开适合于各种修改和替代形式，但是其特性已经借助于例子在图式中示出且将得以详细描述。然而，应理解，超出所描述的特定实施例之外的其它实施例也是可能的。还涵盖属于所附权利要求书的精神和范围内的所有修改、等效物和替代实施例。
以上论述并不意图表示当前或将来权利要求集的范围内的每一例子实施例或每一实施方案。以下图式和具体实施方式还举例说明了各种例子实施例。结合附图考虑以下具体实施方式可以更全面地理解各种例子实施例。
附图说明
现将仅参考附图借助于例子描述一个或多个实施例，在附图中：
图1示出一种IBOC信号类型的简化形式；
图2示出IBOC信号的全数字实施方案的频谱图；
图3a和3b示出具有较高第1邻近和较低第1邻近(FM)干扰信号的(H)IBOC传输的功率谱密度(PSD)估计周期图；
图4示出应用众所周知的最大比组合(MRC)的接收器电路；
图5示出包括经修改波束形成器的接收器电路的例子实施例；
图6示出可以在图5的接收器电路中使用的(经修改)波束形成器的例子实施例；和
图7示出可由(经修改)波束形成器(例如图6的波束形成器)执行的方法的详细视图。
具体实施方式
图1示出一种IBOC信号100类型的简化形式，所述IBOC信号100是所谓的“混合IBOCFM”信号，并且在此文件中表示为“混合IBOC”。在水平轴线上示出频率，其中0Hz表示载波频率。图1的垂直尺寸表示功率。
混合信号100是模拟FM信号110与数字调制信号112、114的组合/叠加。模拟FM信号110占用200kHz的带宽，所述200kHz的带宽介于-100kHz与100kHz之间，并且表示以载波频率为中心的中心部分。数字调制信号112、114占用约200kHz的带宽。然而，数字调制信号被分成下边带112和上边带114，每一边带的带宽为约100kHz。在低于载波频率100kHz的距离处，在频谱上定位下边带。在高于载波频率100kHz的距离处，在频谱上定位上边带114。以此方式，下边带112低于中心部分的最低频率，且上边带114高于中心部分的最高频率。数字调制信号112、114可以使用正交频分多路复用(OFDM)，其中副载波的数目可以取决于所选服务/传输模式而变化。
所谓的“信道栅格”限定用于模拟FM信号的保留信道带宽。如图1中的模拟中心部分110所示出，频带II的信道带宽被规定为200kHz。结果是，下数字OFDM边带112和上数字OFDM边带114可以对应于较低第1邻近的相邻和较高第1邻近的相邻FM信道的频率范围。
图1还示出较低第1邻近的相邻FM信道120和较高第1邻近的相邻FM信道130。(H)IBOC信号的初级边带112、114占用约100kHz的较低邻近信道120，并且占用约100kHz的较高邻近信道130。由于初级边带112、114超出此200kHz栅格的事实，所以所述初级边带容易受到相邻信道的干扰，即第1邻近(FM)干扰。因此，(H)IBOC传输的每一第1邻近(FM)信号120、130能够针对经数字调制的下边带112和上边带114引入同信道干扰。
根据规定，同信道干扰的功率可以高达比经数字调制的下边带112和上边带114的功率大一百倍的功率。此外，第1邻近干扰信号120、130这两个可以同时存在，因此，在这种状况下，下边带112和上边带114都通过相邻FM传输而失真。因此，混合IBOC信号100可以被视为嘈杂FM信号。
图2示出IBOC信号的全数字实施方案的频谱图。对于全数字IBOC FM信号，模拟FM信号被(次级)数字调制信号220b、222b替换。在全数字模式中，初级数字边带220a、222a的带宽利用低功率次级边带而充分地扩展。
全数字IBOC信号具有约400kHz的带宽。较低邻近信道和较高邻近信道中的每一个的大致100KHz被占用(即，超出200KHz的“信道栅格”的频率)。全数字IBOC信号的下数字边带示出为220，且上数字边带示出为222。每一边带具有初级部分220a、222a和次级部分220b、222b。在图2中，经扩展频率分区的数目(E)固定为4。举例来说，如图1所示出，在混合模式系统中，取决于所传输的服务模式，经扩展频率分区的数目(E)可为：0、1、2或4。
图3a示出具有较低第1邻近(FM)干扰信号和较高第1邻近(FM)干扰信号的(H)IBOC传输的功率谱密度(PSD)估计周期图。图3a中的信号的各部分已被给定与图1中所示出的信号的对应部分相同的附图标号。
图3a示出，实际上，(H)IBOC传输(黑色曲线)的下边带312和上边带314分别通过较低第1邻近的相邻FM传输320(浅灰色曲线)和较高第1邻近的相邻FM传输330(深灰色曲线)而严重失真。
“带内同频”(IBOC)无线电传输系统可以被用来在同一频率上同时传输数字无线电广播信号和模拟无线电广播信号。如下文将论述，还存在其中两种数字信号进行组合的全数字版本。用于此文件中的术语(H)IBOC是指呈混合形式或全数字形式的IBOC信号。
图3a的信号可以被视为具有三个不重叠频率区间：在-300kHz与-100kHz之间的较低频率区间；在-100kHz与+100kHz之间的中间频率区间，和在+100kHz与+300kHz之间的较高频率区间。较低频率区间和较高频率区间为外部频率区间的例子，并且还可以被称作为第一频率区间和第三频率区间，所述较低频率区间和所述较高频率区间可以包括一定干扰(例如来自邻近的相邻FM信道320、330)和所要的数字边带信号312、314的一部分。中间频率区间还可被称作为第二频率区间，所述中间频率区间可以包括所要的FM信号310(或如上文所论述的数字等效信号)。
图3b示出本文中所公开的用于接收器电路，更具体地说，用于如下文将描述的波束形成器的例子输入信号。所述输入信号是(H)IBOC传输和图3a的两个第1邻近FM传输的总和。
接收信号包括所要的(H)IBOC信号，所述(H)IBOC信号占用在-200kHz与+200kHz之间的大约400kHz(由图3a的黑色曲线示出)。应注意，接收信号(即，波束形成器的输入信号)可以包括零个、一个或两个第1邻近(FM)干扰信号。
图4示出应用众所周知的最大比组合(MRC)以便改进在多天线情境内的IBOC信号的接收的接收器电路400。接收器电路400包括第一天线402和第二天线404。
第一无线电前端(RFE)406处理来自第一天线402的第一天线信号，并且将输出信号提供给第一解调器412。在这个例子中，第一解调器412计算第一(维特比)比特度量且提供所述第一(维特比)比特度量作为输出信号。这些第一(维特比)比特度量是“由用于(例如，维特比)解码器块418的第一天线402接收的比特的质量指示符”。类似地，第二无线电前端(RFE)408处理来自第二天线404的第二天线信号，并且将输出信号提供给第二解调器414。在这个例子中，第二解调器414计算第二(维特比)比特度量且提供所述第二(维特比)比特度量作为输出信号。这些第二(维特比)比特度量也是“由用于(例如，维特比)解码器块418的第二天线404接收的比特的质量指示符”。
接收器电路400还包括将第一(维特比)比特度量和第二(维特比)比特度量加在一起且提供MRC输出信号的组合器416。通过以此方式将所述(维特比)比特度量加在一起，所述(维特比)比特度量成为所组合的最大比，以使得每一天线402、404的接收功率通过使所述接收功率相长地(相干地)相加的方式控制。也就是说，来自所述两个天线402、404的信号被“加权相加”，以使得由所述(维特比)比特度量给定的接收信号的质量越好，对相加的总和的贡献越大；以及由所述(维特比)比特度量给定的质量越低，对相加的总和的贡献越小。
然而，由于MRC(按照定义)仅能够组合由每一天线收集的功率的事实，所以所述MRC：i)具有有限的效能，这归因于以下事实：接收天线在一些方向上接收的电磁波比在其它方向上接收的更强，即，接收天线不是理想的全向天线，ii)不能控制对非所需信号的抑制，以及iii)是昂贵的，因为每一天线在信号组合可以发生之前需要完整的检测路径。
第一解调器412、第二解调器414和组合器416可以统称为MRC块410。
图5示出接收器电路500的例子实施例。接收器电路500包括经修改波束形成器520。波束形成器520从第一天线502接收第一BF输入信号524，并且还从第二天线504接收第二BF输入信号526。如下文将详细论述，波束形成器提供BF组合信号528和BF抑制信号530作为输出信号。
在这个例子中，从第一天线502接收第一BF输入信号524。并且，直接从第二天线504接收第二BF输入信号526。
BF组合信号528和BF抑制信号530作为输入被提供到MRC块510。更确切地说，MRC块510包括第一解调器512(其可为数字解调器)、第二解调器514(其可为数字解调器)和组合器516。
在这个实施例中，第一解调器512解调BF组合信号528，以便提供经解调组合信号532。第二解调器514解调BF抑制信号530，以便提供经解调抑制信号534。组合器516组合经解调组合信号532与经解调抑制信号534，以便提供MRC输出信号536。
在这个例子中，经解调信号532、534包括比特度量，例如维特比比特度量。因此，最大比组合(MRC)在所述经解调信号532、534被组合器516组合时产生。
由组合器516提供的MRC输出信号随后可由解码器418处理，所述解码器418还可以执行任何另外的解调或所需的其它处理。
以与图5的波束形成器520相同的方式使用常规的波束形成器也许是不可能的。这是因为常规的波束形成器不具有执行MRC所需要的多个输出信号。实际上，使用波束形成器以提供多个输出信号与通常使用波束形成器的方式完全不一致且不相容。
经传输的(H)IBOC信号的接收改进可以利用多个(两个)天线(例如，由两个各向同性天线组成的均匀线性阵列(ULA))的电子导向天线辐射模式获得。通过使用具有相位和振幅估计的复合基带信号来对辐射模式进行导向可被称作为：电子导向复合基带波束形成。这种类型的波束形成还通过使用抑制加权值实现“调零”以抑制干扰信号。以此方式，可以实现对用于(H)IBOC传输(处于混合模式以及处于全数字模式)的第1邻近(FM)干扰信号的抑制。此外，由于第1邻近(FM)干扰信号是用于(H)IBOC传输的经数字调制边带的同信道干扰信号，所以这种类型的波束形成能够实现所谓的同信道干扰抵消(CIC)。另一方面，如下文将详细论述，使用抑制加权值的(电子导向)波束形成方法包括执行接收到的所要信号(在第二频率区间中)的相长(相干组合)相加的第二抑制加权值，正如MRC。
应注意，如果缺少空间信息(即，所要信号和干扰信号在天线处从过于相似的方向被接收)，那么使用用于较高频率区间、中间频率区间和较低频率区间中的每一个的抑制加权值可对以下非所要的各项敏感：(i)“自调零”，其中所要信号被抑制，和/或(ii)不必要的抑制，由此抑制加权值被否决但毫无益处。
本文中所描述的实施例中的一个或多个利用可以使用抑制加权值执行组合和抑制的波束形成，以便将抑制或组合以关于信号与干扰+噪声比(SINR)最有效的方式应用到MRC过程，这就是所称的“用于MRC的波束形成(BF4MRC)”且由图5提供。
图6示出可以在图5的接收器电路中使用的(经修改)波束形成器620的例子实施例。波束形成器620接收第一BF输入信号624和第二BF输入信号626。波束形成器620包括组合权重计算器640、抑制权重计算器642、BFC信号发生器644和BFS信号发生器646。
组合权重计算器640处理第一BF输入信号624和第二BF输入信号626，以便确定组合加权值。如下文将参考图7详细论述，组合加权值包括应用到第一BF输入信号624和第二BF输入信号626以便相长地组合这些信号624、626的值。
抑制权重计算器642处理第一BF输入信号624和第二BF输入信号626，以便确定抑制加权值。如下文将参考图7详细论述，抑制加权值可以包括应用到第一BF输入信号624和第二BF输入信号626的第一值和第二值。可以设置第一值，以便相消地组合第一BF输入信号624和第二BF输入信号626的一个或多个频率区间。可以设置第二值，以便相长地组合第一BF输入信号和第二BF输入信号的一个或多个其它频率区间。举例来说，基于外部频率区间可能含有干扰，可以相消地组合第一BF输入信号和第二BF输入信号的外部频率区间。基于中间频率区间应该含有无显著干扰的所要信号，例如这是由于所述中间频率区间对应于信道栅格中的保留频率范围，可以相长地组合第一BF输入信号和第二BF输入信号的中间频率区间。
BFC信号发生器644将组合加权值应用到第一BF输入信号624和第二BF输入信号626，以便提供BF组合信号628。BFS信号发生器646将抑制加权值应用到第一BF输入信号624和第二BF输入信号626，以便提供BF抑制信号630。
在一些例子中，组合权重计算器640和抑制权重计算器642可以共享共同的功能性处理。并且，BFC信号发生器644和BFS信号发生器646可以共享共同的功能性处理。
图7示出可由波束形成器(例如图6的波束形成器)执行的方法700的详细视图。
波束形成过程的目标是通过使用多个天线(出于低复杂度和低成本的原因，优选地仅两个天线)移除或至少减少这两种第1邻近干扰信号。应注意，MRC(本质上)可能不能够移除或减少由第1邻近(FM)干扰信号引起的同信道干扰，这是因为MRC仅最优地组合总信号能量，即，包括第1邻近信号能量。如果所要的(H)IBOC信号和这两种第1邻近(FM)干扰信号源自不同位置(在频带II中的FM传输中情况通常如此)，那么本文中所公开的实施例利用应用抑制加权值的波束形成方法，以便采用空间域以尝试且移除第1邻近(FM)干扰信号。(电子导向复合基带)波束形成算法的任务是通过三种不同信号在空间上不同的信息(“空间特征”)而分离所述三种信号。
为了帮助理解图7的方法，在靠近方法700的开始处示出了第一BF输入信号724a和第二BF输入信号726a，且在靠近方法的结束处示出了BF组合信号728a和BF抑制信号730a。
图7的方法开始于步骤752，其中时间离散基带信号(例如，具有650kHz的取样频率)可针对多个天线信号中的每一个进行选择和下变频，以使得来自-325kHz到+325kHz的频域/时域的用于每一信号的全部信息可以被俘获。在步骤754处，可以收集N个数据样本。应注意，尽管图1到3中所示出的信号说明取样频率，但图7中的N个数据样本是时间样本，而不是频率样本。N可以是高到足以使得训练信号有效地表示干扰和所要信号的数目。
举例来说，可以将大约2000个样本(在一个例子中，1872个样本)用于形成频率为650kHz的训练信号。本领域的技术人员将理解，每一样本的长度将取决于取样频率——例如，在650KHz的取样频率的情况下，样本的长度为1.65微秒(μs)，使得用于650kHz的2000个样本可引起(至多)大约3毫秒(ms)的时延。应注意，接收信号的模/数转换可以被执行为IBOC呈现过程的部分；因此，除用于写入样本的处理外不需要额外的处理来呈现样本。这是因为所述样本仅为被反复处理(被划分)成N个时间样本的接收信号的数字表示。因此，取样可以是恒定的，以使得可不断地得到新样本。因此，如下文所论述，在移动之前步骤754可以重复多次。因此，可以维持最新的N个数据样本，使得当获得新样本时可以丢弃旧样本。在一些实施例中，样本可利用取决于天线阵列的移动速度或所要信号的干扰电平的频率进行更新，而不是不断地更新。
另外，部分地归因于增加的复杂度和所要的处理功率，波束形成器的新范围可能不能针对所收集的每一经更新样本进行计算，因此，样本的收集可能比范围更新更频繁，使得在确定应该计算新范围时，所述样本可视需要而使用。如上所述，如果当要计算范围时(例如，当首先调谐到频率时)没有收集到样本，那么时延将大约为收集N个样本所需的时间，这可以表达成，如果在时间t处重新计算，那么将从t-(N*lengthsample)中获得样本，并且直到已经收集到N个样本，波束形成器才会继续。
并且，在一个实施例中，波束形成器的重新计算之间的间隔可取决于例如接收器(例如，假设接收器位于机动车辆上)的速度的因素——理论上，如果接收器快速移动，那么在极端情况下，波束形成器可以针对每N+1个样本重新计算(例如，第一次计算可在0至2000个样本上执行，第二次计算可在1至2001个样本上执行)。因此，更新速率将与取样速率相同，但是此情境将需要显著的处理能力。
所述方法包括第一估计路径756、第二估计路径758和第三估计路径760，以确定第一频率区间、第二频率区间和第三频率区间中的每一个的加权值的两个集合。(第一频率区间还可以被称为较低频率区间，第二频率区间害可以被称为中间频率区间，并且第三频率区间还可以被称为较高频率区间。)这三个估计路径和用于计算权重的相关联步骤被示出于图7中的虚线框739中，所述虚线框739大体上对应于图6的组合权重计算器和抑制权重计算器的功能性。
图7的方法还包括三个频率分割路径：第一频率分割路径757、第二频率分割路径759和第三频率分割路径761。这三个频率分割路径中的每一个随后扩展成：(i)BFC信号产生路径(步骤717、725、745、733)；和(ii)BFS信号产生路径(步骤718、726、746、734)，如下文将更详细论述。BFC信号产生路径和BFS信号产生路径通过应用由估计路径756、758、760确定的加权值集合中的一个来产生BF组合信号728a和BF抑制信号730a。
这三个频率分割路径757、759、761和用于产生BF组合信号728a和BF抑制信号730a的相关联步骤被示出于图7中的点虚线框741中，所述点虚线框741大体上对应于图6的BFC信号发生器和BFS信号发生器的功能性。
如下文将描述，在这个例子中，估计路径756、758、760处理相关联频率区间的子集，而BFC信号产生路径和BFS信号产生路径组合全部频率区间。
如由第一估计路径756所示出，从N个样本计算出的较低第1邻近干扰信号的表示可以在每一天线信号的-200kHz与-300kHz之间的-250kHz周围的频率区间中获得766。在这个频率区间中，可能存在(例如)来自所要IBOC信号的下数字边带的较小干扰。也就是说，第一估计路径756可能涉及对第一频率区间(在-100kHz与-300kHz之间)的外部子集(在-200kHz与-300kHz之间)的处理。
在第二估计路径758中，从N个样本计算出的所要信号的表示可以在每一天线信号的-50kHz与+50kHz之间的零赫兹(0kHz)周围的频率区间中获得768。在这个频率区间中，可能存在(例如)来自较低第一邻近干扰信号和较高第一邻近干扰信号的相对较小干扰。也就是说，第二估计路径758可能涉及对第二频率区间(在-100kHz与+100kHz之间)的中间子集(在-50kHz与+50kHz之间)的处理。
在第三估计路径760中，从N个样本计算出的较高第1邻近干扰信号的表示可以在+200kHz与+300kHz之间的+250kHz周围的频率区间中获得770，其中，可能存在(例如)来自所要IBOC信号的上数字边带的较小干扰。也就是说，第三估计路径760可能涉及对第三频率区间(在+100kHz与+300kHz之间)的外部子集(在+200kHz与+300kHz之间)的处理。
因此，较低第1邻近干扰信号的表示和较高第1邻近干扰信号的表示可以集中在步骤766和770，使得信号被转换至直流电(DC)偏压。应注意，对于第二估计路径758，天线信号不需要转换至DC偏压，因为第二频率区间已经以0Hz为中心。因此，第二估计路径758可以从步骤754继续进行到步骤768，或在替代实施例中，步骤768可以等待步骤772和774同时运行。
在步骤772、768和774处，经频移的较低第1邻近干扰信号、所要信号和经频移的较高第1邻近干扰信号的表示中的每一个可以在0Hz周围(例如，从-50kHz至50kHz)使用具有24个抽头的有限冲击响应(FIR)的50kHz低通滤波器(LPF)进行滤波。在一个实施例中，低通滤波器与带通滤波器组合以将每一信号转换至零(步骤766和770)，并且滤出信号的一半，以确保最干净信号的可能性(步骤772、768和774)。因此，这三个100KHz的不同频率带(其是第一、第二和第三频率区间的子集)可以被称为训练信号或替代信号。
加权值计算
组合加权值和抑制加权值的计算将在这部分中介绍，并且以图7中的下列子步骤开始：
●产生第一频率区间矩阵776，
●产生第二频率区间矩阵778，及
●产生第三频率区间矩阵780。
加权值的计算是基于如下文所述的(基于样本的)空间协方差矩阵。如下文将论述，基于空间协方差矩阵，通过应用“SINR最大化准则”算法而产生抑制加权值，并且这些抑制加权值被应用于第1、第2和第3频率区间以产生BFS信号730a。组合加权值可以被视为“否决”第1和第3频率区间的抑制加权值。
此外，如上文所论述，(基于样本的)空间协方差矩阵中的每一个通过使用宽大约100kHz(100kHz的频率区间)的一部分以获得用于所要(H)IBOC信号、较低第1邻近(FM)干扰信号和较高第1邻近(FM)干扰信号的训练信号或替代信号(代表)而获得。在这个部分的剩余部分中，将介绍和详细解释加权值的计算。
在一个例子中，用于获得BFC信号728a的有用信息可通过借助于将在下文中描述的MMSE准则计算导向向量信息来获得。在其它例子中，不同类型的计算可以用于获得BFC信号728a，例如，全部三个BFC权重(对)也可以仅仅是通过BFS信号的最大化SNR计算出的第2频率区间的权重(对)的复本。MRC块随后可以通过其固有的借助于比特度量的求和的“加权相加”在“否决或不否决”之间“做出”(最优)决策。
在这个例子中，接收到的较低第1邻近(FM)干扰信号、接收到的所要信号和接收到的较高第1邻近(FM)干扰信号的替代物由所谓的“防止自调零”算法处理。这种防止自调零的算法计算表示对接收到的较低第1邻近和较高第1邻近干扰信号以及接收到的所要信号的导向向量的估计的复数。因此，导向向量含有必要的空间信息以提供BFS信号730a和BFC信号728a，使得所述信号730a、728a与在其中接收到天线信号的空间域具有关联性。如将示出，可通过借助于“主成分分析”(pca)方法(所谓的“估计和插件(estimation-and-plug)”技术)解决本征(Eigen)值问题而快速地计算导向向量。在本发明的情况中，统计的pca方法用作解决本征值问题的正交变换。通过解决这个本征值问题，可能相关的变量的一组观察结果(即，关于本发明的空间协方差矩阵的观察结果)被变换成称作主成分的线性不相关(正交)变量的一组值。在本发明的情况中，这些主成分是空间协方差矩阵的本征向量，即，空间协方差矩阵的奇异值分解(SVD)。此外，利用pca方法，具有最大本征值的本征向量是第一主成分。稍后将示出，此主成分与所要导向向量成比例。此外，用于这个例子中的pca方法的特定版本(即，(2x2)空间协方差矩阵的SVD)可以极快地应用(其可以被视为瞬时的)。因此，相关联处理是快速的，即，其具有较低时延。实际上，时延仅由计算空间协方差矩阵所要的观察结果(样本)确定。
用于导向向量的计算准则是均方误差的最小化(MMSE)，即，众所周知的维纳霍普(Wiener-Hopf)准则。维纳霍普准则的解决方案可以在一些假设下提供导向向量，这稍后将在这部分中介绍。维纳霍普MMSE准则关于其权重向量取均方误差(MSE)的一阶偏导数，即，MSE的梯度，从而将这个导数结果设置为零，并且求解方程。本发明将示出，作为一个例子，在这部分的剩余部分中，这个程序(即，维纳霍普准则)计算所传输的所要信号x的导向向量。
多个(两个)天线接收的所要信号通过以下给定：
s＝x+η＝ax+η 方程1
其中η是具有用于每一向量分量的噪声方差
Figure BDA0001405613930000161
的多个(两个)天线(空间的)零平均值复合白高斯噪声信号向量。另外，假设接收到的所要信号s是具有导向向量a的“点源信号”。现在，通过对所接收到的所要信号s应用加权向量w，可能获得对所传输的所要信号x的(嘈杂)估计，给定为：
Figure BDA0001405613930000162
其中(·)H是埃尔米特(Hermitian)转置，即，同时应用复共轭(·)*和转置(·)T操作。现在通过以下限定所传输的所要信号的估计
Figure BDA0001405613930000163
的MSE：
Figure BDA0001405613930000164
其中E{·}是指统计平均数。另外估计方程3得出：
Figure BDA0001405613930000165
其中
Figure BDA0001405613930000171
是所传输的信号x的方差，
Figure BDA0001405613930000172
是空间互相关向量，且
Figure BDA0001405613930000173
是空间协方差矩阵。
应注意，维纳霍普准则计算MSE的梯度，且将结果设置为零。因此，关于w H的由方程4给定的MSE的梯度变为：
Figure BDA0001405613930000174
并且通过将梯度设置为零
Figure BDA0001405613930000175
而实际上得到众所周知的维纳霍普夫解决方案。
通过先前做出的假设：接收到的所要信号s是具有导向向量a的嘈杂点源信号，即，s＝ax+η，可以将空间互相关向量重写为：
Figure BDA0001405613930000176
其是导向向量a的“缩放版本”(具有所传输的所要信号x的方差)。组合方程7与方程6得到：
Figure BDA0001405613930000177
实际上，结果就是需要解决本征值问题。这种本征值问题的解决方案提供最优的权重向量。此外，这个最优的权重向量表示所传输的所要信号x的导向向量，且因此可能由以下给定：
Figure BDA0001405613930000178
其中P{·}是基于pca返回矩阵的主本征向量的运算子，所述运算子与导向向量a成比例。
对于两个天线的均匀线性阵列(ULA)，空间协方差矩阵Rss是2x2矩阵，其中用以计算所接收到的所要信号s的本征向量的特征函数仅为需要求解的“简单”二次函数。此二次函数通过以下给出：
Figure BDA0001405613930000181
其中
Figure BDA0001405613930000182
tr{A}是矩阵A的迹，且det{A}是矩阵A的决定因素。
现在，表示导向向量a的第一(最大)主本征向量wopt可以根据凯莱汉密尔顿(Cayley-Hamilton)定理并通过采用解矩阵(A-λ2l)的列而得出，其中λ2是出自方程10的二次函数的最小本征值。得出这个程序实际上示出主本征向量wopt与接收到的所要信号的导向向量a成比例。另外，针对具有空间协方差矩阵
Figure BDA0001405613930000183
的接收到的较低第1邻近(FM)干扰信号和具有空间协方差矩阵
Figure BDA0001405613930000184
的接收到的较高第1邻近(FM)干扰信号，可以相似的方法导出相似的结果。
应注意，用于获得这些空间协方差矩阵的处理是基于先前提到的替代信号(即相关联的频率区间的子集)。
最后，针对实际考量，使用空间协方差矩阵的近似值。对于此近似值，无穷长度统计平均运算子E{·}将被有限运行长度总和平均数替代，这得出基于样本的空间协方差矩阵，并且通过以下给定：
Figure BDA0001405613930000185
其中
Figure BDA0001405613930000186
是用于接收到的较低第1邻近(FM)干扰信号的替代的样本向量流，
Figure BDA0001405613930000187
是用于接收到的所要信号的替代的样本向量流，且
Figure BDA0001405613930000188
是用于接收到的较高第1邻近(FM)干扰信号的替代的样本向量流，且
Figure BDA0001405613930000191
和
Figure BDA0001405613930000192
被提供为如图7中所示出的步骤772、768、774的输出。
这些基于样本的空间协方差矩阵
Figure BDA0001405613930000193
被提供为图7中所示出的步骤776、778、780的输出，且用于通过SINR最大化准则计算(例如)组合加权值及抑制加权值。
协方差矩阵可被用作对所要信号和干扰信号的信号功率的量度标准。如本文中所论述，波束形成器最大化SINR信号、所要信号的最大功率和干扰加噪声的最小贡献，因为这将引起对方向性的确定；这个情况将对应于所述信号的起源方向。
抑制加权值的计算
现在，在步骤753处计算抑制加权值。所述抑制加权值包括以下值(频率区间中的每一个具有一个值)的三个子集：第一、第二和第三抑制加权值，其表示通过基于样本的空间协方差矩阵计算出的导向向量，且随后可以写成：
Figure BDA0001405613930000194
其中本征向量通过针对三个不同频率区间中的三个替代信号中的每一个求解二次特征函数进行计算。结果是获得三个导向向量{SV i，SV s，SV j}。
以下描述涉及框753中的SINR最大化准则可以如何确定抑制加权值(其还可以被称为加权系数或波束形成权重)的实施方案。应注意，如果没有发生“否决”，那么这些是用于所述三个频率区间的波束形成权重。
通过最大化SINR由具有双调零的复数字基带波束形成产生加权系数可如下。注意，估计准则是SINR的最大化，其通过采用信号与干扰+噪声比(SINR)的一阶导数计算最优权重；此导数的结果可以被设置成零，这可以解出方程。SINR可以表达为
Figure BDA0001405613930000201
其中w是权重，(·)H是埃尔米特转置，即，复共轭和转置操作这两个，且
Figure BDA0001405613930000202
Figure BDA0001405613930000203
是样本协方差矩阵(超过样本的有限数目N的协方差矩阵的近似值)，且n[n]表示具有用于分量中的每一个的零平均值和方差σ2＝N0的复高斯噪声向量。在例子情况中，样本协方差矩阵Rin可能不可用，然而，对于IBOC传输，代表性信号可以用于获得样本的协方差矩阵Rin的近似值(并且获得样本协方差矩阵Rjn的近似值)，从而得出：
Figure BDA0001405613930000204
其中
Figure BDA0001405613930000205
是较低第1邻近干扰信号的替代的样本流，
Figure BDA0001405613930000206
是所要信号的替代的样本流，且
Figure BDA0001405613930000207
是较高第1邻近干扰信号的替代的样本流。
具有两种第1邻近干扰信号(且在一些实施例中，复高斯噪声)的IBOC传输可以表达为三个空间不同且独立的信号(即，具有独立复高斯噪声的较低第1邻近干扰信号、所要信号和较高第1邻近干扰信号)的总和。因此，SINR可以表达为
Figure BDA0001405613930000208
Figure BDA0001405613930000209
其中E{·}是统计平均数的表达。最优加权系数(即权重向量)可以通过最大化SINR获得，
Figure BDA00014056139300002010
对于接收到的IBOC传输(例如图1中示出的传输100)，干扰信号120、130和所要信号110可以被分成不同频率区间，以使得针对每一频率区间，SINR将进行优化以获得权重，使得：
Figure BDA0001405613930000211
其可以被视为在三个子频带中计算加权系数的初始步骤。为解决最大化问题，可关于复权重和设置为零的结果而采用每一区间的SINR的复梯度，其(例如)针对较低第1邻近干扰信号得出
Figure BDA0001405613930000212
Figure BDA0001405613930000213
其中
Figure BDA0001405613930000214
是用于采用复梯度的表达。应用偏微分法可以得到
Figure BDA0001405613930000215
其可以被重写为表达式：
Figure BDA0001405613930000216
Figure BDA0001405613930000217
其中
Figure BDA0001405613930000218
可被限定为较低第1邻近干扰信号的频率区间的SINR。这可以被重写为
Figure BDA0001405613930000219
这是本征值问题，其解决方案为最大化SINR提供最佳权重：
Figure BDA00014056139300002110
其中P{·}是基于PCA返回矩阵的主本征向量的运算子。
对于两个天线的ULA，样本协方差矩阵可以是2x2矩阵，并且用以计算本征向量的特征函数是如下表达的二次函数：
Figure BDA00014056139300002111
Figure BDA00014056139300002112
其中
Figure BDA00014056139300002113
tr{A}是矩阵A的迹，且det{A}是矩阵A的决定因素。
可针对所要信号和较高第1邻近干扰信号以类似方式方导出类似结果。然而，独立的零平均值复高斯噪声变量的样本协方差矩阵Rnn可以假设为在主对角线上具有噪声方差σ2的对角矩阵。注意，所要信号可能不具有干扰信号(这是将所要信号用于训练信号的一个原因)。通过采用噪声矩阵的逆矩阵，将仅在主对角线上存在值，使得所要信号将按比例缩放，而不会改变本征向量。因此，逆样本协方差矩阵
Figure BDA0001405613930000221
还可表达为对角矩阵且
Figure BDA0001405613930000222
最后，用于较低第1邻近和较高第1邻近干扰信号和所要信号的最优权重可以表达为：
Figure BDA0001405613930000223
其中本征向量通过求解用于三个频率区间中的每一个的“简单”二次特征函数进行计算。这些“最优权重”是步骤753的输出，并且还是图6的抑制权重计算器的输出。
抑制加权值可以视为包括：外部抑制加权值和中间抑制加权值。中间抑制加权值包括应用于第一BF输入信号和第二BF输入信号的中间频率区间以便相长地组合第一BF输入信号和第二BF输入信号的中间频率区间的值。外部抑制加权值包括应用于第一BF输入信号和第二BF输入信号的外部频率区间以便相消地组合第一BF输入信号和第二BF输入信号的外部频率区间的值。外部抑制加权值可以包括较低抑制加权值和较高抑制加权值。较低抑制加权值可以包括应用于第一BF输入信号和第二BF输入信号的较低频率区间以便相消地组合第一BF输入信号和第二BF输入信号的较低频率区间的值。较高抑制加权值可以包括应用于第一BF输入信号和第二BF输入信号的较高频率区间以便相消地组合第一BF输入信号和第二BF输入信号的较高频率区间的值。
组合加权值的计算
在步骤751处计算组合加权值。组合加权值包括以下值(频率区间中的每一个具有一个值)的三个子集：第一、第二和第三组合加权值(copt，i、copt，s、copt，j)。
在这个例子中，设置组合加权值的步骤利用当确定抑制加权值时通过步骤753计算出的信息中的至少一些。
确定抑制加权值以用于最大化SINR的步骤753可以概括为：将第一抑制加权值(wopt，i)设置为用于相消地组合对应于多个天线信号的第一频率区间的信息的值；将第二抑制加权值(wopt，s)设置为用于相长地组合对应于多个天线信号的第二频率区间的信息的值；且将第三抑制加权值(wopt，j)设置为用于相消地组合对应于多个天线信号的第三频率区间的信息的值，更多细节参看上文。
确定组合加权值以相长地组合三个频率区间中的每一个的步骤751可以涉及将第一组合加权值(copt，i)和第三组合加权值(copt，j)设置为与在步骤753处为第二加权值(wopt，s)设置的值相同的值(确定加权值以用于最大化SINR)。这可以被视为否决在步骤753处确定的相消的第一和第二加权值。第二组合加权值(copt，s)也可以被设置为与在步骤753处为第二加权值(wopt，s)设置的值相同的值。
在这个例子中，第一、第二和第三加权值(用于组合和抑制两者)各自包括多个天线加权值，多个天线信号中的每一个具有一个值。天线加权值中的每一个可以是复数。
组合加权值可以视为包括：较低组合加权值、中间组合加权值和较高组合加权值。较低组合加权值可以包括应用于第一BF输入信号和第二BF输入信号的较低频率区间以便相长地组合第一BF输入信号和第二BF输入信号的较低频率区间的值。中间组合加权值可以包括应用于第一BF输入信号和第二BF输入信号的中间频率区间以便相长地组合第一BF输入信号和第二BF输入信号的中间频率区间的值。较高组合加权值可以包括应用于第一BF输入信号和第二BF输入信号的较高频率区间以便相长地组合第一BF输入信号和第二BF输入信号的较高频率区间的值。
对于接收到的所要信号，应用由步骤753产生的加权值以最大化SINR的波束形成器可以将加权值计算为最优的波束形成权重，以在ULA处执行接收到的所要信号的相长相加，即，波束形成器“相长地组合”多个(两个)天线所要的输出信号。
产生BFC和BFS信号
如上文所指示，图7的方法包括三个频率分割路径：第一频率分割路径757、第二频率分割路径759和第三频率分割路径761。
第一频率分割路径757用于隔离多个天线信号中的每一个的第一频率区间。第二频率分割路径759用于隔离多个天线信号中的每一个的第二频率区间。第三频率分割路径761用于隔离多个天线信号中的每一个的第三频率区间。一旦这些频率区间已经被隔离，就可以应用相关联的组合加权值和抑制加权值。
在第一频率分割路径757中，执行频移+200kHz的第一步骤786，以使得每一天线信号的第一频率区间的中心位于0Hz处。在这个例子中，随后在步骤792处，由步骤786提供的频移信号由以0Hz为中心(即，从-100kHz到100kHz)的具有100kHz截止频率的滤波器进行低通滤波(LPF)，所述滤波器具有32个抽头的有限冲击响应(FIR)。结果是，来自步骤792处的滤波的输出信号将包括整个第一频率区间。这些输出信号可以被视为第一频率区间天线信号。
类似地，在第三频率分割路径761中，执行频移-200kHz的第一步骤790，以使得每一天线信号的第三频率区间的中心位于0Hz处。在这个例子中，随后在步骤794处，由步骤790提供的频移信号由以0Hz为中心(即，从-100kHz到100kHz)的具有100kHz截止频率的滤波器进行低通滤波(LPF)，所述滤波器具有32个抽头的有限冲击响应(FIR)。结果是，来自步骤794处的滤波的输出信号将包括整个第三频率区间。这些输出信号可以被视为第三频率区间天线信号。
在第二频率分割路径759中，不需要频移步骤，因为每一天线信号的第二频率区间的中心已经位于0Hz处。在这个例子中，在步骤798处，天线信号由以0Hz为中心(即，从-100kHz到100kHz)的具有100kHz截止频率的滤波器进行低通滤波(LPF)，所述滤波器具有32个抽头的有限冲击响应(FIR)。结果是，来自步骤798处的滤波的输出信号将包括整个第二频率区间。这些输出信号可以被视为第二频率区间天线信号。
BFS信号
图7的方法包括第一抑制加权应用步骤718，所述第一抑制加权应用步骤718将第一抑制加权值(wopt，i)应用到第一频率区间天线信号，以便组合信号且提供加权抑制第一频率区间信号。以此方式，将第一抑制加权值应用到对应于多个天线信号中的第一频率区间的信息，以便相消地组合信号。
类似地，第三抑制加权应用步骤746将第三抑制加权值(wopt，j)应用到第三频率区间天线信号，以便组合信号且提供加权抑制第三频率区间信号。以此方式，将第三抑制加权值应用到对应于多个天线信号中的第三频率区间的信息，以便相消地组合信号。
第二抑制加权应用步骤726将第二抑制加权值(wopt，s)应用到第二频率区间天线信号，以便组合信号且提供加权抑制第二频率区间信号。以此方式，将第二抑制加权值应用到对应于多个天线信号中的第二频率区间的信息，以便相长地组合信号。
抑制信号组合步骤734随后组合加权抑制第一频率区间信号、加权抑制第二频率区间信号和加权抑制第三频率区间信号。在这个例子中，由于在第一频率分割路径757和第三频率分割路径761中应用频移，因此在组合这三种信号之前，将对应的反向频移应用到加权抑制第一频率区间信号和加权抑制第三频率区间信号中的每一个。如果存在干扰，那么抑制信号组合步骤734的输出是具有改进的SINR的BFS信号730a。
BFC信号
BFC信号728a是以与BFS信号730a类似的方式使用组合加权值而非抑制加权值产生的。
图7的方法包括第一组合加权应用步骤717，所述第一组合加权应用步骤717将第一组合加权值(copt，i)应用到第一频率区间天线信号，以便组合信号且提供加权组合第一频率区间信号。以此方式，将第一组合加权值应用到对应于多个天线信号中的第一频率区间的信息，以便相长地组合信号。
类似地，第三组合加权应用步骤745将第三组合加权值(copt，j)应用到第三频率区间天线信号，以便组合信号且提供加权组合第三频率区间信号。以此方式，将第三组合加权值应用到对应于多个天线信号中的第三频率区间的信息，以便相长地组合信号。
第二组合加权应用步骤725将第二组合加权值(copt，s)应用到第二频率区间天线信号，以便组合信号且提供加权组合第二频率区间信号。以此方式，将第二组合加权值应用到对应于多个天线信号中的第二频率区间的信息，以便相长地组合信号。
组合信号组合步骤733随后组合加权组合第一频率区间信号、加权组合第二频率区间信号与加权组合第三频率区间信号。在这个例子中，由于在第一频率分割路径757和第三频率分割路径761中应用频移，因此在组合这三种信号之前，将对应的反向频移应用到加权组合第一频率区间信号和加权组合第三频率区间信号中的每一个。组合信号组合步骤733的输出是BFC信号728a。
一旦BFC信号728a和BFS信号730a已经产生，所述方法就在步骤710处检查关于是否存在更多待处理的数据块。如果存在，那么所述方法返回到步骤754。如果不存在，那么所述方法在步骤711处结束。
BF装置的这两个输出信号728a、730a将应用到MRC装置，所述MRC装置以“加权方式”组合这些信号流与呈(例如)比特度量形式的信号质量指示符。因此，MRC装置可以基于具有抑制和组合能力的波束形成做出关于SINR的有效选择。有利的是，波束形成器不需要决定是BFC信号728a和BFS信号730a中的哪一个提供最好的输出——这通过MRC处理在内部进行操纵。这是因为MRC块可以有利地(在一些例子中最优地)组合BFC信号728a和BFS信号730a的信号能量。
本文中所描述的实施例可以被视为通过借助于MRC技术组合(电子导向复合基带)波束形成方法的输出信号(例如，BFS信号和BFC信号)来优化SINR。通过用于MRC的BF对SINR的此优化可以被称为BF4MRC。
本文中所公开的一个或多个波束形成器计算最优波束形成抑制权重以在ULA处执行接收到的所要信号的相长相加，即，所述波束形成器“相长地组合”多个(两个)天线所要的输出信号。如果所要信号的到达角(AoA)和干扰信号中的一种或两种的AoA具有相似值(即，它们在空间上非常接近)，那么缺少空间信息。实际上，缺少空间信息的事实意味着应用抑制加权值的波束形成算法(本质上)可能不能够区别(在空间上)不同的信号。
已发现，将“相长组合”应用于具有与所要信号类似的AoA的干扰信号而不是相消地组合所述干扰信号将会是合适的。上文所描述的组合加权值用于这种类型的组合。此外，归因于所述波束形成器无论如何都不能够在这些信号之间进行空间区别的事实，所以这是一个合适的选择。此类相长组合的组合加权值在一些例子中早已可用，因为所述组合加权值被计算为接收到的所要信号的第二抑制加权值。因此，如果所要信号的最优权重被用作较低第1邻近干扰信号以及较高第1邻近干扰信号的组合加权值，那么所有信号进行相长组合。在本文中，波束形成程序的这种输出信号被识别为BFC信号。
然而，波束形成过程的输入信号可能会被可由波束形成过程有效抑制的干扰信号污染。在这种情况下，基于较低频率区间处的干扰信号、或较高频率区间处的干扰信号或这两个区间处的干扰信号的抑制而应用最优权重可能是合适的。这在上文描述为计算第一和第三抑制加权值，和产生BFS信号。
因此，参考图5、6和7所描述的波束形成方法可以被视为仅为抑制提供BFS信号的波束形成方法的扩展，因为在将中间频率区间的最优组合权重应用(即，复制)到较低频率区间以及较高频率区间的情况下，所述方法还提供第二输出信号(BFC信号)。
现在，波束形成程序的这两种输出信号(即，BFC信号和BFS信号)可以作为输入信号应用到MRC程序。在一些例子中，MRC程序计算BFC信号以及BFS信号的比特度量，并且将这些比特度量加在一起。由于从SNR的意义上说，比特度量表示信号质量，因此，MRC程序实际上执行BFC信号和BFS信号的质量加权相加，即，BF4MRC程序。
因此，对于BF4MRC程序，以下情境可能会受到关注：
a)如果不具有干扰信号，那么通过应用合适的(H)IBOC接收器处理，“BFC信号质量可能与BFS信号质量相似”(即，在比特度量的意义上)，
b)如果具有不存在空间信息缺少的干扰信号(即，以足够相似的到达角接收干扰信号和所要信号)，那么通过应用合适的(H)IBOC接收器处理，“BFS信号质量可能高于BFC信号质量”(即，在比特度量的意义上)，
c)如果具有存在空间信息缺少的干扰信号(即，以一个相似的到达角接收干扰信号和所要信号)，那么通过应用合适的(H)IBOC接收器处理，“BFC信号质量可能高于BFS信号质量”(即，在比特度量的意义上)，
且MRC程序将相应地执行“比特度量的加权相加”。
因此，BF4MRC程序将通过使用作为输入由所述波束形成程序提供到MRC程序的抑制信号(BFS信号)以及组合信号(BFC信号)来试图最优化SINR，使得MRC程序可以从SNR的意义上说是有利地对这两种信号进行加权。
因此，本文所公开的例子可以：i)改善对第1邻近(FM)干扰信号的抑制(且优选地完全移除第1邻近(FM)干扰信号)，由此改善SINR，ii)改善所要(H)IBOC信号的接收到的信号功率，所述(H)IBOC信号以混合模式以及全数字模式传输，且iii)相比于单独地使用波束形成或MRC，提供更好的效能。
以此方式，(电子导向)波束形成器能够通过双调零移除或显著地减少两种第1邻近干扰信号，同时还能够组合所要的(H)IBOC信号。干扰抑制可以使用仅由通过载波频率的半个波长隔开的两个各向同性元素组成的ULA完成，例如用于FM频带内的传输的fc＝100MHz→λ≈3m。可以实现双调零，因为第1邻近干扰信号和所要(H)IBOC信号两者都在如本文中所描述的三个不同频率区间中分离。
除非明确陈述特定次序，否则可以任何次序执行以上图式中的指令和/或流程图步骤。并且，本领域的技术人员将认识到，虽然已经论述一个例子指令集/方法，但是本说明书中的材料可以多种方式组合，从而还产生其它例子，并且应在此详细描述所提供的上下文内来理解。
在一些例子实施例中，上文所描述的指令集/方法步骤被实施为体现为可执行指令集的功能和软件指令，这些可执行指令在计算机或由所述可执行指令编程和控制的机器上实现。这些指令经过加载以在处理器例如一个或多个CPU)上执行。术语处理器包括微处理器、微控制器、处理器模块或子系统(包括一个或多个微处理器或微控制器)，或其它控制或计算装置。处理器可以指代单个组件或指代多个组件。
在其它例子中，本文中所示出的指令集/方法以及与其相关联的数据和指令存储在相应存储装置中，所述相应存储装置实施为一个或多个非暂时性机器或计算机可读或计算机可用存储媒体。此类计算机可读或计算机可用存储媒体被认为是物品(或制品)的一部分。物品或制品可指代任何所制造的单个组件或多个组件。如本文中所限定的非暂时性机器或计算机可用媒体不包括信号，但此类媒体可能能够接收和处理来自信号和/或其它暂时性媒体的信息。
本说明书中论述的材料的例子实施例可整体或部分经由网络、计算机或基于数据的装置和/或服务实施。这些可以包括云、因特网、内联网、移动设备、台式机、处理器、查找表、微控制器、消费者设备、基础设施，或其它启用装置和服务。如本文和权利要求书中可以使用，提供以下非排他性定义。
在一个例子中，使本文中所论述的一个或多个指令或步骤自动化。术语自动化或自动地(及其类似变化)意味着使用计算机和/或机械/电气装置控制设备、系统和/或过程的操作，而不需要人类干预、观测、努力和/或决策。
应了解，称为耦合的任何组件可以直接或间接地耦合或连接。在间接耦合的情况下，另外的组件可以位于据称将耦合的两个组件之间。
在本说明书中，已经依据选定细节集合呈现例子实施例。然而，本领域的普通技术人员将理解，可以实践包括这些细节的不同选定集合的许多其它例子实施例。预期所附权利要求书涵盖所有可能的例子实施例。

Claims (10)

1.一种接收器电路，其特征在于，所述接收器电路包括：
波束形成器，其被配置成接收第一BF输入信号和第二BF输入信号，所述波束形成器包括：
组合权重计算器，其被配置成处理所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号，以便确定组合加权值；
抑制权重计算器，其被配置成处理所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号，以便确定抑制加权值；
BFC信号发生器，其被配置成将所述组合加权值应用到所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号，以便提供BF组合信号；及
BFS信号发生器，其被配置成将所述抑制加权值应用到所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号，以便提供BF抑制信号；以及
MRC块，其包括：
第一解调器，其被配置成解调所述BF组合信号，以便提供包括比特度量的经解调组合信号；
第二解调器，其被配置成解调所述BF抑制信号，以便提供包括比特度量的经解调抑制信号；及
组合器，其被配置成组合所述经解调组合信号与所述经解调抑制信号，以便提供MRC输出信号。
2.根据权利要求1所述的接收器电路，其特征在于，所述组合加权值包括应用到所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号以便相长地组合所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号的值。
3.根据权利要求2所述的接收器电路，其特征在于，所述组合加权值包括：
较低组合加权值，其包括应用于所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号的较低频率区间以便相长地组合所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号的所述较低频率区间的值；
中间组合加权值，其包括应用于所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号的中间频率区间以便相长地组合所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号的所述中间频率区间的值；及
较高组合加权值，其包括应用于所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号的较高频率区间以便相长地组合所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号的所述较高频率区间的值。
4.根据在权利要求1或2所述的接收器电路，其特征在于，所述抑制加权值包括应用于所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号以便相消地组合所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号的一个或多个频率区间的第一值。
5.根据权利要求4所述的接收器电路，其特征在于，所述抑制加权值还包括应用于所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号以便相长地组合所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号的一个或多个其它频率区间的第二值。
6.根据权利要求1或2所述的接收器电路，其特征在于，所述抑制加权值包括：
外部抑制加权值，其包括应用于所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号的外部频率区间以便相消地组合所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号的所述外部频率区间的值；
中间抑制加权值，其包括应用于所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号的中间频率区间以便相长地组合所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号的所述中间频率区间的值。
7.根据权利要求6所述的接收器电路，其特征在于，所述外部抑制加权值包括：
较低抑制加权值，其包括应用于所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号的较低频率区间以便相消地组合所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号的所述较低频率区间的值；和/或
较高抑制加权值，其包括应用于所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号的较高频率区间以便相消地组合所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号的所述较高频率区间的值。
8.根据权利要求6所述的接收器电路，其特征在于，所述组合权重计算器被配置成将所述组合加权值设置为所述中间抑制加权值。
9.根据权利要求1或2所述的接收器电路，其特征在于，所述抑制权重计算器被配置成通过应用SINR最大化准则算法确定所述抑制加权值。
10.一种操作接收器电路的方法，其特征在于，所述方法包括：
接收第一BF输入信号和第二BF输入信号；
处理所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号，以便确定组合加权值；
处理所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号，以便确定抑制加权值；
将所述组合加权值应用到所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号，以便提供BF组合信号；
将所述抑制加权值应用到所述第一BF输入信号和所述第二BF输入信号，以便提供BF抑制信号；
解调所述BF组合信号，以便提供包括比特度量的经解调组合信号；
解调所述BF抑制信号，以便提供包括比特度量的经解调抑制信号；及
组合所述经解调组合信号与所述经解调抑制信号，以便提供MRC输出信号。
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