JP2011160446A

JP2011160446A - 到来方向推定装置及び到来方向推定方法

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Publication number: JP2011160446A
Application number: JP2011059519A
Authority: JP
Inventors: Takaaki Kishigami; 高明岸上; Takashi Fukagawa; 隆深川; Yasuaki Yuda; 泰明湯田; Keiji Takakusaki; 恵二高草木; Shoji Miyamoto; 昭司宮本
Original assignee: Panasonic Corp
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 2011-03-17
Filing date: 2011-03-17
Publication date: 2011-08-18
Anticipated expiration: 2022-09-27
Also published as: JP5230766B2

Abstract

【課題】マルチキャリア伝送方式の移動通信システムにおいて、帯域全体で最適な指向性制御を行うことを目的とする。
【解決手段】アレーアンテナ１で受信された分割帯域毎のサブキャリア信号群に対して、パイロット信号との相互相関演算を行う複数のパイロット信号相関演算部２１と、それらの出力を基に異なるサブキャリア信号のアレーアンテナ素子間の相関値を合成する相関行列生成部２２で得られる相関行列から空間プロファイルを算出し、方向推定する。これにより、周波数選択フェージング下でも分割帯域毎の方向推定精度を確保する。また、帯域全体の角度広がりを算出し、その広がりに応じて、指向性制御方法を切替えることで、帯域全体で最適な指向性制御を行うことができ、ユーザ間干渉を低減することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、周波数の異なる複数のサブキャリアを用いたマルチキャリア伝送方式のディジタル無線通信システムにおいて、到来パスの方向推定手段と、それに基づく指向性制御手段を有するアレーアンテナ備えた到来方向推定装置及び到来方向推定方法に関する。

無線通信装置が受信する信号は、様々な信号による干渉を受けて、受信品質の劣化が生ずる。この干渉を抑制し、所望方向から到来する信号のみを強く受信する技術として、アダプティブアレーアンテナ（適応アンテナ）が知られている。アダプティブアレーアンテナでは、受信信号に乗算する重み付け係数（以下、この重み付け係数を「重み」という。）を調整して受信信号に対して与える振幅と位相を調整することにより、所望方向から到来する信号のみを強く受信することができる。

また、近年、無線通信の大容量化と、高速化への要求が高まりをみせており、その実現には耐マルチパス性や耐フェージング対策が大きな課題となっている。広帯域伝送を行う帯域内を複数の狭帯域なサブキャリアにより並列的に伝送するマルチキャリア伝送は、課題解決のための一つのアプローチであり、特に直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式は地上波ディジタル放送や広帯域無線アクセスシステムにおいて採用されている。

マルチキャリア伝送システムにおいて、アダプティブアレーアンテナを用いることで、両者の特徴をさらに生かすことが可能であり、耐マルチパス性、耐フェージング性をさらに高めることができる。

詳細構成についての説明は省略するが、マルチキャリア伝送システムにおいて、アダプティブアレーアンテナを備えた従来の無線装置として、サブキャリア毎にアンテナ重みを演算することで、比帯域（＝使用する全通信帯域／全通信帯域の中心周波数）が大きい場合でも、ＯＦＤＭ伝送方式の全通信帯域に均一なアンテナ指向性ビームが得られ、全通信帯域内でマルチパス等の妨害波の影響を受けにくい送受信を可能にしているという開示例がある（例えば、特許文献１参照）。

特開平１１−２０５０２６号公報

しかしながら、従来の適応アンテナ無線通信装置においては、サブキャリア毎に方向推定を行い、アレー重みを演算するため、周波数選択性フェージングの影響をうける場合、受信電力が小さいサブキャリア信号に対しては十分な精度で方向推定が行えないという課題が生じる。また、サブキャリア数が多い場合にはサブキャリア毎に方向推定する場合には回路規模が増大するといった課題を有していた。

本発明の到来方向推定装置は、高周波信号を受信する複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アンテナ素子毎に受信された前記高周波信号を分波して複数の周波数成分の信号を生成する分波器と、前記複数の周波数成分の信号の一部である周波数方向に連続した２個以上の周波数成分の信号を用いて電波の到来方向推定を行う方向推定部とを具備する構成を採る。

本発明によれば、通信帯域を分割した分割帯域毎にアレー重みを生成することにより、分割帯域内に受信電力が小さいサブキャリア信号が存在する場合でも、到来方向推定精度の劣化を抑えることができる。

本発明の実施の形態１における無線通信装置の構成を示すブロック図実施の形態１における分割帯域方向推定部の詳細な構成を示すブロック図実施の形態１における分割帯域方向推定部での空間プロファイル算出結果を示す図実施の形態１における分割帯域方向推定部の別な構成を示すブロック図本発明の実施の形態２における無線通信装置の構成を示すブロック図本発明の実施の形態３における無線通信装置の構成を示すブロック図本発明の実施の形態４における無線通信装置の構成を示すブロック図

本発明の到来方向推定装置は、高周波信号を受信する複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アンテナ素子毎に受信された前記高周波信号を分波して複数の周波数成分の信号を生成する分波器と、前記複数の周波数成分の信号の一部である周波数方向に連続した２個以上の周波数成分の信号を用いて電波の到来方向推定を行う方向推定部とを具備する。
本発明の到来方向推定装置は、高周波信号を受信する複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アンテナ素子毎に受信された前記高周波信号を分波して複数の周波数成分の信号を生成する分波器と、前記複数の周波数成分の信号をＮｄ個（Ｎｄは２以上の自然数）の分割帯域に分割し、前記Ｎｄ個の分割帯域のうちの少なくとも一つの分割帯域について、該分割帯域に属する２個以上の周波数成分の信号を用いて電波の到来方向推定を行う方向推定部とを具備する。
また、上記到来方向推定装置において、前記方向推定部は、前記２個以上の周波数成分の信号の各々に埋め込まれた既知のパイロット信号を用いて、入力された各周波数成分の信号とのパイロット信号相関値を算出し、異なるアンテナ素子で受信された前記高周波信号に含まれる前記２個以上の周波数成分の信号の各々からパイロット信号相関値を算出し、算出された複数のパイロット信号相関値を基に、到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定装置において、前記方向推定部は、前記２個以上の周波数成分の信号の各々に埋め込まれた既知のパイロット信号を用いて、入力された各周波数成分の信号とのパイロット信号相関値を算出し、異なるアンテナ素子で受信された前記高周波信号に含まれる前記２個以上の周波数成分の信号の各々からパイロット信号相関値を算出し、算出された複数のパイロット信号相関値から相関行列を生成して、到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定装置において、前記分割帯域の各々にはＬ個（Ｌは２以上の自然数）の周波数成分の信号が属し、前記方向推定部は、各分割帯域について、列ベクトルＶ_kの第ｍ番目の要素を、第ｋ番目（ｋはＬ以下の自然数）の周波数成分の信号における第ｍ番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値とし、Ｈを複素共役転置演算子とした場合、Ｒ＝Ｖ₁Ｖ₁ ^H＋Ｖ₂Ｖ₂ ^H＋・・・＋Ｖ_LＶ_L ^Hとして表せる相関行列Ｒを用いて到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定装置において、前記分割帯域の各々にはＬ個（Ｌは２以上の自然数）の周波数成分の信号が属し、前記方向推定部は、各分割帯域について、第ｋ番目（ｋはＬ以下の自然数）の周波数成分の信号における第ｍ番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値を第ｍ番目の要素にもつ列ベクトルをＶ_k、Ｖ_kxを列ベクトルＶ_kの第ｘ番目の要素（ただし、ｘはアンテナ素子数以下の自然数）とし、＊を複素共役転置演算子とした場合、ｚ＝Ｖ_1x ^*Ｖ₁＋Ｖ_2x ^*Ｖ₂＋・・・＋Ｖ_Lx ^*Ｖ_Nとして表せる相関ベクトルｚを用いて到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定装置において、前記方向推定部は、前記２個以上の周波数成分の信号の各々に埋め込まれた既知のパイロット信号を用いて、入力された各周波数成分の信号との相互相関演算を行うことで遅延プロファイルを算出し、前記遅延プロファイルから複数のパス到来タイミングを検出し、前記到来パスタイミング毎に、異なるアンテナ素子で受信された周波数成分の信号の各々から算出された複数のパイロット信号相関値を基に到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定装置において、前記分割帯域の各々にはＬ個（Ｌは２以上の自然数）の周波数成分の信号が属し、前記方向推定部は、各分割帯域について、第ｋ番目（ｋはＬ以下の自然数）の周波数成分の信号における第ｐ番目の到来パス（全到来パス数はＳ）の第ｍ番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値をｍ番目の要素にもつ列ベクトルをＶk(ｐ)、Ｈを複素共役転置演算子とした場合、

として表せる相関行列Ｒを用いて到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定装置において、前記分割帯域の各々にはＬ個（Ｌは２以上の自然数）の周波数成分の信号が属し、前記方向推定部は、各分割帯域について、第ｋ番目（ｋはＬ以下の自然数）の周波数成分の信号における第ｐ番目の到来パス（全到来パス数はＳ）の第ｍ番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値をｍ番目の要素にもつ列ベクトルをＶk(ｐ)、Ｖkx(ｐ)を列ベクトルＶk(ｐ)のｘ番目の要素（ただし、ｘはアンテナ素子数以下の自然数）とし、＊を複素共役転置演算子とした場合、

として表せる相関ベクトルｚを用いて到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定装置において、前記方向推定部は、相関行列Ｒを用いて、ＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法、ＣＡＰＯＮ法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法を用いて到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定装置において、前記方向推定部は、相関行列Ｒに空間スムージング処理を適用後に、ＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法、ＣＡＰＯＮ法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法を用いて到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定装置において、前記方向推定部は、相関行列Ｒにユニタリ変換処理を適用後に、ＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法、ＣＡＰＯＮ法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法を用いて到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定装置において、前記分波器は、フーリエ変換を用いて高周波信号を複数の周波数成分の信号に分波する。
本発明の到来方向推定方法は、高周波信号を複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナを用いて受信し、前記アンテナ素子毎に、受信された前記高周波信号を分波して複数の周波数成分の信号を生成し、前記複数の周波数成分の信号の一部である周波数方向に連続した２個以上の周波数成分の信号を用いて電波の到来方向推定を行う。
また、本発明の到来方向推定方法は、高周波信号を複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナを用いて受信し、前記アンテナ素子毎に、受信された前記高周波信号を分波して複数の周波数成分の信号を生成し、前記複数の周波数成分の信号をＮｄ個（Ｎｄは２以上の自然数）の分割帯域に分割し、前記Ｎｄ個の分割帯域のうちの少なくとも一つの分割帯域について、該分割帯域に属する２個以上の周波数成分の信号を用いて電波の到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定方法において、前記２個以上の周波数成分の信号の各々に埋め込まれた既知のパイロット信号を用いて、入力された各周波数成分の信号とのパイロット信号相関値を算出し、異なるアンテナ素子で受信された前記高周波信号に含まれる前記２個以上の周波数成分の信号の各々からパイロット信号相関値を算出し、算出された複数のパイロット信号相関値を基に、前記到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定方法において、前記２個以上の周波数成分の信号の各々に埋め込まれた既知のパイロット信号を用いて、入力された各周波数成分の信号とのパイロット信号相関値を算出し、異なるアンテナ素子で受信された前記高周波信号に含まれる前記２個以上の周波数成分の信号の各々からパイロット信号相関値を算出し、算出された複数のパイロット信号相関値から相関行列を生成して、前記到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定方法において、前記２個以上の周波数成分の信号の各々に埋め込まれた既知のパイロット信号を用いて、入力された各周波数成分の信号との相互相関演算を行うことで遅延プロファイルを算出し、前記遅延プロファイルから複数のパス到来タイミングを検出し、前記到来パスタイミング毎に、異なるアンテナ素子で受信された周波数成分の信号の各々から算出された複数のパイロット信号相関値を基に前記到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定方法において、前記分波器は、フーリエ変換を用いて高周波信号を複数の周波数成分の信号に分波する。

本発明によれば、指向性送信する場合、分割帯域毎あるいは全通信帯域での空間的なスペクトラムをもとに角度広がりを検出することで、角度広がりが小さい場合は、全サブキャリア信号群の平均的な到来方向に基づき送信指向性制御を行い、角度広がりが大きい場合は、１）分割帯域毎の方向推定結果のなかで最大受信電力を与える方向に指向性送信制御、または、２）分割帯域毎の方向推定結果の中で所定数の上位受信電力を与える方向に指向性送信制御を行う。これにより受信時の到来パス方向に指向性送信が可能となり、他ユーザへの干渉を効果的に低減することができ、通信品質を高め、システム容量を改善することができる。

また、本発明によれば、アレーアンテナを備えた適応アンテナ無線通信装置において、広帯域なマルチキャリア伝送方式を行う場合において、隣接するサブキャリア信号間での空間的なスペクトラムの相関が高いことを利用し、通信帯域内を分割した分割帯域内に属するサブキャリア信号群の平均的な到来方向を推定することで、受信電力が小さいサブキャリアが存在する場合でも、それが属するサブキャリア信号群としての到来方向を推定することで、推定精度の劣化を抑えることを可能にしており、ロバスト化した方向推定結果を用いて指向性受信を行うことで受信品質の改善が可能となる。また、指向性送信する場合、全通信帯域での空間プロファイルをもとに角度広がりを検出することで、角度広がりに応じて、指向性送信方法を切替えることで、ユーザ間干渉と低減させ通信品質の改善を図ることができる。

以下、本発明の実施の形態について、図１から図７を用いて説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る適応アンテナ無線通信装置の構成を示すブロック図である。図１に示す適応アンテナ無線通信装置は、複数Ｎａ個のアンテナ素子１−１〜Ｎａから構成されるアレーアンテナ１、第ｋ番目のアンテナ素子１−ｋで受信された高周波信号ｓ１−ｋを周波数変換後に、複数Ｎｓ個のサブキャリア信号ｆ１−ｋからｆＮｓ−ｋに分波する分波器２―ｋ（ただし、ｋ＝１〜Ｎａ）、通信帯域をＮｄ個に分割した分割帯域のうち、第ｍ番目の分割帯域３−ｍに属するサブキャリア信号群を用いて到来方向推定を行う分割帯域方向推定部４−ｍ、第ｍ番目の分割帯域方向推定部４−ｍでの方向推定結果を基にアレー重みを生成する分割帯域アレー重み生成部５−ｍ、分割帯域アレー重み生成部５−ｍによるアレー重みを用いて、第ｍ番目の分割帯域３−ｍに属するサブキャリア信号群に対し指向性形成するサブキャリア指向性形成部６−ｍ、指向性受信された各サブキャリア信号を用いてデータ復調を行う復調部７から構成されている。ただし、ｍ＝１、．．．、Ｎｄである。なお、図１ではアンテナ素子数Ｎａ＝２、サブキャリア数Ｎｓ＝４、分割帯域数Ｎｄ＝２の場合の構成例を示している。

以下、図１を用いてその動作の説明を行う。まず、アレーアンテナ１を構成するアンテナ素子１−１〜Ｎａにてマルチキャリア方式で伝送された高周波信号ｓ１−１〜Ｎａをそれぞれ受信する。このうち第ｋ番目のアンテナ素子１−ｋにより受信された高周波信号ｓ１−ｋは、分波器２−ｋにより、高周波増幅、周波数変換を順次施されマルチキャリア伝送に用いられる複数Ｎｓ個のサブキャリア信号ｆ１―ｋ、ｆ２−ｋ、．．．、ｆＮｓ―ｋが抽出される。ここで、全通信帯域をＮｄ個の分割帯域に分け、その内の第ｍ番目の分割帯域３−ｍに属するサブキャリア信号群は、分割帯域方向推定部４−ｍとサブキャリア指向性形成部６−ｍにそれぞれ入力される。なお、分割帯域数Ｎｄは、全サブキャリア数Ｎｓ≧Ｎｄ＞１の範囲にある自然数で設定することができる。また、各分割帯域３に属するサブキャリア信号群に属するサブキャリア数は必ずしも等しい必要はないが、以下では、等しいサブキャリア数Ｎｃ（＝Ｎｓ／Ｎｄ）が属するものとして説明を行う。

第ｍ番目の分割帯域３−ｍに属するサブキャリア信号群を用いて分割帯域方向推定部４―ｍは到来方向推定を行う。図２は分割帯域方向推定部４の詳細な構成図を示す。図２において、分割帯域方向推定部４は、各サブキャリア信号に埋め込まれた予め既知であるパイロット信号を生成するパイロット信号生成部２０、受信された各サブキャリア信号と生成されたパイロット信号との相関値を演算するパイロット信号相関演算部２１、パイロット信号相関値を基に相関行列を生成する相関行列生成部２２、相関行列を基に空間プロファイルを演算する空間プロファイル演算部２３とから構成されている。以下、図２を用いてその動作説明を行う。なお、図２はアンテナ素子数Ｎａ＝２、分割帯域内のサブキャリア数Ｎｃ＝２の場合における第１番目の分割帯域３−１における分割帯域方向推定部４―１の例を示す。

パイロット信号生成部２０はサブキャリア信号にあらかじめ埋め込まれた既知信号（以下パイロット信号）を生成する。パイロット信号相関演算部２１は生成されたパイロット信号と、サブキャリア信号の受信パイロットシンボルとの相関演算を行う。ここで、パイロット信号をｒ（ｓ）とする。ただし、ｓ＝１〜Ｎｐであり、Ｎｐはパイロット信号のシンボル数とする。第ｋ番目のアンテナ素子１−ｋで受信された第ｍ番目の分割帯域３−ｍに属する第ｎ番目のサブキャリア信号ｆｎ−ｋ（ｔ_０）（なお、ｔ_０はパス到来タイミングを表す。）に対し、パイロット信号相関演算部２１―ｎ―ｋは、（数1）に示す相関演算を行い、パイロット相関値ｈ_ｎｋを算出する。ただし、Ｎｏはシンボルに対するオーバーサンプル数、＊は複素共役を示す。以下、すべてのアンテナ素子（ｋ＝１〜Ｎａ）で受信された第ｍ番目の分割帯域３−ｍに属するサブキャリア信号群（ｎ＝１〜Ｎｃ）に対しパイロット相関値ｈ_ｎｋを算出する。

相関行列生成部２２は、パイロット信号相関演算部２１において算出されたパイロット相関値ｈｎｋを用いて、（数２）で示される相関ベクトルＶｎを用いて、（数３）にされる相関行列Ｒを算出する。ただし、ｎ＝１〜Ｎｓ、ｋ＝１〜Ｎａ、Ｔはベクトル転置を示す。

空間プロファイル演算部２３は、相関行列生成部２２により生成された相関行列Ｒを用いて、方向推定を行う。方向推定アルゴリズムは数多く提案されているが、以下ではフーリエ法に基づく空間プロファイルを生成し、そのピーク方向を検出することで到来方向推定値とするアルゴリズムを適用した場合の動作を説明する。

空間プロファイル演算部２３は、（数４）に示す到来方向推定評価関数Ｆ（θ）におけるパラメータθを所定の角度ステップΔθで可変することで空間プロファイルを算出し、空間プロファイルのピークレベルの高い順に所定数Ｍ（Ｍ≧１）のピーク方向を検出し、到来方向推定値とする。ただし、ａ（θ）はアレーアンテナ１の素子配置で決まる方向ベクトルであり、例えば素子間隔ｄの等間隔直線アレーの場合、（数５）のように表すことができる。ここで、λは搬送波帯での分割帯域３−ｍにおける中心周波数の波長であり、θは直線アレーの法線方向を０°方向としている。また、Ｈは複素共役転置を表す。

図３はアレー素子数Ｎａ＝８、サブキャリア信号群のサブキャリア数Ｎｃ＝２の場合の空間プロファイル算出結果を示す。図３（ａ）はサブキャリア１の到来角度θ_１＝２０°、サブキャリア２の到来角度θ_２＝−２０°の結果であり、図３（ｂ）はサブキャリア１の到来角度θ_１＝５°、サブキャリア２の到来角度θ_２＝−５°の結果である。（数４）で示す到来方向推定はビームフォーマ法を用いており、アレーアンテナ１のビーム幅より、到来パス間隔が十分離れている場合はそれぞれのパス方向に対するピークを検出することができる（図３（ａ））。また、複数パスの到来角度が近接している場合（図３（ｂ））、パス数に比べ少ないピーク数をもつ空間プロファイルが得られる。この場合のピーク方向は、複数パスの合成電力が最大となる方向となる。

分割帯域アレー重み生成部５−ｍは、第ｍ番目の分割帯域３−ｍに属するサブキャリア信号群に対し、分割帯域方向推定部４−ｍでの方向推定結果の最大ピーク方向または所定数の複数ピーク方向に主ビームを向けるアレー重みを生成し、サブキャリア指向性形成部６−ｍは、生成されたアレー重みを各サブキャリア信号に対し共通に乗算合成した信号を出力する。なお、アレー重みは、無線周波数帯での各分割帯域３−ｍの中心周波数の波長λｍを考慮して生成する。これは、特に比帯域が大きい場合に有効である。例えば素子間隔ｄの等間隔直線アレーの場合、第ｍ番目の分割帯域３−ｍにおけるアレー重みＷｍは、（数６）のように表すことができる。ここで、θ_０は方向推定結果である。なお、直線アレーの法線方向を０°方向としている。

復調部７は、すべての分割帯域３での指向性形成部６により指向性受信された各サブキャリア信号を用いて、復調動作を行いデータ受信する。

本実施の形態においては、分割帯域３に属するサブキャリア信号群に属する各サブキャリア信号から得られる相関ベクトルＶｎを合成した相関行列Ｒを生成し、それを用いた到来方向推定を行うことで、分割帯域内のサブキャリア信号群の平均的な到来方向を推定することが可能となる。これにより、サブキャリア信号間の周波数間隔が十分狭い場合、近接するサブキャリア信号間の空間相関特性が比較的高い性質があり、サブキャリア信号あたりの受信電力が小さい場合でも、それらの複数サブキャリア信号を同相合成した後に方向推定を行うため、到来方向推定精度を確保できるという効果を有する。サブキャリア信号間の周波数間隔が十分広い場合、周波数ダイバーシチ効果により、方向推定精度を安定化させる効果をもつ。

なお、相関行列生成部２２は、（数３）に示される相関行列Ｒではなく、（数７）に示す相関ベクトルｚを用いても良く、この場合、空間プロファイル演算部２３は（数４）でなく、（数８）に示す空間プロファイルを算出して、ピークレベルを検出することで、到来方向推定値とする。ここで、Ｖ_ｎ、ｍは、相関ベクトルＶｎの第ｍ番目の要素を表す。

なお、各サブキャリア信号が時間軸方向に拡散されるマルチキャリア直接拡散符号分割多重（ＭＣ／ＤＳ−ＣＤＭＡ）方式を用いて伝送される場合、分割帯域方向推定部４はサブキャリア信号における到来時刻の異なるマルチパス信号を取り出し、それらの複数パスの方向推定を行う構成でも良く、図４にその構成例を示す。図４における分割帯域方向推定部４ｂの分割帯域方向推定部４の別な構成を示す図である。図４において分割帯域方向推定部４ｂは、各サブキャリア信号に埋め込まれた予め既知であるパイロット信号を生成するパイロット信号生成部２０、サブキャリア信号毎に複数の到来パスタイミングを検出するパスサーチ部３０、検出された複数の到来パスタイミング毎に受信されたサブキャリア信号と生成されたパイロット信号との相互相関値を算出するパイロット信号演算部３１、それらのパイロット信号相関値を基に相関行列を生成する相関行列生成部３２と、生成された相関行列を用いて空間的な空間プロファイルを演算する空間プロファイル演算部３３とから構成されている。以下、図４を用いてその動作説明を行う。なお、図４はアンテナ素子数Ｎａ＝２、分割帯域内のサブキャリア数Ｎｃ＝２の場合の例を示している。

パスサーチ部３０―１〜Ｎｓは、サブキャリア信号に埋め込まれたパイロット信号を用いて遅延プロファイルを生成し、その上位受信電力のピークタイミングをパスタイミングとして検出する。ここで、あるサブキャリア信号群の第ｎ番目のサブキャリア信号に対するパスサーチ部３０−ｎにおける受信パスタイミング検出数をＬｎとする。だだし、ｎ＝１〜Ｎｃ。第ｋ番目のアンテナ素子１―ｋで受信された第ｎ番目のサブキャリア信号ｆｎ−ｋに対する、第ｊ番目のパスタイミングｔ_ｊにおけるパイロット信号相関値ｈ_ｎｋ（ｔ_ｊ）は（数９）で表すことができる。ここで、パイロット信号をｒ（ｓ）とする。ただし、ｓ＝１〜Ｎｐであり、Ｎｐはパイロット信号のシンボル数とする。

なお、遅延プロファイルは、１）各アンテナ素子１―１〜Ｎで得られたパイロット信号相関値ｈ_ｎｋ（ｔ_ｊ）の絶対値あるいは２乗を同じタイミング毎に合成する方法、あるいは、２）指向性ビーム形成する重みを同じタイミングのパイロット相関値ｈ_ｎｋ（ｔ_ｊ）に乗算後、加算し、その絶対値あるいは２乗をとることで複数の遅延プロファイルを生成する方法、さらにはそれらを合成する方法により生成する。また、遅延プロファイルは、複数フレーム間にわたり平均化することで、ノイズ成分を抑圧することができる。

相関行列生成部３２は、パイロット信号相関演算部３１において算出されたパイロット相関値ｈ_ｎｋ（ｔ_ｊ）及び（数１０）で示される相関ベクトルＶｎ（ｔ_ｊ）を用いて、（数１１）に示される相関行列Ｒを算出する。ただし、ｎ＝１〜Ｎｓ、ｋ＝１〜Ｎａ、Ｈはベクトル複素共役転置を示す。

空間プロファイル演算部３３は、相関行列生成部３２により生成された相関行列Ｒを用いて、（数４）に示す空間プロファイルを算出し方向推定を行う。

なお、相関行列生成部３２おいて、相関ベクトルＶｎ（ｔ_ｊ）を合成後に、空間スペクトルを演算しているが、パス毎の相関ベクトルＶｎ（ｔ_ｊ）を用いて、（数１２）に示すようにパス毎に空間プロファイル演算を行っても良い。なお、（数１２）は、第ｎ番目のサブキャリア信号に対する第ｊ番目のパスの方向推定評価関数を示す。ただし、ｎ＝１〜Ｎｓ、ｊ＝１〜Ｌｎである。

なお、相関行列生成部３２は、（数１１）に示される相関行列Ｒではなく、（数１３）に示す相関ベクトルｚを用いても良く、この場合、空間プロファイル演算部３３は（数４）でなく、（数１４）に示す空間プロファイルを算出して、ピークレベルを検出することで、到来方向推定値とする。ここで、Ｖ_ｎ、ｍ（ｔ_ｊ）は、相関ベクトルＶｎ（ｔ_ｊ）の第ｍ番目の要素を表す。

なお、本実施の形態における分割帯域方向推定部４では、ビームフォーマ法を用いて方向推定をおこなっているが、菊間著、「アレーアンテナによる適応信号処理」（科学技術出版）等で情報開示されているＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法といった固有値分解手法や、相関行列の逆行列演算を含むＣａｐｏｎ法等の到来方向推定の高分解能手法を、（数３）あるいは（数１１）で示される相関行列生成部２２あるいは３２の出力である相関行列Ｒに対し、適用可能である。ただし、サブキャリア信号群に属するサブキャリア信号数Ｎｃがアレー素子数よりも小さい場合は、相関行列生成部２２の出力である相関行列Ｒのランク数がフルランクにならないケースが考えられるため、サブキャリア信号数Ｎｃに応じて、あるいは相関行列生成部３２を用いる場合は、サブキャリア信号数Ｎｃとパス数Ｌｎを加算した数に応じて、方向推定アルゴリズムを適宜選択する必要がある。また、アレーアンテナ１の構成が等間隔直線アレー配置である場合、相関行列生成部２２あるいは３２で得られる相関行列Ｒに対し、空間スムージング処理の適用や、ユニタリ変換行列を乗算することでの方向ベクトルを実数化したビームスペースでの到来方向推定処理も適用も可能である。

なお、サブキャリア伝送は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）されたサブキャリア信号でも良く、この場合、各サブキャリア信号がＯＦＤＭシンボル区間内で直交する周波数が選択され使用される。また、周波数軸方向に、符号拡散多重されるＭＣ―ＣＤＭＡ方式への適用も可能であり、この場合、サブキャリア信号に埋め込まれた個別ユーザ毎に多重されたパイロット信号を用いて、ユーザ毎に各サブキャリア信号のパイロット相関値を算出することで、実施の形態で説明した動作を行うことで同様な効果が得られる。

また、時間軸方向に符号拡散多重されるＭＣ／ＤＳ−ＣＤＭＡ方式でも同様に適応が可能であり、この場合、各サブキャリア信号の時間軸方向に符号分割多重されたユーザ信号を、逆拡散により抽出後に、ユーザ毎に各サブキャリア信号のパイロット相関値を算出することで、実施の形態で説明した動作を行うことで同様な効果が得られる。

また、符号分割多重されたユーザが存在する場合、分割帯域アレー重み生成部５は、所望ユーザの方向にサブキャリア信号群毎に分割帯域方向推定部４の推定方向に主ビームを有し、多重されている他ユーザの方向にはヌルを形成するアレー重みを生成することで、符号拡散多重されているユーザ間の干渉を低減させるビーム形成機能を付加してもよい。

（実施の形態２）
図５は、本発明の実施の形態２に係る適応アンテナ無線通信装置の構成を示すブロック図であり、実施の形態１で説明した図１の構成での、各分割帯域方向推定部４の方向推定結果を基にサブキャリア毎に送信指向性を形成する動作を行う。なお、分割帯域方向推定部４の方向推定結果が得られるまでのブロック図は実施の形態１と同様であり、省略している。図５における適応アンテナ無線通信装置は、分割帯域方向推定部４の推定結果を基に送信アレー重みを生成するサブキャリア送信重み生成部４０、送信サブキャリア信号を送信アレー素子数分だけ複製したそれぞれの信号に、送信アレー重みを乗算するサブキャリア送信指向性形成部４１、重み付けされたサブキャリア信号を混合する混合器４２、混合器４２の出力を無線周波数に周波数変換する無線送信部４３から構成される。なお、図５ではアンテナ素子数Ｎａ＝２、サブキャリア数Ｎｓ＝２、分割帯域数Ｎｄ＝２の場合の構成例を示している。以下、図５を用いてその動作の説明を行う。

アレーアンテナ１で受信されたマルチキャリア方式で伝送された高周波信号ｓ１を基に、分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄで分割帯域毎に到来方向推定されるまでは実施の形態１と同様であり、ここでは説明を省略する。

サブキャリア送信重み生成部４０は、Ｎｄ個の分割帯域方向推定部４の推定結果を基に送信アレー重みを生成する。送信アレー重みの生成は、無線通信システムのデュプレックス方式により異なる動作を行う。例えば、時分割多重（ＴＤＤ）方式、周波数多重（ＦＤＤ）方式により、以下の異なる動作を行う。

ＴＤＤ方式の場合、送信帯域と受信帯域が時分割で共有されるため、分割帯域毎の分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄでの推定方向結果を基に、分割帯域アレー重み生成部５−１〜Ｎｄのそれぞれで生成されたアレー重みを送信アレー重みＷｓとして用いる。また、別な方式としては、分割帯域毎の分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄでの方向推定結果の全通信帯域にわたる広がり（偏差）が大きい場合、符号拡散多重により複数ユーザが存在する無線通信システムの場合、ユーザ間干渉が大きくなるという課題が生じるため、以下の動作のいずれかを適用する。

１）分割帯域毎の分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄでの推定方向結果から、全分割帯域の中で最大受信電力を与える推定方向（分割帯域毎に分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄでそれぞれ算出された空間プロファイルの中での最大ピーク方向）に送信指向性ビームを形成する送信アレー重みＷｓを生成する。

２）分割帯域毎の分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄでの推定方向結果から推定方向の全通信帯域での偏差を算出し、偏差が所定値より小さい場合には分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄの各推定方向結果の平均方向に、所定値より大きい場合には、全分割帯域の中で受信電力上位の推定方向（分割帯域毎に分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄでそれぞれ算出された空間プロファイルの中での上位のピーク方向）に複数の主ビームを向ける送信アレー重みＷｓを生成する。

ＦＤＤ方式の場合、送信帯域と受信帯域が異なるが、各分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄの推定値を基に、以下の動作のいずれかを適用する。

サブキャリア送信指向性形成部４１−１〜Ｎｓは、送信データを所定の変調フォーマットで変調された送信サブキャリア信号４１−１〜Ｎｓを、アレーアンテナ１の素子数Ｎａに等しい数に分配し、それぞれに対し、送信アレー重みＷｓ＝［ｗ_１、ｗ_２、．．．、ｗ_ｎａ］の要素を乗算して混合器４２―１〜Ｎａに出力する。混合器４２―１〜Ｎａは、指向性重みづけされたサブキャリア送信指向性形成部４１−１〜Ｎｓのアレー素子数分の出力信号をそれぞれ割り当てられた周波数間隔でサブキャリア信号を配置するように混合する。無線送信部４３―１〜Ｎａは、混合器４２―１〜Ｎａの出力をそれぞれ無線周波数に周波数変換しアレーアンテナ４４を構成するアンテナ素子４４−１〜Ｎａから送信する。

以上のように、本実施の形態により、実施の形態１の効果に加え、分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄでの推定方向に指向性送信することで、マルチパス干渉が低減され、通信品質が改善される。また、全分割帯域の中で最大受信電力を与える推定方向または、全通信帯域での分割帯域毎の方向推定値の偏差に応じて、指向性送信方向を分割帯域の中で受信電力がより高い方向に限定することで、ユーザ間干渉を抑えた形で、効率よく指向性送信ができるという効果が得られる。ユーザ間干渉を抑圧できシステム容量を改善できるという作用を有する。

なお、送信で用いられるサブキャリア伝送は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）されたサブキャリア信号でも良く、この場合、各サブキャリア信号がＯＦＤＭシンボル区間内で直交する周波数が選択され使用される。また、周波数軸方向に、符号拡散多重されるＭＣ―ＣＤＭＡ方式への適用も可能であり、ユーザ毎に実施の形態で説明した動作を行うことで同様な効果が得られる。また、時間軸方向に符号拡散多重されるＭＣ／ＤＳ−ＣＤＭＡ方式でも同様に適応が可能であり、この場合もユーザ毎に、実施の形態で説明した動作を行うことで同様な効果が得られる。

また、符号分割多重されたユーザが存在する場合、サブキャリア送信重み生成部４０は、所望ユーザの方向にサブキャリア信号群毎に分割帯域方向推定部４の推定方向に主ビームを有し、多重されている他ユーザの方向にはヌルを形成するアレー重みを生成することで、符号拡散多重されているユーザ間の干渉を低減させるビーム形成機能を付加してもよい。

（実施の形態３）
図６は、本発明の実施の形態３に係る適応アンテナ無線通信装置の構成を示すブロック図であり、実施の形態１で説明した図１に示す構成に、アレーアンテナ１で受信された全てのサブキャリア信号を用いることで全通信帯域での方向推定を行う全帯域方向推定部５０と、分割帯域方向推定部４または、全帯域方向推定部５０で算出される空間プロファイルを用いることで角度広がり検出し、どちらかの方向推定結果を選択して出力する方向推定結果選択部５１とを追加した構成である。なお、分割帯域方向推定部４の方向推定結果が得られるまでのブロック図は実施の形態１と同様であり、省略している。以下、図６を用いて実施の形態１と異なる部分を主に説明を行う。なお、図６ではアンテナ素子数Ｎａ＝２、サブキャリア数Ｎｓ＝２、分割帯域数Ｎｄ＝２の場合の構成例を示している。

全帯域方向推定部５０は、第ｎ番目の分割帯域３−ｎで算出された（数３）で示される相関行列ＲをＲｎと表記したとき（ただし、ｎ＝１、．．．、Ｎｄ）、全ての分割帯域３−１〜Ｎｄで算出されたＲｎを入力とし、（数１５）で示されるＲｎの合成和Ｒａを算出する。そして、例えば（数１６）で示されるフーリエ法による空間プロファイルを、θを所定の角度ステップΔθで可変することで空間プロファイルを算出し、空間プロファイルのピークレベルの高い順に所定数Ｍ（Ｍ≧１）のピーク方向を検出し、全通信帯域でのサブキャリア信号の平均的な到来方向推定を行う。ただし、ａ（θ）はアレーアンテナ１の素子配置で決まる方向ベクトルであり、例えば素子間隔ｄの等間隔直線アレーの場合、（数５）のように表すことができる。ここで、λは搬送波の波長であり、θはアレーの法線方向を０°方向としている。また、Ｈは複素共役転置を表す。

方向推定結果選択部５１は、全ての分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄの方向推定値Φ_ｋｍと、それぞれの分割帯域３―ｍでの空間プロファイル値（または到来方向推定評価関数値）Ｆ_ｍ（Φ_ｋｍ）を用いて、（数１７）に示される計算式を用いて角度広がりＡＳを算出する。ここで、ｍ＝１、．．．、Ｎｄである。また、φ_０は（数１８）で与えられ、Φｋｍは、第ｍ番目の分割帯域３−ｍでの分割帯域方向推定部４−ｍで検出された全Ｌｍ個のパスのうち、第ｋ番目のパスの到来方向を示す。算出された角度広がりＡＳを用いて、角度広がりＡＳが所定値Ｋ以下の場合、全帯域方向推定部５０の推定値を選択し、すべての分割帯域アレー重み生成部５−１〜Ｎｄに共通に出力する。一方、角度広がりＡＳが所定値Ｋより大きい場合、実施例１の形態と同様に、第ｍ番目の分割帯域３−ｍでの分割帯域方向推定部４−ｍの推定値は、分割帯域重み生成部５−ｍに出力する。ここで、ｍ＝１、．．．、Ｎｄである。また、角度広がりＡＳの別な算出方法としては、空間プロファイル値（または到来方向推定評価関数値）Ｆ_ｍ（Φ_ｋｍ）の上位を与える方向推定値Φｋｍのみを用いて、（数１７）から角度広がりＡＳを求めても良い。

分割帯域アレー重み生成部５は、方向推定結果選択部５１での方向推定選択結果に従い、主ビーム方向を特定方向に向けるアレー重みを生成し、サブキャリア指向性形成部６により、生成されたアレー重みを各サブキャリア信号に対し共通に乗算合成した信号を出力する。すなわち、第ｍ番目の分割帯域３−ｍにおける分割帯域アレー重み生成部５−ｍは、第ｍ番目の分割帯域３−ｍに属するサブキャリア信号群に対し、方向推定結果選択部５１での方向推定選択結果に従い、主ビーム方向を特定方向に向けるアレー重みを生成し、サブキャリア指向性形成部６−ｍは、生成されたアレー重みを各サブキャリア信号に対し共通に乗算合成した信号を出力する動作をすべてのｍ＝１、．．．、Ｎｄに対して行う。

復調部７は、指向性受信された各サブキャリア信号を用いて、復調動作を行いデータ受信する。

以上のように、本実施の形態により、実施の形態１での効果に加えて、方向推定結果選択部５１により、全通信帯域でのサブキャリア信号の角度広がりを検出することで、全分割帯域毎に異なる指向性形成または、すべての分割帯域３に共通な指向性形成を、角度広がりＡＳに応じて切り替えることができる。これにより、角度広がりＡＳが小さい場合、すべてのサブキャリア信号に平均的な到来方向を推定することにより、周波数選択性フェージングにより、一部の帯域の受信レベルが低い場合でも、通信帯域全体ではロバストな到来方向推定が可能となる。

なお、方向推定結果選択部５１における角度広がり検出は、分割帯域毎の到来方向推定値の広がりを基に算出したが、全帯域方向推定部５０で算出される空間プロファイルを基に検出する方法も適用可能である。空間プロファイルより角度広がりを算出する方法としては、例えば、Ｎ．Ｓ．Ｍ．Ｓｈａｈ他、“ＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いた到来方向と角度広がりの同時推定”、２０００年電子情報通信学会通信ソサエティ大会Ｂ−１−３１に情報開示されている。（数１５）で算出される相関行列Ｒａから空間プロファイルより算出した角度広がりＡＳを用いて同様に、全帯域方向推定部５０または分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄの推定結果を選択的に切り替えることができる。

なお、本実施の形態では、全通信帯域のサブキャリア信号を用いた方向推定を行う全帯域方向推定部５０を用いたが、全帯域方向推定部５０は、分割帯域方向推定部４に用いるサブキャリア信号分割数Ｎｓよりも大きい分割数での方向推定を行う構成でも良い。

なお、本実施の形態における全分割帯域方向推定部５０では、ビームフォーマ法を用いて方向推定をおこなっているが、菊間著、「アレーアンテナによる適応信号処理」（科学技術出版）等で情報開示されているＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法といった固有値分解手法や、相関行列の逆行列演算を含むＣａｐｏｎ法等の到来方向推定の高分解能手法を、（数１５）で示される相関行列Ｒａを用いて適用することが可能である。ただし、分割帯域３に属するサブキャリア信号数Ｎｃ、あるいはパス数がアレー素子数よりも小さい場合は、相関行列生成部２２の出力である相関行列のランク数がフルランクにならないケースが考えられるため、ランク数、あるいはパス数に応じて、ビームフォーマ法との適応的な併用が考えられる。また、アレーアンテナ１の構成が等間隔直線アレー配置である場合、（数１５）で示される相関行列Ｒａに対し、空間スムージング処理や、ユニタリ変換行列を乗算することでの方向ベクトルを実数化したビームスペースでの到来方向推定処理も同様に適用可能である。

また、符号分割多重されたユーザが存在する場合、分割帯域アレー重み生成部５は、所望ユーザの方向にサブキャリア信号群毎に方向推定結果選択部５１の選択された推定方向に主ビームを有し、多重されている他ユーザの方向にはヌルを形成するアレー重みを生成することで、符号拡散多重されているユーザ間の干渉を低減させるビーム形成機能を付加してもよい。

（実施の形態４）
図７は、本発明の実施の形態４に係る適応アンテナ無線通信装置の構成を示すブロック図であり、実施の形態２で説明した図５に示す構成に、アレーアンテナ１で受信された全てのサブキャリア信号を用いることで全帯域での方向推定を行う全帯域方向推定部５０と、分割帯域方向推定部４または、全帯域方向推定部５０で算出される空間プロファイルを用いることで角度広がり検出し、どちらかの方向推定結果を選択して出力する方向推定結果選択部５１とを追加した構成である。なお、分割帯域方向推定部４の方向推定結果が得られるまでのブロック図は実施の形態１と同様であり、省略している。以下、図７を用いて実施の形態１と異なる部分を主に説明を行う。なお、図７ではアンテナ素子数Ｎａ＝２、サブキャリア数Ｎｓ＝２、分割帯域数Ｎｄ＝２の場合の構成例を示している。

全帯域方向推定部５０は、実施の形態３で説明した動作と同様に、第ｎ番目の分割帯域３−ｎで算出された（数３）で示される相関行列ＲをＲｎと表記したとき（ただし、ｎ＝１、．．．、Ｎｄ）、全ての分割帯域３−１〜Ｎｄで算出されたＲｎを入力とし、（数１５）で示されるＲｎの合成和Ｒａを算出する。そして、例えば（数１６）で示されるフーリエ法による空間プロファイルを、θを所定の角度ステップΔθで可変することで空間プロファイルを算出し、空間プロファイルのピークレベルの高い順に所定数Ｍ（Ｍ≧１）のピーク方向を検出し、全通信帯域でのサブキャリア信号の平均的な到来方向推定を行う。ただし、ａ（θ）はアレーアンテナ１の素子配置で決まる方向ベクトルであり、例えば素子間隔ｄの等間隔直線アレーの場合、（数５）のように表すことができる。ここで、λは搬送波の波長であり、θはアレーの法線方向を０°方向としている。また、Ｈは複素共役転置を表す。

方向推定結果選択部５１は、全ての分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄの方向推定値Φ_ｋｍと、それぞれの分割帯域３―ｍでの空間プロファイル値（または到来方向推定評価関数値）Ｆ_ｍ（Φ_ｋｍ）を用いて、（数１７）に示される計算式を用いて角度広がりＡＳを算出する。ここで、ｍ＝１、．．．、Ｎｄである。また、φ_０は（数１８）で与えられ、Φｋｍは、第ｍ番目の分割帯域３−ｍでの分割帯域方向推定部４−ｍで検出された全Ｌｍ個のパスのうち、第ｋ番目のパスの到来方向を示す。算出された角度広がりＡＳを用いて、角度広がりＡＳが所定値Ｋ以下の場合、全帯域方向推定部５０の推定値を選択し、サブキャリア送信重み生成部４０に出力する。一方、角度広がりＡＳが所定値Ｋより大きい場合、実施例２の形態と同様に、各分割帯域３−１〜Ｎｄでの分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄの推定値を、サブキャリア送信重み生成部４０に出力する。ここで、ｍ＝１、．．．、Ｎｄである。また、角度広がりＡＳの別な算出方法としては、空間プロファイル値（または到来方向推定評価関数値）Ｆ_ｍ（Φ_ｋｍ）の上位を与える方向推定値Φｋｍのみを用いて、（数１７）から角度広がりＡＳを求めても良い。

サブキャリア送信重み生成部４０は、方向推定結果選択部５１の出力を基に送信アレー重みを生成する。角度広がりＡＳが所定値Ｋより大きい場合、各分割帯域３−１〜Ｎｄでの分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄの推定値が入力されるので、実施例２の形態におけるサブキャリア送信重み生成部４０と同様な動作を行うので、ここでは説明を省略する。角度広がりＡＳが所定値Ｋ以下の場合、全帯域方向推定部５０の推定値が選択されて入力されるので、方向推定値の方向に主ビームを向ける送信アレー重みを生成する。

以上のように、本実施の形態により、実施の形態１及び実施の形態２の効果に加え、全分割帯域毎に異なる指向性形成または、すべての分割帯域３に共通な送信指向性形成を、角度広がりＡＳに応じて切り替えることができる。これにより、角度広がりＡＳが小さい場合、すべてのサブキャリア信号に平均的な到来方向を推定することにより、周波数選択性フェージングにより、一部の帯域の受信レベルが低い場合でも、通信帯域全体ではロバストな到来方向推定が可能となり、その結果を用いる指向性送信は、より安定した動作が保証されるという効果が得られ、ユーザ間干渉を抑圧できシステム容量を改善できるという作用を有する。

なお、サブキャリア伝送は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）されたサブキャリア信号でも良く、この場合、各サブキャリアがＯＦＤＭシンボル区間内で直交する周波数を選択して使用される。また、周波数軸方向に、符号多重拡散されるＭＣ―ＣＤＭＡ方式への適用も可能であり、この場合、符号分割多重されたユーザ毎に、拡散符号の逆拡散後にユーザ信号を抽出後に実施の形態で説明した動作を行う。

また、時間軸方向に符号多重されるＭＣ―ＤＳ−ＣＤＭＡ方式でも同様に適応が可能であり、この場合、符号分割多重されたユーザ毎に、拡散符号の逆拡散後にユーザ信号を抽出後に実施の形態で説明した動作を行う。

また、符号分割多重されたユーザが存在する場合、サブキャリア送信重み生成部４０は、所望ユーザの方向にサブキャリア信号群毎に方向推定結果選択部５１による選択された推定方向に主ビームを有し、多重されている他ユーザの方向にはヌルを形成するアレー重みを生成することで、符号拡散多重されているユーザ間の干渉を低減させるビーム形成機能を付加してもよい。

本発明の適応アンテナ無線通信装置は、マルチキャリア伝送された高周波信号を受信する複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、上記アンテナ素子毎に受信された高周波信号を複数のサブキャリア信号に分波する分波器と、上記マルチキャリア伝送される全通信帯域をＮｄ個（ただし、Ｎｄは２以上、かつ、マルチキャリア伝送に用いられるサブキャリア数以下の自然数）に分割し、各分割帯域に属するサブキャリア信号群を用いて電波の到来方向推定を行うＮｄ個の分割帯域方向推定部と、上記分割帯域毎に上記分割帯域方向推定部の推定方向に指向性ビームを有するアレー重みを生成する分割帯域アレー重み生成部と、上記分割帯域毎に生成された上記アレー重みを対応する上記分割帯域内に属するそれぞれのサブキャリア信号に乗算合成することで指向性形成するサブキャリア指向性形成部と、上記サブキャリア指向性形成部の出力を用いてデータ復調する復調部とを具備することを特徴とし、分割された帯域内のサブキャリア信号群の到来方向推定が可能であり、方向推定結果に基づいた指向性受信ができるという作用を有する。

また、上記適応アンテナ無線通信装置は、分割帯域方向推定部は、サブキャリア信号に埋め込まれた既知のパイロット信号を用いて、入力された各サブキャリア信号とのパイロット信号相関値を算出し、異なるアンテナ素子で受信されたサブキャリア信号間で算出された上記パイロット信号相関値の相関値を基に到来方向推定を行うことを特徴とし、パイロット相関値の位相を基準とした方向推定ができるという作用を有する。

また、上記適応アンテナ無線通信装置は、分割帯域方向推定部は、サブキャリア信号群に属するサブキャリア数がＬ個で、列ベクトルＶ_ｋの第ｍ番目の要素を、第ｋ番目のサブキャリア信号における第ｍ番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値とし、Ｈを複素共役転置演算子とした場合、Ｒ＝Ｖ_１Ｖ_１ ^Ｈ＋Ｖ_２Ｖ_２ ^Ｈ＋・・・＋Ｖ_ＬＶ_Ｌ ^Ｈとして表せる相関行列Ｒを用いて到来方向推定を行うことを特徴とし、サブキャリア信号群の到来方向を平均した方向を精度よく検出できるという作用を有する。

また、上記適応アンテナ無線通信装置は、分割帯域方向推定部は、サブキャリア信号群に属するサブキャリア数がＬ個で、その第ｋ番目のサブキャリア信号における第ｍ番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値を第ｍ番目の要素にもつ列ベクトルをＶ_ｋ、Ｖ_ｋｘを列ベクトルＶ_ｋの第ｘ番目の要素（ただし、ｘはアンテナ素子数以下の自然数）とし、＊を複素共役転置演算子とした場合、ｚ＝Ｖ_１ｘ ^＊Ｖ_１＋Ｖ_２ｘ ^＊Ｖ_２＋・・・＋Ｖ_Ｌｘ ^＊Ｖ_Ｎとして表せる相関ベクトルｚを用いて到来方向推定を行うことを特徴とし、サブキャリア信号群の到来方向を平均した方向を精度よく検出できるという作用を有する。

また、上記適応アンテナ無線通信装置は、分割帯域方向推定部は、サブキャリア信号に埋め込まれた既知のパイロット信号を用いて、入力された各サブキャリア信号との相互相関演算を行うことで遅延プロファイルを算出し、上記遅延プロファイルから複数のパス到来タイミングを検出し、上記到来パスタイミング毎に、異なるアンテナ素子で受信されたサブキャリア信号間で算出された上記パイロット信号相関値の相関値を基に到来方向推定を行うことを特徴とし、サブキャリア信号毎に含まれるマルチパス波の到来方向を推定できるという作用を有する。

また、上記適応アンテナ無線通信装置は、分割帯域方向推定部は、サブキャリア信号群に属するサブキャリア数がＬ個で、その第ｋ番目のサブキャリア信号における第ｐ番目の到来パス（全到来パス数はＳ）の第ｍ番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値をｍ番目の要素にもつ列ベクトルをＶ_ｋ（ｐ）、Ｈを複素共役転置演算子とした場合、

として表せる相関行列Ｒを用いて到来方向推定を行うことを特徴とし、サブキャリア信号毎に含まれるマルチパス波の到来方向を推定を精度よく行えるという作用を有する。

また、上記適応アンテナ無線通信装置は、分割帯域方向推定部は、サブキャリア信号群に属するサブキャリア数がＬ個で、その第ｋ番目のサブキャリア信号における第ｐ番目の到来パス（全到来パス数はＳ）の第ｍ番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値をｍ番目の要素にもつ列ベクトルをＶ_ｋ（ｐ）、Ｖ_ｋｘ（ｐ）を列ベクトルＶ_ｋ（ｐ）のｘ番目の要素（ただし、ｘはアンテナ素子数以下の自然数）とし、＊を複素共役転置演算子とした場合、

として表せる相関ベクトルｚを用いて到来方向推定を行うことを特徴とし、サブキャリア信号毎に含まれるマルチパス波の到来方向を推定を精度よく行えるという作用を有する。

また、上記適応アンテナ無線通信装置は、分割帯域方向推定部は、相関行列Ｒを用いて、ＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法、ＣＡＰＯＮ法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法を用いて到来方向推定を行うことを特徴とし、様々な到来方向推定手法を適用することができるという作用を有する。

また、上記適応アンテナ無線通信装置は、分割帯域方向推定部は、相関行列Ｒに空間スムージング処理を適用後に、ＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法、ＣＡＰＯＮ法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法を用いて到来方向推定を行うことを特徴とし、相関波が存在する場合でも推定精度を確保できるという作用を有する。

また、上記適応アンテナ無線通信装置は、分割帯域方向推定部は、相関行列Ｒにユニタリ変換処理を適用後に、ＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法、ＣＡＰＯＮ法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法を用いて到来方向推定することを特徴とし、アレーアンテナが等間隔直線アレーの場合、方向ベクトルを実数化することができるため、演算処理量を低減できるという作用を有する。

また、上記適応アンテナ無線通信装置は、全通信帯域でのサブキャリア信号を用いて到来方向推定を行う全帯域方向推定部と、Ｎｄ個の分割帯域方向推定部での方向推定結果の偏差が所定値以下の場合、上記全帯域方向推定部の推定値を選択して出力し、偏差が所定値より大きい場合、上記分割帯域方向推定部の推定値を出力する方向推定結果選択部と、上記方向推定結果選択部の出力を用いてアレー重みを生成する分割帯域アレー生成部とを具備することを特徴とし、帯域内での到来方向の分散から適応的に指向性制御方法を切り替えることができるという作用を有する。

また、上記適応アンテナ無線通信装置は、全通信帯域でのサブキャリア信号を用いて到来方向推定を行う全帯域方向推定部と、上記全帯域方向推定部で算出される空間プロファイルから角度広がりを検出し、角度広がりが所定値以下の場合、上記全帯域方向推定部の推定値を選択して出力し、角度広がりが所定値より大きい場合、上記分割帯域方向推定部の推定値を出力する方向推定結果選択部と、上記方向推定結果選択部の出力を用いてアレー重みを生成する分割帯域アレー生成部とを具備することを特徴とし、帯域内での到来方向の広がりから適応的に指向性制御方法を切り替えることができるという作用を有する。

また、上記適応アンテナ無線通信装置は、時間分割デュプレックス（ＴＤＤ）方式または周波数分割デュプレックス（ＦＤＤ）方式でマルチキャリア伝送される無線システムにおいて、方向推定結果選択部で選択された推定方向結果を基に分割帯域毎に１つの送信指向性ビームを形成する送信アレー重みを算出するサブキャリア送信重み生成部と、上記分割帯域毎に上記送信アレー重みを送信サブキャリア信号に乗算することで指向性ビーム送信するサブキャリア送信指向性形成部とを具備することを特徴とし、帯域内での到来方向の広がりから適応的に指向性制御方法を切り替えることができるという作用を有する。

また、上記適応アンテナ無線通信装置は、時間分割デュプレックス（ＴＤＤ）方式でマルチキャリア伝送される無線システムにおいて、分割帯域毎の分割帯域アレー重み生成部で生成されたアレー重みを送信アレー重みとして用いるサブキャリア送信重み生成部と、上記分割帯域毎に共通な送信アレー重みを用いて指向性ビームを送信するサブキャリア送信指向性形成部とを具備することを特徴とし、分割帯域毎に受信指向性と同じ指向性を用いて送信ができるという作用を有する。

また、上記適応アンテナ無線通信装置は、時間分割デュプレックス（ＴＤＤ）方式または周波数分割デュプレックス（ＦＤＤ）方式でマルチキャリア伝送される無線システムにおいて、分割帯域毎の分割帯域方向推定部での推定方向結果から、上記分割帯域のうち最大受信電力与える推定方向に送信指向性ビームを形成する送信アレー重みを算出するサブキャリア送信重み生成部と、上記送信アレー重みを用いて全分割帯域で共通の指向性ビームを送信するサブキャリア送信指向性形成部とを具備することを特徴とし、分割帯域の中で最大受信電力を与えるパス方向に送信ビームを形成できるという作用を有する。

また、上記適応アンテナ無線通信装置は、時間分割デュプレックス（ＴＤＤ）方式または周波数分割デュプレックス（ＦＤＤ）方式でマルチキャリア伝送される無線システムにおいて、分割帯域毎の分割帯域方向推定部での推定方向結果から推定方向の偏差を算出し、偏差が所定値以下の場合には上記分割帯域方向推定部で得られるすべての方向推定値の平均方向に、所定値より大きい場合には上記分割帯域から所定数の受信電力上位を与える推定方向にマルチビームとなる送信指向性ビームを形成する送信アレー重みを算出するサブキャリア送信重み生成部を具備することを特徴とし、帯域内での到来方向の広がりから適応的に指向性制御方法を切り替えることができるという作用を有する。

また、上記適応アンテナ無線通信装置は、サブキャリア伝送は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）されたサブキャリア信号であること特徴とし、周波数使用効率の高い変調方式で伝送できるという作用を有する。

また、上記適応アンテナ無線通信装置は、サブキャリア伝送は、周波数軸方向に符号拡散多重することでユーザ多重されたサブキャリア信号であることを特徴とし、符号拡散多重によりユーザ多重ができるシステムに適用できる作用を有する。

また、上記適応アンテナ無線通信装置は、サブキャリア伝送は、時間軸方向に符号拡散多重することでユーザ多重されたサブキャリア信号であることを特徴とし、符号拡散多重によりユーザ多重ができるシステムに適用できる作用を有する。

また、上記適応アンテナ無線通信装置は、符号拡散多重によりユーザ多重されたサブキャリア信号を用いたサブキャリア伝送の場合、多重されたユーザ毎に送信アレー重みあるいは受信アレー重みを生成し、指向性受信を行うことを特徴とし、多重ユーザ毎に分割帯域毎に最適な指向性制御が可能となる作用を有する。

また、上記適応アンテナ無線通信装置は、分割帯域アレー重み生成部は、対応する分割帯域での分割帯域方向推定部の方向推定結果に指向性ビームを有し、多重されている他ユーザの推定方向にはヌルを形成するアレー重みを生成することを特徴とし、多重ユーザ毎に分割帯域毎に干渉方向にヌルを形成した最適な指向性受信が可能となる作用を有する。

また、上記適応アンテナ無線通信装置は、サブキャリア送信重み生成部は、所望ユーザ方向に指向性ビームを有し、多重されている他ユーザ方向にはヌルを形成する送信分割帯域アレー重みを生成することを特徴とし、多重ユーザ毎に分割帯域毎に干渉方向にヌルを形成した最適な指向性送信受信が可能となる作用を有する。

１アレーアンテナ
１―１〜Ｎａアンテナ素子
２―１〜Ｎａ分波器
３―１〜Ｎｄ分割帯域
４―１〜Ｎｄ分割帯域方向推定部
５―１〜Ｎｄ分割帯域アレー重み生成部
６―１〜Ｎｄサブキャリア指向性形成部
７復調部

Claims

高周波信号を受信する複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、
前記アンテナ素子毎に受信された前記高周波信号を分波して複数の周波数成分の信号を生成する分波器と、
前記複数の周波数成分の信号の一部である周波数方向に連続した２個以上の周波数成分の信号を用いて電波の到来方向推定を行う方向推定部と
を具備する到来方向推定装置。
高周波信号を受信する複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、
前記アンテナ素子毎に受信された前記高周波信号を分波して複数の周波数成分の信号を生成する分波器と、
前記複数の周波数成分の信号をＮｄ個（Ｎｄは２以上の自然数）の分割帯域に分割し、前記Ｎｄ個の分割帯域のうちの少なくとも一つの分割帯域について、該分割帯域に属する２個以上の周波数成分の信号を用いて電波の到来方向推定を行う方向推定部と
を具備する到来方向推定装置。
前記方向推定部は、前記２個以上の周波数成分の信号の各々に埋め込まれた既知のパイロット信号を用いて、入力された各周波数成分の信号とのパイロット信号相関値を算出し、異なるアンテナ素子で受信された前記高周波信号に含まれる前記２個以上の周波数成分の信号の各々からパイロット信号相関値を算出し、算出された複数のパイロット信号相関値を基に、到来方向推定を行うことを特徴とする請求項１又は２記載の到来方向推定装置。
前記方向推定部は、前記２個以上の周波数成分の信号の各々に埋め込まれた既知のパイロット信号を用いて、入力された各周波数成分の信号とのパイロット信号相関値を算出し、異なるアンテナ素子で受信された前記高周波信号に含まれる前記２個以上の周波数成分の信号の各々からパイロット信号相関値を算出し、算出された複数のパイロット信号相関値から相関行列を生成して、到来方向推定を行うことを特徴とする請求項１又は２記載の到来方向推定装置。
前記分割帯域の各々にはＬ個（Ｌは２以上の自然数）の周波数成分の信号が属し、
前記方向推定部は、各分割帯域について、列ベクトルＶ_kの第ｍ番目の要素を、第ｋ番目（ｋはＬ以下の自然数）の周波数成分の信号における第ｍ番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値とし、Ｈを複素共役転置演算子とした場合、Ｒ＝Ｖ₁Ｖ₁ ^H＋Ｖ₂Ｖ₂ ^H＋・・・＋Ｖ_LＶ_L ^Hとして表せる相関行列Ｒを用いて到来方向推定を行うことを特徴とする請求項４記載の到来方向推定装置。
前記分割帯域の各々にはＬ個（Ｌは２以上の自然数）の周波数成分の信号が属し、
前記方向推定部は、各分割帯域について、第ｋ番目（ｋはＬ以下の自然数）の周波数成分の信号における第ｍ番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値を第ｍ番目の要素にもつ列ベクトルをＶ_k、Ｖ_kxを列ベクトルＶ_kの第ｘ番目の要素（ただし、ｘはアンテナ素子数以下の自然数）とし、＊を複素共役転置演算子とした場合、ｚ＝Ｖ_1x ^*Ｖ₁＋Ｖ_2x ^*Ｖ₂＋・・・＋Ｖ_Lx ^*Ｖ_Nとして表せる相関ベクトルｚを用いて到来方向推定を行うことを特徴とする請求項４記載の到来方向推定装置。
前記方向推定部は、前記２個以上の周波数成分の信号の各々に埋め込まれた既知のパイロット信号を用いて、入力された各周波数成分の信号との相互相関演算を行うことで遅延プロファイルを算出し、前記遅延プロファイルから複数のパス到来タイミングを検出し、前記到来パスタイミング毎に、異なるアンテナ素子で受信された周波数成分の信号の各々から算出された複数のパイロット信号相関値を基に到来方向推定を行うことを特徴とする請求項１又は２記載の到来方向推定装置。
前記分割帯域の各々にはＬ個（Ｌは２以上の自然数）の周波数成分の信号が属し、
前記方向推定部は、各分割帯域について、第ｋ番目（ｋはＬ以下の自然数）の周波数成分の信号における第ｐ番目の到来パス（全到来パス数はＳ）の第ｍ番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値をｍ番目の要素にもつ列ベクトルをＶk(ｐ)、Ｈを複素共役転置演算子とした場合、

として表せる相関行列Ｒを用いて到来方向推定を行うことを特徴とする請求項７記載の到来方向推定装置。
前記分割帯域の各々にはＬ個（Ｌは２以上の自然数）の周波数成分の信号が属し、
前記方向推定部は、各分割帯域について、第ｋ番目（ｋはＬ以下の自然数）の周波数成分の信号における第ｐ番目の到来パス（全到来パス数はＳ）の第ｍ番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値をｍ番目の要素にもつ列ベクトルをＶk(ｐ)、Ｖkx(ｐ)を列ベクトルＶk(ｐ)のｘ番目の要素（ただし、ｘはアンテナ素子数以下の自然数）とし、＊を複素共役転置演算子とした場合、

として表せる相関ベクトルｚを用いて到来方向推定を行うことを特徴とする請求項７の到来方向推定装置。
前記方向推定部は、相関行列Ｒを用いて、ＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法、ＣＡＰＯＮ法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法を用いて到来方向推定を行うことを特徴とする請求項５乃至請求項９いずれか一項に記載の到来方向推定装置。
前記方向推定部は、相関行列Ｒに空間スムージング処理を適用後に、ＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法、ＣＡＰＯＮ法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法を用いて到来方向推定を行うことを特徴とする請求項５乃至請求項９いずれか一項に記載の到来方向推定装置。
前記方向推定部は、相関行列Ｒにユニタリ変換処理を適用後に、ＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法、ＣＡＰＯＮ法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法を用いて到来方向推定を行うことを特徴とする請求項５乃至請求項９いずれか一項に記載の到来方向推定装置。
前記分波器は、フーリエ変換を用いて高周波信号を複数の周波数成分の信号に分波することを特徴とする請求項１乃至請求項１２いずれか一項に記載の到来方向推定装置。
高周波信号を複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナを用いて受信し、
前記アンテナ素子毎に、受信された前記高周波信号を分波して複数の周波数成分の信号を生成し、
前記複数の周波数成分の信号の一部である周波数方向に連続した２個以上の周波数成分の信号を用いて電波の到来方向推定を行う
到来方向推定方法。
高周波信号を複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナを用いて受信し、
前記アンテナ素子毎に、受信された前記高周波信号を分波して複数の周波数成分の信号を生成し、
前記複数の周波数成分の信号をＮｄ個（Ｎｄは２以上の自然数）の分割帯域に分割し、前記Ｎｄ個の分割帯域のうちの少なくとも一つの分割帯域について、該分割帯域に属する２個以上の周波数成分の信号を用いて電波の到来方向推定を行う
到来方向推定方法。
前記２個以上の周波数成分の信号の各々に埋め込まれた既知のパイロット信号を用いて、入力された各周波数成分の信号とのパイロット信号相関値を算出し、異なるアンテナ素子で受信された前記高周波信号に含まれる前記２個以上の周波数成分の信号の各々からパイロット信号相関値を算出し、算出された複数のパイロット信号相関値を基に、前記到来方向推定を行うことを特徴とする請求項１４又は１５記載の到来方向推定方法。
前記２個以上の周波数成分の信号の各々に埋め込まれた既知のパイロット信号を用いて、入力された各周波数成分の信号とのパイロット信号相関値を算出し、異なるアンテナ素子で受信された前記高周波信号に含まれる前記２個以上の周波数成分の信号の各々からパイロット信号相関値を算出し、算出された複数のパイロット信号相関値から相関行列を生成して、前記到来方向推定を行うことを特徴とする請求項１４又は１５記載の到来方向推定方法。
前記２個以上の周波数成分の信号の各々に埋め込まれた既知のパイロット信号を用いて、入力された各周波数成分の信号との相互相関演算を行うことで遅延プロファイルを算出し、前記遅延プロファイルから複数のパス到来タイミングを検出し、前記到来パスタイミング毎に、異なるアンテナ素子で受信された周波数成分の信号の各々から算出された複数のパイロット信号相関値を基に前記到来方向推定を行うことを特徴とする請求項１４又は１５記載の到来方向推定方法。
前記分波器は、フーリエ変換を用いて高周波信号を複数の周波数成分の信号に分波することを特徴とする請求項１４乃至請求項１８記載のいずれか一項に記載の到来方向推定方法。