JP2017204855A - 受信機回路 - Google Patents

Abstract

【課題】同一チャネル干渉補償を行う受信機回路を提供する。【解決手段】受信機システムが、複数のアンテナ信号を含む入力信号を受信するように構成された入力端子を具え、複数のアンテナ信号の各々が第１周波数ビン及び第２周波数ビンに対応する情報を含む。ＡｏＡブロックは、第１及び第２周波数ビンに関連する第１到来角及び第２到来角を測定することができる。第１重み付け決定ブロックは、第１到来角及び第２到来角に基づいて複数のアンテナ信号における第１周波数ビンに対応する情報を増加的に合成するための値として第１重み付け値を設定するか、あるいは、複数のアンテナ信号における第１周波数ビンに対応する情報を相殺的に合成するための値として第１重み付け値を設定するかのいずれかを行うように構成されている。【選択図】図５

Description

本発明は受信機回路に関するものであり、同一チャネル干渉補償（ＣＩＣ：co-channel-interference-compensation）を提供する受信機回路を含む。

" In-band/on-channel Digital Radio Broadcasting Standard", National Radio Systems Committee (NRSC) "HD RadioTM Air Interface Design Description Layer 1 FM", 文書番号：SY_IDD_1011sG Rev. G, 2011年8月23日

本発明の第１の態様によれば、受信機システムが提供され、この受信機システムは：
各々が第１周波数ビン（値の区間）及び第２周波数ビンに対応する情報を含む複数のアンテナ信号を含む入力信号を受信するように構成された入力端子と；
第１周波数ビンに関連する第１到来角（ＡｏＡ：angle-of-arrival）を測定するように構成された第１ＡｏＡブロックと；
第２周波数ビンに関連する第２到来角を測定するように構成された第２ＡｏＡブロックと；
第１到来角及び第２到来角に基づいて：
上記複数のアンテナ信号における第１周波数ビンに対応する情報を増加（建設）的に（強め合うように）合成するための値として第１重み付け値を設定するか、あるいは、
上記複数のアンテナ信号における第１周波数ビンに対応する情報を相殺的に（弱め合うように）合成するための値として第１重み付け値を設定するかのいずれかを行うように構成された第１重み付け決定ブロックと；
上記複数のアンテナ信号における第１周波数ビンに対応する情報に第１重み付け値を適用して、重み付き第１周波数ビン信号を提供するように構成された第１重み付け適用ブロックと；
上記複数のアンテナ信号における第２周波数ビンに対応する情報を増加的に合成するための値として第２重み付け値を設定するように構成された第２重み付け決定ブロックと；
上記複数のアンテナ信号における第２周波数ビンに対応する情報に第２重み付け値を適用して、重み付き第２周波数ビン信号を提供するように構成された第２重み付け適用ブロックと；
重み付き第１周波数ビン信号と重み付き第２周波数ビン信号とを合成して出力信号を提供するように構成された信号合成ブロックとを具えている。

１つ以上の好適例では、上記第１ＡｏＡブロックが、上記第１周波数ビンの外側の部分集合に関連する外側第１到来角を測定するように構成された外側第１ＡｏＡブロックを具えている。上記第１重み付け決定ブロックは、上記設定される第１重み付け値を、外側第１到来角及び上記第２到来角に基づいて設定するように構成することができる。上記第１重み付け適用ブロックは、上記複数のアンテナ信号における第１周波数ビン全体に対応する情報に上記第１重み付け値を適用して、上記重み付き第１周波数ビン信号を提供するように構成することができる。

１つ以上の好適例では、上記第２ＡｏＡブロックが、第２周波数ビンの中間部分集合に基づいて上記第２到来角を測定するように構成された中間第２ＡｏＡブロックを具えている。上記第２重み付け適用ブロックは、上記複数のアンテナ信号における第２周波数ビン全体に対応する情報に上記第２重み付け値を適用して、重み付き第２周波数ビン信号を提供するように構成することができる。

１つ以上の好適例では、上記第１重み付け決定ブロックが、上記第１到来角と上記第２到来角との差が外側閾値を満たすか否かに基づいて上記第１重み付け値を設定するように構成されている。

１つ以上の好適例では、上記第１重み付け値が、上記複数のアンテナ信号の各信号毎に１つずつの、複数の第１アンテナ重み付け値を含む。上記第２重み付け値は、上記複数のアンテナ信号の各信号毎に１つずつの、複数の第２アンテナ重み付け値を含むことができる。

１つ以上の好適例では、上記第１重み付け適用ブロックが：上記第１アンテナ重み付け値の各々に、上記複数のアンテナ信号のうち当該アンテナ重み付け値に関連するものにおける第１周波数ビンに対応する情報を乗算して、複数の第１アンテナ重み付け信号を提供し；これら複数の第１アンテナ重み付け信号をまとめて加算して上記重み付き第１周波数ビン信号を提供するように構成されている。

１つ以上の好適例では、上記第２重み付け適用ブロックが：上記第２アンテナ重み付け値の各々に、上記複数のアンテナ信号のうち当該アンテナ重み付け値に関連するものにおける第２周波数ビンに対応する情報を乗算して、複数の第２アンテナ重み付け信号を提供し；これら複数の第２アンテナ重み付け信号をまとめて加算して上記重み付き第２周波数ビン信号を提供するように構成されている。

１つ以上の好適例では、上記第１重み付け決定ブロックが、上記第２重み付け値に基づいて、上記複数のアンテナ信号における第１周波数ビンに対応する情報を増加的に合成するための上記第１重み付け値を設定するように構成されている。

１つ以上の好適例では、上記第１重み付け決定ブロックが：上記複数のアンテナ信号における第１周波数ビンに対応する情報の空間共分散行列に基づいて上記第２重み付け値を修正することによって、調整された第２重み付け値を決定し；上記第１重み付け値を、この調整された第２重み付け値通りに設定するように構成されている。

１つ以上の好適例では、上記複数のアンテナ信号の各々が第３周波数ビンに対応する情報も含む。上記受信機システムは：第３周波数ビンに関連する第３到来角を測定するように構成された第３ＡｏＡブロックと；第３到来角及び上記第２到来角に基づいて、上記複数のアンテナ信号における第３周波数ビンに対応する情報を増加的に合成するための値として第３重み付け値を設定するか、あるいは、上記複数のアンテナ信号における第３周波数ビンに対応する情報を相殺的に合成するための値として第３重み付け値を設定するかのいずれかを行うように構成された第３重み付け決定ブロックと；上記複数のアンテナ信号における第３周波数ビンに対応する情報に第３重み付け値を適用して、重み付き第３周波数ビン信号を提供するように構成された第３重み付け適用ブロックとをさらに具えることができ、上記信号合成ブロックは、上記重み付き第１周波数ビン信号、上記重み付き第２周波数ビン信号、及び上記重み付き第３周波数ビン信号を合成して上記出力信号を提供する。

１つ以上の好適例では、上記第１ＡｏＡブロックが：上記第１周波数ビンの内側の部分集合に関連する内側第１到来角を測定するように構成された内側第１ＡｏＡブロックと；上記第１周波数ビンの外側の部分集合に関連する外側第１到来角を測定するように構成された外側第１ＡｏＡブロックとを具えている。上記第１重み付け決定ブロックは：外側第１到来角と上記第２到来角との差として外側第１到来角度差値を定め；外側第１到来角度差値が外側閾値未満である場合に、上記複数のアンテナ信号における第１周波数ビンに対応する情報を増加的に合成するための値として第１重み付け値を設定し；上記内側第１到来角と上記第２到来角との差として内側第１角度差値を定め、内側第１到来角度差値が外側第１角度差値の所定割合未満である場合、上記複数のアンテナ信号における上記第１周波数ビンに対応する情報を増加的に合成するための値として第１重み付け値を決定し、内側第１到来角度差値が外側第１角度差値の所定割合よりも大きい場合、上記複数のアンテナ信号における第１周波数ビンに対応する情報を相殺的に合成するための値として第１重み付け値を決定するように構成することができる。

１つ以上の好適例では、上記第１重み付け適用ブロックが、上記複数のアンテナ信号における第１周波数ビン全体に対応する情報に上記第１重み付け値を適用して、上記重み付き第１周波数ビン信号を提供するように構成されている。

１つ以上の好適例では、上記第２重み付け適用ブロックが、上記複数のアンテナ信号における第２周波数ビン全体に対応する情報に上記第２重み付け値を適用して、上記重み付き第２周波数ビン信号を提供するように構成されている。

１つ以上の好適例では、上記第３ＡｏＡブロックが：上記第３周波数ビンの内側部分集合に関連する内側第３到来角を測定するように構成された内側第３ＡｏＡブロックと、上記第３周波数ビンの外側部分集合に関連する外側第３到来角を測定するように構成された外側第３ＡｏＡブロックとを具えている。上記第３重み付け決定ブロックは：外側第３到来角と上記第２到来角との差として外側第３角度差値を定め；外側第３角度差値が外側閾値未満である場合に、上記複数のアンテナ信号における上記第３周波数ビンに対応する情報を増加的に合成するための値として第３重み付け値を設定し；上記内側第３到来角と上記第２到来角との差として内側第３角度差値を定め、内側第３角度差値が外側第３角度差値の所定割合未満である場合、上記複数のアンテナ信号における第３周波数ビンに対応する情報を増加的に合成するための値として第３重み付け値を設定し；内側第３角度差値が外側第３角度差値の所定割合よりも大きい場合、上記複数のアンテナ信号における第３周波数ビンに対応する情報を相殺的に合成するための値として第３重み付け値を設定するように構成することができる。

１つ以上の好適例では、上記第３重み付け適用ブロックが、上記複数のアンテナ信号における第３周波数ビン全体に対応する情報に上記第３重み付け値を適用して、上記重み付き第３周波数ビン信号を提供するように構成されている。

本明細書に開示するあらゆる受信機回路を具えた、あるいは本明細書に開示するあらゆる方法を実行するように構成されたカーラジオ受信機システムを提供することができる。

本明細書に開示するあらゆる回路またはシステムを具えた集積回路または電子デバイスを提供することができる。

本発明は種々の変更及び代案の形態に修正可能であるが、その詳細を一例として図面中に示して詳細に説明する。しかし、説明する特定実施形態を越える他の実施形態も可能であることは明らかである。添付する請求項の精神及び範囲内に入るすべての変更、等価物、及び代案の実施形態もカバーされる。

以上の説明は、現在及び将来の特許請求の範囲内のすべての実施形態またはすべての実現を表現することは意図していない。以下に続く図面及び詳細な説明も、種々の実施形態を例示する。種々の実施形態は、以下の詳細な説明を添付する図面に関連して考慮すれば、より完全に理解することができる。

以下、１つ以上の実施形態を、ほんの一例として添付する図面を参照しながら説明する。

ＩＢＯＣ信号の一種を簡略化した形式で示す図である。 図２ａ及び２ｂは、図１のＩＢＯＣ信号を、その下側及び上側に隣接する第１隣接ＦＭチャネルと共に例示する図である。 （Ｈ）ＩＢＯＣ送信のピリオドオグラム・パワースペクトル密度（ＰＳＤ）推定値を、下側及び上側第１隣接（ＦＭ）干渉信号と共に示す図である。 ＩＢＯＣ信号の全デジタル実現のスペクトルをプロットして示す図である。 受信機の実施形態を示す図である。 図５のもののような受信機システムによって実行することができる方法の詳細図である。 受信機システムを動作させる他の方法を示す図である。 図７の処理の一般化版を表す受信機システムを示す図である。

ＦＭ帯域用の帯域内チャネル上（ＩＢＯＣ：in-band on-channel）デジタル無線放送規格は、National Radio Systems Committee（ＮＲＳＣ：米国無線システム委員会）によって刊行された「In-band/on-channel Digital Radio Broadcasting Standard（帯域内／チャネル上デジタル無線放送規格）」文書（非特許文献１）のＦＭ部分によって規定されている。この文書は、HD Radio（登録商標）認証の受信機によって受信することができるＩＢＯＣ送信信号の基準でもある。HD Radio（登録商標）送信は、”HD Radio^TM Air Interface Design Description Layer 1 FM”, 文書番号：SY_IDD_1011sG Rev. G, 2011年8月23日（非特許文献２）にも基づく。

図１に、ＩＢＯＣ信号の一種を簡略化した形式で示し、このＩＢＯＣ信号はいわゆる「ハイブリッドＩＢＯＣ ＦＭ」信号であり、本明細書では「ハイブリッド（Ｈ）ＩＢＯＣ」と表す。周波数を横軸に示し、０Hzは中心周波数を表す。図１の縦方向の次元は電力を表す。

ハイブリッド（混成）信号１００は、アナログＦＭ信号１１０とデジタル変調信号１１２、１１４との合成／加算である。アナログＦＭ信号１１０は２００kHzの帯域幅を占め、この帯域幅は−１００kHz〜１００kHzであり、キャリア（搬送波）周波数を中心とする中央部を表す。デジタル変調信号１１２、１１４は、およそ２００kHzの帯域幅を占める。しかし、このデジタル変調信号は下側サイドバンド（側波帯）１１２及び上側サイドバンドに分離され、その各々がおよそ１００kHzの帯域幅を有する。下側サイドバンド１１２は、キャリア周波数の下側に１００kHzの距離をおいたスペクトル位置にある。上側サイドバンド１１４は、キャリア周波数の上側に１００kHzの距離をおいたスペクトル位置にある。このように、下側サイドバンド１１２は中央部の最低周波数の下方にあり、上側サイドバンド１１４は中央部の最高周波数の上方にある。デジタル変調信号１１２、１１４は直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：orthogonal frequency division multiplexing）を用いることができ、サブキャリア（副搬送波）の数は選択したサービス／送信モードに応じて変化させることができる。

デジタル変調信号１１２、１１４の総電力は、アナログのホストＦＭ信号１１０の電力のおよそ１００分の１にすることができる。従って、ハイブリッドＩＢＯＣ信号１００は有雑音のＦＭ信号と考えることができる。

いわゆる「チャネルグリッド」は、アナログＦＭ信号用に確保されたチャネル帯域幅を規定する。バンド（帯域）ＩＩ内のこのチャネル帯域幅は、図１中のアナログ中央部１１０によって示すように、規制により２００kHzである。その結果、下側及び上側のデジタルＯＦＤＭサイドバンド１１２、１１４は、下側及び上側に隣接する第１隣接ＦＭチャネルの周波数範囲に相当することができる。このことを図２ａ及び２ｂを参照してさらに説明する。

図２ａは、図１のＩＢＯＣ信号を、下側に隣接する第１隣接ＦＭチャネル２２０ａ及び上側に隣接する第１隣接ＦＭチャネル２３０ａと共に例示する。

（Ｈ）ＩＢＯＣ信号の一次サイドバンド２１２、２１４は、下側に隣接するチャネル２２０ａのおよそ１００kHz及び上側に隣接するチャネル２３０ａのおよそ１００kHzを占める。一次サイドバンド２１２、２１４がこの２００kHzグリッドの外側にあることに起因して、これらの一次サイドバンドは、隣接チャネルによる干渉、即ち第１隣接（ＦＭ）干渉を受けやすい。従って、（Ｈ）ＩＢＯＣ送信の第１隣接（ＦＭ）信号２２０ａ、２３０ａは、デジタル変調された下側及び上側サイドバンド２１２、２１４に同一チャネル干渉を導入し得る。

同一チャネル干渉は、規制により、デジタル変調された下側及び上側サイドバンド２１２、２１４の１００倍まで電力が強くなり得る。さらに、第１隣接干渉信号２２０ａ、２３０ａは同時に存在することがあり、従って、この場合、下側及び上側サイドバンド２１２、２１４は共に、隣接するＦＭ送信によって歪みが生じる。

図２ｂに、図１のＩＢＯＣ信号を、隣接する第１隣接ＦＭチャネル２２０ｂ、２３０ｂと共に例示する。図２ａとは対照的に、下側に隣接する第１隣接ＦＭチャネル２２０ｂ及び上側に隣接する第１隣接ＦＭチャネル２３０ｂの電力は、これらのチャネルが干渉するデジタル変調された下側及び上側サイドバンド２１２、２１４のそれぞれよりも小さい。

図３に、（Ｈ）ＩＢＯＣ送信のピリオドオグラム・パワースペクトル密度（ＰＳＤ：power spectral density）推定値を、下側及び上側第１隣接（ＦＭ）干渉信号と共に示す。図３中の信号の種々の部分には、図２ａに示す信号の対応する部分と同じ参照番号を与えている。

図３は、実際に、（Ｈ）ＩＢＯＣ送信（黒色曲線）の下側及び上側サイドバンド３１２、３１４が、それぞれ下側に隣接する第１隣接ＦＭ送信３２０（薄いグレーの曲線）及び上側に隣接する第１隣接ＦＭ送信３３０（濃いグレーの曲線）によって重度に歪んでいることを示している。

「帯域内チャネル上」（ＩＢＯＣ）無線送信システムは、デジタル無線放送信号とアナログ無線放送信号とを同時に送信するために用いることができる。以下に説明するように、２つのデジタル信号を合成する全デジタル版も存在する。本明細書では、（Ｈ）ＩＢＯＣは、ハイブリッドまたは全デジタル形式にすることができるＩＢＯＣ信号を参照すべく用いる。

図３の信号は、オーバラップしない３つの周波数ビン（値の範囲）を有するものと考えることができ、これらは：−３００〜−１００kHzの下側周波数ビン、−１００〜１００kHzの中間周波数ビン、及び＋１００〜＋３００kHzの上側周波数ビンである。下側周波数ビン及び上側周波数ビンは第１及び第３周波数ビンの例であり、（例えば、隣接する隣接ＦＭチャネル３２０、３３０からの）いくらかの干渉、及び所望のデジタル・サイドバンド信号３１２、３１４の一部分を含むことができる。中央周波数ビンは第２周波数ビンの例であり、所望のＦＭ信号３１０（または以下に説明する等価なデジタル信号）を含むことができる。

図４に、ＩＢＯＣ信号の全デジタル実現のスペクトルをプロットして示す。全デジタルＩＢＯＣ ＦＭ信号については、アナログＦＭ信号が（二次）デジタル変調信号４２０ｂ、４２２ｂに置き換えられている。全デジタルモードでは、一次デジタル・サイドバンド４２０ａ、４２２ａの帯域幅がより低電力の二次サイドバンドにより十分に拡張されている。

全デジタルＩＢＯＣ信号はおよそ４００kHzの帯域幅を有する。図２ａを参照して上述したのと同様の方法で、下側及び上側の各隣接チャネルのおよそ１００kHz（即ち、２００kHzの「チャネルグリッド」の外側にある周波数）を占める。全デジタルＩＢＯＣ信号の下側デジタル・サイドバンドを４２０で示し、上側デジタル・サイドバンドを４２２で示す。各々が一次部分４２０ａ、４２２ａ及び二次部分４２０ｂ、４２２ｂを有する。図４では、拡張された周波数区分（Ｅ）の数が４である。ハイブリッドモード・システムでは、例えば図１及び２に示すように、拡張された周波数区分（Ｅ）の数を、送信されるサービスモードに応じて０、１、２、または４にすることができる。

図５に、受信機システム５００の実施形態を示す。

受信機システム５００は、入力信号５０４を受信する入力端子５０２を含む。入力信号５０４は、各々が異なるアンテナで受信された複数のアンテナ信号を含む。対応する複数のアンテナからの複数のアンテナ信号を用いることは、受信した信号の到来角を測定することを可能にする好都合な方法であり得る。複数のアンテナ信号の各々は、少なくとも第１周波数ビン及び第２周波数ビンに対応する情報を含む。第１周波数ビンは、所望のＩＢＯＣ信号の第１隣接干渉信号及びデジタル・サイドバンド信号を含むことができる。第２周波数ビンは、所望のＩＢＯＣ信号の中央部を含むことができる。以下の説明より明らかなように、受信したアンテナ信号は時間領域内であり得るが、それでもこれらの周波数ビンに対応する情報を含んでいる。

受信機システム５００は：
・干渉信号を含んでいる可能性のある第１周波数ビン（例えば、図３に示す上側周波数ビン（＋１００〜＋３００kHz）または下側周波数ビン（−３００〜−１００kHz））内の信号の到来角；及び、
・所望のＩＢＯＣ信号の中央部を含む第２周波数ビン（例えば、図３に示す中間周波数ビン（−１００〜＋１００kHz））内の信号の到来角
を測定することができることが有利である。

従って、システム５００は、これらの到来角を用いて、これら２つの周波数ビン内の信号が異なる発生源から出た可能性が高いか否か、従って、これらの信号が互いに干渉するものと考えるべきか否かを判定することができる。この判定に基づいて、重み付け係数／値を設定して、複数のアンテナからの信号を、改善された出力信号を発生することができる方法で互いに合成することができる。

第１ＡｏＡブロック５０６は、第１周波数ビンに関連する第１到来角５０８を測定する。この機能の実現の例は以下に説明し、異なる（間隔をおいた）アンテナで受信したアンテナ信号における第１周波数ビンに対応する部分どうしの間の共分散行列を定めることを含むことができる。随意的に、以下に説明するように、第１ＡｏＡブロック５０６は、第１周波数ビンの外側部分集合のような第１周波数ビンの部分集合に基づいて第１到来角５０８を測定することができ、この部分集合は、所望のＩＢＯＣ信号のデジタル・サイドバンドの周波数範囲外であるはずなので、あらゆる第１隣接干渉信号の良好な代表と考えることができ、このデジタル・サイドバンドも第１周波数ビン内に位置する。

第２ＡｏＡブロック５１０は、第２周波数ビンに関連する第２到来角５１２を測定する。第２到来角５１２は第１到来角５０８と同様の方法で測定することができる。随意的に、以下に説明するように、第２ＡｏＡブロック５１０は、第２周波数ビンの中間部分集合のような第２周波数ビンの部分集合に基づいて第２到来角５１２を測定することができ、この部分集合は、第２周波数ビンの両極端から間隔をおき、従って第１隣接干渉信号からの干渉をより受けにくいので、所望のデジタル信号の良好な代表と考えることができる。

第１重み付け決定ブロック５１４は、第１到来角５０８及び第２到来角５１２に基づいて第１重み付け値５１６を設定することができる。第１重み付け決定ブロック５１４は、第１重み付け値５１６を、複数のアンテナ信号における第１周波数ビンに対応する情報を増加的に合成するための値として設定するか、あるいは、複数のアンテナからの第１周波数ビンに対応する情報を相殺的に合成するための値として設定するかのいずれかを行うことができる。

例えば、第１到来角５０８と第２到来角５１２との差が閾値（外側閾値と称することがあり、１０度のような値をとることができる）よりも大きい場合、第１周波数ビン内の信号が異なる位置から出ること、従って干渉信号であるものと仮定することができることに基づいて、第１重み付け値５１６は相殺的合成用に設定することができる。こうした相殺的合成は、第１周波数ビン内に位置するデジタル・サイドバンド信号に対する干渉信号の影響を低減することができ、従って、デジタル・サイドバンド信号を復号化するための下流の処理を改善することができる。

第１到来角５０８と第２到来角５１２との差が上記閾値未満である場合、第１周波数ビン内の信号が第２周波数ビン内の信号と同じ方向から出ること、従って、これらの信号は空間分離の欠如により互いに分離することができないことに基づいて、第１重み付け値５１６は増加的合成用に設定することができる。これらの信号間の空間分離がない（あるいは十分に低い）ので、（ビーム形成（ビーム・フォーミング）を用いなかった場合にあり得るように）「従来型の」ＣＩＣアルゴリズムを適用するべきであり、こうしたＣＩＣアルゴリズムは、第１隣接信号が強い場合に最良／最適に動作する。従って、「最強の」信号を得るための合成を適用する。さらに、ＡｏＡどうしが同様／同一である場合、第１隣接干渉信号が存在しなければ、第１隣接干渉信号（第１周波数ビン）も所望信号（希望信号）（第２周波数ビン）の残り（即ち、漏れ）とすることができ、この場合、合成することは「自己（セルフ）ヌリング」を防止するためにも有用である。

以下に説明するように、第１重み付け値５１６の生成を実現する例は共分散行列を用いることもでき、従って、第１重み付け決定ブロック５１４及び第１ＡｏＡブロック５０６の一方は、他のブロックで実行される処理の一部を再利用することができる。第１ＡｏＡブロック５０６と同様の方法で、第１重み付け決定ブロック５１４は、第１周波数ビンの部分集合及び第２周波数ビンの部分集合に基づいて第１重み付け値５１６を設定することができる。

第１重み付け適用ブロック５１８は、複数のアンテナ信号における第１周波数ビンに対応する情報に第１重み付け値５１６を適用して、重み付き第１周波数ビン信号５２０を提供する。このようにして、複数のアンテナ信号における第１周波数ビンに対応する部分を、増加的に合成するか相殺的に合成するかのいずれかにより、単一の重み付き第１周波数ビン信号５２０にすることができる。

第１重み付け適用ブロック６１８は、到来角５０８、５１２及び／または第１重み付け値５１６を、周波数ビンの部分集合を用いて計算する場合でも、第１周波数ビンの周波数範囲全体に第１重み付け値５１６を適用することができる。このことが、図５において入力信号を第１重み付け適用ブロック５１８への直接の入力として示す理由である。

第２重み付け決定ブロック５２２は、第２重み付け値５２４を、複数のアンテナ信号における第２周波数ビンに対応する情報を増加的に合成するための値として設定する。第２周波数ビンは、問題となる信号用に確保されたチャネルグリッドの部分に対応するものと仮定する。従って、これらの信号を増加的に合成することによって、第２周波数ビンのＳＮＲ（signal to noise ratio：信号対雑音比）またはＳＩＮＲ（signal to interference and noise ratio：信号対干渉雑音比）を改善することができる。この場合も、第２重み付け決定ブロック５２２は第２周波数ビンの部分集合に基づいて第２重み付け値５２４を設定することができる。

第２重み付け適用ブロック５２６は、複数のアンテナ信号における第２周波数ビンに対応する情報に第２重み付け値５２４を適用して、重み付き第２周波数ビン信号５２８を提供する。このようにして、複数のアンテナ信号における第２周波数ビンに対応する部分を増加的に合成して、単一の重み付き第２周波数ビン信号５２８にする。

第２重み付け適用ブロック５２６は、第２到来角５１２及び／または第２重み付け値５２４を周波数ビンの部分集合を用いて計算する場合でも、第２周波数ビンの周波数範囲全体に第２重み付け値５２４を適用することができる。

受信機システム５００は、重み付き第１周波数ビン信号５２０と重み付き第２周波数ビン信号５２８とを合成して出力信号５３４を提供するように構成された信号合成ブロック５３２も含む。こうした合成は、（まとめて加算される信号が時間領域の信号であっても）周波数領域内での第１周波数ビンと第２周波数ビンとの間隔を保ち、これにより、重み付き第１周波数ビン信号５２０の周波数成分と重み付き第２周波数ビン信号５２８の周波数成分とが、出力信号５３４内で互いにオーバラップ（重複）しないようにすることができる。

本例では、複数のアンテナ信号の各々が、第３周波数ビンに対応する情報も含む。第３周波数ビンは、他方の第１隣接干渉信号、即ち、第１周波数ビン内に含まれるのとは反対側のものとすることができる。従って、第１周波数ビンが−３００〜−１００kHzの周波数範囲に相当する場合、第３周波数ビンは＋１００〜＋３００kHzの周波数範囲に相当し、その逆でもよい。

受信機システム５００は、第３周波数ビンを処理するためのブロックを含み、これらのブロックは、以下に説明するように、第１周波数ビンを参照して上述したものと同様である。

第３ＡｏＡブロック５３６は、第３周波数ビンに関連する第３到来角５３８を測定する。第３重み測定ブロック５４０は、第３到来角５３８及び第２到来角５１２に基づいて第３重み付け値５４２を設定する。上記のように、第３重み付け決定ブロック５４０は、複数のアンテナ信号における第３周波数ビンに対応する情報を増加的に合成するための値として第３重み付け値５４２を設定するか、複数のアンテナ信号における第３周波数ビンに対応する情報を相殺的に合成するための値として第３重み付け値を設定するかのいずれかを行う。第３重み付け適用ブロック５４６は、複数のアンテナ信号における第３周波数ビンに対応する情報に第３重み付け値５４２を適用して、重み付き第３周波数ビン信号５４８を提供する。

こうした例では、信号合成ブロック５３２が、重み付き第１周波数ビン信号５２０、重み付き第２周波数ビン信号５２８、及び重み付き第３周波数ビン信号５３４を合成することができる。

図６に、図５のもののような受信機システムによって実行することができる方法６００の詳細図を示す。この方法は、選択的なビーム形成をダブル（二重）ヌルステアリングで提供するものと考えることができる。

送信される（Ｈ）ＩＢＯＣ信号の受信改善は、複数（２つ）のアンテナの電子的にステアリング（方向操作）されるアンテナ放射パターン、例えば２つの等方性アンテナから成る共相励振リニア（アンテナ）アレイ（ＵＬＡ：Uniform-Linear-(antennae)-Array）で得ることができる。位相及び振幅推定による複素ベースバンド信号を用いることによって放射パターンをステアリングすることを、電子ステアリング複素ベースバンド・ビーム形成と称することができる。この種のビーム形成は、干渉信号を抑制（または除去）するための「ヌルステアリング」も可能にする。例えば、この種のビーム形成は、（ハイブリッドモード並びに全デジタルモードにおける）（Ｈ）ＩＢＯＣ送信のために、第１隣接（ＦＭ）干渉信号の抑制を可能にすることができる。さらに、この種のビーム形成は、いわゆる同一チャネル干渉相殺（ＣＩＣ：co-channel-interference-cancellation）を可能にする、というのは、第１隣接（ＦＭ）干渉信号は、（Ｈ）ＩＢＯＣ送信のデジタル変調されるサイドバンドにとって同一チャネル干渉信号であるからである。しかし、第１隣接干渉信号の抑制は、干渉信号と所望信号との間に十分な「空間分離」が存在しない場合に、受信される所望信号の抑制ももたらすことがあり、この抑制は「自己ヌリング」と称される。この自己ヌリングは適切な自己ヌリング防止手順で回避するべきであり、その例を以下に説明する。

以下に説明する１つ以上の例は、受信信号のステアリング・ベクトルに基づいて自己ヌリングを防止（またはその可能性を低減）することができる。ステアリング・ベクトルは、受信信号の到来角（ＡｏＡ）を表す。ステアリング・ベクトルを計算するために、およそ１００kHz幅の部分（１００kHzの周波数ビン）を用いて、所望の（Ｈ）ＩＢＯＣ信号、下側第１隣接（ＦＭ）干渉信号、及び上側第１隣接（ＦＭ）干渉信号用の学習信号または代理信号（代表値）を得る。次に、これらの代理信号を用いて、２つの第１隣接干渉信号並びに所望信号のステアリング・ベクトルを計算する。ステアリング・ベクトルを得た後に、到来角（ＡｏＡ）とステアリング・ベクトルとの間の１対１の関係を導出する。次に、ＡｏＡを用いて、これらの信号の空間分離について判定する。最後に、空間分離の欠如がある場合、これらの信号の増加的合成を適用することを提案する。この手順全体を、（Ｈ）ＩＢＯＣ送信用の「自己ヌリング防止」アルゴリズムと称する。

ビーム形成プロセスは、複数のアンテナの使用により、一部の例では複雑性及びコストを低くする理由で２つのアンテナのみの使用により、第１隣接干渉信号を共に除去するか少なくとも低減する目的を有する。なお、最大比合成（ＭＲＣ：Maximum Ratio Combining）は、第１隣接（ＦＭ）干渉信号によって生じる同一チャネル干渉を除去または低減することができない、というのは、ＭＲＣは、総信号エネルギーを、即ち第１隣接信号エネルギーを含めて最適に合成するに過ぎないからである。所望の（Ｈ）ＩＢＯＣ信号、及び両方の第１隣接（ＦＭ）干渉信号は異なる位置から出て、このことは通常はバンドＩＩ内でのＦＭ送信の場合であるので、発明者は、ビーム形成法によって空間領域を利用して第１隣接（ＦＭ）干渉信号を除去する試みができることを見出した。現在、３つの異なる信号を、これらの信号の空間的に異なる情報（「空間シグネチャ（署名）」）によって分離することは、（電子的にステアリングされる複素ベースバンドの）ビーム形成アルゴリズムの仕事である。

しかし、空間分離の欠如がある場合、受信した所望信号も抑制される、ということがあり、このことは「自己ヌリング」として知られ、ビーム形成による不所望な影響である。自己ヌリングを防止するために、本明細書では、受信信号のステアリング・ベクトルを計算することを提案する。後に示すように、ステアリング・ベクトルは受信信号の到来角（ＡｏＡ）を表す。

図６の方法はステップ６５２で開始され、ここでは、例えば６５０kHzのサンプル周波数を有する時間的に離散したベースバンド信号を、複数のアンテナ信号毎に選択しダウンコンバートして、信号毎に−３２５kHz〜３２５kHzの周波数領域／時間領域からの情報を捕捉することができる。ステップ６５４では、Ｎ個のデータサンプルを収集することができる。なお、図１〜４に示す信号はサンプル周波数の例示であるが、図６中のＮ個のデータサンプルは、周波数サンプルではなく時間サンプルである。Ｎは、学習信号が干渉信号及び所望信号の効果的な表現であるように十分大きな数とすることができる。

例えば、およそ２０００サンプル（一例では１８７２サンプル）を用いて、６５０kHzの周波数用の学習信号を作成することができる。各サンプルの長さは、例えばサンプリング周波数に依存し、６５０kHzの場合は１．６５マイクロ秒（μs）であり、このため６５０kHzについては、２０００サンプルは最大でも３ミリ秒（ms）のオーダーのレイテンシ（待ち時間）を生じさせ得ることは、当業者の理解する所である。なお、受信信号のアナログ−デジタル変換は、ＩＢＯＣレンダリング・プロセスの一部として実行することができ、従って、サンプルをレンダリングするために、サンプルを書き込むための処理以外の追加的処理を必要としないことができる。このことは、サンプルは、反復的に処理されてＮ個の時間サンプルに（分割）される受信信号のデジタル表現に過ぎないからである。従って、サンプリングを一定にして、新たなサンプルを連続して利用可能にすることができる。従って、ステップ６５４は、以下に説明するパス６５６〜６６４内のステップに移る前に多数回反復することができる。このため、直近のＮ個のデータサンプルを維持して、新たなサンプルが得られるとそれ以前のサンプルを破棄することができる。一部の実施形態では、サンプルを連続して更新するのではなく、サンプルを、アンテナアレイの移動速度または所望信号の干渉レベルに応じた周波数で更新することができる。

さらに、部分的に、加わる複雑性及び必要な処理能力に起因して、ビーム形成器用の新たな範囲を、収集される更新サンプル毎に計算することができないことがあり、従って、範囲が更新されるよりも頻繁にサンプルを収集して、新たな範囲を計算すべき時点であるものと判定した際に、必要に応じてサンプルを利用可能にすることができる。上記のように、範囲を計算する際に（例えば、周波数の最初の調整時に）サンプルが収集されていない場合、レイテンシはＮ個のサンプルを収集するために必要な時間のオーダーとなり、時刻ｔで再計算する場合、ｔ−(Ｎ×サンプルの長さ)からサンプルが取得されるように表現することができ、Ｎ個のサンプルを収集するまでビーム形成器は動作を継続しない。

また、一実施形態では、ビーム形成器の再計算の間隔を、（例えば、受信機が自動車上に位置するものと仮定すれば）受信機の（移動）速度のような係数に依存させることができ、理論的には、受信機が急速に移動していれば、極端な場合、ビーム形成器はＮ＋１サンプル毎に再計算することができる（例えば、最初の計算は０〜２０００番目のサンプルに対して実行することができ、２回目の計算は１〜２００１番目のサンプルに対して実行することができる）。従って、更新速度はサンプリング速度と同じになるが、こうしたシナリオは十分な処理能力を必要とする。

この方法は、第１周波数ビン、第２周波数ビン、及び第３周波数ビンに対する重み付け値を決定するための、それぞれ第１推定パス６５６、第２推定パス６５８、及び第３推定パスを含む。この方法は、３つの補正パス、即ち：第１補正パス６５７、第２補正パス６５９、及び第３補正パス６６１も含む。これらの補正パスは、複数のアンテナ信号に関連する周波数ビンどうしを、上記推定パスによって決定した重み付け値を用いて合成するためのパスである。以下に説明するように、本例では、推定パスは関連する周波数ビンの部分集合を処理するのに対し、補正パスはこれらの周波数ビンの全体を合成する。

第１推定パス６５６によって例示するように、Ｎ個のサンプルから計算される下側第１隣接干渉信号は、アンテナ信号毎に、−２５０kHz前後の−２００kHz〜−３００kHzの周波数周波数ビン内に得ることができる（ステップ６６６）。この周波数ビン内では、例えば所望のＩＢＯＣ信号の下側のデジタル・サイドバンドからの小量の干渉しか存在し得ない。即ち、第１推定パス６５６は、第１周波数ビン（−１００kHz〜−３００kHz）の外側部分集合（−２００kHz〜−３００kHz）に対する処理に関係することができる。

第２推定パス６５８では、例えばここでもＮ個のサンプルから計算した所望信号の代表値を、アンテナ信号毎に、ゼロヘルツ（０kHz）前後の−５０kHz〜＋５０kHzの周波数ビン内で得ることができる（ステップ６６８）。この周波数ビン内では、例えば下側第１隣接干渉信号及び上側隣接干渉信号からの比較的小量の干渉しか存在し得ない。即ち、第２推定パス６５８は、第２周波数ビン（−１００kHz〜＋１００kHz）の中間部分集合（−５０kHz〜＋５０kHz）に対する処理に関係することができる。

第３推定パス６６０では、Ｎ個のサンプルから計算した上側第１隣接干渉信号の代表値を、＋２５０kHz前後の＋２００kHz〜＋３００kHzの周波数ビン内に得ることができ（ステップ６７０）、この周波数ビン内では、例えば所望のＩＢＯＣ信号の上側のデジタル・サイドバンドからの小量の干渉しか存在し得ない。即ち、第３推定パス６６０は、第３周波数ビン（＋１００kHz〜３００kHz）の外側部分集合（＋２００kHz〜＋３００kHz）に対する処理に関係することができる。

従って、ステップ６６６及び６７０では、下側第１隣接干渉信号の代表値、及び上側第１隣接干渉信号の代表値を中心として、信号を直流（ＤＣ：Direct Current）バイアスへシフトさせることができる。なお、第２推定パス６５８については、第２周波数ビンは既に０Hzを中心としているので、アンテナ信号をＤＣバイアスへシフトさせる必要はない。従って、第２推定パス６５８はステップ６５４からステップ６６８に進むことができ、あるいは代案の実施形態では、ステップ６６８はステップ６７２及び６７４が並列に実行されるのを待機することができる。

ステップ６７２及び６７４では、周波数シフトされた下側第１隣接干渉信号、所望信号、及び周波数シフトされた上側第１隣接干渉信号を、２４タップの有限インパルス応答（ＦＩＲ：finite impulse response）を有する０Hz前後の５０kHzの（例えば−５０kHzから＋５０kHzまでの）ローパス（低域通過）フィルタ（ＬＰＦ：low-pass filter）を用いてフィルタ処理することができる。一実施形態では、ローパスフィルタをバンドパス（帯域通過）フィルタと組み合わせて、各信号を０までシフトさせて（ステップ６６６及び６７０）信号の半分をフィルタで除去して、できる限りクリーンな信号を保証する（ステップ６７２、６６８、及び６７４）。従って、これら３つの異なる１００kHzの周波数帯域（第１、第２、及び第３周波数ビン）は、学習信号または代理信号と称することができる。

ステアリング・ベクトルの計算
本節では、（Ｈ）ＩＢＯＣ受信用のステアリング・ベクトルの計算を紹介し、図６中に次のサブステップによって表す：
・第１周波数ビン行列を生成するステップ６７６、
・第２周波数ビン行列を生成するステップ６７８、
・第３周波数ビン行列を生成するステップ６８０、及び、
・平均二乗誤差の最小化（ＭＭＳＥ：minimization of mean-square-error）によってステアリング・ベクトル及びＡｏＡを決定するステップ６０７。

ステアリング・ベクトルの計算は、以下に説明するように（サンプルベースの）空間共分散行列に基づく。以下に説明するように、重み付け値は、空間共分散行列に基づいて、「ＳＩＮＲ基準の最大化」アルゴリズムを適用することによって生成され、これらの最適な重み付け値は第１、第２及び第３周波数ビンに適用される。上記のＭＭＳＥ基準を用いて、空間共分散行列からＡｏＡを得て、これらのＡｏＡは「却下」、即ち合成プロセスにおいて用いる。

さらに、上述したように、（サンプルベースの）空間共分散行列の各々を、およそ１００kHz幅の部分（１００kHzの周波数ビン）を用いることによって得て、所望の（Ｈ）ＩＢＯＣ信号、下側第１隣接（ＦＭ）干渉信号、及び上側第１隣接（ＦＭ）干渉信号に対する学習信号または代理信号（代表値）を得る。本節の残り部分では、ステアリング・ベクトルの計算を紹介して詳細に説明する。

受信した下側第１隣接（ＦＭ）干渉信号、受信した所望信号、及び受信した上側第１隣接（ＦＭ）干渉信号の代理値は、いわゆる「自己ヌリング防止」アルゴリズムによって処理する。自己ヌリング防止アルゴリズムは、受信した下側及び上側第１隣接干渉信号並びに受信した所望信号のステアリング・ベクトルの推定値を表現する複素数を計算する。後に示すように、受信した各信号のステアリング・ベクトルは、これらの信号の到来角（ＡｏＡ）と１対１の関係を有する。従って、このステアリング・ベクトルは、これらの信号を空間領域内で比較するために必要な空間情報を含む。さらに、「到来角（ＡｏＡ）比較」という表題の下で、以下のこれらの比較基準に応える。本明細書に示すように、ステアリング・ベクトルの計算は、「主成分分析」（ｐｃａ：principal-component analysis）法、いわゆる「推定及びプラグ」技術を利用して固有値問題を解くことによって非常に迅速にすることができる。本発明の場合、統計的ｐｃａ法は、固有値問題の解を直交変換として用いる。固有値問題を解くことによって、相関のあり得る変数の観測値の集合、即ち、上記空間共分散行列についての観測値を、主成分と称される線形無相関の（直交する）変数の集合に変換する。本発明の場合、これらの主成分は上記空間共分散行列の固有ベクトルであり、即ち、上記共分散行列の特異値分解（ＳＶＤ：Singular-Value-Decomposition）である。さらに、ｐｃａ法によれば、最大の固有値を有する固有ベクトルが第１主成分である。この主成分は求めているステアリング・ベクトルに比例することを、後に示す。これに加えて、本例で使用されるｐｃａ法の特定バージョン、即ち（２×２）空間共分散行列のＳＶＤは、（瞬時と考えることができるほど）非常に迅速に適用することができる。その結果、提案する複素ベースバンドの「自己ヌリング防止」アルゴリズムは高速であり、即ち低いレイテンシを有する。実際に、レイテンシは、空間共分散行列を計算するために必要な観測値（サンプル）のみによって決まる。なお、重み付け値を決定するために、上述したように、２つのアンテナで受信した所望信号のベクトルｓのために２×２共分散行列を既に計算しており、また、上述したようにｐｃａ法を適用して最適なビーム形成用重み付け値を計算している。以下に、ステアリング・ベクトルを得るための同様な手順を説明し、この手順を適用して自己ヌリングを防止する。

自己ヌリング防止アルゴリズムにおけるステアリング・ベクトルのための計算基準は、平均二乗誤差の最小化（ＭＭＳＥ）であり、即ち、既知のウィーナー・ホッフ（Wiener-Hopf）基準である。ウィーナー・ホッフ基準の解は、いくつかの仮定の下でステアリング・ベクトルを提供することができ、これらの仮定は本節で後に紹介する。ウィーナー・ホッフＭＭＳＥ基準は、平均二乗誤差（ＭＳＥ：mean-square-error）の重みベクトルについて、即ちＭＳＥの傾きについて、ＭＳＥの一次偏導関数をとる。一例として、本節の残り部分では、送信される所望信号χのステアリング・ベクトルを計算するためのこうした手順、即ちウィーナー・ホッフ基準を示す。

複数（２つ）のアンテナで受信した所望信号は次式によって与えられる：

ここに、ηは複数（２つ）のアンテナ（次元）の平均値０の複素白色ガウスノイズ信号であり、ベクトル成分毎にノイズ分散
（外１）
を有する。さらに、受信した所望信号ｓは、ステアリング・ベクトルａを有する「点光源信号」であるものと仮定する。ここで、受信した所望信号ｓに対して重み付けベクトルｗを適用することによって、送信される所望信号χの（有雑音の）推定値を得ることができ、次式によって与えられる：
ここに、(・)^Hはエルミート転置行列であり、複素共役演算(・)^*及び転置行列演算(・)^Tの両方を適用する。ここで、送信される所望信号の推定値のＭＳＥ
（外２）
を次式によって定義する：
ここに、Ｅ{・}は統計的平均値を意味する。さらに、式３の計算は次式のようになる：
ここに、
（外３）
は送信される信号の分散であり、
（外４）
は空間相互相関ベクトルであり、
（外５）
は空間分散行列である。

ウィーナー・ホッフ基準は、ＭＳＥの傾きを計算して、その結果を０に設定することを想起されたい。従って、式４によって与えられる、ｗ ^Hに対するＭＳＥの傾きは次式のようになる：
そして、傾きを０に設定することによって、
が、実際に、周知のウィーナー・ホッフ解を与える。

受信した所望信号ｓがステアリング・ベクトルａを有する有雑音の点光源信号である、即ちｓ＝ａχ＋ηであるという以前に行った仮定により、空間共分散ベクトルを次式のように書き換えることができる：
この式はステアリング・ベクトルａの（送信された所望信号χの分散による）「スケーリング版」である。この式を式６と合成して、次式が与えられる：

この式は、固有値問題を解くために実際に必要とするものであることが判明した。こうした固有値問題の解が最適な重みベクトルを与える。さらに、この最適な重みベクトルは、送信された所望信号χのステアリング・ベクトルを表し、従って次式によって与えることができる：
ここに、Ｐ{・}は、ｐｃａに基づいて行列の主固有ベクトルを戻す演算子であり、この主固有ベクトルはステアリング・ベクトルａに比例する。

２アンテナの等間隔直線アレイ（ＵＬＡ：Uniform-Linear-Array）により、空間共分散行列Ｒ_ssは２×２行列であり、所望の受信信号ｓの固有値を計算するための特徴的関数は、解く必要のある「単純な」二次関数のみである。この二次関数は次式によって与えられる：
ここに、
（外６）
は行列Ａのトレース（跡、対角和）であり、det{Ａ}は行列Ａの行列式である。

ここで、ケーリー・ハミルトンの定理により、解行列(Ａ−λ₂Ｉ)の列を利用することによって、ステアリング・ベクトルａを表す第１（最大）主固有ベクトルｗ _optを見出すことができ、ここにλ₂は式１０の二次関数からの最小固有値である。この手順を実現することによって、実際に、固有値ｗ _optが、受信した所望信号のステアリング・ベクトルａに比例することが示される。得られた固有値問題の解ｗ _optを用いて、受信した所望信号ｓのＡｏＡを計算する。これに加えて、受信した下側第１隣接（ＦＭ）干渉信号については空間共分散行列
（外７）
により、受信した上側第１隣接（ＦＭ）干渉信号については空間共分散行列
（外８）
により、同様の方法で同様な結果を導出することができる。

これらの空間共分散行列を得るための処理は、前述した代理信号（即ち、関連する周波数ビンの部分集合）に基づくことが想起される。

最後に、実際的考察のために、空間共分散行列の近似値を用いる。この近似値のために、無限長の統計的平均値演算子Ｅ{・}を有限連続長の総和−平均に置き換え、有限連続長の総和−平均はサンプルベースの空間共分散行列を生成し、これは次式によって与えられる：
ここに、
（外９）
は、受信した下側第１隣接（ＦＭ）干渉信号の代理用のサンプルベクトルの流れであり、
（外１０）
は、受信した所望信号の代理用のサンプルベクトルの流れであり、
（外１１）
は、受信した上側第１隣接（ＦＭ）干渉信号の代理用のサンプルベクトルの流れであり、図６に示すステップ６７２、６６８、６７４の出力として与えられる。

これらのサンプルベースの空間共分散行列
（外１２）
は、図６に示すステップ６７６、６７８、６８０の出力として与えられ、到来角を計算するために用いられると共に、重み付け値を計算するためにも用いられる。

ここで、第１、第２、及び第３重み付け値は、サンプルベースの空間共分散行列によって計算され、従って次式のように書くことができる：
ここで、固有値は、３つの異なる周波数ビンにおける３つの代理信号毎に上記の二次特性関数を解くことによって計算される。その結果、３つのステアリング・ベクトル｛ｓｖ _i, ｓｖ _s, ｓｖ _j｝が得られ、これらのステアリング・ベクトルを用いて、受信した干渉信号並びに受信した所望信号の到来角（ＡｏＡ）を計算する。次に、これらのＡｏＡどうしを比較して、空間分離の欠如があるか否かを判定する。このＡｏＡ比較手順は次節で説明する。

到来角（ＡｏＡ）比較
本節では、自己ヌリングを防止するための比較基準を紹介する。こうした自己ヌリング防止の決定アルゴリズムはステアリング・ベクトルの利用可能性に基づき、これらのステアリング・ベクトルは、例えば「ステアリング・ベクトル計算」という表題で以上に説明したように計算する。上記の判定基準は、実際には相当「直接的」であり、ステアリング・ベクトルから得られた到来角（ＡｏＡ）情報を利用する。より具体的には、判定は、受信した所望信号のＡｏＡと受信した下側第１隣接干渉信号との差に基づき、また受信した所望信号のＡｏＡと受信した上側第１隣接干渉信号との差にも基づく。本節の残り部分では、この比較、及びそれに応じた判定基準を説明する。

受信した所望信号が単一点光源のＲＦ信号ｓ(t)であり、平面波伝搬を行うものと仮定すれば、２素子のＵＬＡで受信した所望のＲＦ信号は次式によって与えられる：
ここに、ｆ_cは、初期位相θ₀を有するＲＦキャリア周波数（例えば、ＦＭ帯域の８８＜ｆ_c＜１０８MHz）であり、
（外１３）
は波長でありｃは光速であり、ｄは上記ＵＬＡの２つのアンテナ素子間の距離（例えば
（外１４）
）であり、χ(t)はＲＦ所望信号であり、η ^(t)はＲＦノイズ信号であり、そして
（外１５）
は送信される所望信号χのＡｏＡである。ここで、複素ベースバンドｓとしてのｓ(t)の評価（ここに
（外１６）
）を式１と組み合わせれば、ステアリング・ベクトルについて次式のようになる：

ここで、送信される所望信号のＡｏＡは、ステアリング・ベクトル成分から得ることができ、ステアリング・ベクトル（または推定値）が利用可能であるものと仮定すれば、このことは次式を生じさせる：
ここに、ｌｎ(・)は自然対数をとることを表し、
（外１７）
は複素数の虚部をとることを表し、ｓｉｎ^-1(・)はアークサイン（逆正接）である。

他の実施形態では、ＡｏＡの代表値は、複素数ａ₁の自然対数及び虚部をとることによって定めることができる。即ち、式１５に示すようにアークサインを計算することはない。

式１５により、送信される所望信号
（外１８）
とステアリング・ベクトルａとの直接的な関係を得る。なお、ＡｏＡは空間共分散行列（のみ）から計算され、空間共分散行列はステップ６７６、６７８、６８０から既に利用可能であり、また、以下に説明する「ＳＩＮＲの最大化」基準によって第１、第２、及び第３重み付け値（ビーム形成用重みと称することもできる）を得るためにも用いる。従って、ＡｏＡ計算は、ビーム形成用重みを決定するために用いるビーム形成アルゴリズムの相当「複雑性に優しい」拡張であり得る。さらに、ＡｏＡは、計算されたビーム形成用重みと「調和」することが有利であり、従って、提案する方法と共に「整合決定基準」を導入する。

重み付け値の計算
以下の説明は、ブロック６５１におけるＳＩＮＲ基準の最大化によって重み付け値（重み付け係数またはビーム形成用重みとして知られていることもある）を決定することができる方法の実現に関するものである。なお、これらは、「却下」が発生しない場合に上記３つの周波数ビンに対して用いられるビーム形成の重みである。

ＳＩＮＲを最大にすることによる、ダブルヌル・ステアリングでの複素デジタル・ベースバンド・ビーム形成による重み付け係数の生成は、以下のようにすることができる。なお、推定基準はＳＩＮＲの最大化であり、ＳＩＮＲの最大化は、信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）の一次導関数をとることによって最適な重みを計算し、この導関数の結果は０に設定することができ、これにより上記の方程式を解くことができる。このＳＩＮＲは
のように表すことができ、ここにｗは重みであり、(・)^Hはエルミート変換、即ち複素共役演算及び変換演算の両方であり、
はサンプル共分散行列（有限個数のサンプルＮにわたる共分散行列の近似値）であり、ｎ[ｎ]は複素ガウスノイズ・ベクトルであり、成分毎に０の平均値及び分散σ²＝Ｎ₀を有する。一例の場合、サンプル共分散行列Ｒ_inが利用可能でないことがあるが、ＩＢＯＣ送信については、代表値信号を用いてサンプル共分散行列Ｒ_inの近似値（及びサンプル共分散行列Ｒ_jnについての近似値も）得ることができ、次式のようになる：
ここに、
（外１９）
は下側第１隣接干渉信号の代理信号についてのサンプル流であり、
（外２０）
は所望信号の代理信号についてのサンプル流であり、
（外２１）
は上側第１隣接干渉信号の代理信号についてのサンプル流である。

２つの第１隣接干渉信号（及び一部の実施形態では複素ガウスノイズ）を伴うＩＢＯＣ送信は、異なる空間の３つの独立した信号の総和、即ち、独立した複素ガウスノイズを伴う下側第１隣接干渉信号、所望信号、及び上側第１隣接干渉信号の総和として表すことができる。従って、上記ＳＩＮＲは
のように表すことができ、ここにＥ{・}は統計的平均値の表現である。最適な重み付け係数、即ち重みベクトルは、ＳＩＮＲを最大にすることによって得ることができ、次式のようになる：
（argmax{ＳＩＮＲ}は、ＳＩＮＲを最大にする重みベクトルｗを表す。）

図１に示す送信１００のような受信したＩＢＯＣ送信については、図２ａおよｂ２ｂに示す干渉信号２２０ａ、２３０ａと所望信号２１０とを異なる周波数ビンに分け、周波数ビン毎にＳＩＮＲを最適化して重みを得ることができ、次式のようになる：
この式は、３つのサブバンド内の重み付け係数を計算するための最初のステップと考えることができる。最大化問題を解くために、ビン毎にＳＩＮＲの複素数の傾きを複素数の重みに対してとることができ、その結果を０に設定し、これにより、例えば下側第１隣接干渉信号については
のようになり、ここに、
（外２２）
は複素数の傾きをとることを表す。偏微分を適用することによって、
を得ることができ、この式は次式のように書き換えることができ：
ここに、
は下側第１隣接干渉信号用の周波数ビンのＳＩＮＲとして定義することができる。この式は次式のように書き換えることができ：
この式は固有値問題であり、その解は、ＳＩＮＲを最大にするための最適な重み
を与え、ここにＰ{・}は、ＰＣＡに基づいて行列の主固有ベクトルを戻す演算子である。

２アンテナのＵＬＡでは、サンプル共分散行列を２×２行列とすることができ、固有ベクトルを計算するための特性関数は二次関数であり、次式のように表すことができ：
ここに
（外２３）
は行列Ａのトレースであり、det[Ａ]は行列Ａの行列式である。

所望信号及び上側第１隣接信号についても、同様の方法で同様な結果を導出することができる。しかし、独立した平均値０の複素ガウスノイズ変数のサンプル共分散行列Ｒ_nnは、ノイズ分散σ²を主要項（対角要素）上に有する対角行列であるものと仮定することができる。なお、所望信号は干渉信号を有さないことがある（所望信号を学習信号用に用いる１つの理由である）。ノイズ行列の逆行列をとることによって、主要項上のみに値が存在し、これにより所望信号をスケーリング（拡大縮小）することができるが、固有ベクトルは変化させない。従って、サンプル共分散行列の逆行列
（外２４）
も対角行列として表すことができ、次式のようになる：
最後に、下側及び上側第１隣接干渉信号及び所望信号は次式のように表すことができる：
ここで、固有ベクトルは、上記３つの周波数ビン毎に「直接的な」二次特性関数を解くことによって計算される。

ＡｏＡに基づく論理的指標の生成
ここで、「ステアリング・ベクトルの計算」という表題の下で上述したステアリング・ベクトルの計算を思い出すことによって、（２アンテナＵＬＡについての）受信した下側第１隣接干渉信号、受信した所望信号、及び受信した上側第１隣接干渉信号のそれぞれのＡｏＡを次式のように得ることができる：

次に、これらのＡｏＡを用いることによって、本発明の計算基準を適用することができる。従って、得られたＡｏＡを用いて、受信した下側及び上側第１隣接干渉信号が所望信号から空間的に分離されているか否かを識別することを提案する。これらの信号が所望信号に近過ぎる場合、空間分離の欠如に起因して自己ヌリングが発生し得る。受信した下側第１隣接干渉信号と受信した所望信号との間に空間分離の欠如があるか否かを判定するための判定基準は次式によって与えられる：
そして、受信した上側第１隣接干渉信号と受信した所望信号との間では次式によって与えられる：
ここに、｛Δφ_is, Δφ_js｝は外側閾値ベクトルであり、２つの信号が空間的に互いに十分に近いか否かを判定するための適切な値を設定するための変数と考えることができる（例えば、第１及び第２隣接干渉信号については共に１０°である）。これらの値は、例えば「実地試験」、あるいは（Ｈ）ＩＢＯＣ送信のシナリオを空間的にモデル化する他の手段により得ることができる。論理的指標[Ｌ_is, Ｌ_js]は、図６中のステップ６０７による出力であり、自己ヌリングを防止するために従うべき手順を決定するために、即ち、後続する増加的または相殺的合成のための重み付け値を設定するか否かを決定するために用いる。

自己ヌリング防止用の重み付け値の設定
本例では、重み付け値を設定するステップを６つのサブステップとして示し、これらのサブステップが組み合わさって、第１重み付け値（ｗ_opt,i）、第２重み付け値（ｗ_opt,s）、そして第３重み付け値（ｗ_opt,j）も設定する。これらのサブステップは：
−第１周波数ビン行列を生成するステップ６７６、
−第２周波数ビン行列を生成するステップ６７８、
−第３周波数ビン行列を生成するステップ６８０、
−３つの周波数ビン行列６７６、６７８、６８０に基づいて、ＳＩＮＲを最大にするための重み付け値を決定するステップ６５１、
−３つの周波数ビンの各々を増加的に合成するための重み付け値を決定するステップ６５３、及び
−ステップ６０７によって出力される論理指標[Ｌ_is, Ｌ_js]に基づいて、３つの周波数ビン毎に、ステップ６５１からの重み付け値を出力するかステップ６５３からの重み付け値を出力するかを選択するステップ６５５。

周波数ビン行列を生成するステップ６７６、６７８、６８０、及びＳＩＮＲを最大にする重み付け値を決定するステップ６５１は、以上で詳細に説明している。以上に示したように、周波数ビン行列を生成するステップ６７６、６７８、６８０は、本節及び「ステアリング・ベクトルの計算」の両方に共通する。

ＳＩＮＲを最大にするための重み付け値を決定するステップ６５１は、次のように要約することができる：第１重み付け値（ｗ_opt,i）を、複数のアンテナ信号における第１周波数ビンに対応する情報を相殺的に合成するための値として設定すること；第２重み付け値（ｗ_opt,s）を、複数のアンテナ信号における第２周波数ビンに対応する情報を増加的に合成するための値として設定すること；及び第３重み付け値（ｗ_opt,j）を、複数のアンテナ信号における第３周波数ビンに対応する情報を相殺的に合成するための値として設定すること、より詳細なことは以上を参照。これらの重み付け値の（暫定的な）集合は、選択するステップ６５５への入力として提供される。

３つの周波数ビンの各々を増加的に合成するための重み付け値を決定するステップ６５３は、第１重み付け値（ｗ_opt,i）及び第３重み付け値（ｗ_opt,j）を、（ＳＩＮＲを最大にするための重み付け値を決定する）ステップ６５１で第２重み付け値（ｗ_opt,s）用に設定したのと同じ値に設定することを含むことができる。このことは、ステップ６５１で決定した相殺的な第１及び第２重み付け値を却下するものと考えることができる。

ステップ６７６、６７８、及び６８０では、第１隣接干渉代表サンプル信号（Ｒ_ii, Ｒ_jj）のＮ個の共分散行列、及び代表サンプル所望信号Ｒ_ssのＮ個の共分散行列を生成する。なお、本例では、これらの行列は、アレイ内に２つのアンテナが存在するので２×２行列であり、主要項は干渉または所望信号についての情報に対応し、二次項は、（考慮する行列に応じて）干渉または所望信号の空間相関についての情報に対応する。

一旦、上記行列を生成すると（ステップ６７６、６７８、及び６８０）、ＳＩＮＲを最大にするための重み付け値を決定するステップ６５１は、信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）を最大にする重み付け値を、第１隣接干渉代表サンプル信号のＮ個の共分散行列及び代表サンプル所望信号のＮ個の共分散行列のそれぞれの逆行列に基づいて計算する（上記を参照）。このようにして、第１及び第２重み付け値を、その後の相殺的合成用に決定し、第２重み付け値をその後の増加的合成用に決定する。

上記共分散行列は、所望信号及び干渉信号の信号電力の尺度として用いることができる。上記ビーム形成器は、ＳＩＮＲについて信号を最大にし、即ち所望信号の電力を最大に、干渉＋ノイズの寄与分を最小にする、というのは、このことは指向性の決定を生じさせるからであり、この条件は信号の発生方向に対応する。上記重みは、上述したように「主成分分析」法で固有値問題を解くことによる「推定及びプラグ」技法を用いてほぼ瞬時に計算することができる。結果的に、複素ベースバンド・ビーム形成アルゴリズムが高速であり、即ち、このアルゴリズムはレイテンシが低い。

ステップ６５１からの重み付け値を出力するかステップ６５３からの重み付け値を出力するかを選択するステップ６５５は、ステップ６０７からの論理指標[Ｌ_is, Ｌ_js]に基づく。論理指標[Ｌ_is, Ｌ_js]は空間分離の欠如があるか否かを示し、この情報により、上記方法は自己ヌリングを防止するために行うべきことを決定する。

即ち、Ｌ_isが真である場合、（増加的合成のための）ステップ６５３によって生成した第１重み付け値を、第１周波数ビンに適用するために出力する。Ｌ_isが偽である場合、（相殺的合成のための）ステップ６５１によって生成した第１重み付け値を、第１周波数ビンに適用するために出力する。同様に、Ｌ_jsが真である場合、（増加的合成のための）ステップ６５３によって生成した第３重み付け値を、第３周波数ビンに適用するために出力する。Ｌ_jsが偽である場合、（相殺的合成のための）ステップ６５１によって生成した第３重み付け値を、第３周波数ビンに適用するために出力する。このプロセスは自己ヌリングを防止するものと考えることができ、以下でより詳細に説明する。

受信した所望信号に対して、ＳＩＮＲを最大にするためのステップ６５１によって生成した重み付け値を適用するビーム形成器は、これらの重み付け値を、ＵＬＡにおいて受信した所望信号の増加的加算を実行するための最適なビーム形成の重みとして計算することができ、即ち、このビーム形成器は、複数（２つ）のアンテナから出力される所望信号を「増加的に合成する」。しかし、図６の方法は、干渉信号と所望信号との間に空間分離の欠如があるか否か、即ち、所望信号のＡｏＡといずれかまたは両方の干渉信号のＡｏＡとが同様な値を有して、これらの信号が空間的に非常に近いか否かを判定することができる。空間分離の欠如がある場合、このことは、ビーム形成アルゴリズムは（空間的に）異なる信号どうしを区別することができない。この場合、所望信号と同様なＡｏＡを有する干渉信号に「増加的合成」を適用することが適切である。さらに、ビーム形成器は、どのみちこれらの信号どうしの空間的区別を行うことができないことにより、このことは適切な選択であるものと考えられる。なお、増加的合成のための最適な重みは、受信した所望信号（即ち、第２周波数ビン）について計算することができるので、既に利用可能であり得る。このことは、例えば下側第１隣接干渉信号についての空間分離欠如の論理指標Ｌ_isが「真」である場合、増加的合成を得るためには、所望信号（第２周波数ビン）の最適な重みを、受信した下側第１隣接干渉信号（第１周波数ビン）にも適用するべきであることを意味する。同じ考え方が指標Ｌ_jsにも当てはまり、即ち、Ｌ_jsが「真」である場合、増加的合成を得るためには、所望信号（第２周波数ビン）の最適な重みを、受信した上側第１隣接干渉信号（第３周波数ビン）にも適用するべきである。結果的に、両指標が「真」である場合、（第２周波数ビン用の）最適な重みを、下側第１隣接干渉信号（第１周波数ビン）並びに上側第１隣接干渉信号（第３周波数ビン）用にも用いる。この場合、すべての信号が増加的に合成される。

他の実施形態では、合成のための最適な重みを、第１周波数ビン（または第３周波数ビン）の共分散行列の情報で「調整する」こともできる。例えば、合成において適用される第２周波数ビンの重みは、第２周波数ビン用の最適な重みの「調整／重み付け」版とすることができる。この調整は、第１（または第３）周波数ビンの空間共分散からの情報に基づくことができる。このようにして、第１重み付け決定ブロックは、複数のアンテナ信号における第１周波数ビンに対応する情報の空間共分散行列に基づいて第２重み付け値を調整することによって、調整された第２重み付け値を決定して、第１重み付け値を、調整された第２重み付け値と同じに設定することができる。同様に、第３重み付け決定ブロックは、第３周波数ビンに関連する対応の信号に基づいて、第３重み付け値を設定することができる。

従って、増加的合成の方法を適用した結果、空間分離欠如の論理指標[Ｌ_is, Ｌ_js]のいずれかが「真」である場合、信号どうしが空間的に近過ぎる際に自己ヌリングが発生しない。しかし、こうした増加的合成方法の結果として、論理指標[Ｌ_is, Ｌ_js]のいずれかが「真」である場合に、第１隣接干渉信号の抑制ももはや可能でなくなる。一方、こうしたことは想定される、というのは、この場合、ビーム形成器は、受信した所望信号を、受信した下側信号（Ｌ_isが「真」である）から、受信した上側信号（Ｌ_jsが「真」である）から、あるいは受信した下側及び上側信号（Ｌ_is、Ｌ_jsが共に「真」である）から分離するための空間的情報を有さないからである。

重み付け値の適用
以上に示したように、図６の方法は３つの補正パス、即ち：第１補正パス６５７、第２補正パス６５９、及び第３補正パス６６１を含む。

第１補正パス６５７は、複数のアンテナ信号の各々の第１周波数ビンどうしを第１重み付け値に従って合成するためのパスである。以上で説明したように、第１重み付け値は、複数のアンテナ信号の各々の第１周波数ビンどうしを増加的に合成するか相殺的に合成するかのいずれかを行うように設定されている。

第２補正パス６５９は、複数のアンテナ信号の各々の第２周波数ビンどうしを第２重み付け値に従って増加的に合成するためのパスである。以上で説明したように、第２重み付け値は第２周波数ビンどうしを増加的に合成するように設定されている。

第３補正パス６６１は、複数のアンテナ信号の各々の第３周波数ビンどうしを第３重み付け値に従って合成するためのパスである。以上で説明したように、第３重み付け値は、第３周波数ビンどうしを増加的に合成するか相殺的に合成するかのいずれかを行うように設定されている。

本例では、第１、第２、及び第３重み付け値の各々が、複数のアンテナ信号の各信号毎に１つずつの、複数のアンテナ重み付け値を含む。これらのアンテナ重み付け値の各々は複素数にすることができる。

第１補正パス６５７では、周波数を＋２００kHzだけシフトさせる第１ステップ６８６を、各アンテナ信号の第１周波数ビンが０Hzに位置するように実行する。次に、ステップ６９２では、ステップ６８６によって供給される周波数シフトされた信号を、本例では３２タップの有限インパルス応答（ＦＩＲ）を有し０Hzを中心とした１００kHzのカットオフ（遮断）周波数を有する（即ち、１００kHzから１００kHzまでの）フィルタによってローパスフィルタ（ＬＰＦ）処理する。その結果、ステップ６９２におけるフィルタ処理からの出力信号は第１周波数ビンの全体を含む。これらの出力信号は第１周波数ビンのアンテナ信号と考えることができる。

同様に、第３補正パス６６１では、−２００kHzだけ周波数シフトさせるステップ６９０を実行して、各アンテナ信号の第３周波数ビンを０Hzに位置付ける。次に、ステップ６９４では、ステップ６９０によって提供される周波数シフトされた信号を、本例では３２タップの有限インパルス応答（ＦＩＲ）を有し０Hzを中心とした１００kHzのカットオフ周波数を有する（即ち、１００kHzから１００kHzまでの）フィルタによってローパスフィルタ（ＬＰＦ）処理する。その結果、ステップ６９４におけるフィルタ処理からの出力信号は第３周波数ビンの全体を含む。これらの出力信号は第２周波数ビンのアンテナ信号と考えることができる。

第２補正パス６５９では、各アンテナ信号の第２周波数ビンが既に０Hzに位置するので、周波数シフトさせるステップを必要としない。ステップ６９８では、アンテナ信号を、本例では３２タップの有限インパルス応答（ＦＩＲ）を有し０Hzを中心とする１００kHzのカットオフ周波数を有する（即ち、１００kHzから１００kHzまでの）フィルタによってローパスフィルタ（ＬＰＦ）処理する。その結果、ステップ６９８におけるフィルタ処理からの出力信号は第２周波数ビンの全体を含む。これらの出力信号は第２周波数ビンのアンテナ信号と考えることができる。

図６の方法は、第１周波数ビンのアンテナ信号に第１重み付け値（ｗ_opt,i）を適用して、これらの信号どうしを合成して重み付き第１周波数ビン信号を提供する第１重み付け適用ステップ６１８を含む。このように、複数のアンテナ信号における第１周波数ビンに対応する情報に第１重み付け値を適用して、これらの信号を増加的に合成するか相殺的に合成するかのいずれかを行う。

同様に、第３重み付け適用ステップ６４６は、第３周波数ビンのアンテナ信号に第３重み付け値（ｗ_opt,j）を適用して、これらの信号どうしを合成して重み付き第３周波数ビン信号を提供する。このように、複数のアンテナ信号における第３周波数ビンに対応する情報に第３重み付け値を適用して、これらの信号を増加的に合成するか相殺的に合成するかのいずれかを行う。

第２重み付け適用ステップ６２６は、第２周波数ビンのアンテナ信号に第３重み付け値（ｗ_opt,s）を適用して、これらの信号を合成して重み付き第２周波数ビン信号を提供する。このように、複数のアンテナ信号における第２周波数ビンに対応する情報に第２重み付け値を適用して、これらの信号を増加的に合成する。

次に、信号合成ステップ６３４は、重み付き第１周波数ビン信号、重み付き第２周波数ビン信号、及び重み付き第３周波数ビン信号を合成する。本例では、第１補正パス６５７及び第３補正パス６６１において周波数シフトを適用しているので、これら３つの信号を合成する前に、重み付き第１周波数ビン信号及び重み付き第３周波数ビン信号の各々に、対応する逆の周波数シフトを適用する。信号合成ステップ６３４の出力はＳＩＮＲが改善された出力であり、第１及び第３周波数ビンにおける干渉の低減が選択的に適用されている。こうした干渉の選択的低減は、第１及び第３周波数ビン内の信号が第２周波数ビン内の信号と同様な方向から発生するか否かに依存する。

追加的な実施形態
以下、追加的な実施形態を説明し、この実施形態は２つの代理／学習信号を第１及び第３周波数ビン用に利用する。これらの周波数ビン毎のこれら２つの信号は、これらの周波数ビンの外側部分集合及び内側部分集合と称することができる。

上述したＳＩＮＲを最大にするために電子的にステアリングするビーム形成方法は、受信した所望信号の増加的（コヒーレントな）加算を実行することができる。従って、抑制及び合成能力を有するこの種のビーム形成は、ＳＮＲの意味で、抑制と合成との間の効率的選択、いわゆる「抑制対合成のトレードオフ（妥協）」手順を行うことができるべきである。次の説明は、上記のＡｏＡ計算用の手順を、およそ１００kHz幅の（１００kHzの周波数ビンの）２つの追加的部分に拡張して、２つの追加的な学習信号または代理信号（代表）を得る。これら２つの追加的な代理信号は：
i) 第１周波数ビンの内側部分集合（−２００〜−１００kHz）、これは「下側混合信号」と称することができ、所望の（Ｈ）ＩＢＯＣ信号にノイズ及びあり得る下側第１隣接干渉信号が混入している、及び、
ii) 第３周波数ビンの内側部分集合（＋１００〜＋２００kHz）、これは「上側混合信号」と称することができ、所望の（Ｈ）ＩＢＯＣ信号上へのノイズ及びあり得る上側第１隣接干渉信号の混入がある。

同様に、第１周波数ビンにおける−３００kHz〜−２００kHzの部分は、第１周波数ビンまたは「下側第１隣接（ＦＭ）干渉信号」の外側部分集合と称される。第３周波数ビンにおける＋２００KHz〜＋３００kHzの部分は、第３周波数ビンまたは「上側第１隣接（ＦＭ）干渉信号」の外側部分集合と称される。

従って、以下の説明中に提案するトレードオフ手順用にＡｏＡを計算するために、上側及び下側両方の第１隣接干渉信号について、合計５つの代理信号を使用し、これらは：
i) 所望の（Ｈ）ＩＢＯＣ信号用（−１００〜＋１００kHz）、
ii) 下側第１隣接（ＦＭ）干渉信号用（−３００〜−２００kHz）、
iii) 上側第１隣接（ＦＭ）干渉信号用（＋２００〜＋３００kHz）、
iv) 下側混合信号用（−２００〜−１００kHz）、
v) 上側混合信号用（＋１００〜＋２００kHz）
である。

上記部分i)〜iii)は、図５及び６を参照して上述している。従って、本実施形態の説明では、それぞれ下側混合信号及び上側混合信号用の部分iv)及びv)に焦点を当てる。

次に、図５及び６を参照して上述した機能と同様に、ＡｏＡを用いて、所望信号と第１隣接干渉信号との「空間分離」について判定する。しかし、本実施形態では、こうした判定基準を、下側及び上側混合信号のＡｏＡに基づく所望信号と混合信号との間の「空間距離」の判定に拡張する。最後に、増加的合成のために、図５及び６の機能と同様に、所望信号と第１隣接干渉信号との間に「空間分離の欠如」があるか否かを判定し、あるいは、本実施形態では、所望信号と混合信号との間に「空間分離の欠如」があるか否かも判定する。次に、トレードオフ手順用に提案する２つの追加的な混合信号の発生を説明する。

図７に、受信機システムを動作させる他の方法を示し、この方法は図６の処理の拡張と考えることができる。図７の特徴は図６を参照して既に説明しており、ここでは必ずしも再度説明しない。

図６の３つの推定パス７５６、７５８、７６０に加えて、図７の方法は第１内側推定パス７５７及び第３内側推定パス７５９を含む。第１内側推定パス７５７は、下側混合信号（第１周波数ビンにおける−２００kHz〜−１００kHzの内側部分集合）のＡｏＡを測定するため、また第１重み付け値の決定にも寄与するためのパスである。第３内側推定パス７５９は、上側混合信号（第３周波数ビンにおける＋１００kHz〜＋２００kHzの内側部分集合）のＡｏＡを測定するため、また第３重み付け値の決定にも寄与するためのパスである。

下側及び上側混合信号の発生
図６を参照して説明した第１及び第３推定パス７５６、７６０と同様の方法で、下側混合信号を＋１５０kHzだけ周波数シフトさせて、その中心を０kHzにする。また、上側混合信号を−１５０kHzだけ周波数シフトさせて、その中心を０kHzにする。次に、これらの周波数シフトさせた信号の各々を、０Hzの前後５０kHzのローパスフィルタ（ＬＰＦ）を用いてフィルタ処理する。

図３からわかるように、上側及び下側混合信号は、受信した所望の（Ｈ）ＩＢＯＣ信号と第１隣接干渉信号との混合信号を含む。発明者が関心のある上記トレードオフ手順のために、これらの混合信号のＡｏＡを測定して、下側または上側第１隣接干渉信号の合成または抑制のための決定を行う。即ち、第１及び第３周波数ビンの増加的または相殺的合成のための重み付け値を設定するか否かの決定を行う。しかし、混合信号のＡｏＡを用いることができる前に、まず、その混合信号のステアリング・ベクトルを計算する必要があり、このことが「混合信号のステアリング・ベクトルの計算」と題した以下の節の主題である。

混合信号のステアリング・ベクトルの計算
本節では、下側及び上側混合信号用のステアリング・ベクトルの計算を紹介する。混合信号用のステアリング・ベクトルの計算は、第１及び第３周波数ビンの外側部分集合について上述したのと同じ手順である。さらに、混合信号用のステアリング・ベクトルの各々は、第１及び第３周波数ビンの内側部分集合を用いることによって得られる。

受信した下側混合信号及び受信した上側混合信号の代理信号をいわゆる「抑制対合成」アルゴリズムに通す。このトレードオフ・アルゴリズムは、「ＭＭＳＥによってステアリング・ベクトル及びＡｏＡを決定する」ステップ７０７によって実現することができ、図６の例において計算されるステアリング・ベクトルと比べれば２つの追加的なステアリング・ベクトルを計算する。これらの追加的な２つのステアリング・ベクトルは、受信した下側混合信号用のステアリング・ベクトル及び上側混合信号用のステアリング・ベクトルである。上述したように、受信した信号のステアリング・ベクトルは、その信号の到来角（ＡｏＡ）と１対１の関係を有する。従って、混合信号のステアリング・ベクトルは、空間領域内の混合信号を、受信した所望の（Ｈ）ＩＢＯＣ信号の空間的情報に対して比較するために必要な空間的情報を含む。さらに、以下の「混合信号の到来角の比較」という表題下での、下側及び上側混合信号用の具体的な比較基準に応える。以上に示したように、そして混合信号についても、ステアリング・ベクトルの計算は、「主成分分析」（ｐｃａ）法、いわゆる「推定及びプラグ」技法を利用して固有値問題を解くことによってほぼ瞬時に行うことができる。さらに、上述したように、主成分は求めているステアリング・ベクトルに比例する。これに加えて、ここでも、提案するベースバンドの「抑制対合成のトレードオフ」アルゴリズムは高速であり、即ち低いレイテンシを有する。実際に、レイテンシは、空間共分散行列を計算するために必要な観測値（サンプル）のみによって決まる。なお、以上の図６の説明は、受信した所望信号並びに第１隣接干渉信号についてｐｃａ法でステアリング・ベクトルを計算することに関するものである。これに加えて、図７の実施形態については、同様の手順を用いて混合信号用のステアリング・ベクトルが得られ、次にこれらのステアリング・ベクトル、即ちＡｏＡを用いて、抑制と合成との間の適切なトレードオフを行う。

ここでも、図６については、上記トレードオフ・アルゴリズムにおけるステアリング・ベクトル用の計算基準は、平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）の最小化であり、即ちウィーナー・ホッフ基準である。さらに、それぞれ下側混合信号ｕ及び上側混合信号ｖについての、サンプルベースの空間共分散行列Ｒ_uu及びＲ_vvからステアリング・ベクトルｓｖ _u及びｓｖ _vを計算する手順は、所望信号並びに第１隣接干渉信号について上述した手順と同様である。従って、本実施形態において提案する追加的な混合信号については、計算したステアリング・ベクトルを直接示し（それらの最適な重みによって表現し）、次式のようになる：
ここで、サンプルベースの空間共分散行列は次式のようになる：
ここに、
（外２５）
は受信した下側混合信号の代理信号についてのサンプルベクトルの流れであり、
（外２６）
は受信した上側混合信号の代理信号についてのサンプルベクトルの流れである。また、ここでは、固有ベクトルは、上記２つの追加的な周波数ビン内でこれら２つの代理信号についての二次の特性関数を解くことによって計算される。その結果、２つの追加的なステアリング・ベクトル｛ｓｖ _u, ｓｖ _v｝が得られ、これらを用いて、これらの受信した混合信号のＡｏＡを計算する。次に、これらのＡｏＡどうしを比較して、受信した所望の（Ｈ）ＩＢＯＣ信号との空間距離の欠如があるか否かを判定する。この混合信号の比較手順は次節で説明する。

混合信号の到来角の比較
本節では、例えば、図６を参照して説明したビーム形成方法について、ＳＮＲの意味での抑制と合成との間の適切なトレードオフを行うための比較基準を紹介する。

このトレードオフ・アルゴリズムは次のものの利用可能性に基づく：
i) 前節で説明したように計算した混合信号（第１及び第３周波数ビンの内側部分集合）のステアリング・ベクトル、
ii) 受信した所望信号（第２周波数ビン）のステアリング・ベクトル、及び、
iii) 第１隣接干渉信号（第１及び第３周波数ビンの外側部分集合）のステアリング・ベクトル、これらは共に図６を参照して上述している。

上記判定基準は、これらのステアリング・ベクトルから得られたＡｏＡ情報を利用する。より具体的には、判定は、受信した所望信号のＡｏＡと受信した下側または上側混合信号のＡｏＡとの差に基づく。本節の残り部分では、この比較及びそれに応じた判定基準を説明する。

図６の方法と同様の方法で、受信した下側混合信号の（２アンテナＵＬＡについての）ＡｏＡ及び受信した上側混合信号のＡｏＡを、これらの信号のステアリング・ベクトルから、それぞれ次式のように得ることができる：

ここで、得られたＡｏＡを用いて、受信した下側及び上側混合信号が受信した所望信号から十分な空間距離を有するか否かを識別することを提案する。しかし、混合信号と所望信号との間の十分な空間距離についての基準は、所望信号と第１隣接干渉信号との間の空間的分離にも依存する。なお、下側及び上側混合信号は、実際には、所望信号と下側または上側第１隣接干渉信号との混合信号である。ある混合信号と所望信号との間の空間距離が、第１隣接干渉信号と所望信号との間の空間的分離に対してα≦１なる比率αよりも小さい場合、下側または上側混合信号と所望信号との間にいわゆる「空間距離の欠如」がある。受信した下側混合信号と受信した所望信号との間に空間距離の欠如があるか否かを判定するための判定基準は、次式によって与えられる：
ここに、
（外２７）
の計算は図６を参照して上述しており、受信した上側混合信号と受信した所望信号との間では次式によって与えられる：
ここに、
（外２８）
の計算は図６を参照して上述しており、ここで｛α_u, α_v≦１｝は適切な値（例えば共に０．４５）に設定することができる変数である。これらの値は、例えば（Ｈ）ＩＢＯＣ送信シナリオの「実地試験」または他の空間モデル化手段により得ることができる。

さらに、実地から捕捉した（Ｈ）ＩＢＯＣ信号での１回目のシミュレーションにより、ＡｏＡ
（外２９）
が相当大きな変動を有し得ることがわかった。従って、これらのＡｏＡの、Ｎ回の観測のそれぞれＮ_u、Ｎ_vブロックにわたる平均を（「移動平均」で）とることを提案し、この平均は下側混合信号について次式のようになる：
そして、上側混合信号については次式のようになる：

ここで、ＡｏＡの移動平均値は次式によって与えられる：
ここに、｛Ｎ_u, Ｎ_v｝は適切な値（例えば、共に４）に設定することができる変数である。これらの値は、例えば（Ｈ）ＩＢＯＣ送信シナリオの「実地試験」または他の空間モデル化手段により得ることができる。なお、こうした追加的な平均値計算により、レイテンシはＮ回の観測の｛Ｎ_u, Ｎ_v｝ブロックの数に比例して増加する。論理指標｛Ｅ_u, Ｅ_v｝を用いて、抑制と合成との間のＳＮＲの点での適切なトレードオフを行うために従うべき手順を決定する。従うべき手順は、抑制対合成のトレードオフ・アルゴリズムの本実施形態の最終部分であり、次節で説明する。

抑制対合成のトレードオフ
最後に、抑制対合成のトレードオフ・アルゴリズムの最終部分は、実際には、抑制と合成との間で適切な選択を行うことである。論理指標｛Ｅ_u, Ｅ_v｝は空間距離の欠如があるか否かを示し、この情報により、上記方法は、デジタル変調された信号について最適なＳＮＲを得るために抑制（相殺的合成）を行うべきか合成（増加的合成）を行うべきかを判定する。

図７では、ＳＩＮＲを最大にするための重み付け値を決定するステップ７５１が、図６を参照して上述した同じ３つの周波数ビン行列７７６、７７８、７８０に基づく。

図６の機能に加えて、本例では、２つの論理指標｛Ｅ_u, Ｅ_v｝によるビーム形成器の可能な拡張も紹介し、これらの指標は受信した混合信号と受信した所望信号との間に空間距離の欠如があるか否かを示す。なお、空間距離の欠如は、所望信号のＡｏＡといずれかまたは両方の混合信号のＡｏＡとが「十分に近い」値を有すること、即ち、これらの信号が空間距離の欠如を示すほど「十分に近い」ことを意味する。空間距離の欠如があることは、ビーム形成アルゴリズムが第１隣接干渉信号を抑制しようとするべきでない、という判定を生じさせ得る。というのは、混合信号情報は、この場合、第１隣接干渉信号が例えば「破壊的」でないこと、即ち第１隣接干渉信号が事実上「無害である」ことを示すからである。第１隣接干渉信号が実際に「無害な」第１隣接干渉信号である場合、この第１隣接干渉信号に対して「増加的合成」を適用することが適切である。従って、下側または上側混合信号が所望信号と同様なＡｏＡを有する場合、下側または上側第１隣接干渉信号（第１及び第３周波数ビン）に対して増加的合成を適用することが適切である。なお、増加的合成のための最適な重みは既に利用可能であり得る、というのは、これらの重みは受信した所望信号に対して計算することができるからである。従って、このことのすべてが、例えば、下側混合信号についての空間距離欠如の論理指標Ｅ_uが「真」である場合、第１周波数ビン内並びに第２周波数ビン内で増加的合成を得るために、所望信号の最適な重みを、受信した下側第１隣接干渉信号にも適用するべきである。指標Ｅ_vについても同じ考えが成り立ち、即ち、Ｅ_vが「真」である場合、第３周波数ビン内並びに第２周波数ビン内で増加的合成を得るために、所望信号の最適な重みを、受信した上側第１隣接干渉信号にも適用するべきである。結果的に、両指標が「真」である場合、上記重みは、下側第１隣接干渉信号並びに上側第１隣接干渉信号用に対して用いられる。この場合、増加的合成は全３つの周波数ビン内に適用され、即ち、上記３つの補正パスにおいて第１、第２、及び第３周波数ビン内に適用される。

このことは、ステップ７５５によって、論理変数ＬとＥとの論理和（ＯＲ：オア）として実現することができる。即ち、Ｌ_isまたはＥ_uのいずれかが真である場合、第１重み付け値（ｗ_opt,i）を増加的合成用の値に設定する。Ｌ_jsまたはＥ_vのいずれかが真である場合、第３重み付け値（ｗ_opt,j）を増加的合成用の値に設定する。

図６を参照して説明したのと同様の方法で、他の実施形態では、合成用の最適な重みを、第１周波数ビン（または第３周波数ビン）の共分散行列の情報で「調整する」こともできる。例えば、これらの重みを内側及び／または外側第１周波数ビンについての（及び／または第３周波数ビンについても同様に）共分散行列に基づいて「調整する」ことができる。

従って、増加的合成の方法を適用した結果、空間距離欠如の論理指標｛Ｅ_u, Ｅ_v｝のいずれかが「真」である場合、混合信号が所望の（Ｈ）ＩＢＯＣ信号に空間的に「十分に近い」際に、無用な抑制は発生しない。しかし、こうした増加的合成の方法の結果として、論理指標｛Ｅ_u, Ｅ_v｝のいずれかが「真」である場合に、「無害な」第１隣接干渉信号の抑制ももはやできなくなる。一方、ビーム形成器が、受信した「無害な」下側第１隣接干渉信号（Ｅ_uが「真」である）、受信した「無害な」上側第１隣接干渉信号（Ｅ_vが「真」である）、あるいは受信した「無害な」下側及び上側第１隣接干渉信号（Ｅ_u、Ｅ_vが共に「真」である）を抑制するべき理由はないので、このことは許容可能なはずである。さらに、このことは、下側または上側第２隣接干渉信号を抑制しようとする「無用な試み」も回避するはずである。

図８に、第１隣接干渉信号（第１周波数ビン）の一方について、図７の処理の一般化版を表す受信機システム８００を示す。図８のシステム８００を、他方の第１隣接干渉信号（第３周波数ビン）も処理することができるように拡張することができることは明らかである。図８は、図５の構造と同様な構造を示す。図５を参照して既に説明した特徴は、ここでは必ずしも再度説明しない。

受信機システム８００は第１ＡｏＡブロック８０６を含み、第１ＡｏＡブロック８０６は内側第１ＡｏＡブロック８０６ａ及び外側第１ＡｏＡブロック８０６ｂを含む。内側第１ＡｏＡブロック８０６ａは、第１周波数ビンの内側部分集合（−２００kHz〜−１００kHz）に関連する内側第１ＡｏＡ
（外３０）
８０８ａを測定する。外側第１ＡｏＡブロック８０６ｂは、第１周波数ビンの外側部分集合に関連する外側第１ＡｏＡ
（外３１）
を測定する。

受信機システム８００は、図５と同じ方法で第２ＡｏＡ８１２を測定する第２ＡｏＡブロック８１０を含む。

第１重み付け決定ブロック８１４は、次の処理を実行して、複数のアンテナ信号における第１周波数ビンに対応する情報を増加的または相殺的に合成するための第１重み付け値を設定するか否かを判定する：

第１周波数ビンについての「自己ヌリングの防止」を（図６を参照して上述したようにＬ_isまたはＬ_jsを用いて）手助けするために：
・外側第１角度差値
（外３２）
を、外側第１到来角
（外３３）
８０８ｂと第２到来角
（外３４）
８１２との差として決定する。
・外側第１角度差値
（外３５）
が外側第１閾値（Δφ_is）未満である場合：
−第１重み付け値（ｗ_opt,i）８１６を、複数のアンテナ信号における第１周波数ビンに対応する情報を増加的に合成するための値として設定する。このことは、（第１周波数ビン内の）第１干渉信号が（第２周波数ビン内の）所望信号に空間的に近過ぎるものと考えられることに基づき、このため、あらゆる相殺的合成が、第１周波数ビン内の所望信号のサイドバンドを減衰させる恐れを有する。

「無用な抑制の防止」を（図７を参照して上述したようにＥ_uまたはＥ_vを用いて）手助けするために：
・内側第１角度差値
（外３６）
を、内側第１到来角
（外３７）
８０８ａと第２到来角
（外３８）
との差として決定する：
−内側第１角度差値
（外３９）
が外側第１角度差値
（外４０）
の所定割合（α_u）未満である場合、即ち、下側混合信号のＡｏＡが第１隣接干渉信号のＡｏＡよりも所望信号のＡｏＡに近い場合（このことは、内側第１のＡｏＡが所望信号のＡｏＡに近く、従って、合成は、同様な信号であるものとして、あるいは少なくとも所望信号との空間的な差を有さないものとして実行するべきであることを意味し得る）：
・第１重み付け値（ｗ_opt,i）を、複数のアンテナ信号における第１周波数ビンに対応する情報を増加的に合成するための値として設定する。このことは、第１周波数ビンの内側部分集合（−２００〜−１００kHz）内の信号が、空間的に、第１周波数ビン内の第１干渉信号よりも所望信号のサイドバンドに近いことに基づく。従って、下側混合信号のＡｏＡが所望信号のＡｏＡに近いので、下側混合信号は「有害信号が混入している」ものと考えられないか、あるいは第１隣接信号が同様なＡｏＡを有する。それにもかかわらず、ＣＩＣが「より強力な」信号を生じさせることができるので、合成が適用される。第２周波数ビン（−１００〜＋１００kHz）のＡｏＡは、第１周波数ビンの内側部分集合（−２００〜−１００kHz）内のデジタル・サイドバンドのＡｏＡと同じになることを想起されたい。
−内側第１角度差値
（外４１）
が外側第１角度差値
（外４２）
の所定割合（α_u）よりも大きい場合：
・第１重み付け値（ｗ_opt,i）８１６を、複数のアンテナ信号における第１周波数ビンに対応する情報を相殺的に合成するための値として設定する。このことは、第１周波数ビンの内側部分集合（−２００〜−１００kHz）内の信号が、空間的に、所望信号のサイドバンドよりも第１周波数ビン内の第１干渉信号に近いことに基づく。

以上の図中の命令及び／またはフローチャート・ステップは、特定順序を明示的に記載していない限り任意の順序で実行することができる。また、命令／方法の集合の一例を説明してきたが、本明細書中の題材を種々の方法で組み合わせて他の例を生み出すこともできること、及びこれらの他の例は、こうした詳細な説明によって提供される文脈の範囲内であるものと理解するべきことは、当業者の認める所である。

一部の実施形態では、上述した命令／方法のステップの集合を、コンピュータまたはマシン上で実行される実行可能な命令の集合として具体化される機能的なソフトウェア命令として実現し、上記コンピュータまたはマシンは、これらの実行可能な命令をプログラムされてこれらの命令によって制御される。こうした命令は、（１つ以上のＣＰＵ（central processing unit：中央処理装置）のような）プロセッサ上での実行用にロードされる。プロセッサとは、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、プロセッサ・モジュールまたはサブシステム（１つ以上のマイクロプロセッサまたはマイクロコントローラを含む）、あるいは他の制御または計算装置を含む。プロセッサは、単一構成要素または複数の構成要素を参照し得る。

他の例では、本明細書中に例示する命令／方法の集合、及びそれらに関連するデータ及び命令は、それぞれの記憶装置に記憶され、これらの記憶装置は、１つ以上の非一時的なマシン、あるいはコンピュータ可読またはコンピュータで使用可能な記憶媒体として実現される。こうしたコンピュータ可読またはコンピュータで使用可能な記憶媒体は、品目（または製品）の一部分であるものと考えられる。品目または製品は、製造されたあらゆる単一構成要素または複数の構成要素を参照することができる。本明細書中に定義するマシンまたはコンピュータで使用可能な非一時的媒体は信号を除くが、こうした媒体は、信号及び／または他の一時的媒体からの情報を受信して処理することができる。

本明細書中で説明した題材の具体例は、全体的または部分的に、ネットワーク、コンピュータ、またはデータベース装置、及び／またはサービスにより実現することができる。これらは、クラウド、インターネット、イントラネット、モバイル（移動体）、デスクトップ・コンピュータ、プロセッサ、ルックアップ・テーブル（早見表）、マイクロコントローラ、コンシューマ（民生用）製品、インフラストラクチャ（社会基盤）、または他の可能にする装置及びサービスを含むことができる。本明細書及び特許請求の範囲中で用いることができる、次の非排他的な定義を提供する。

一例では、本明細書中で説明した１つ以上の命令を自動化する。「自動化する」または「自動的に」（及びその変形の類語）とは、コンピュータ及び／または機械／電気装置を用いた機器、システム、及び／または工程を、人間の介入、観察、労力及び／または決定の必要なしに制御する動作を意味する。

結合されると称されるあらゆる構成要素は、直接的にも間接的にも結合または接続することができることは明らかである。間接的結合の場合、結合されると称される２つの構成要素間に追加的構成要素を配置することができる。

本明細書では、選択した細部の集合の意味で実施形態を提示してきた。しかし、これらの細部を異なるように選択した集合を含む他の多数の実施形態を実施することができることは、通常の当業者の理解する所である。以下の特許請求の範囲は、すべての可能な実施形態をカバーすることを意図している。

Claims (15)

1. 各々が異なるアンテナで受信された複数のアンテナ信号を含む入力信号を受信するように構成された入力端子であって、該複数のアンテナ信号の各々が、第１周波数ビン及び第２周波数ビンに対応する情報を含む入力端子と、
   前記第１周波数ビンに関連する第１到来角（ＡｏＡ）を測定するように構成された第１ＡｏＡブロックと、
   前記第２周波数ビンに関連する第２到来角を測定するように構成された第２ＡｏＡブロックと、
   前記第１到来角及び前記第２到来角に基づいて、
   前記複数のアンテナ信号における前記第１周波数ビンに対応する情報を増加的に合成するための値として第１重み付け値を設定するか、あるいは、
   前記複数のアンテナ信号における前記第１周波数ビンに対応する情報を相殺的に合成するための値として第１重み付け値を設定するか、のいずれかを行うように構成された第１重み付け決定ブロックと、
   前記複数のアンテナ信号における前記第２周波数ビンに対応する情報を増加的に合成するための値として第２重み付け値を設定するように構成された第２重み付け決定ブロックと、
   前記複数のアンテナ信号における前記第１周波数ビンに対応する情報に前記第１重み付け値を適用して、重み付き第１周波数ビン信号を提供するように構成された第１重み付け適用ブロックと、
   前記複数のアンテナ信号における前記第２周波数ビンに対応する情報に前記第２重み付け値を適用して、重み付き第２周波数ビン信号を提供するように構成された第２重み付け適用ブロックと、
   前記重み付き第１周波数ビン信号と前記重み付き第２周波数ビン信号とを合成して出力信号を提供するように構成された信号合成ブロックと
   を具えている受信機システム。
2. 前記第１ＡｏＡブロックが、前記第１周波数ビンの外側部分集合に関連する外側第１到来角を測定するように構成された外側第１ＡｏＡブロックを具え、
   前記第１重み付け決定ブロックが、前記外側第１到来角及び前記第２到来角に基づいて、前記第１重み付け値を設定するように構成され、
   前記第１重み付け適用ブロックが、前記複数のアンテナ信号における前記第１周波数ビン全体に対応する情報に前記第１重み付け値を適用するように構成されている、請求項１に記載の受信機システム。
3. 前記第２ＡｏＡブロックが、前記第２周波数ビンの中間部分集合に基づいて前記第２到来角を測定するように構成された中間第２ＡｏＡブロックを具え、
   前記第２重み付け適用ブロックが、前記複数のアンテナ信号における前記第２周波数ビン全体に対応する情報に前記第２重み付け値を適用して、前記重み付き第２周波数ビン信号を提供するように構成されている、請求項１または２に記載の受信機システム。
4. 前記第１重み付け決定ブロックが、前記第１到来角と前記第２到来角との差が外側閾値を満たすか否かに基づいて前記第１重み付け値を設定するように構成されている、請求項１〜３のいずれかに記載の受信機システム。
5. 前記第１重み付け値が、前記複数のアンテナ信号の各信号毎に１つずつの、複数の第１アンテナ重み付け値を含み、
   前記第２重み付け値が、前記複数のアンテナ信号の各信号毎に１つずつの、複数の第２アンテナ重み付け値を含む、請求項１〜４のいずれかに記載の受信機システム。
6. 前記第１重み付け適用ブロックが、
   前記第１アンテナ重み付け値の各々に、前記複数のアンテナ信号のうち当該第１アンテナ重み付け値に関連するアンテナ信号における前記第１周波数ビンに対応する情報を乗算して、複数の第１アンテナ重み付き信号を提供し、
   前複数の第１アンテナ重み付き信号をまとめて加算して、前記重み付き第１周波数ビン信号を提供する
   ように構成されている、請求項５に記載の受信機システム。
7. 前記第２重み付け適用ブロックが、
   前記第２アンテナ重み付け値の各々に、前記複数のアンテナ信号のうち当該第２アンテナ重み付け値に関連するアンテナ信号における前記第２周波数ビンに対応する情報を乗算して、複数の第２アンテナ重み付き信号を提供し、
   前複数の第２アンテナ重み付き信号をまとめて加算して、前記重み付き第２周波数ビン信号を提供する
   ように構成されている、請求項５または６に記載の受信機システム。
8. 前記第１重み付け決定ブロックが、前記複数のアンテナ信号における前記第１周波数ビンに対応する情報を増加的に合成するための前記第２重み付け値に基づいて、前記第１重み付け値を設定するように構成されている、請求項１〜７のいずれかに記載の受信機システム。
9. 前記第１重み付け決定ブロックが、
   前記複数のアンテナ信号における前記第１周波数ビンに対応する情報の空間共分散行列に基づいて前記第２重み付け値を修正することによって、調整された第２重み付け値を決定し、
   前記第１重み付け値を、前記調整された第２重み付け値通りに設定する
   ように構成されている、請求項８に記載の受信機システム。
10. 前記複数のアンテナ信号の各々が、第３周波数ビンに対応する情報も含み、前記受信機システムが、
    前記第３周波数ビンに関連する第３到来角を測定するように構成された第３ＡｏＡブロックと、
    前記第３到来角及び前記第２到来角に基づいて、
    前記複数のアンテナ信号における前記第３周波数ビンに対応する情報を増加的に合成するための値として第３重み付け値を設定するか、あるいは、
    前記複数のアンテナ信号における前記第３周波数ビンに対応する情報を相殺的に合成するための値として第３重み付け値を設定するか、
    のいずれかを行うように構成された第３重み付け決定ブロックと、
    前記複数のアンテナ信号における前記第３周波数ビンに対応する情報に前記第３重み付け値を適用して、重み付き第３周波数ビン信号を提供するように構成された第３重み付け適用ブロックとをさらに具え、
    前記信号合成ブロックが、前記重み付き第１周波数ビン信号、前記重み付き第２周波数ビン信号、及び前記重み付き第３周波数信号を合成して前記出力信号を提供するように構成されている、請求項１〜９のいずれかに記載の受信機システム。
11. 前記第１ＡｏＡブロックが、
    前記第１周波数ビンの内側部分集合に関連する内側第１到来角を測定するように構成された内側第１ＡｏＡブロックと、
    前記第１周波数ビンの外側部分集合に関連する外側第１到来角を測定するように構成された外側第１ＡｏＡブロックとを具え、
    前記第１重み付け決定ブロックが、
    前記外側第１到来角と前記第２到来角との差として、外側第１角度差値を決定し、
    前記外側第１角度差値が外側閾値未満である場合に、
    前記複数のアンテナ信号における前記第１周波数ビンに対応する情報を増加的に合成するための値として前記第１重み付け値を設定し、
    前記内側第１到来角と前記第２到来角との差として、内側第１角度差値を決定し、
    前記内側第１角度差値が前記外側第１角度差値の所定割合未満である場合に、前記複数のアンテナ信号における前記第１周波数ビンに対応する情報を増加的に合成するための値として、前記第１重み付け値を設定し、
    前記内側第１角度差値が前記外側第１角度差値の所定割合よりも大きい場合に、前記複数のアンテナ信号における前記第１周波数ビンに対応する情報を相殺的に合成するための値として、前記第１重み付け値を設定する
    ように構成されている、請求項１〜１０のいずれかに記載の受信機システム。
12. 前記第１重み付け適用ブロックが、前記複数のアンテナ信号における前記第１周波数ビン全体に対応する情報に前記第１重み付け値を適用して、前記重み付き第１周波数ビン信号を提供するように構成されている、請求項１１に記載の受信機システム。
13. 前記第２重み付け適用ブロックが、前記複数のアンテナ信号における前記第２周波数ビン全体に対応する情報に前記第２重み付け値を適用して、前記重み付き第２周波数ビン信号を提供するように構成されている、請求項１１または１２に記載の受信機システム。
14. 前記第３ＡｏＡブロックが、
    前記第３周波数ビンの内側部分集合に関連する内側第３到来角を測定するように構成された内側第３ＡｏＡブロックと、
    前記第３周波数ビンの外側部分集合に関連する外側第３到来角を測定するように構成された外側第３ＡｏＡブロックとを具え、
    前記第３重み付け決定ブロックが、
    前記外側第３到来角と前記第２到来角との差として、外側第３角度差値を決定し、
    前記外側第３角度差値が外側閾値未満である場合に、
    前記複数のアンテナ信号における前記第３周波数ビンに対応する情報を増加的に結合するための値として、前記第３重み付け値を設定し、
    前記内側第３到来角と前記第２到来角との差として、内側第３角度差値を決定し、
    前記内側第３角度差値が前記外側第３角度差値の所定割合未満である場合に、前記複数のアンテナ信号における前記第３周波数ビンに対応する情報を増加的に合成するための値として、前記第３重み付け値を設定し、
    前記内側第３角度差値が前記外側第３角度差値の所定割合よりも大きい場合に、前記複数のアンテナ信号における前記第３周波数ビンに対応する情報を相殺的に合成するための値として、前記第３重み付け値を設定する
    ように構成されている、請求項１１〜１３のいずれかに記載の受信機システム。
15. 前記第３重み付け適用ブロックが、前記複数のアンテナ信号における前記第３周波数ビン全体に対応する情報に前記第３重み付け値を適用して、前記重み付き第３周波数ビン信号を提供するように構成されている、請求項１４に記載の受信機システム。