CN1592093B - 放大器的频率选择相位/延迟控制 - Google Patents

Abstract

通过比较来自放大器路径的信号和来自对应的参考路径的信号可以控制放大器的插入相位或延迟，而无需通过参考路径的总的信号延迟标称地与通过放大器路径的总的信号延迟匹配。放大器和参考路径信号可以合并形成一个合并的信号，该合并信号的功率使用窄带、频率选择功率检测器检测。对于放大器和参考路径间给定的相位和延迟偏移量，抵消(也就是说，完全相消的干涉)将会在一系列不同的频率上发生。通过在某个这些抵消频率上操作功率检测器，放大器路径中可变的相位或延迟调整器可以被控制，使检测到的功率水平最小化，从而获得放大器理想的插入相位水平，而无需在参考路径中实现昂贵的延迟元件。

Description

放大器的频率选择相位/延迟控制

技术领域

本发明涉及信号处理，特别是涉及控制放大器的插入相位或延迟的技术。

背景技术

前馈放大器有两个抵消环：一个载波抵消，一个失真抵消。这些抵消环自然地生成对环”内”放大器增益和相位的自动控制。因此，多个放大器功率的组合就很容易地毫不费力地实现。

前馈放大器被射频输入、数字预失真放大器取代。这些放大器没有增益或相位的自动控制方法。可以以较小的额外工作量解决增益问题，但自动相位控制没有明显的、低成本的解决方案。

解决这个问题的现有技术是，通过匹配主放大器路径延迟和参考路径的延迟。一旦两个路径的延迟匹配，就可以用多种方法测量放大器路径和参考路径间的相对插入相位。一个著名的技术是，相消地组合每个路径的取样，调整放大器路径相位(和增益)使剩余功率最小化。该功率通常可以被几种宽带检测器读取，该检测器可以使用运行于平方律区域的二极管构建。该检测器的变形包括使用的相关器，对数检测器，或相位检测器。基本原理是匹配放大器路径和参考路径的延迟，这样宽带抵消产生，允许宽带检测器的使用。

图1显示了这种现有技术放大器系统100的一个方框图。放大器系统100具有一个放大器路径和一个参考路径。放大器路径包括一个可变幅度调整器102，可变相位调整器104和放大器106，而参考路径包括延迟元件108。另外，放大器系统100具有一个反馈控制环路，包括功率检测器110和微处理器112。放大器系统110的参考路径和反馈控制环路的目的是，确保对一个给定的输入信号，输出信号的幅度和相位在预期水平上。

运行中，在信号加到放大器106之前，调整器102和104可以分别根据需要调整输入信号的幅度和相位。一部分输入信号在节点114被提取用作参考信号，并加到延迟元件108，该延迟元件的目的是确保参考路径的总的信号延迟和放大器路径的总的信号延迟相匹配。来自延迟元件108的被延迟的参考信号被加到节点118，节电118还接收自节点116提取出的一部分输出信号。节点118将接收自延迟元件108和节点116的两个信号合并在一起。

当放大器路径总的信号延迟和参考路径总的信号延迟全等地匹配，此时调整器102和104可以这样设置：加到节点118的两个信号相位相差180度，并且对于所有信号频率的幅度相等。这种情况下，两个信号间的干涉在所有频率上都是完全相消的，功率检测器110在接收自节点118的信号中检测到最小的功率。如果参考路径的延迟没有经过设计(例如，使用延迟元件108)来匹配放大器路径的延迟，那么输入到节点118的两个信号就不会在所有的信号频率上都有180度的相差，两个信号间的干涉就不会在所有的频率上都是完全相消的。就像说明书中使用的，术语“抵消”是指，无论两个信号是否有精确的180度相差、完全相同的幅度，是否彼此完全相消，两个合并的信号间的干涉都造成近似完全的相消的情况。这种情况下，产生的合并信号将具有最小功率——如果不是零功率的话。本领域技术人员将理解，节点114和116通常使用具有适当的比例系数的耦合器来实现，以确保对标称操作，抵消都能大体完成。

微处理器112监控检测到的来自检测器110的功率水平，并通过幅度和相位调整器来控制对输入信号的调整，以使检测到的功率最小化，从而最小化放大器和参考路径间总的信号幅度和相位的差(此处也被称作幅度和相位偏移量，或幅度和相位失配)。因为延迟元件108标称地等于放大器和参考路径间对于所有信号频率的总的信号延迟，那么功率检测器110可以使用很多种功率检测器来实现，包括宽带或窄带功率检测器。

当放大器路径的延迟短，或/和构建参考路径中延迟元件不是很昂贵，图1中的抵消技术工作效果很好。但是，如果放大器路径的延迟不短，那么要实现一个宽带的，对时间、运转功率和温度相对稳定的并易于操作的参考路径延迟将是昂贵的。例如，在通用移动电信业务(UMTS)频带内，放大器的典型选择是空腔滤波器、印制传输线或同轴电缆。这些选择中的每一个都有其性能上的缺陷，且所有的选择都很昂贵。例如，对于同轴解决方案经验上是一美元/纳秒延迟。典型的射频预失真放大器可能有80-85纳秒的延迟，使该解决方案是一个昂贵的解决方案。

附图说明

通过下面详细的描述、所附的权利要求和附图，本发明的方面、特征和优点将变得更显而易见，这些附图中相同的标号标识相似的或相同的元件。

图1显示了一个现有技术放大器系统的方框图；

图2显示了一个放大器系统的高级方框图，该系统具有一个输入信号Vin，该信号驱动两个路径，然后又重新合并形成一个输出信号Vout；

图3-6显示了根据本发明不同的实施例的放大器系统的高级方框图；

图7显示了一个具有80纳秒标称延迟偏移量的放大器系统在特定频率范围内合并信号功率的示意图，其显示了频率和抵消之间的关系；

图8(a)-(c)显示了一个具有80纳秒标称延迟偏移量的放大器系统合并信号功率的示意图，并对不同相移在2140MHz处抵消；以及

图9(a)-(c)显示了一个具有80纳秒标称延迟偏移量的放大器系统合并信号功率的示意图，并对不同延迟位移在2140MHz处抵消；

具体实施方式

图2显示了一个放大器系统200的高级方框图，该系统具有一个输入信号Vin，该信号驱动两个路径202和204，然后又重新合并(在节点206)形成一个输出信号Vout；当两个路径间有延迟失配时，合并每个路径取样的结果会是相消或相长的，这取决于工作的频率和延迟失配量。像图2中所表示的，τ表示两个路径延迟间的差，φ表示两个路径相位间的差，α表示第二路径204相对于第一路径202的衰减。

根据下面的公式(1)和(2)，在特定的频率ω＝2πf上，输入信号和输出信号Vin和Vout可以表示为时间的函数：

Vin(t)＝Acos(ω·t)                              (1)

Vout(t)＝Acos(ω·t)+α·Acos(ω·(t+τ)+φ).    (2)

要完成抵消，Vout(t)被驱动为0。当下面的公式(3)在所有的时间t内满足，这种情况就会发生：

Acos(ω·t)+α·Acos(ω·(t+τ)+φ)＝0           (3)

重写公式(3)得到公式(4)和(5)，如下：

cos(ω·t)＝-αcos(ω·(t+τ)+φ)                (4)

cos(ω·t)＝αcos(ω·(t+τ)+φ+π)              (5)

如果两个正弦波大小和相位都相等，那么它们就是在所有的时间内彼此相等的。把这些条件应用到公式(5)中的两个正弦波中得到公式(6)和(7)，如下：

α＝1                                            (6)

ω·t＝ω·(t+τ)+φ+π+N2π                     (7)

这里N是整数。

求解公式(7)中的延迟差τ得到公式(8)，如下：

$\mathrm{\ι}=\frac{N2\mathrm{\π}-\mathrm{\φ}-\mathrm{\π}}{\mathrm{\ω}}=\frac{N-\frac{\mathrm{\φ}}{2\mathrm{\π}}-\frac{1}{2}}{f}---\left(8\right)$

公式(8)意味着在具有任意延迟失配量的特定频率处抵消都能完成，只要合适的相位失配量被选择。反之亦然。而且，对于给定的相位和延迟失配量水平，抵消在一系列频率上都会发生。

在一个使用无延迟参考路径(例如，路径202)的延迟放大器路径中(例如，图2中的路径204)要达到保持相位和增益恒定的目的，可以通过计算基于预期的插入相位和实际的延迟失配发生这种抵消的频率来进行分析。根据存在的延迟失配量，在放大器工作的带宽内可存在多种解决方案(在频率上)。这给出选择用以监控抵消的频率的选项。例如，如果信号包括在频率上相对恒定的UMTS载波，理想的是在UMTS载波占用的频率上发生抵消，以避免导频音信号的使用。可供选择地，如果导频音信号没有用以抵消，那么当前没有被驱动放大器系统的发射机使用的频率就可以被选择。

根据本发明的一个实施例，图3显示了一个放大器系统300的高级方框图。放大器系统300和图1中的现有技术放大器系统100相似。但是，两个系统间的一个重要差别是，放大器系统300在它的参考路径中没有和延迟元件108相似的延迟元件来均衡放大器和参考路径的总的信号延迟。

类似现有技术放大器系统100，放大器系统300具有一个放大器路径和一个参考路径。类似系统100的放大器路径，系统300的放大器路径包括一个可变幅度调整器(302)，一个可变相位调整器(304)和一个放大器(306)。但是，如前面所提到的，系统300的参考路径没有用以均衡放大器和参考路径总的信号延迟的延迟元件。取决于特定的实现，参考路径可具有可选择的延迟元件，如图3的延迟元件308，但是该延迟元件并非用以均衡放大器和参考路径的总的信号延迟。实际上，延迟元件308，如果使用的话，优选地使用相对便宜的延迟元件来实现，如500纳秒SAW滤波器，这使得参考路径的延迟比放大器路径的延迟要大得多。

在每种情况下，放大器系统300放大器路径的总的信号延迟通常将比其参考路径的总的信号延迟长得多(举例来说，当不包括延迟元件308时)或短得多(举例来说，当包括延迟元件308时)。取决于特定的应用和实现的细节，放大器和参考路径间的延迟偏移量范围能从几十纳秒至成千上万纳秒，甚至更长。而且，对于给定的系统设计，制造和操作过程中的不同可导致系统与系统间延迟偏移量的显著不同。

类似现有技术放大器系统100，放大器系统300也有一个反馈控制环，包括一个功率检测器(310)和一个控制器(举例来说，微处理器312)。但是，在放大器系统300中，功率检测器310优选地是窄带、频率选择功率检测器，能够在相对窄的、选定的频率范围内检测信号功率水平，在该频率范围内该检测器可以受控在多种不同的这种窄带频率上进行连续工作。

在运行中，在放大器路径上，输入信号的幅度和相位/延迟可以在被放大器306放大之前分别被调整器302和304进行可控的调整。在这种调整和放大之前，一部分输入信号在节点314处被提取出作为参考信号。当不包括延迟元件308时，参考信号被直接加到(也就是说，除了信号路径导体本身外，没有任何中间延迟元件)节点318，该节点还接受从节点316提取出的一部分输出信号。节点318把接收自节点314和316的两个信号合并形成一个合并信号。

功率检测器310在选定的频率上测量来自节点318的合并信号的功率。微处理器312基于来自功率检测器310的被检测的功率水平控制调整器302和304的工作。另外，微处理器312控制着功率检测器310工作频率的选择。

在任一给定时刻，放大器路径相对于参考路径都会有一个特定的相位偏移量和一个特定的延迟偏移量。根据公式(8)，这些延迟和相位的不同将在一系列特定的频率上导致理想的抵消。通过监控这些特定频率中某个频率上的合并信号功率，微处理器312能够控制加到放大器306的信号的幅度和相位/延迟，使检测到的功率最小化，而无需在参考路径实现延迟元件来均衡放大器和参考路径间总的信号延迟。

使用这种方法，放大器系统300能被操作以确保放大器路径保持理想的插入相位或延迟。例如，如果希望得到一个不同的插入相位，公式(8)能用以确定对应于新的插入相位的抵消频率。那么微处理器312能够指导功率检测器310工作在新的频率上，还能控制调整器302和304，以便最小化检测到的来自节点318的功率，从而得到新的理想插入相位。

选择功率检测器310的工作频率的能力还提供了一个补偿从单元到单元的插入相位和/或延迟的变化的简单方法。例如，如果参考路径的插入相位稍高或稍低，那么就可以计算新的频率来得到理想的放大器路径内的插入相位。

一个相似的技术可被用以对参考路径的插入相位或延迟变化进行温度补偿。一旦变化的量被标识为温度的函数(或任何其他参数)，就可以选择该抵消频率补偿该变化。无需在参考路径中放入相位调整器或延迟调整器，这个就可以实现。

还有一个益处是，自动增益控制能作为对抵消环控制的一部分被提供。

在本说明书中到此为止，该技术已经被描述为控制放大器的插入相位和幅度的方法。可以选择地，该方法可以用以控制插入相位和幅度。

频率选择功率检测器的带宽会限制两个路径间能够容纳的延迟失配量。例如，如果延迟失配量很大，那么，根据公式(8)，抵消带宽将会很窄，将应当使用更窄带宽的功率检测器。

关于延迟失配的另一个考虑包括用以驱动抵消环的信号。如果一个UMTS载波被假定中心在抵消环频率附近，那么无论发射机当前使用任何频率，该频率都将被利用。典型的UMTS载波可以中心位于2110至2170MHz带宽内任何200KHz整数倍。一种方式是以一种可以创建每200KHz一个抵消零点的延迟失配为目标。这将能使抵消零点位于任何UMTS载波的中心频率。这将包括一个2500纳秒左右的延迟失配，和一个是200KHz的一小部分的接收机带宽。因为UMTS载波覆盖3.84MHz，就不必每200KHz出现一个零点。使这个例子更进一步，使每1MHz出现一次零点将仍能在UMTS载波带宽内发现不止一个零点。需要的延迟失配仅仅是500纳秒。如果需要，可以增加一个便宜的延迟元件，举例来说，增加到参考路径，如图3中的延迟元件308，来实现理想的延迟失配量水平。有能实现在2GHz处500纳秒的延迟线的低成本的选择，例如，使用SAW滤波器。

在使用相对低延迟的参考路径的一个实现中，两个路径间的延迟半选输出差大约是80纳秒。根据公式(8)，抵消零点将要被分开大约12.5MHz。在60MHz工作频带内，将会至少有至少4个不同的位于UMTS工作频带内的、能用于抵消的频率。假定这些频率中至少有一个在所有时间内可用。由于当需要UMTS载波时，该载波在合适的频率上可能不可用，一个导频音可被注入到参考路径。

如果列出的两种选项(也就是说，使用传输信号来控制抵消环或注入导频音)都不能解决，因为监控抵消的合适的频率不能被识别，那么仍然存在一种选项，即增加一个相位或延迟调整(举例来说，一个便宜的、近似的、可变的延迟元件)到参考路径。再则，如果需要，对这样的可变延迟或相位元件的每一个设置都可以计算或测量一个恰当的频率。在参考路径增加一个可变延迟或相位元件，两个路径间更多样的延迟差都可以被处理。

图4显示了一个根据本发明可选择的实施例的放大器系统400的高级方框图。在放大器系统400中，为了抵消，放大器和参考路径均被注入导频音。除此之外，放大器系统400和图3中的放大器系统300相似。

具体地说，放大器系统400具有可变幅度调整器402，可变相位调整器404，放大器406，窄带频率选择功率检测器410，和微处理器412，其类似于放大器系统300中的对应元件。另外，放大器系统400具有导频音发生器420，它可以把导频音注入到放大器路径(通过节点422和424)和参考路径。参考路径中的导频音在节点426被添加到放大器406的输出上。生成的合并后的信号的一部分在节点416被提取出，被加到功率检测器410。

在前面的实施例中，优选地选择导频音的频率，这样对现有的相位和延迟偏移量，公式(8)能满足。如以前所述，通过控制幅度和相位调整器最小化检测到的功率，可以获得放大器路径理想的幅度和相位。如果导频音发生器420是可调谐的，那么必要时，微处理器412就可以改变导频音频率以获得理想的结果。取决于特定的应用，也许希望选择其频率在输入信号频率范围之外的导频音。

图3中的实施例支持输入信号被分流到放大器和参考路径之间的工作模式，而图4中的实施例支持导频音被注入到放大器和参考路径中的工作模式。可供选择的实施例能被实现，以同时支持这两套工作模式。

图5显示了一个根据本发明的另一个可供选择的实施例的放大器系统500的高级方框图。放大器系统500在它的参考路径中有一个可变相位(或延迟)调整器528，除此之外，它和图3中的放大器系统300相似。根据这个实施例，如果当前输入信号中没有频率满足当前这套相位和延迟偏移量的公式(8)，那么微处理器512当需要时可控制调整器528来改变参考路径的相位或延迟，以确保在当前输入信号中至少有一个频率满足公式(8)。

图6显示了根据本发明的另一个可选择的实施例的放大器系统600的高级方框图。放大器系统600在它的参考路径中有一个可变相位或延迟调整器628，除此之外，它和图4中的放大器系统400相似。根据这个实施例，如果导频音发生器620不能产生满足当前这套相位和延迟偏移量的公式(8)的频率，那么微处理器612当需要时控制调整器628来改变参考路径的相位或延迟，以确保至少一个可用的导频音频率满足公式(8)。

根据公式(8)，图7显示了在特定的频率范围上，延迟失配为80纳秒、幅度失配为零时频率和抵消之间的关系的示意图。如图7所示，抵消发生在大约2127.5MHz，2140MHz，和2152.5MHz。这样，这些频率中的任何一个都可以用来控制抵消环，以获得同样的放大器路径插入相位或插入延迟值。

图8(a)显示了一个适当对准的、具有80纳秒延迟偏移量、在2140MHz抵消的放大器系统的合并信号功率的示意图。图8(b)显示了同样的放大器系统在放大器路径经过5度相移后的合并信号功率的示意图，而图8(c)显示了同样的放大器系统在放大器路径经过10度相移后的合并信号功率的示意图。后两幅图显示了放大器和参考路径间相对小的插入相移对在2140MHz处检测到的功率水平的影响，因此证明了使用检测到的功率来控制放大器路径的插入相位的有效性。

相似地，图9(a)显示了一个适当对准的、具有80纳秒延迟偏移量、在2140MHz抵消的放大器系统的合并信号功率的示意图。(注意图9(a)和图8(a)相同)。图9(b)显示了同样的放大器系统在放大器路径经过5psec相移后的合并信号功率的示意图，而图9(c)显示了同样的放大器系统在放大器路径经过10psec相移后的合并信号功率的示意图。后两幅图显示了放大器和参考路径间相对小的插入相移对在2140MHz处检测到的功率水平的影响，因此证明了使用检测到的功率来控制放大器路径的插入相位的有效性。

可供选择的实施例

在很多种放大器系统的环境下，包括那些依靠预补偿和/或前馈补偿来线性化放大器的系统环境下，本发明都可以被实现。

对使用求和节点将在两个路径中产生的信号合并的系统导出了公式(8)，放大器系统300——600使用通过相加合并放大器和参考路径的信号的节点，相应地被显示。应当理解，本发明可以选择性地使用基于放大器和参考路径信号的差产生合并信号的不同节点来实现，以在特定的频率获得抵消。

虽然本发明已被在具有放大器路径的放大器系统的环境中描述，该放大器路径具有一个可变幅度调整器，紧随着一个可变相位调整器，又紧随着一个放大器，但本发明并非局限于此。在其他的实施例中，这些元件在放大器路径中的顺序可能不同。而且，理论上，本发明的相位调整可以在有或者没有任何幅度调整的情况下实现。此外，可以用一个可变延迟调整器代替可变相位调整器来实现放大器路径。

在无线信号从基站传送到无线通信网络的一个或多个移动单元的情况下，本发明也可以被实现。理论上，在无线信号从一个移动单元传送到一个或多个基站的情况下，本发明的实施例可以被实现。本发明还可以在其他无线、甚至有线通信网情况下实现，以降低杂散发射。

本发明的实施例可以作为基于电路的工艺实现，包括在单个集成电路(如ASIC或FPGA)、多芯片模块、单个插件板、或多插件板电路包上可能的实现。对本领域技术人员很明显的是，多种的电路元件功能还可以以软件程序中的处理步骤来实现。这些软件可被应用于，例如，数字信号处理器，微控制器或通用计算机。

还应理解，为了解释本发明的本质已经描述和图解的部分的的细节、材料和安排上的各种变化，都可以被本领域技术人员在不违背下面权利要求中表示的本发明的范围的情况下作出。

Claims (33)

1. 在放大器系统中，一种用于放大输入信号以产生放大的输出信号的方法，包括：

使用放大器系统的放大器路径产生放大的输出信号；

使用放大器系统的参考路径产生参考信号；

合并放大的输出信号的取样和参考信号的取样，以形成合并的信号；

检测合并的信号的功率水平；和

基于检测到的功率水平控制放大器路径的工作，其中放大器路径的总的信号延迟与参考路径的总的信号延迟不匹配。

2. 根据权利要求1的方法，其中合并信号的功率水平在选定的频率处被检测，该选定的频率与放大的输出信号和参考信号间的抵消相对应。

3. 根据权利要求2的方法，其中选定的频率和输入信号中存在的频率相对应。

4. 根据权利要求2的方法，其中：

参考信号对应于也注入到放大器路径中的导频音；以及

选定的频率对应于导频音的频率。

5. 根据权利要求2的方法，还包括随着时间的变化改变选定的频率。

6. 根据权利要求5的方法，其中改变选定的频率以获得放大器路径的不同的相位或增益插入。

7. 根据权利要求5的方法，其中改变选定的频率以补偿放大器系统的工作特性变化。

8. 根据权利要求5的方法，其中基于输入信号频率的改变改变选定频率。

9. 根据权利要求1的方法，其中控制放大器路径的工作包括控制放大器路径的相位和延迟中的至少一个。

10. 根据权利要求9的方法，其中控制放大器路径的工作，还包括控制放大器路径的增益。

11. 根据权利要求1的方法，其中不用标称地均衡放大器和参考路径间的总的延迟偏移量的延迟元件而实现参考路径。

12. 根据权利要求11的方法，其中参考路径包括延迟元件，以使参考路径的总的信号延迟比放大器路径的总的信号延迟大。

13. 根据权利要求1的方法，其中用可变延迟或相位元件来实现参考路径，以可控地改变放大器和参考路径间的总的延迟或相位偏移量。

14. 根据权利要求1的方法，其中合并的信号是由放大的输出信号取样和参考信号取样的求和形成的。

15. 一种用于放大输入信号以产生放大的输出信号的放大器系统，该放大器系统包括：

放大器路径，适于从输入信号产生放大的输出信号；

适于产生参考信号的参考路径；

适于从放大的输出信号取样和参考信号取样产生合并的信号的节点；

适于检测合并的信号的功率水平的功率检测器；和

适于基于检测到的功率水平控制放大器路径的工作的控制器，其中放大器路径的总的信号延迟与参考路径的总的信号延迟不匹配。

16. 根据权利要求15的系统，其中功率检测器适于在选定的频率上检测合并的信号的功率水平，该选定的频率对应于放大的输出信号和参考信号间的抵消。

17. 根据权利要求16的系统，其中选定的频率对应于输入信号中存在的频率。

18. 根据权利要求16的系统，还包括导频音发生器，导频音发生器适于产生导频音，该导频音注入到放大器和参考路径中，其中选定的频率对应于导频音频率。

19. 根据权利要求18的系统，其中控制器适于控制导频音发生器的工作来改变导频音的频率。

20. 根据权利要求16的系统，其中控制器适于随着时间改变功率检测器的选定的频率。

21. 根据权利要求20的系统，其中控制器适于改变选定的频率，以获得放大器路径的不同的相位或增益插入。

22. 根据权利要求20的系统，其中控制器适于改变选定的频率，以补偿放大器系统工作特性的改变。

23. 根据权利要求20的系统，其中控制器适于基于输入信号频率的改变来改变选定的频率。

24. 根据权利要求15的系统，其中：

放大器路径还包括至少一个适于调整放大的输出信号的相位的可变相位调整器，和适于调整放大的输出信号的延迟的可变延迟调整器；和

控制器适于控制可变相位调整器和可变延迟调整器中至少一个的工作。

25. 根据权利要求24的系统，其中：

放大器路径还包括适于调整放大的输出信号的幅度的可变幅度调整器；和

控制器还适于控制可变幅度调整器的工作。

26. 根据权利要求15的系统，其中不用标称地均衡放大器和参考路径间的总的延迟偏移量的延迟元件而实现参考路径。

27. 根据权利要求26的系统，其中参考路径包括延迟元件，以使参考路径的总的信号延迟大于放大器路径的总的信号延迟。

28. 根据权利要求15的系统，其中参考路径包括可变延迟或相位元件，该元件适于可控地改变放大器和参考路径间的总的延迟或相位偏移量。

29. 根据权利要求28的系统，其中控制器适于控制可变延迟或相位元件的工作。

30. 根据权利要求15的系统，其中该节点适于从放大的输出信号取样和参考信号取样的和来形成合并的信号。

31. 根据权利要求15的系统，其中放大器系统在单个集成电路上实现。

32. 一种集成电路，具有放大器系统，该放大器系统用于放大输入信号以产生放大的输出信号，该放大器系统包括：

适于从输入信号产生放大的输出信号的放大器路径；

适于产生参考信号的参考路径；

适于从放大的输出信号取样和参考信号取样产生合并的信号的节点；

适于检测合并的信号的功率水平的功率检测器；和

适于基于检测到的功率水平来控制放大器路径的工作的控制器，其中，放大器路径的总的信号延迟与参考路径的总的信号延迟不匹配。

33. 一种用于放大输入信号以产生放大的输出信号的放大器

系统，该放大器系统包括：

适于从输入信号产生放大的输出信号的放大器路径；

适于产生参考信号的参考路径；

适于从放大的输出信号取样和参考信号取样产生合并的信号的节点；

适于检测合并的信号的功率水平的功率检测器；和

适于基于检测到的功率水平来控制放大器路径的工作的控制器，其中不用标称地均衡放大器和参考路径间的总的延迟偏移量的延迟元件而实现参考路径。

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