DE102004042371A1

DE102004042371A1 - Frequenzselektive Phasen-/Verzögerungs-Regelung für einen Verstärker

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Publication number: DE102004042371A1
Application number: DE102004042371A
Authority: DE
Inventors: Michael David Crystal Lake Leffel
Original assignee: Andrew AG; Andrew LLC
Current assignee: Commscope Technologies AG; Commscope Technologies LLC
Priority date: 2003-09-05
Filing date: 2004-09-01
Publication date: 2005-07-28
Also published as: GB2406233A; KR101077498B1; KR20050025089A; US20050052241A1; CN1592093B; GB2406233B; US6859101B1; CN1592093A; GB0418190D0

Abstract

Die Einfügungsphase oder -verzögerung eines Verstärkers lässt sich regeln, indem man Signale aus dem Verstärkerzweig mit solchen aus einem entsprechenden Referenzzweig vergleicht, ohne dass die Gesamt-Signalverzögerung im Referenzzweig nominell gleich der des Verstärkerzweigs sein muss. Das Signal des Verstärkerzweigs lässt sich mit dem des Referenzzweigs zu einem Kombinationssignal zusammenführen, dessen Leistung man mit einem schmalbandigen frequenzselektiven Leistungsdetektor ermittelt. Für einen gegebenen Phasen- und Verzögerungsversatz zwischen dem Verstärker- und dem Referenzzweig erfolgt bei einer Folge verschiedener Frequenzen eine Auslöschung (d. h. eine perfekt destruktive Interferenz). Indem man den Leistungsdetektor auf einer dieser Auslöschfrequenzen arbeiten lässt, kann man einen variablen Phasen- oder Verzögerungseinsteller im Verstärkerzweig so ansteuern, dass die erfasste Leistung ein Minimum annimmt. So lässt sich für den Verstärker eine Soll-Einfügungsphase erreichen, ohne dass im Referenzzweig ein teures Verzögerungsglied realisiert werden muss (Fig. 3).

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft die Signalverarbeitung und insbesondere Techniken zum Ausregeln der Einfügungsphase bzw. -verzögerung von Verstärkern.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Mitgekoppelte Verstärker weisen zwei Unterdrückungskreise auf, einen zum Unterdrücken des Trägers und den anderen zum Unterdrücken von Verzerrungen. Diese Unterdrückungskreise ergeben natürlich eine Verstärkungs- und Phasenregelung des in den Kreisen entaltenen Verstärkers. Daher lässt sich eine Leistungssummierung von mehreren Verstärkern ohne großen Aufwand erreichen.

Derartige Verstärker werden derzeit durch digital vorverzerrte HF-Verstärker ersetzt, die jedoch keine Verstärkungs- oder Phasenregelung aufweisen. Eine Verstärkungsregelung ist mit geringem Zusatzaufwand erreichbar; für eine Phasenregelung gibt es jedoch keine offenkundige kostengünstige Lösung.

Nach dem Stand der Technik wird dieses Problem angegangen, indem man die Verzögerung im Hauptverstärkerzweig an die eines Referenzzweigs anpasst. Sind die Verzögerungen der beiden Zweige aneinander angepasst, lassen sich zahlreiche Verfahren zum Messen der Einfügungsphase des Verstärkerzweigs relativ zu der des Referenzzweigs verwenden. Nach einer bekannten Technik führt man Abtastwerte aus jedem Zweig destruktiv zusammen und stellt die Phase (und den Verstärkungsfaktor) so nach, das die Restleistung minimiert wird. Die Leistung wird typischerweise mit irgendeinem Breitbanddetektor ermittelt, der sich mit einer im quadratischen Bereich arbeitenden Diode bauen lässt. Varianten dieses Detektors arbeiten mit Korrelatoren, logarithmischen oder Phasendetektoren. Das zu Grunde liegende Prinzip ist, die Verzögerung des Verstärkerzweigs so an die des Referenzzweigs anzupassen, dass eine breitbandige Unterdrückung erfolgt, was den Einsatz von Breitbanddetektoren zulässt.

Die 1 zeigt ein Blockschaltbild eines solchen bekannten Verstärkersystems 100. Das Verstärkersystem 100 hat einen Verstärker- und einen Referenzzweig. Im Verstärkerzweig befinden sich ein variabler Amplitudeneinsteller 102, ein variabler Phaseneinsteller 104 und der Verstärker 106, während der Referenzzweig das Verzögerungsglied 108 beinhaltet. Weiterhin weist das Verstärkersystem 100 einen rückgekoppelten Regelkreis mit dem Leistungsdetektor 110 und dem Mikroprozessor 112 auf. Der Referenzzweig und der Regelkreis des Verstärkersystems 100 sollen gewährleisten, dass für ein gegebenes Eingangssignal die Amplitude und Phase des Ausgangssignals den gewünschten Wert haben.

Im Betrieb lassen die Amplitude und Phase eines Eingangssignals sich nach Bedarf mittels der Einsteller 102, 104 nach Bedarf nachstellen, bevor das Signal an den Verstärker 106 gelangt. Am Knoten 114 wird ein Teil des Eingangssignals als Referenzsignal abgenommen und auf das Verzögerungsglied 108 gegeben, das gewährleisten soll, dass die Gesamt-Signalverzögerung des Referenzzweigs der des Verstärkerszweigs entspricht. Das verzögerte Referenzsignal aus dem Verzögerungsglied 108 wird auf den Knoten 118 gegeben, der auch einen Teil des Ausgangssignals erhält, der am Knoten 116 abgenommen wird. Der Knoten 118 führt die vom Verzögerungsglied 108 und Knoten 116 erhaltenen beiden Signale zusammen.

Entspricht die Gesamt-Signalverzögerung des Verstärkerzweigs identisch der des Referenzzweigs, lassen die Einsteller 102, 104 sich so setzen, dass die beiden an den Knoten 118 gelegten Signale für alle Signalfrequenzen amplitudengleich und gegenphasig sind. In diesem Fall löschen die beiden Signale sich für alle Frequenzen gegenseitig aus und misst der Leistungsdetektor 110 im vom Knoten 118 erhaltenen Signal eine sehr geringe Leistung. Würde die Verzögerung im Referenzzweig (bspw. mit dem Verzögerungsglied 108) nicht an die des Verstärkerzweigs angepasst, wären die beiden an den Knoten 118 gelegten Signale nicht für alle Frequenzen genau gegenphasig und würden die beiden zusammengeführten Signale sich nicht für alle Frequenzen gegenseitig auslöschen. Der hier benutzte Ausdruck "Auslöschen" bzw. "Unterdrücken" soll Situationen bezeichnen, in denen die Interferenz der beiden zusammengeführten Signale eine angenähert perfekte gegenseitige Auslöschung ergibt, und zwar unabhängig davon, ob die beiden Signale eine Phasendifferenz von genau 180° und genau die gleiche Amplitude haben und sich gegenseitig vollständig auslöschen. Dann hat das resultierende Signal eine sehr geringe Leistung, wenn nicht gar die Leistung null. Der Fachmann wird einsehen, dass die Knoten 114, 116 typischerweise als Koppler mit geeigneten Skalierungsfaktoren ausgeführt werden, die gewährleisten, dass die Auslöschung für Nennoperationen im wesentlichen vollständig ist.

Der Mikroprozessor 112 überwacht die vom Detektor 110 ermittelten Leistungswerte, um das Nachstellen des Eingangssignals mittels des Amplituden- und des Phaseneinstellers 102, 104 so zu steuern, dass die ermittelte Leistung und damit die Differenz der Gesamt-Signalamplitude und der Phase zwischen dem Verstärker- und dem Referenzzweig (hier auch als Amplituden- und Phasenversatz oder Amplituden- und Phasenfehler bezeichnet) minimiert wird. Da das Verzögerungsglied 108 die Gesamt-Signalverzögerungen des Verstärker- und des Referenzzweigs für alle Signalfrequenzen nominell einander angleicht, lässt der Leistungsdetektor 110 sich mit einem breiten Typenbereich von Leistungsdetektoren – einschl. schmal- oder breitbandigen Detektoren – realisieren.

Die Unterdrückungstechnik der 1 arbeitet gut, solange die Verzögerung im Verstärkerzweig gering ist und/oder das Erstellen des Verzögerungsglieds im Referenzzweig nicht zu aufwändig wird. Ist jedoch die Verzögerung im Verstärkerzweig nicht gering, kann es teuer werden, einen Referenzzweig zu realisieren, der breitbandig, zeitlich sowie mit der Arbeitsleistung und der Temperatur relativ konstant und leicht herzustellen ist. Die typische Wahl für einen Verstärker im UMTS-Band wäre bspw. ein Hohlraumresonator, gedruckte Übertragungsleitungen oder ein Koaxialkabel. Diese sind in der Praxis allesamt nachteilig und darüberhinaus auch teuer. Nimmt man bspw. für eine Koaxialkabel-Lösung als Faustregel Kosten von 1 US-$ pro Nanosekunde Verzögerung und für einen typischen vorverzögerten HF-Verstärker eine Laufzeit von 80 ns bis 85 ns an, wird diese Lösung kostspielig.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Aspekte, Besonderheiten und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich klarer aus der folgenden ausführlichen Beschreibung, den beigefügten Ansprüchen und den Zeichnungen, in denen gleiche Bezugszeichen ähnliche oder identische Elemente bezeichnen.
1 zeigt ein Blockdiagramm eines bekannten Verstärkersystems;
2 zeigt ein Prinzip-Blockschaltbild eines Verstärkersystems mit einem Eingangssignal Vin, das zwei Zweige ansteuert, die dann zum Ausgangssignal Vout zusammengeführt werden;
3-6 zeigen Prinzip-Blockschaltbilder von Verstärkersystemen nach verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung;
7 zeigt grafisch die summierte Signalleistung über einen bestimmten Frequenzbereich für ein Verstärkersystem mit 80 ns Nennlaufzeit, aus der sich der Zusammenhang zwischen der Frequenz und der Unterdrückung ergibt;
8(a)-(c) zeigen grafisch die summierte Signalleistung für ein Verstärkersystem mit 80 ns Nenn-Verzögerungsdifferenz mit der Unterdrückung bei 2140 MHz für verschiedene Phasenverschiebungen; und
9(a)-(c) zeigen grafisch die summierte Signalleistung für ein Verstärkersystem mit 80 ns Nenn-Verzögerungsversatz mit der Unterdrückung bei 2140 MHz für verschiedene Laufzeitdifferenzen.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Die 2 zeigt ein Prinzip-Blockschaltbild eines Verstärkersystems 200 mit einem Eingangssignal V_in, das zwei Zweige 202, 204 ansteuert, die dann (am Knoten 206) zusammengeführt werden, um ein Ausgangssignal V_out zu erzeu gen. Liegt eine Verzögerungsdifferenz zwischen den beiden Zweigen vor, ist – abhängig von der Arbeitsfrequenz und der Größe der Differenz – das Ergebnis des Zusammenführens von je einem Abtastwert aus den Zweigen konstruktiv oder destruktiv. Wie in 2 dargestellt, ist τ die Verzögerungsdifferenz zwischen den beiden Zweigen, ϕ die Phasendifferenz zwischen den beiden Zweigen und α die Dämpfung des zweiten Zweiges 204 gegenüber dem ersten Zweig 202.
Das Ein- und das Ausgangssignal V_in, V_out lassen sich bei einer bestimmten Frequenz ω = 2πf mit folgenden Gleichungen (1) und (2) als Zeitfunktionen darstellen: Vin·(t) = Acos(ω·t) (1) Vout(t) = Acos(ω·t) + α·Acos(ω·(t + τ) + ϕ) (2)
Zur Unterdrückung bzw. Auslöschung wird V_out(t) auf null geregelt. Dies ist erreichbar, wenn für alle Zeiten t die folgende Gleichung (3) erfüllt ist: Acos(ω·t) + α·Acos(ω·(t + τ) + ϕ) = 0 (3)
Umgeschrieben ergibt die Gl. (3) die Gleichungen (4) und (5) wie folgt: cos(ω·t) _ -αcos(ω·(t + τ) + ϕ) (4) cos(ω·t) = αcos(ω·(t + τ) + ϕ + π) (5)
Zwei Sinus-Wellen sind jederzeit gleich, wenn ihre Amplituden und Phasen gleich sind. Wendet man diese Bedingungen auf die beiden Sinus-Wellen der Gl. (5) an, erhält man die Gleichungen (6) und (7) wie folgt: α=1 (6) ω·t = ω·(t + τ) + ϕ + π + N2π (7)mit N = ganze Zahl.
Löst man die Gl. (7) nach der Verzögerungsdifferenz τ, erhält man die Gleichung (8) wie folgt: τ = (N2π – ϕ – π)/ω = (N – (ϕ/2π) – (1/2))/f (8)
Die Gl. (8) impliziert, dass sich eine Unterdrückung bzw. Auslöschung bei einer bestimmten Frequenz bei beliebiger Verzögerungsdifferenz erreichen lässt, sofern man eine geeignete Phasendifferenz wählt, und umgekehrt. Weiterhin tritt für eine gegebene Phasen- und Verzögerungsdifferenz die Unterdrückung bei einer Folge von Frequenzen auf.
Will man die Phase und den Verstärkungsfaktor in einem verzögerten Verstärkerzweig (bspw. dem Zweig 204 der 2) mittels eines nicht verzögerten Referenzzweigs (bspw. des Zweigs 202) konstant halten, lässt die Analyse sich fortsetzen mit der Berechnung einer Frequenz, bei der diese Unterdrückung auf Grund der Soll-Einfügungsphase und der Ist-Verzögerungsdifferenz eintritt. Abhängig von der Größe der vorliegenden Verzögerungsdifferenz können innerhalb der Arbeitsbandbreite des Verstärkers mehrere (Frequenz-) Lösungen vorliegen. Dadurch erhält man die Möglichkeit, die zum Überwachen des Auslöscheftekts benutzte Frequenz auszuwählen. Besteht bspw. das Signal aus UMTS-Trägern einer relativ konstanten Frequenz, kann es wünschenswert sein, die Unterdrückung auf einer von einem UMTS-Träger belegten Frequenz durchzuführen, um die Verwendung eines Pilottonsignals zu umgehen. Verwendet man andererseits für die Unterdrückung ein Pilottonsignal, lässt sich eine Fre quenz wählen, die der das Verstärkersystem ansteuernden Sender gerade nicht benutzt.
Die 3 zeigt ein Prinzip-Blockschaltbild eines Verstärkersystems nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Das Verstärkersystem 300 ist dem bekannten Verstärkersystem 100 der 1 ähnlich. Ein signifikanter Unterschied zwischen den beiden Systemen ist jedoch, dass das Verstärkersystem 300 in seinem Referenzzweig kein Verzögerungsglied ähnlich dem Verzögerungsglied 108 enthält, das die Gesamt-Signalverzögerung des Verstärker- und des Referenzzweigs einander angleicht.
Wie das bekannte Verstärkersystem 100 hat das Verstärkersystem 300 einen Verstärker- und einen Referenzzweig. Wie der Verstärkerzweig des Systems 100 enthält der des Systems 300 einen variablen Amplitudeneinsteller (302), einen variablen Phaseneinsteller (304) und einen Verstärker (306). Wie bereits festgestellt, enthält der Referenzzweig des Systems 300 kein Verzögerungsglied, das die Gesamt-Signalverzögerung des Verstärker- und des Referenzzweigs einander angleicht. Abhängig von der jeweiligen Ausführung kann der Referenzzweig ein optionales Verzögerungsglied – wie das Verzögerungsglied 308 der 3 – enthalten; dieses Verzögerungsglied soll jedoch die Gesamt-Signalverzögerung des Verstärker- und des Referenzzweigs nicht angleichen. Vielmehr wird das Verzögerungsglied 308 ggf. vorzugsweise mit einem verhältnismäßig kostengünstigen Verzögerungsglied realisiert – bspw. einem 500-ns-SAW-Filter, das die Verzögerung im Referenzzweig viel größer macht als die des Verstärkerzweigs.
In beiden Fällen ist die Gesamt-Signalverzögerung des Verstärkerzweigs des Verstärkersystems 300 typischerweise entweder signifikant größer (bspw. wenn kein Verzögerungsglied 308 vorliegt) oder signifikant kleiner (bspw. beim Vorliegen des Verzögerungsglieds 308) als die Gesamt-Signalverzögerung im Referenzzweig. Abhängig von der jeweiligen Anwendung und den Einzelheiten der Realisierung können die Verzögerungsdifferenzen zwischen dem Verstärker- und dem Referenzzweig im Bereich von einigen zehn bis zu Tausenden von Nanosekunden oder mehr liegen. Weiterhin können für einen gegebenen Systementwurf in Folge von Fertigungsunterschieden die Verzögerungsdifferenzen von System zu System variieren.
Wie das bekannte Verstärkersystem 100 hat das Verstärkersystem 300 einen rückgekoppelten Regelkreis mit einem Leistungsdetektor (310) und einer Steuerung (bspw. dem Mikroprozessor 312). Im Verstärkersystem 300 ist der Leistungsdetektor 310 jedoch vorzugsweise frequenzselektiv und schmalbandig und in der Lage, Signalleistungspegel über einen verhältnismäßig schmalen gewählten Frequenzbereich zu erfassen, wobei der Detektor so angesteuert werden kann, dass er nacheinander auf einer Vielzahl solcher Frequenzen schmalbandig arbeitet.
Im Betrieb werden im Verstärkerzweig die Amplitude und die Phase/Verzögerung eines Eingangssignals vor dem Verstärken durch den Verstärker 306 mit den Einstellern 302, 304 steuerbar ein- bzw. nachgestellt. Vor dem Einstellen und Verstärken wird ein Teil des Eingangssignal am Knoten 314 als Referenzsignal abgenommen. Fehlt das Verzögerungsglied 308, wird das Referenzsignal direkt (d.h. abgesehen vom Leiter im Signalzweig ohne zwischengeschaltete Verzögerungsglieder) an den Knoten 318 gegeben, der auch einen am Knoten 316 abgenommenen Teil des Ausgangssignals erhält. Der Knoten 318 führt die beiden Signale von den Knoten 314, 316 zu einem Kombinationssignal zusammen.
Der Leistungsdetektor 310 misst die Leistung des vom Knoten 318 kommenden Kombinationssignals bei einer gewählten Frequenz. Der Mikroprozessor 312 steuert die Einsteller 302, 304 auf Grund des vom Leistungsdetektor 310 ermittelten Leistungspegels an. Zusätzlich steuert der Mikroprozessor 312 die Auswahl der Frequenz, auf der der Leistungsdetektor 310 arbeitet.
An jedem gegebenen Zeitpunkt hat der Verstärkerzweig relativ zum Referenzzweig einen bestimmten Phasenversatz und einen bestimmten Verzögerungsversatz. Lt. Gl. (8) ergeben diese Verzögerungs- und Phasendifferenzen eine perfekte gegenseitige Auslöschung bei einer Folge bestimmter Frequenzen. Indem er die Leistung des Kombinationssignals auf einer dieser bestimmten Frequenzen überwacht, kann der Mikroprozessor 312 die Amplitude und die Phase/Verzögerung des an den Verstärker 306 gelegten Signals so steuern, dass die erfasste Leistung ein Minimum hat, ohne dass im Referenzzweig ein Verzögerungsglied realisiert werden muss, das die Gesamt-Signalverzögerung zwischen dem Verstärker- und dem Referenzzweig angleicht.
Auf diese Weise lässt das Verstärkersystem 300 sich mit der Sicherheit betreiben, dass der Verstärkerzweig eine gewünschte Einfügungsphase oder -verzögerung aufrecht erhält. Ist bspw. eine andere Einfügungsphase gewünscht, lässt sich aus der Gl. (8) eine der neuen Einfügungsphase entsprechende Auslösch- bzw. Minimumsfrequenz ermitteln. Der Mikroprozessor 312 weist dann den Leistungsdetektor 310 an, auf der neuen Frequenz zu arbeiten und dann die Einsteller 302, 304 so anzusteuern, dass die am Knoten 318 ermittelte Leistung ein Minimum wird; so erhält man die neue Soll-Einfügungsphase.
Mit der Fähigkeit, die Arbeitsfrequenz des Leistungsdetektors 310 zu wählen, erhält man auch ein einfaches Verfahren zum Kompensieren von Unterschieden der Einfügungsphase und/oder -verzögerung zwischen mehreren Einheiten. Liegt bspw. die Einfügungsphase des Referenzzweigs geringfügig höher oder niedriger, lässt sich eine neue Frequenz berechnen, mit der man im Verstärkerzweig die Soll-Einfügungsphase erreicht.
Mit einem ähnlichen Verfahren lässt sich eine Temperaturkompensation von Veränderungen der Einfügungsphase oder -verzögerung im Referenzzweig erreichen. Sobald die Veränderung als Funktion der Temperatur (oder eines anderen Parameters) identifiziert ist, lässt sich eine Minimumsfrequenz wählen, die diese Veränderung kompensiert, und zwar ohne dem Referenzzweig ein Phasen- oder Verzögerungseinstellglied hinzufügen zu müssen.
Ein weiterer Nutzen ist die Verstärkungsregelung, die sich als Teil der vom Unterdrückungskreis bewirkten Regelung erzielen lässt.
Bisher wurde in der vorliegenden Beschreibung die Technik als Verfahren zum Regeln der Einfügungsphase und Amplitude des Verstärkers beschrieben. Alternativ lassen sich mit diesem Verfahren die Einfügungsverzögerung und Amplitude regeln.
Die Bandbreite des frequenzselektiven Leistungsdetektors begrenzt die ausregelbare Verzögerungsdifferenz der beiden Zweige. Ist bspw. die Differenz sehr groß, ist lt. Gl. (8) die Auslöschungsbandbreite sehr schmal, und es muss ein Leistungsdetektor geringerer Bandbreite eingesetzt werden.
Bei einem weiteren Gesichtspunkt hinsichtlich der Verzögerungsdifferenz geht es um das Signal, mit dem der Unterdrückungskreis angesteuert wird. Nimmt man an, dass ein UMTS-Träger um die Auslöschungsfrequenz zentriert liegt, muss mit derjenigen Frequenz gearbeitet werden, die der Sender gerade benutzt. Ein typischer UMTS-Träger kann auf einem beliebigen Vielfachen von 200 kHz innerhalb des 2110-MHz – 2170-MHz-Bandes zentriert sein. Nach einem Ansatz könnte man eine Verzögerungsdifferenz ansetzen, die alle 200 kHz ein Auslöschungsnull ergibt. Damit ließe sich das Auslöschungsnull auf die Mittenfrequenz eines beliebigen UMTS-Trägers legen. Dabei würde ein Verzögerungsfehler in der Größenordnung von 2500 ns und eine Empfängerbandbreite auftreten, die ein kleiner Bruchteil von 200 kHz ist. Da der UMTS-Träger über 3,84 MHz ausgebreitet wird, braucht nicht alle 200 kHz eine Nullstelle aufzutreten. Um das Beispiel etwas weiter zu führen: Legt man die Nullstellen alle 1 MHz an, wird man innerhalb der Bandbreite eines UMTS-Trägers immer noch mehr als eine Nullstelle finden. Die nötige Verzögerungsdifferenz wäre nur 500 ns. Ggf. ließe sich ein kostengüngstiges Verzögerungsglied – bspw. zum Referenzzweig – hinzufügen, wie bspw. das Verzögerungsglied 308 der 3, um die gewünschte Verzögerungsdifferenz zu erreichen. Für eine 500-ns-Verzögerungsleitung bei 2 GHz stehen kostengünstige Lösungen bereit – bspw. ein SAW-Filter.
In einer Realisierung mit einem Referenzzweig mit verhältnismäßig geringer Verzögerung beträgt die Verzögerungsdifferenz zwischen den beiden Zweigen etwa 80 ns. Nach Gl. (8) sind die Auslösch- bzw. Nullstellen um etwa 12,5 MHz getrennt. Bei einem 60-MHz-Arbeitsband liegen im UMTS-Arbeitsband mindestens vier verschiedene Frequenzen, die zur Auslöschung verwendbar sind. Dabei wird angenommen, dass mindesens eine von ihnen jederzeit verfügbar ist. Da ein UMTS-Träger bei einer geeigneten Frequenz u.U. nicht verfügbar ist, wenn man ihn braucht, kann ein Pilotton in den Referenzzweig eingespeist werden.
Sind beide aufgeführten Optionen (d.h. Nutzung des Sendesignals zum Ansteuern der Auslöschkreises oder Einspeisen eines Pilottons) nicht praktikabel, da eine geeignete Frequenz zum Überwachen des Auslöschvorgangs nicht identifizierbar ist, besteht noch die Option des Hinzufügens einer Phasen- oder Verzögerungsjustage (bspw. eines kostengünstigen, grob variablen Verzögerungsglieds) zum Referenzzweig. Für jede Einstellung eines solchen variablen Verzögerungs- oder Phasenelements lässt sich auch hier ggf. eine geeignete Frequenz berechnen oder messen. Mit dem Hinzufügen eines variablen Verzögerungs- oder Phasenelements zum Referenzzweig lässt sich eine noch größere Vielfalt von Verzögerungsdifferenzen zwischen den beiden Zweigen auffangen.
Die 4 zeigt ein Prinzip-Blockschaltbild eines Verstärkersystems 400 nach einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Das Verstärkersystem 400 ist dem System 300 der 3 ähnlich, außer dass im System 400 zur Auslöschung ein Pilotton in sowohl den Verstärker- als auch den Referenzzweig eingespeist wird.
Insbesondere hat das Verstärkersystem 400 einen variablen Amplitudeneinsteller 402, einen variablen Phaseneinsteller 404, den Verstärker 406, den frequenzselektiven schmalbandigen Leistungsdetektor 410 und den Mikroprozessor 412, die zu den entsprechenden Elementen im System 300 analog sind. Weiterhin enthält das System 400 den Pilottongenerator 420, der einen Pilotton in sowohl den Verstärkerzweig (über die Knoten 422 und 424) als auch den Referenzzweig einspeist. Der Pilotton im Referenzzweig wird dem Ausgangssignal des Verstärkers 406 am Knoten 426 hinzugefügt. Ein Teil des resultierenden Kombinationssignals wird am Knoten 416 abgenommen und auf den Leistungsdetektor 410 gegeben.
Wie in der vorigen Ausführungsform wählt man die Frequenz des Pilottons vorzugsweise so, dass die Gl. (8) für den vorhandenen Phasen- und Verzögerungsversatz erfüllt ist. Wie oben lassen die Sollamplitude und -phase des Verstärkerzweigs sich erreichen, indem man den Amplituden- und den Phaseneinsteller auf das Minimum der erfassten Leistung ansteuert. Ist der Pilottongenerator 420 abstimmbar, kann der Mikroprozessor 412 die Frequenz des Pilottons nach Bedarf verschieben, um die gewünschten Ergebnisse zu erzielen. Anwendungsabhängig kann die Wahl eines Pilottons wünschenswert sein, dessen Frequenz außerhalb des Frequenzbereichs des Eingangssignals liegt.
Die Ausführungsform der 3 unterstützt Betriebsarten, bei denen das Eingangssignal zwischen dem Verstärker- und dem Referenzzweig aufgeteilt wird, die der 4 hingegen solche, in denen ein Pilotton in sowohl der Verstärker- als auch den Referenzzweig eingespeist wird. Alternative Ausführungsformen lassen sich realisieren, die diese zwei Sätze von Betriebsarten gemeinsam unterstützen.
Die 5 zeigt ein Prinzip-Blockschaltbild eines Verstärkersystems 500 nach einer anderen alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Das Verstärkersystem 500 entspricht dem System 300 der 3, wobei jedoch das Verstärkersystem 500 im Referenzzweig einen variablen Phasen- (oder Verzögerungs-) Einsteller 528 aufweist. Enthält bei dieser Ausführungsform das momentane Eingangssignal keine Frequenzen, die für eine momentanen Phasen- und Verzögerungsversatz die Gl. (8) erfüllen, lässt der Einsteller 528 sich vom Mikroprozessor 512 ansteuern, um die Phase oder die Verzögerung des Refe renzzweigs nach Bedarf so zu ändern, dass mindestens eine Frequenz im momentanen Eingangssignal die Gl. (8) erfüllt.
Die 6 zeigt das Prinzip-Blockschaltbild eines Verstärkersystems 600 nach einer noch anderen alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Das Verstärkersystem 600 entspricht dem System 400 der 4, außer dass das Verstärkersystem 600 im Referenzzweig einen variablen Phasen- oder Verzögerungs-Einsteller 628 aufweist. Kann in dieser Ausführungsform der Pilottongenerator 620 keine Frequenz erzeugen, die für einen momentanen Phasen- und Verzögerungsversatz die Gl. (8) erfüllt, lässt der Einsteller 628 sich mit dem Mikroprozessor 612 ansteuern, um die Phase oder die Verzögerung des Referenzzweigs nach Bedarf zu ändern und so zu gewährleisten, dass mindestens eine verfügbare Pilottonfrequenz die Gl. (8) erfüllt.
Die 7 stellt grafisch den Zusammenhang zwischen der Frequenz und der Unterdrückung nach Gl. (8) über einen bestimmten Frequenzbereich für 80 ns Verzögerungsdifferenz und die Amplitudendifferenz null dar. Wie in 7 gezeigt, erfolgt die Auslöschung bei etwa 2127,5 MHz, 2140 MHz und 2152,5 MHz. Jede dieser Frequenzen kann dazu dienen, den Unterdrückungskreis so zu steuern, dass sich im Verstärkerzweig die gleiche Einfügungsphase oder -verzögerung ergibt.
Die 8(a) zeigt grafisch die Signalsummenleistung für ein richtig eingestelltes Verstärkersystem mit 80 ns Verzögerungsversatz bei Auslöschung bei 2140 MHz; die 8(b) grafisch die Signalsummenleistung des gleichen Verstärkersystems nach 5° Phasenverschiebung im Verstärkerzweig; und die 8(c) grafisch die Signalsummenleistung des gleichen Verstärkersystems nach 10° Phasenverschiebung im Verstärkerzweig. Die beiden letzteren Diagramme zei gen den Einfluss verhältnismäßig kleiner Verschiebungen der Einfügungsphase zwischen dem Verstärker- und dem Referenzzweig auf die erfasste Leistung bei 2140 MHz und demonstrieren daher die Wirkung einer Verwendung der erfassten Leistung zum Ausregeln der Einfügungsphase des Verstärkerzweigs.
Entsprechend zeigt die 9(a) grafisch die Signalsummenleistung für ein richtig eingerichtetes Verstärkersystem mit 80 ns Verzögerungsversatz und Auslöschung bei 2140 MHz. (Die 9(a) ist ersichtlich identisch mit der 8(a).) Die 9(b) zeigt grafisch die Signalsummenleistung für das gleiche Verstärkersystem nach 5ps Veränderung der Verzögerung im Verstärkerzweig und die 9(c) grafisch die Signalsummenleistung für das gleiche Verstärkersystem nach 10 ps Veränderung der Verzögerung im Verstärkerzweig. Die beiden letzteren Diagramme zeigen den Einfluss verhältnismäßig kleiner Verschiebungen der Einfügungsverzögerung zwischen dem Verstärker- und dem Referenzzweig auf die erfasste Leistung bei 2140 MHz und demonstrieren daher die Wirkung einer Verwendung der erfassten Leistung zum Ausregeln der Einfügungsverzögerung im Verstärkerzweig.
ALTERNATIVE AUSFÜHRUNGSFORM
Die vorliegende Erfindung ist im Kontext vielfältigster Verstärkersysteme einschl. solcher realisierbar, die zur Linearisierung mit Vor- und/oder Mitkopplungskompensation arbeiten.
Die Gl. (8) wurde für ein System abgeleitet, in dem die von den zwei Zweigen erzeugten Signale mit einem Summierknoten zusammengeführt werden; entsprechend sind die Verstärkersysteme 300-600 mit Knoten gezeigt, die die Signale des Verstärker- und des Referenzzweigs additiv zusammenführen. Es ist einzusehen, das die vorliegende Erfindung sich alternativ mit einem Differenz knoten realisieren lässt, der ein Kombinationssignal auf Grund der Differenz zwischen den Signalen aus dem Verstärker- und dem Referenzpfad erzeugt, um eine Auslöschung bei bestimmten Frequenzen zu erreichen.
Obgleich die vorliegende Erfindung im Kontext von Verstärkersystemen beschrieben ist, deren Verstärkerzweig einen variablen Amplitudeneinsteller, gefolgt von einem variablen Phaseneinsteller, gefolgt von einem Verstärker aufweist, ist sie hierauf nicht beschränkt. Weiterhin lässt sich theoretisch die Phaseneinstellung der vorliegenden Erfindung mit oder ohne Amplitudeneinstellung durchführen. Schließlich ließe sich auch der Verstärkerzweig mit einem variablen Verzögerungs- anstatt eines variablen Phaseneinstellers realisieren.
Die vorliegende Erfindung lässt sich im Kontext von Funksignalen realisieren, die eine Basisstation an eine oder mehr Mobileinheiten eines Funk-Übertragungsnetzes sendet. Theoretisch ließen sich Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung für Funksignale realisieren, die eine Mobileinheit an eine oder mehr Basisstationen sendet. Weiterhin lässt die vorliegende Erfindung sich im Zusammenhang mit anderen drahtlosen oder auch leitungsgebundenen Übertragungsnetzen einsetzen, um Störanteile zu unterdrücken.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung lassen sich als schaltungsbasierte Prozesse realisieren – einschl. möglicher Realisierungen auf einem einzigen integrierten Schaltkreis (bspw. als ASIC- oder FPGA-Modul), einem Mehrchip-Modul, einer einzigen Karte oder einem Schaltungspaket mit mehreren Karten. Wie für den Fachmann einsichtig, lassen sich verschiedene Funktionen von Schaltungselementen auch als Verarbeitungsschritte in Software realisieren. Derartige Software kann bspw. in einem digitalen Signalprozessor, einem Mikrocontroller oder einem Allzweckrechner angewandt werden.
Schließlich ist einzusehen, dass der einschlägige Fachmann an den Einzelheiten, Werkstoffen und den Teileanordnungen, die oben zur Erläuterung des Wesens der Erfindung beschrieben und dargestellt sind, verschiedene Änderungen durchführen kann, ohne die Erfindung, wie sie im den folgenden Ansprüchen definiert ist, zu verlassen.

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102: variable Amplitude
104: variable Phase
108: Verzögerung
110: Leistungsdetektor
112: Mikroprozessor
detected power: erfasste Leistung
input: Eingangssignal
output: Ausgangssignal
prior art: Stand der Technik

3

302: variable Amplitude
304: variable Phase oder Verzögerung
308: Verzögerung
310: frequenzselektiver Schmalband-Leistungs
: detektor
312: Mikroprozessor
detected power: erfasste Leistung
frequency control: Frequenzsteuerung
input: Eingangssignal
output: Ausgangssignal

4

402: variable Amplitude
404: variable Phase oder Verzögerung
308: Verzögerung
410: frequenzselektiver Schmalband-Leistungs
: detektor
412: Mikroprozessor
detected power: erfasste Leistung
frequency control: Frequenzsteuerung
input: Eingangssignal
output: Ausgangssignal
pilot tone: Pilotton

5

512: Mikroprozessor
528: variable Phase oder Verzögerung
delay: Verzögerung
variable amplitude: variable Amplitude
variable phase on delay: variable Phase oder Verzögerung
detected power: erfasste Leistung
frequency control: Frequenzsteuerung
input: Eingangssignal
narrow band ...: frequenzselektiver Schmalband-Leistungs
: detektor
output: Ausgangssignal

6

612: Mikroprozessor
620: Pilotton
628: variable Phase oder Verzögerung
delay: Verzögerung
detected power: erfasste Leistung
frequency control: Frequenzsteuerung
input: Eingangssignal
narrow band ...: frequenzselektiver Schmalband-Leistungs
: detektor
output: Ausgangssignal
variable amplitude: variable Amplitude
variable phase or delay: variable Phase oder Verzögerung

7

cancellation ...: Unterdrückung (dB)
frequency ...: Frequenz (MHz)

8

properly aligned ...: richtig eingerichtet bei 2140 MHz
5-degree shift ...: 5° Phasendifferenz delta
10-degree shift ...: 10° Phasendifferenz delta

9

properly aligned ...: richtig eingerichtet bei 2140 MHz
5-pS shift ...: 5° Verzögerungsdifferenz delta
10-pS shift ...: 10° Verzögerungsdifferenz delta

Claims

Verfahren zum Verstärken eines Eingangssignals in einem Verstärkersystem zwecks Erzeugung eines verstärkten Ausgangssignals, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist: Erzeugen des verstärkten Ausgangssignals mit einem Verstärkerzweig des Verstärkersystems; Erzeugen eines Referenzsignals mit einem Referenzzweig des Verstärkersystems; Zusammenführen eines Abtastwerts des verstärkten Ausgangssignals mit einem Abtastwert des Referenzsignals zu einem Kombinationssignal; Ermitteln der Leistung des Kombinationssignals; und Steuern der Funktionen des Verstärkerzweigs auf Grund der ermittelten Leistung, wobei die Gesamt-Signalverzögerung des Verstärkerzweigs der des Referenzzweigs nicht entspricht.
Erfindung nach Anspruch 1, bei der man die Leistung des Kombinationssignal auf einer gewählten Frequenz ermittelt, die der Auslöschung des verstärkten Ausgangs- mit dem Referenzsignal entspricht.
Erfindung nach Anspruch 2, bei der die gewählte Frequenz einer im Eingangssignal vorliegenden Frequenz entspricht.
Erfindung nach Anspruch 2, bei der: das Referenzsignal einem Pilotton entspricht, der ebenfalls in den Verstärkerzweig eingespeist wird; und die gewählte Frequenz der des Pilottons entspricht.
Erfindung nach Anspruch 2, die weiterhin ein Ändern der gewählten Frequenz im Zeitverlauf umfasst.
Erfindung nach Anspruch 5, bei der man die gewählte Frequenz ändert, um eine andere Einfügungsphase oder einen anderen Verstärkungsfaktor des Verstärkerszweigs zu erreichen.
Erfindung nach Anspruch 5, bei der man die gewählte Frequenz ändert, um Änderungen der Arbeitseigenschaften des Verstärkersystems zu kompensieren.
Erfindung nach Anspruch 5, bei der man die gewählte Frequenz auf Grund von Änderungen der Frequenz des Eingangssignals ändert.
Erfindung nach Anspruch 1, bei der das Steuern der Funktionen des Verstärkerzweigs das Einstellen der Phase oder der Verzögerung des Verstärkerzweigs oder beider umfasst.
Erfindung nach Anspruch 9, bei der das Steuern der Funktionen des Verstärkerzweigs weiterhin das Einstellen von dessen Verstärkungsfaktor umfasst.
Erfindung nach Anspruch 1, bei der der Referenzzweig ohne ein Verzögerungsglied realisiert wird, das nominell die Gesamt-Verzögerung zwischen dem Verstärker- und dem Referenzzweig ausgleicht.
Erfindung nach Anspruch 12, bei der der Referenzzweig ein Verzögerungsglied enthält derart, dass die Gesamt-Signalverzögerung des Referenzzweigs größer ist als die des Verstärkerzweigs.
Erfindung nach Anspruch 1, bei der der Referenzzweig mit einem variablen Verzögerungs- oder Phasenglied realisiert wird, mit dem sich die Gesamt-Verzögerungs- oder Phasendifferenz zwischen dem Verstärker- und dem Referenzzweig steuerbar ändern lässt.
Erfindung nach Anspruch 1, bei der das Kombinationssignal durch Summieren der Abtastwerte des verstärkten Ausgangs- und des Referenzsignals gebildet wird.
Verstärkersystem zum Verstärken eines Eingangssignals zu einem verstärkten Ausgangssignals mit: einem Verstärkerzweig, mit dem aus dem Eingangs- das verstärkte Ausgangssignal erzeugbar ist; einem Referenzzweig, mit dem ein Referenzsignal erzeugbar ist; einem Knoten, mit dem aus einem Abtastwert des verstärkten Ausgangssignals und einem Abtastwert des Bezugssignals ein Kombinationssignal erzeugbar ist; einem Leistungsdetektor, mit dem sich das Leistungsniveau des Kombinationssignals ermitteln lässt; und einer Steuerung, mit der die Funktionen des Verstärkerzweigs auf Grund der ermittelten Leistung steuerbar sind, wobei die Gesamt-Signalverzögerung des Verstärkerzweigs der des Referenzzweigs nicht entspricht.
Erfindung nach Anspruch 15, bei der mit dem Leistungsdetektor die Leistung des Kombinationssignals auf einer gewählten Frequenz ermittelbar ist, die der Auslöschung des verstärkten Ausgangs- durch das Bezugssignal entspricht.
Erfindung nach Anspruch 16, bei der die gewählte Frequenz einer im Eingangssignal enthaltenen Frequenz entspricht.
Erfindung nach Anspruch 16 weiterhin mit einem Pilottongenerator, mit dem ein Pilotton erzeugbar ist, der in den Verstärker- und den Referenzzweig eingespeist wird, wobei die gewählte Frequenz der des Pilottons entspricht.
Erfindung nach Anspruch 18, mit deren Steuerung die Funktionen des Pilottongenerators so steuerbar sind, dass die Frequenz des Pilottons sich ändert.
Erfindung nach Anspruch 16, mit deren Steuerung die gewählte Frequenz des Leistungsdetektor im Zeitverlauf änderbar ist.
Erfindung nach Anspruch 20, mit deren Steuerung die gewählte Frequenz änderbar ist, um die Einfügungsphase oder den Verstärkungsfaktor des Verstärkerzweigs zu ändern.
Erfindung nach Anspruch 20, bei der die gewählte Frequenz mittels der Steuerung änderbar ist, um Änderungen der Arbeitseigenschaften des Verstärkersystems zu kompensieren.
Erfindung nach Anspruch 20, bei der mittels der Steuerung die gewählte Frequenz auf Grund von Änderungen der Frequenz des Eingangssignals änderbar ist.
Erfindung nach Anspruch 15, bei der: der Verstärkerzweig weiterhin einen variablen Phaseneinsteller, mit dem die Phase des verstärkten Ausgangssignals einstellbar ist, oder einen variablen Verzögerungseinsteller, mit dem die Verzögerung des verstärkten Ausgangssignals einstellbar ist, oder sowohl den Phasen- als auch den Verzögerungseinsteller aufweist; und die Funktionen entweder des variablen Phaseneinstellers oder des variablen Verzögerungseinstellers oder beider mittels der Steuerung steuerbar sind.
Erfindung nach Anspruch 24, bei der: der Verstärkerzweig weiterhin einen variablen Amplitudeneinsteller enthält, mit dem die Amplitude des verstärkten Ausgangssignals einstellbar ist; und die Funktionen des variablen Amplitudeneinstellers mittels der Steuerung steuerbar sind.
Erfindung nach Anspruch 15, deren Referenzzweig ohne ein Verzögerungsglied realisiert ist, das nominell den die Gesamt-Verzögerung des Verstärkerzweigs an die des Referenzzweigs angleicht.
Erfindung nach Anspruch 26, deren Referenzzweig ein Verzögerungsglied enthält derart, dass die Gesamt-Signalverzögerung des Referenzzweigs größer ist als die des Verstärkerzweigs.
Erfindung nach Anspruch 15, deren Referenzzweig ein variables Verzögerungs- oder Phasenglied enthält, mit dem die Gesamt-Verzögerungs- oder Phasendifferenz zwischen dem Verstärker- und dem Referenzzweig sich steuerbar ändern lässt.
Erfindung nach Anspruch 28, mit deren Steuerung die Funktionen des variablen Verzögerungs- oder Phasenglied sich steuern lassen.
Erfindung nach Anspruch 15, deren Knoten durch Summieren des Abtastwerts des verstärkten Ausgangssignals mit dem Abtastwert des Referenzsignals das Kombinationssignal bilden kann.
Erfindung nach Anspruch 15, bei der das Verstärkersystem auf einem einzigen integrierten Schaltkreis realisiert ist.
Integrierter Schaltkreis mit einem Verstärkersystem zum Verstärken eines Eingangssignals zu einem verstärkten Ausgangssignal, wobei das Verstärkersystem aufweist: einen Verstärkerzweig, mit dem aus dem Eingangs- das verstärkte Ausgangssignal erzeugbar ist; einen Referenzzweig, mit dem ein Referenzsignal erzeugbar ist; einen Knoten, mit dem aus einem Abtastwert des verstärkten Ausgangssignals und einem Abtastwert des Bezugssignals ein Kombinationssignal erzeugbar ist; einen Leistungsdetektor, mit dem die Leistung des Kombinationssignals ermittelbar ist; und einer Steuerung, mit der die Funktionen des Verstärkerzweigs auf Grund der ermittelten Leistung steuerbar sind, wobei die Gesamt-Signalverzögerung des Verstärkerzweigs der des Referenzzweigs nicht entspricht.
Verstärkersystem zum Verstärken eines Eingangssignals zu einem verstärkten Ausgangssignal, wobei das Verstärkersystem aufweist: einen Verstärkerzweig, mit dem aus dem Eingangs- das verstärkte Ausgangssignal erzeugbar ist; einen Referenzzweig, mit dem ein Referenzsignal erzeugbar ist; einen Knoten, mit dem aus einem Abtastwert des verstärkten Ausgangssignals und einem Abtastwert des Bezugssignals ein Kombinationssignal erzeugbar ist; einen Leistungsdetektor, mit dem die Leistung des Kombinationssignals ermittelbar ist; und einer Steuerung, mit der die Funktionen des Verstärkerzweigs auf Grund der ermittelten Leistung steuerbar sind, wobei der Referenzzweig ohne ein Verzögerungsglied realisiert ist, das nominell die Gesamtverzögerung des Verstärkerzweigs an die des Referenzzweigs angleicht.