CN1572064A - 信号干扰比测量的装置和方法 - Google Patents

Abstract

能够在不执行JD解调的情况下，在其接收之后立刻以高精确度测量消除干扰后的SIR的SIR测量装置。该装置使用中置码段创建延迟业务文档，并且使用此延迟业务文档和所估计的路径位置测量SIR。也就是说，所述信号功率测量部件(142)根据延迟业务文档和所选路径位置测量信号功率，而所述干扰功率测量部件(144)根据延迟业务文档和所选路径位置来测量干扰功率。然后，所述信号功率校正部件(146)和干扰功率校正部件(148)执行必要的校正，并且SIR计算部件(150)依照预定计算公式计算SIR。

Description

信号干扰比测量的装置和方法

技术领域

本发明涉及一种用于SIR测量的装置和方法。

背景技术

实现高精度的发送功率控制(TCP)需要以高精确度来测量SIR(信号干扰比：信号功率与干扰功率的比率)。

例如，TD-SCDMA(时分-同步码分多址)系统在下行链路时隙的消除干扰(例如JD解调)之后以高精确度来测量SIR，并且使用上述测量结果来计算发送功率控制(TPC)比特。联合检测(Joint Detection，JD)是其中一种消除干扰技术，并且是一种被人们所接受的方案，它使用根据延迟业务文档(delayprofiles)和扩展码(spreading codes)获得的矩阵(系统矩阵)经过计算执行高精度的消除干扰。

在该情况下，传统的SIR测量方法在JD解调之后根据数据段测量SIR。

然而，在传统的SIR测量方法中，由于需要对JD解调之后的SIR进行测量，所以使用此结果来计算TPC比特对于发送下一个上行链路时隙来说可能太迟了。也就是说，由于JD解调需要大量计算并且花费很多时间，所以，及时为下一个上行链路时隙计算发送功率控制比特要求高速执行SIR测量处理或者JD解调处理。然而，加速SIR测量处理或者JD解调处理具有某些限制。在对于发送下一个上行链路时隙来说TPC比特的计算太迟的情况下，无法以高速跟上传送环境中的变化，由此导致对改进发送功率控制精确度方面的某些限制。

因此，TD-SCDMA系统非常需要在消除干扰之后，以高精确度来测量下行链路时隙的SIR，并且使用上述测量结果及时为下一个上行链路时隙计算TPC比特。

发明内容

本发明的目的在于提供一种在不需要执行JD解调的情况下，在接收具有高精确度的SIR之后，立刻测量消除干扰后的SIR的装置和方法。

本发明的实质在于使用中置码段来创建延迟业务文档，使用此延迟业务文档测量SIR、估计路径位置并且由此确定在没有执行JD解调情况下的消除干扰之后的SIR。这样允许在接收下行链路时隙之后立即计算发送功率控制(TPC)比特，并且允许为发送下一个上行链路时隙而及时计算TPC比特。

依照本发明实施例的SIR测量装置包括：创建部件，用于使用所接收信号中包括的已知信号来创建延迟业务文档；选择部件，用于使用所创建的延迟业务文档来选择实际路径；RAKE组合部件，用于将所接收的信号进行RAKE组合；以及测量部件，用于使用所创建的延迟业务文档、所选路径位置以及RAKE组合后的接收功率来测量消除干扰之后的SIR。

依照本发明另一个实施例的SIR测量方法包括：创建步骤，用于使用所接收信号中包括的已知信号创建延迟业务文档；选择步骤，用于使用所创建的延迟业务文档选择实际路径；RAKE组合步骤，用于将所接收的信号进行RAKE组合；以及测量步骤，用于使用RAKE组合后的接收功率测量消除干扰之后的SIR。

附图简述

图1是示出了依照本发明实施例1的SIR测量装置的结构的框图；

图2是示出了图1中SIR测量部件的结构例子的框图；

图3举例说明了通用中置码时隙的例子；

图4举例说明了缺省中置码时隙的例子；

图5举例说明了UE特定中置码时隙的例子；

图6举例说明了通用中置码的延迟业务文档的例子；

图7举例说明了仿真条件的例子；

图8举例说明了作为SIR测量仿真结果的基本SIR测量特性的例子；

图9举例说明了路径之间的干扰；

图10举例说明了纠错之后、作为SIR测量仿真结果的SIR测量特性的例子；

图11举例说明了滚降滤波器的影响；

图12举例说明了滤波器的脉冲响应波形；

图13举例说明了相对于被假定为相同的路径范围中的芯片数目，相同路径中的功率与总功率的比率(相同的路径范围中的功率比)；

图14举例说明了校正滚降滤波器之后、作为SIR测量仿真结果的SIR测量特性的例子；

图15举例说明了由于传播路径特性方面的差异而作为SIR测量仿真结果的SIR测量特性(动态特性例子1)的例子；

图16举例说明了由于传播路径特性方面的差异而作为SIR测量仿真结果的SIR测量特性(动态特性例子2)的例子；

图17举例说明了由于传播路径特性方面的差异而作为SIR测量仿真结果的SIR测量特性(动态特性例子3)的例子；

图18举例说明了图15到图17中的例子1到3的传播路径特性；

图19举例说明了当扩大干扰功率测量范围时通用中置码的延迟业务文档的例子；

图20举例说明了根据延迟业务文档长度方面的差异的作为SIR测量仿真结果的SIR测量特性的例子；

图21举例说明了当扩大干扰功率测量范围时缺省(UE特定)中置码的延迟业务文档的例子；

图22举例说明了依照为每个中置码计算SIR以及求SIR平均数的方法的更特殊的延迟业务文档的例子；

图23举例说明了依照为每个中置码计算信号功率和干扰功率并且求它们的平均数的方法的更特殊的延迟业务文档的例子；以及

图24是示出了依照本发明实施例2的SIR测量装置的SIR测量部件的结构的框图。

具体实施方式

现在参考附图，将在下文详细解释本发明的实施例。这里，将本发明应用于TD-SCDMA系统的例子作为一个例子来解释。

(实施例1)

图1是示出了依照本发明实施例1的SIR测量装置的结构的框图。

图1中所示的SIR测量装置100大致包括天线110、无线电接收部件120、JD解调部件130以及SIR测量部件140。所述JD解调部件130包括相关性处理部件131、延迟业务文档创建部件132、路径选择部件133、RAKE组合部件134以及JD计算部件135。

由天线110收到的无线电信号历经预定的接收过程，诸如由无线电接收部件120进行的下变频，并且被转换为基带信号。所述无线电接收部件120具有接收滤波器(未示出)(例如滚降滤波器)。将无线电接收部件120获得的基带信号输入到JD解调部件130。

所述JD解调部件130对所接收的信号执行JD解调。更具体地说，所述相关性处理部件131使用所接收的信号中包括的已知信号(这里指的是下行链路时隙的中置码段)执行相关性过程，所述延迟业务文档创建部件132使用此相关性处理结果来创建延迟业务文档，所述路径选择部件133使用此延迟业务文档来执行预定阈值处理以便选择(估计)实际路径。将此路径选择结果输入到RAKE组合部件134和JD计算部件135中。所述RAKE组合部件134使用路径选择结果来将所接收的信号进行RAKE组合。所述JD计算部件135使用RAKE组合结果和路径选择结果来执行JD计算，以便获得已消除干扰的已解调信号。将JD计算部件135处获得的消除干扰之后的已解调信号发送到译码部件(未示出)。

所述SIR测量部件140使用延迟业务文档来测量消除干扰之后的SIR，在无需等到JD解调处理的情况下，完成从JD解调部件130处获得RAKE组合后的所选路径位置和接收功率。将来自于延迟业务文档创建部件132的延迟业务文档、来自于路径选择部件133的所选路径位置和来自于RAKE组合部件134的RAKE组合后的接收功率馈送到所述SIR测量部件140。另一方面，除扩频因子和分配模式之外，还将来自于JD计算部件135的代码信息馈送到SIR测量部件140。在JD计算当中获得代码信息。将SIR测量部件140的测量结果发送到发送功率控制(TPC)比特计算部件(未示出)。

图2是示出了SIR测量部件140的结构例子的框图。

如图2所示，所述SIR测量部件140包括信号功率测量部件142、干扰功率测量部件144、信号功率校正部件146、干扰功率校正部件148和SIR计算部件150。所述信号功率测量部件142使用延迟业务文档和所选路径位置测量信号功率，而所述干扰功率测量部件144使用延迟业务文档和所选路径位置测量干扰功率。所述信号功率校正部件146和干扰功率校正部件148执行校正以提高测量精度。因此，将代码信息输入到信号功率校正部件146，并且将自相关值输入到干扰功率校正部件148。所述SIR计算部件150计算信号功率与干扰功率的比率，并且将其转换为数据段的SIR。更具体地说，所述SIR计算部件例如使用信号功率、干扰功率、RAKE组合后的接收功率、分配模式和扩频因子，依照预定计算公式来计算SIR。

而后，将详细解释由SIR测量部件140依照上述结构来实现的SIR测量方法。

首先，解释用于TD-SCDMA系统的中置码分配模式(此后简称为“分配模式”)。如稍后将详细说明的那样，所述SIR测量方法(计算公式)从一种分配模式到另一种分配模式是不同的。

在TD-SCDMA系统中存在三种分配模式：通用中置码、缺省中置码、UE特定中置码。

图3举例说明了通用中置码的时隙的例子。在通用中置码的例子中，如图3所示，在一个时隙中只存在一个中置码，并且将一个或者多个用户数据与数据段中的一个或者多个代码多路复用。这时，多路复用的数据段的功率等于中置码段的功率。

图4举例说明了缺省中置码的时隙的例子。在缺省中置码的例子中，如图4所示，在一个时隙中存在多个中置码，并且多个用户使用多个中置码。此外，将数据与每个中置码的一个或者多个代码多路复用，并且数据段的功率等于中置码的功率。

图5举例说明了UE特定中置码的时隙的例子。在UE特定中置码的例子中，如图5所示，在一个时隙中存在多个中置码，而多个用户使用一个中置码。此外，将数据与每个中置码的一个或者多个代码多路复用，并且数据段的功率等于中置码段的功率。

下面将更具体地解释在每个分配模式中使用中置码段的SIR测量方法。这里，首先解释时隙结构相对简单的通用中置码的例子，然后逐个解释其它分配模式。

这里，假设了如下条件：

1)当计算中置码相关性时，将干扰分量平均抑制为1/pg。pg是被计算相关性的中置码的长度(中置码段的芯片数目)，并且在TD-SCDMA的例子中是128。

2)干扰分量出现在不同于中置码相关性路径的位置的位置处。

3)可以由JD完全消除自身单元中的干扰。考虑到JD消除干扰的不足，可以引入消除干扰速率(例如0.8)。

在此实施例中，使用中置码段测量SIR，但是本发明不局限于此。除了中置码段，还可以使用其它引导信号。

使用通用中置码的SIR测量

首先，将解释基本SIR计算方法。

图6举例说明了延迟业务文档的例子。此延迟业务文档由延迟资料创建部件132使用中置码段创建。在图6中，可以将P1、P2和P3认为是信号分量，而将N1到N6认为是干扰分量。

这里，假定N_p是路径的数目，W是延迟业务文档的长度，DP(i)是延迟业务文档的第i个芯片的功率，DP(j)是延迟业务文档的第j个芯片的功率，P是一组实际路径。然后，通过以下公式(1)计算中置码段的SIR：

$\mathrm{SIR}=\frac{\underset{i\∈P}{\overset{\mathrm{Np}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)}{\underset{j\∈\stackrel{\‾}{P}}{\overset{W-N_p}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(j\right)/(W-N_P)}---\left(1\right)$

在图6的例子中，作为公式(1)的分子的信号功率是P1、P2和P3的和，它们是实际路径的位置，而作为分母的干扰功率是非实际路径位置的N1到N6的平均数。此外，N_p＝3，W＝9。因为干扰功率彼此不同相，因而对其进行平均。

然后，为了将在中置码段测量的SIR转换为数据段的SIR，需要将中置码段的信号功率转换为每1代码1码元的信号功率。通用中置码的时隙例如是如上面图3所示的那样。

首先，将中置码段的信号功率转换为数据段的每1代码的信号功率。如上所示，将数据段与多个扩展码多路复用，并且多路复用信号的功率功率等于中置码段的功率。因此，能够使用所使用的代码的RAKE组合的结果比率、根据中置码段的功率来计算用户自身的接收代码功率，其中所使用的代码是在JD计算部件135判定代码时创建的。也就是说，将中置码段的信号功率乘以P_{RAKE_own}/P_{RAKE_total}因子。这里，P_{RAKE_own}是使用用户自身的扩展码的RAKE组合后的功率，P_{RAKE_total}是对应于各个扩展码的RAKE组合后的功率的所有扩展码的总功率。在用户自身使用多个扩展码的情况中，假定用户自身使用的所有代码的接收代码功率的平均数是P_{RAKE_own}。

然后，将功率转换为按1码元的信号功率。所述中置码段具有pg的处理增益，而数据段只具有扩频因子SF的处理增益。因此，将结果乘以SF/pg系数。

由此，数据段的SIR由以下公式(2)表示：

$\mathrm{SIR}=\frac{\underset{i\∈P}{\overset{\mathrm{Np}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)}{\underset{j\∈\stackrel{\‾}{P}}{\overset{W-N_p}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(j\right)/(W-N_P)}\×\frac{P_{\mathrm{RAKE}\_\mathrm{own}}}{P_{\mathrm{RAKE}\_\mathrm{total}}}\×\frac{\mathrm{SF}}{\mathrm{pg}}---\left(2\right)$

这是SIR测量用于基本公式。

这里，当使用公式(2)在图7中所示的仿真条件下进行SIR测量仿真时，获得图8中所示的仿真结果(基本SIR测量特性)。

然后，进行不同的校正以提高测量精度。校正包括信号功率的校正(除去所选路径之间的干扰影响)，干扰功率的校正(除去自相关分量的影响)，干扰功率的校正(除去滚降滤波器的影响)，干扰功率测量范围的扩大(改进具有动态特性的传播路径)。这些内容将在下文逐一解释。

首先，使用图9解释信号功率的校正(除去所选路径之间的干扰影响)。图9举例说明了路径之间的干扰。

如图9所示，每个路径的测量信号功率包括来自于其它路径的干扰分量。例如，所述功率是：

来自于路径1中包括的路径2的干扰分量：P2×1/pg

来自于路径1中包括的路径3的干扰分量：P3×1/pg

由于这些干扰分量的相位是随机的，所以来自于其它路径的干扰分量的和只需要在这些功率值的级别上进行计算。因此，路径1的实际功率是：

P1-(P2×1/pg+P3×1/pg)

同样，路径2的实际功率和路径3的实际功率是：

P2-(P3×1/pg+P1×1/pg)

P3-(P1×1/pg+P2×1/pg)

因此，校正后的信号功率是：

P1+P2+P3-(P1+P2+P3)×1/pg×(Np-1)＝(P1+P2+P3)×(1-(Np-1)/pg)

据此，信号功率校正后的SIR通用公式依照以下公式(3)表示：

$\mathrm{SIR}=\frac{\underset{i\∈P}{\overset{\mathrm{Np}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)\·(1-\frac{N_P-1}{\mathrm{pg}})}{\underset{j\∈\stackrel{\‾}{P}}{\overset{W-N_P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(j\right)/(W-N_P)}\×\frac{P_{\mathrm{RAKE}\_\mathrm{own}}}{P_{\mathrm{RAKE}\_\mathrm{total}}}\×\frac{\mathrm{SF}}{\mathrm{pg}}---\left(3\right)$

由此，依照这样一种方式的校正信号功率可以提高信号功率的测量精度并且提高SIR的测量精度，其中所述方式为：去除所选路径之间的干扰的影响。

然后，将解释干扰功率的校正(除去自相关分量的影响)。

如图9所示，测量的干扰功率包括通过自相关来产生的功率。因此，在自身单元中的消除干扰之后计算干扰功率需要将信号功率分量(优选的是，校正后的信号功率分量)从测量的干扰功率中减去。例如，所述信号功率分量是：

干扰信号功率中包括的路径1的分量：

P1×1/pg

干扰信号功率中包括的路径2的分量：

P2×1/pg

干扰信号功率中包括的路径3的分量：

P3×1/pg

因此，实际干扰信号功率是：

(N1到N6的平均数)-(P1+P2+P3)×1/pg

此外，考虑到上述信号功率，由(P1+P2+P3)×(1-(Np-1)/pg)来代替(P1+P2+P3)，然后获得(N1到N6的平均数)-(P1+P2+P3)×(1-(Np-1)/pg)。

然后，除信号功率的校正之外，干扰功率校正(除去自相关分量的影响)之后的SIR的通用公式由以下公式(4)表示：

$\mathrm{SIR}=\frac{\underset{i\∈P}{\overset{N_P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)\·(1-\frac{N_P-1}{\mathrm{pg}})}{\underset{j\∈\stackrel{\‾}{P}}{\overset{W-N_P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(j\right)/(W-N_P)-\underset{i\∈P}{\overset{N_P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)\·(1-\frac{N_P-1}{\mathrm{pg}})\·\frac{1}{\mathrm{pg}}}\×\frac{P_{\mathrm{RAKE}\_\mathrm{own}}}{P_{\mathrm{RAKE}\_\mathrm{total}}}\×\frac{\mathrm{SF}}{\mathrm{pg}}---\left(4\right)$

由此，依照这样一种方式的校正干扰功率，可以提高干扰功率的测量精度并且还提高SIR的测量精度，其中所述方式为：去除自相关分量的影响。

信号功率分量对干扰信号功率的影响实际上不力图取决于1/pg，而是取决于中置码，因此根据基本中置码来计算自相关值。

这里，当校正之后使用公式(4)进行SIR测量仿真时，获得图10中所示的仿真结果(校正之后的SIR测量特性)。如图10所示，可以观察到高SIR附加的偏差。这可归因于这样一个实事，即：滚降滤波器扭曲了信号功率，这样对干扰功率具有影响。

然后，将使用图11解释干扰功率的进一步校正(除去滚降滤波器的影响)。图11举例说明了滚降滤波器的影响。

如图11所示，在辐条(speaks)(路径位置)旁边，由于滚降滤波器在重复取样的延迟业务文档中的影响，还出现了信号分量。这些信号分量包括在干扰分量中，因此应该对其进行校正。

由于在对应于所选路径位置(例如图11中的P1′，P2′，P3′)附近的几个芯片的范围中出现了滚降滤波器的较大影响，所以，采用了避免所选路径位置附近的干扰功率被包括在干扰功率计算中的方法作为特定校正方法的。这里，假定Np′是被假定为相同路径的范围中的路径数目，干扰功率校正之后SIR的通用公式(去除了滚降滤波器的影响)由以下公式(5)表示：

$\mathrm{SIR}=\frac{\underset{i\∈P}{\overset{\mathrm{Np}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)\·(1-\frac{N_P-1}{\mathrm{pg}})}{\underset{j\∈\stackrel{\‾}{P}}{\overset{W-{N_P}^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(j\right)/(W-{N_P}^{\′})-\underset{i\∈P}{\overset{\mathrm{Np}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)\·(1-\frac{N_P-1}{\mathrm{pg}})\·\frac{1}{\mathrm{pg}}}\×\frac{P_{\mathrm{RAKE}\_\mathrm{own}}}{P_{\mathrm{RAKE}\_\mathrm{total}}}\×\frac{\mathrm{SF}}{\mathrm{pg}}---\left(5\right)$

这里，在判定被假定为相同路径的范围的过程中，检查滤波器的脉冲响应范围。图12示出了滤波器的脉冲响应的波形，并且图13示出了相对于被假定为相同路径的范围中的芯片的数目、相同路径中的功率与总功率的比率(相同路径范围中的功率比)。如图13所示，被假定为相同路径的范围越广，滤波器的影响变得越小。另一方面，被假定为相同路径的范围越广，测量干扰功率的范围变得越窄，因此需要使去除范围最小化，以便去除滤波器的影响。例如，在图13的例子的情况下，优选的是假设有三个芯片属于相同的路径范围。

当假定三个芯片构成相同路径范围的校正之后使用公式(5)进行SIR测量仿真时，获得图14中所示的仿真结果(校正滚降滤波器之后的SIR测量特性)。很明显，根据此仿真结果，与先前的仿真结果(参见图8、图9)相比较，在高SIR附近的偏差得以校正，并且SIR测量特性总体上接近理论值。

由此，校正干扰功率，以便去除滚降滤波器的影响，以进一步提高干扰功率的测量精度，并且由此进一步提高SIR的测量精度。

此外，检查在取决于传播路径的SIR测量特性方面的差异。图15、图16和图17示出了当传播路径具有动态特性时，使用公式(5)进行的SIR测量仿真的结果。图15示出了取决于传播路径特性方面的差异的SIR测量特性(动态特性例子1)的例子，图16示出了取决于传播路径特性方面的差异的SIR测量特性(动态特性例子2)的例子，而图17示出了取决于传播路径特性方面差异的SI R测量特性(动态特性例子3)的例子。图18示出了各个例子1到3的传播路径特性。由此可见，图16中所示的例子2中存在测量精度恶化。这可能归因于这样一个事实，即：在加宽延迟信号间距的多路状态下，测量干扰功率(W-Np′)的范围很小，因此降低了干扰功率的测量精度。

下面，将解释干扰功率测量范围的扩大(具有动态特性的传播路径的改进)。

如上所述，由于在加宽延迟信号间距的多路状态下平均干扰功率(W-Np′)的范围很小，因此降低了干扰功率的测量精度。所以，为增加平均干扰功率的范围，除由用户自身使用的中置码移位创建的延迟业务文档之外，还使用用户自身未使用的中置码移位创建的延迟业务文档。

在分配模式是通用中置码的情况下，在延迟业务文档中出现一个中置码移位的相关值。在一个时隙中的中置码移位(中置码)由一个基本中置码生成。为此，当创建延迟业务文档时，每次都可创建所有中置码移位的延迟业务文档。

图19举例说明了通用中置码的延迟业务文档的例子。如图19所示，当所使用的中置码移位是中置码(2)时，仅仅在创建的延迟业务文档的中置码(2)区域内出现相关值。在未使用的中置码移位(中置码(1)、中置码(3)到中置码(8))中除了仅出现干扰功率以外，不出现信号功率。因此，通过平均由其它中置码移位创建的延迟业务文档的干扰功率，可以扩大测量干扰功率的范围。

这允许校正之后的SIR的通用公式由以下公式(6)来表示：

$\mathrm{SIR}=\frac{\underset{i\∈P}{\overset{\mathrm{Np}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)\·(1-\frac{N_P-1}{\mathrm{pg}})}{\underset{k\∈K_{\mathrm{all}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{all}}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j\∈\stackrel{\‾}{P}}{\overset{W-{N_{\mathrm{Pk}}}^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{DP}}_k\left(j\right)/\underset{k\∈K_{\mathrm{all}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{all}}}}{\mathrm{\Σ}}}(W-{N_{\mathrm{Pk}}}^{\′})-\underset{l\∈P}{\overset{\mathrm{Np}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)\·(1-\frac{N_P-1}{\mathrm{pg}})\·\frac{1}{\mathrm{pg}}}\×\frac{P_{\mathrm{RAKE}\_\mathrm{own}}}{P_{\mathrm{RAKE}\_\mathrm{total}}}\×\frac{\mathrm{SF}}{\mathrm{pg}}---\left(6\right)$

其中，N_Kall是中置码移位的数目，K_all是一组中置码移位，N_pk′是被假定为相同路径的范围中的中置码k处的路径数目，DP_k(j)是中置码K的延迟业务文档的第j个芯片的电功率。

这里，在传播路径特性是动态特性的例子2中，当校正之后使用公式(6)进行SIR测量仿真时，获得图20中所示的仿真结果(SIR测量特性取决于延迟业务文档长度方面的差异)。从图20可以明显看出，随着干扰功率的测量范围的扩大，SIR的测量精度也不断提高。

由此，除使用由用户自身使用的中置码移位的延迟业务文档之外，还使用用户自身未使用的中置码移位的延迟业务文档测量干扰功率，扩大了干扰功率的测量范围，并且还提高了在动态特性的传播路径的例子中的干扰功率的测量精度，并且能够借此提高SIR的测量精度。

此方法不仅可以用于通用中置码的例子，而且也可用于其它分配模式中。图21举例说明了缺省(UE特定)中置码的延迟业务文档的例子。在此例子中，如图21所示，在一个时隙中使用了多个中置码，并且干扰功率出现在于每一中置码中创建的延迟业务文档的所选路径的范围以外。由此，可以在于其它中置码中创建的延迟业务文档的所选路径的范围以外来测量干扰功率。这样扩大了干扰功率的测量范围，并且提高了干扰功率的测量精度(参见将在稍后描述的公式(7)到公式(10)，)。

使用缺省中置码的SIR测量

在缺省中置码的例子中，一个用户同样可以使用多个中置码(参见图4)。在这种情况下，一般说来，有以下两种有效用作SIR计算方法的方法，这两个方法是：

a)计算用于每一中置码的SIR并且求SIR的平均数的方法

b)计算每一中置码的信号功率，求信号功率的平均数，并且当对每一中置码计算干扰功率时，将平均结果看作S，求干扰功率的平均数并且将平均结果看作I，计算它们之间的比率(S与I的比率)的方法。

可以依照与使用所有延迟业务文档的路径的通用中置码的例子相同的方法来计算SIR，其中，所述延迟业务文档包括其它用户。此后，将逐一解释相应的方法。

a)计算用于每一中置码的SIR并且求所述SIR的平均数的方法

在此方法中，以与通用中置码例子同样的方式计算用于每一中置码的SIR。这时，分子的干扰功率的校正项的路径中还包括其它中置码路径(其它用户的信号分量)。

这里，假定SIR_k是中置码k的SIR，N_k是多路复用的中置码移位的总数，K是一组总的多路复用的中置码移位，N_pk是中置码k的路径数目，N_pk′是中置码k中被假定为相同路径的范围中的路径数目，N_code，k是分配给中置码k的扩展码的数目，W是延迟业务文档的长度，DP_k(i)是中置码k的延迟业务文档的第i个芯片的电功率，P是一组实际路径，SF是扩频因子，pg是中置码段的芯片数目，N_Kall是中置码移位的数目而K_all是一组中置码移位。然后，由中置码k计算的SIR通过以下公式(7)表示：

${\mathrm{SIR}}_k=\frac{\underset{i\∈P}{\overset{N_{\mathrm{Pk}}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{DP}}_k\left(i\right)\·(1-\frac{N_{\mathrm{Pk}}-1}{\mathrm{pg}})/N_{\mathrm{code},k}}{\underset{k\∈K_{\mathrm{all}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{all}}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j\∈\stackrel{\‾}{P}}{\overset{W-{N_{\mathrm{Pk}}}^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{DP}}_k\left(j\right)/\underset{k\∈K_{\mathrm{all}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{all}}}}{\mathrm{\Σ}}}(W-{N_{\mathrm{Pk}}}^{\′})-\underset{m\∈K}{\overset{N_K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i\∈P}{\overset{N_{P_m}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{DP}}_m\left(i\right)\·(1-\frac{N_{\mathrm{Pm}}-1}{\mathrm{pg}})\·\frac{1}{\mathrm{pg}}}\×\frac{\mathrm{SF}}{\mathrm{pg}}---\left(7\right)$

通过对用户自身使用的所有中置码代码计算此SIR并且求SIR的平均数，即，通过以下公式(8)：

$\mathrm{SIR}=\underset{k\∈K_{\mathrm{own}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{own}}}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{SIR}}_k/N_{K_{\mathrm{own}}}---\left(8\right)$

可以计算缺省中置码的SIR。这里，N_Kown是用户自身使用的中置码移位的数目，K_own是用户自身使用的一组中置码移位。公式(7)和公式(8)依照此方法成为SIR测量的通用公式(如通用中置码例子中的上述不同的校正后的公式)。

例如，在图4中所示的缺省中置码时隙的例子中，图22示出了依照此方法的更特殊的延迟业务文档的例子。这里，假定用户自身使用中置码(2)和中置码(4)。在此例子中，使用中置码(2)和中置码(4)计算SIR。在这种情况下，当多个代码被一个中置码多路复用时，信号功率必须除以代码数目，以便获得每一代码的平均信号功率。计算相应的SIR_K之后，求其平均数。

b)计算用于每一中置码的信号功率并且求所述信号功率的平均数的方法

依照此方法，分子的信号分量变成由用户自身使用的每一中置码代码的平均信号功率。此外，通过从用户自身所使用的每一中置码代码的平均干扰功率中减去所有用户的已校正信号功率分量，来获得分母的干扰功率。

也就是说，依照此方法的SIR测量的通用公式(不同于上述通用中置码例子中校正过程之后的公式)可以由以下公式(9)来表示：

$\mathrm{SIR}=\frac{\underset{k\∈K_{\mathrm{own}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{own}}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i\∈P}{\overset{N_{\mathrm{Pk}}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{DP}}_k\left(i\right)\·(1-\frac{N_{\mathrm{Pk}}-1}{\mathrm{pg}})/N_{\mathrm{code},k}}{\underset{k\∈K_{\mathrm{all}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{all}}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j\∈\stackrel{\‾}{P}}{\overset{W-{N_{\mathrm{Pk}}}^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{DP}}_k\left(j\right)/\underset{k\∈K_{\mathrm{all}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{all}}}}{\mathrm{\Σ}}}(W-{N_{\mathrm{Pk}}}^{\′})-\underset{k\∈K}{\overset{N_K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i\∈P}{\overset{N_{\mathrm{Pm}}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{DP}}_m\left(i\right)\·(1-\frac{N_{\mathrm{Pm}}-1}{\mathrm{pg}})\·\frac{1}{\mathrm{pg}}}\×\frac{\mathrm{SF}}{\mathrm{pg}}---\left(9\right)$

其中N_Kown是用户自身使用的中置码移位的数目，K_own是一组用户自身所使用的中置码移位，N_Kall是中置码移位的数目，K_all是一组中置码移位，N_pk是中置码k的路径数目，N_pk′是中置码k中被假定为相同路径的范围中的路径数目，N_code，k是分配给中置码k的扩展码的数目，W是延迟业务文档的长度，DP_k(i)是中置码k的延迟业务文档的第i个芯片的电功率，DP_K(j)是中置码k的延迟业务文档的第j个芯片的电功率，P是一组实际路径，SF是扩频因子，pg是中置码段的芯片数目。

图23举例说明了依照此方法的更特殊的延迟业务文档的例子。这里，假定信号功率是中置码(2)和中置码(4)的信号功率的和。假定所述干扰功率是所有中置码的干扰功率的和。通过根据中置码(2)、中置码(4)、中置码(6)和中置码(7)的信号功率计算在路径之中的干扰分量，并且从干扰功率的上述和中减去该干扰分量来执行校正。然后，通过计算此处计算的信号功率与干扰功率的比率来计算SIR。

使用UE特定中置码的SIR测量

在UE特定中置码的例子中，一个用户使用一个中置码。此外，由于仅仅使用用户自身的代码来执行JD，所以不执行对其它用户的消除干扰，并且不需要用其它用户的信号功率对干扰功率进行校正。因此，SIR测量的通用公式(在上述不同于通用中置码例子中的校正之后的公式)可以由以下公式(10)来表示：

$\mathrm{SIR}=\frac{\underset{i\∈P}{\overset{N_P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)\·(1-\frac{N_P-1}{\mathrm{pg}})/N_{\mathrm{code}}}{\underset{k\∈K_{\mathrm{all}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{all}}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j\∈\stackrel{\‾}{P}}{\overset{W-{N_P}^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(j\right)/\underset{k\∈K_{\mathrm{all}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{all}}}}{\mathrm{\Σ}}}(W-{N_P}^{\′})-\underset{i\∈P}{\overset{N_P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)\·(1-\frac{N_P-1}{\mathrm{pg}})\·\frac{1}{\mathrm{pg}}}\×\frac{\mathrm{SF}}{\mathrm{pg}}---\left(10\right)$

其中，N_p是路径的数目，N_p′是被假定为相同路径的范围中的路径数目，N_code是指定的扩展码的数目，W是延迟业务文档的长度，DP(i)是延迟业务文档的第i个芯片的电功率，DP(j)是延迟业务文档的第j个芯片的电功率，P是一组实际路径，SF是扩频因子，pg是中置码段的芯片数目，N_kall是中置码移位的数目，和K_all是一组中置码移位。

例如，如图5中UE特定中置码的时隙的例子中所示，在此例子中，将多个中置码多路复用并且每一用户使用一个中置码，并且使用多个代码多路复用数据段。

如上所示，依照此实施例，SIR可根据延迟业务文档、所选路径位置和RAKE组合之后的接收功率来测量，因此，可以在无需等到完成JD解调处理的情况下来测量所述SIR，也就是说，可以在接收下行链路时隙之后立即测量SIR，并且可以及时为下一个上行链路时隙计算发送功率控制比特。此外，使用该例子中的中置码段来创建延迟业务文档，与使用数据段的传统SIR测量方法相比，这样做能够增大处理增益，以高精确度测量SIR并且依照所选路径位置将信号分量从干扰分量中区分出来，由此测量消除干扰之后的SIR。也就是说，能够在不执行JD解调的情况下，在接收之后立刻测量消除干扰后的SIR。

作为此实施例的修改过程的例子，SIR的测量方法可以因每种分配模式的不同而改变。更具体地说，对应于每种分配模式(通用中置码、缺省中置码和UE特定中置码)的计算公式(例如上述的公式(6)到公式(10))被预先存储，为每个时隙选择对应于指定的分配模式的计算公式，并且使用所选择的计算公式来计算SIR。这样甚至允许一台装置来测量SIR，即便其分配模式是不同的。

(实施例2)

图24是示出了依照本发明实施例2的SIR测量装置的SIR测量部件的结构框图。此SIR测量装置(以及SIR测量部件)具有类似于对应于图1和图2中所示的实施例1的SIR测量装置(以及SIR测量部件)的基本结构，因此，将相同部件指定了相同的参考标记并且省略了对这部分内容的描述。

此实施例的特征在于：使用当测量SIR时获得的参数同时计算所接收的信号代码功率(RSCP)和干扰信号代码功率(ISCP)。为此目的，SIR测量部件140a还包括RSCP计算部件210和ISCP计算部件220。如上所示，P-CCPCH的RSCP是3GPP TDD的测量项，并且时隙ISCP也是3GPP TDD的测量项。

所述RSCP计算部件210根据测量的SIR的信号功率分量来测量RSCP。更具体地说，依照分配模式、即依照通用中置码、缺省中置码、UE特定中置码利用公式(11)、公式(12)和公式(13)来计算所述RSCP，所述公式为：

$\mathrm{RSCP}=\underset{i\∈P}{\overset{\mathrm{Np}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)\·(1-\frac{N_P-1}{\mathrm{pg}})\×\frac{P_{\mathrm{RAKE}\_\mathrm{own}}}{P_{\mathrm{RAKE}\_\mathrm{total}}}\×\frac{1}{\mathrm{pg}}---\left(11\right)$

$\mathrm{RSCP}=\underset{k\∈K_{\mathrm{own}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{own}}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j\∈P}{\overset{N_{\mathrm{Pk}}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{DP}}_k\left(i\right)\·(1-\frac{N_{\mathrm{Pk}}-1}{\mathrm{pg}})/N_{\mathrm{code},k}\·\frac{1}{\mathrm{pg}}---\left(12\right)$

$\mathrm{RSCP}=\underset{j\∈P}{\overset{N_P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)\·(1-\frac{N_P-1}{\mathrm{pg}})/N_{\mathrm{code}}\·\frac{1}{\mathrm{pg}}---\left(13\right)$

ISCP计算部件220根据所测量的SIR的干扰功率分量测量ISCP。更具体地说，使用以下公式(14)、公式(15)和公式(16)依照分配模式、即依照通用中置码、缺省中置码、UE特定中置码来计算所述ISCP，所述公式为：

$\mathrm{ISCP}=\underset{k\∈K_{\mathrm{all}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{all}}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j\∈\stackrel{\‾}{P}}{\overset{W-{N_P}^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(j\right)/\underset{k\∈K_{\mathrm{all}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{all}}}}{\mathrm{\Σ}}}(W-{N_P}^{\′})-\underset{i\∈P}{\overset{\mathrm{Np}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)\·(1-\frac{N_P-1}{\mathrm{pg}})\·\frac{1}{\mathrm{pg}}---\left(14\right)$

$\mathrm{ISCP}=\underset{k\∈K_{\mathrm{all}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{all}}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j\∈P}{\overset{W-{N_{\mathrm{Pk}}}^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{DP}}_k\left(j\right)/\underset{k\∈K_{\mathrm{all}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{all}}}}{\mathrm{\Σ}}}(W-{N_{\mathrm{Pk}}}^{\′})-\underset{m\∈K}{\overset{N_K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i\∈P}{\overset{N_{\mathrm{Pm}}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{DP}}_m\left(i\right)\·(1-\frac{N_{\mathrm{Pm}}-1}{\mathrm{pg}})\·\frac{1}{\mathrm{pg}}---\left(15\right)$

$\mathrm{ISCP}=\underset{k\∈K_{\mathrm{all}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{all}}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j\∈\stackrel{\‾}{P}}{\overset{W-{N_P}^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(j\right)/\underset{k\∈K_{\mathrm{all}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{all}}}}{\mathrm{\Σ}}}(W-{N_P}^{\′})-\underset{i\∈P}{\overset{N_P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)\·(1-\frac{N_P-1}{\mathrm{pg}})\·\frac{1}{\mathrm{pg}}---\left(16\right)$

由此，此实施例允许使用SIR的测量结果并根据延迟业务文档和所选路径位置同时测量RSCP和ISCP。

依照此实施例，使用SIR的测量结果同时测量RSCP和ISCP，但是本发明不局限于此。例如，只测量RSCP或者I SCP的其中一个也是可能的。此外，除了使用SIR测量结果同时测量它们外，还能够独立于SIR的测量结果来测量RSCP和ISCP中的一个或者两个。

可以将依照上述实施例的SIR测量装置安装在移动站装置和/或基站装置上。

如上所述，本发明可以在不执行JD解调的情况下，在接收之后立刻以高精确度测量消除干扰后的SIR。

也就是说，本发明的SIR测量装置包括：创建部件，用于使用包括在接收信号中的已知信号来创建延迟业务文档；选择部件，用于使用所创建的延迟业务文档选择实际路径；RAKE组合部件，用于将所接收的信号进行RAKE组合；以及测量部件，用于使用所创建的延迟业务文档、所选路径位置以及RAKE组合后的接收功率来测量消除干扰之后的SIR。

依照此结构，可根据延迟业务文档、所选路径位置和RAKE组合之后的接收功率来测量SIR，因此可以例如在无需等到完成JD解调处理的情况下测量所述SIR，也就是说，可以在接收下行链路时隙之后立即测量SIR，并且可以及时为下一个上行链路时隙计算发送功率控制比特。此外，依照所选路径的位置还能够将信号分量从干扰分量中区别出来，并借此测量消除干扰之后的SIR。也就是说，能够在不执行JD解调的情况下，在其接收后立刻测量消除干扰后的SIR。

在上述结构中，当已知的信号是各个时隙的中置码段时，使用所述中置码段来创建延迟业务文档，因此，与使用数据段的传统SIR测量方法相比，可以获得较大的处理增益，并且能够以高精确度来测量SIR。

此外，当测量部件包括用于使用所创建的延迟业务文档和所选路径位置来测量信号功率的信号功率测量部件、用于使用所创建的延迟业务文档和所选路径位置来测量干扰功率的干扰功率测量部件和用于使用所测量的信号功率来计算SIR的计算部件时，可以根据延迟业务文档和所选路径的位置来测量信号功率和干扰功率，并且根据每个测量结果和RAKE组合之后的接收功率来测量SIR，因此能够在不执行JD解调的情况下，在其接收之后立刻测量消除干扰后的SIR。

此外，当所述测量部件还包括用于按消除所选路径中的干扰影响的方式来校正所测量的信号功率的信号功率校正部件、以及用于使用由信号功率校正部件校正的信号功率而不是使用所测量的信号功率来计算SIR的计算部件时，对信号功率进行校正，以便去除所选路径(包括在每条路径的信号功率中)之中的干扰影响，因此能够提高信号功率的测量精度并且提高SIR的测量精度。

此外，当所述测量部件还包括用于校正所测量的干扰功率以便去除自相关分量的影响的第一干扰功率校正部件、并且当计算部件使用由第一干扰功率校正部件校正的干扰功率而不是所测量的干扰功率来计算SIR时，对干扰功率进行校正，以便去除自相关分量的影响(干扰功率包括由信号分量的自相关产生的功率)，因此能够提高干扰功率的测量精度并且进一步地提高SIR的测量精度。

此外，当所述测量部件还包括用于校正所测量的干扰功率、以便去除接收滤波器的影响的第二干扰功率校正部件、并且当计算部件使用由第二干扰功率校正部件校正的干扰功率而不是所测量的干扰功率来计算SIR时，对干扰功率进行校正，以便去除接收滤波器(例如，滚降滤波器)的影响(因滚降滤波器扭曲每条路径的信号而使干扰功率包括信号功率)，因此能够提高干扰功率的测量精度并且进一步地提高SIR的测量精度。

此外，当已知信号是各个时隙的中置码段时，创建部件创建由用户自身使用的中置码移位的延迟业务文档以及用户自身未使用的中置码移位的延迟业务文档，第二测量部件使用由用户自身使用的中置码移位的延迟业务文档和用户自身未使用的中置码移位的延迟业务文档来测量干扰功率，由于不仅使用用户自身使用的中置码移位的延迟业务文档，而且使用用户自身未使用的中置码移位的延迟业务文档来测量干扰功率，因此可以扩大干扰功率的测量范围，并且能够提高在具有动态特性的传播路径的例子中、干扰功率的测量精度，还可以提高SIR的测量精度。

此外，当已知信号是各个时隙的中置码段时，如果用于计算部件的计算公式适用于每个分配模式，那么所述计算公式适用于每个分配模式，或者更具体地说，适用于通用中置码、缺省中置码和UE特定中置码，因此能够在每种分配模式中、在不执行JD解调的情况下，在其接收之后立刻以高精确度测量消除干扰后的SIR。

此外，当已知信号是各个时隙的中置码段时，如果计算部件包括用于存储对应于每种分配模式的计算公式的部件以及包括用于选择对应于指定分配模式的计算公式的部件并且依照所选择的计算公式来计算SIR的部件，那么预先存储对应于每种分配模式的计算公式，依照对应于指定分配模式的计算公式来计算SIR，也就是说，SIR测量方法因每种分配模式的不同而改变，因此能够使用一台装置来测量SIR，即便所述分配模式是不同的。

此外，当所述测量部件还包括用于使用信号功率测量部件测量的信号功率来测量所接收的信号代码功率的RSCP测量部件时，使用所测量的信号功率来测量所接收的信号代码功率(RSCP)，能够使用SIR的测量结果同时根据延迟业务文档和所选路径的位置来测量P-CCPCH(原始集中控制物理通道，Primary Common Control Physical Channel)的RSCP，其中所述P-CCPCH的RSCP例如是3GPP TDD的测量项。

此外，当所述测量部件还包括用于使用干扰功率测量部件测量的干扰功率来测量干扰信号代码功率的ISCP测量部件时，使用所测量的干扰功率来测量干扰信号代码功率(ISCP)(3GPP TDD称为“time slot ISCP”)，因此，能够根据延迟业务文档和所选路径的位置、使用SIR的测量结果来同时测量3GPP TDD的测量项。

此外，本发明的SIR测量方法包括：创建步骤，用于使用所接收的信号中包括的已知信号来创建延迟业务文档；选择步骤，用于使用所创建的延迟业务文档来选择实际路径；RAKE组合步骤，用于将所接收的信号进行RAKE组合；以及测量步骤，用于使用所创建的延迟业务文档、所选路径位置和RAKE组合后的接收功率来测量消除干扰之后的SIR。

依照此方法，可根据延迟业务文档、所选路径位置和RAKE组合之后的接收功率来测量SIR，因此可以例如在无需等到完成JD解调处理的情况下来测量所述SIR，也就是说，可以在接收下行链路时隙之后立即测量SIR，并且可以及时为下一个上行链路时隙计算发送功率控制比特。此外，依照所选路径的位置还能够将信号分量从干扰分量中区别出来，并借此测量消除干扰之后的SIR。也就是说，能够在不执行JD解调的情况下，在其接收后立刻测量消除干扰后的SIR。

在上述方法中，当测量方法因每种分配模式而所有不同时，测量方法因每种分配模式的不同而改变，因此即使分配模式不同，也能够使用一台装置来测量SIR。

此外，当分配模式是通用中置码时，如果由上文的公式(2)来测量消除干扰之后的SIR，那么能够在不执行JD解调的情况下，在其接收之后立刻以高精确度测量消除干扰后的SIR。

此外，在上述方法中(当分配模式是通用中置码时)，如果进一步校正信号功率以便去除路径之中的干扰影响，并且由上文公式(3)来测量信号功率的校正后的SIR时，那么按去除所选路径中的干扰影响的方法来校正信号功率，因此能够提高信号功率的测量精度并且提高SIR的测量精度。

此外，在上述方法中(当分配模式是通用中置码时)，如果进一步校正干扰功率以便去除自相关分量的影响，并且由上文公式(4)来测量干扰功率的校正后的SIR时，那么对干扰功率进行校正，以便去除自相关分量的影响，因此能够提高信号干扰功率的测量精度并且提高SIR的测量精度。

此外，在上述方法中(当分配模式是通用中置码时)，如果进一步校正干扰功率以便去除接收滤波器的影响，并且由上文公式(5)来测量干扰功率校正后的SIR时，对干扰功率进行校正，以便去除接收滤波器(例如滚降滤波器)的影响，因此能够提高干扰功率的测量精度并且进一步提高SIR的测量精度。

此外，在上述方法中(当所述分配模式时通用中置码时)，当使用用户自身使用的中置码移位以及用户自身未使用的中置码移位来测量干扰功率时，由于不仅使用用户自身使用的中置码移位的延迟业务文档、而且使用用户自身未使用的中置码移位的延迟业务文档来测量干扰功率，因此可以扩大干扰功率的测量范围，并且能够提高在具有动态特性的传播路径的例子中、干扰功率的测量精度，还可以提高SIR的测量精度。

此外，当分配模式是缺省中置码时，如果为每个中置码计算SIR并且将所获得的计算结果求平均数以便依照上文的公式(7)和公式(8)来测量消除干扰之后的SIR，那么能够在不执行JD解调的情况下，在其接收之后立刻以高精确度测量消除干扰后的SIR。

此外，当分配模式是缺省中置码时，如果为每个中置码计算信号功率以及干扰功率、并且对相应计算结果求平均，以便依照上文的公式(9)来测量消除干扰之后的SIR时，那么在分配模式是缺省中置码的例子中，能够在不执行JD解调的情况下，在其接收之后立刻以高精确度测量消除干扰后的SIR。

此外，当分配模式是UE特定中置码时，如果依照上文的公式(10)来测量消除干扰之后的SIR，那么能够在不执行JD解调的情况下，在其接收之后立刻以高精确度测量消除干扰后的SIR。

此申请以2002年4月19日申请的、第2002-117081号日本专利申请为基准，全部内容引用于此，以供参考。

工业实用性

本发明适用于移动通信系统中的移动站装置或者基站装置等等。

Claims (23)

1.一种SIR测量装置，包括：

创建部件，用于使用包括在接收信号中的已知信号创建延迟业务文档；

选择部件，用于使用所创建的延迟业务文档选择实际路径；

RAKE组合部件，用于对所接收的信号进行RAKE组合；以及

测量部件，用于使用所创建的延迟业务文档、所选路径的位置以及RAKE组合之后的接收功率测量消除干扰后的SIR。

2.如权利要求1所述的SIR测量装置，其中，所述已知信号是各个时隙的中置码段。

3.如权利要求1所述的SIR测量装置，其中，所述测量部件包括：

信号功率测量部件，用于使用所创建的延迟业务文档和所选路径位置测量信号功率；

干扰功率测量部件，用于使用所创建的延迟业务文档和所选路径位置测量干扰功率；和

计算部件，用于依照预定计算公式，使用所测量的信号功率、干扰功率和RAKE组合后的接收功率来计算SIR。

4.如权利要求3所述的SIR测量装置，其中

所述测量部件还包括信号功率校正部件，该部件用于校正测量信号功率，以便去除所选路径之中干扰的影响，和

所述计算部件使用由所述信号功率校正部件校正的信号功率、而不是所测量的信号功率来计算SIR。

5.如权利要求3所述的SIR测量装置，其中，所述测量部件还包括用于校正所测量的干扰功率以去除自相关分量的影响的第一干扰功率校正部件，

所述计算部件使用由所述第一干扰功率校正部件校正的干扰功率、而不是所测量的干扰功率来计算SIR。

6.如权利要求3所述的SIR测量装置，其中，所述测量部件还包括用于校正所测量的干扰功率以去除接收滤波器的影响的第二干扰功率校正部件，并且

所述计算部件使用由所述第二干扰功率校正部件校正的干扰功率、而不是所测量的干扰功率来计算SIR。

7.如权利要求3所述的SIR测量装置，其中，当所述已知信号是各个时隙的中置码段时，所述创建部件创建用户自身使用的中置码移位的延迟业务文档以及用户自身未使用的中置码移位的延迟业务文档，并且

所述第二测量部件使用用户自身使用的中置码移位的延迟业务文档以及用户自身未使用的中置码移位的延迟业务文档来测量干扰功率。

8.如权利要求3所述的SIR测量装置，其中，当所述已知信号是各个时隙的中置码段时，用于所述计算部件的计算公式适用于每种分配模式。

9.如权利要求3所述的SIR测量装置，其中，当所述已知信号是各个时隙的中置码段时，所述计算部件包括用于存储对应于每种分配模式的计算公式的部件，以及包括用于选择对应于指定分配模式、并且依照所选择的计算公式来计算SIR的计算公式的部件。

10.如权利要求3所述的SIR测量装置，其中，所述测量部件还包括用于使用所述信号功率测量部件测量的信号功率来测量所接收的信号代码功率的RSCP测量部件。

11.如权利要求3所述的SIR测量装置，其中，所述测量部件还包括用于使用所述干扰功率测量部件测量的干扰功率来测量干扰信号代码功率的ISCP测量部件。

12.一种包括如权利要求1所述的SIR测量装置的移动站装置。

13.一种包括如权利要求1所述的SIR测量装置的基站装置。

14.一种SIR测量方法，包括：

创建步骤，用于使用包括在所接收信号中的已知信号来创建延迟业务文档；

选择步骤，使用所创建的延迟业务文档来选择实际路径；

RAKE组合步骤，用于对所接收的信号进行RAKE组合；以及

测量步骤，用于使用所创建的延迟业务文档、所选路径的位置以及RAKE组合之后的接收功率来测量消除干扰后的SIR。

15.如权利要求14所述的SIR测量方法，其中，所述测量方法因每种分配模式不同而改变。

16.一种用于当所述分配模式是通用中置码时依照以下公式测量消除干扰之后的SIR的SIR测量方法，所述公式为：

$\mathrm{SIR}=\frac{\underset{i\∈P}{\overset{N_P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)}{\underset{j\∈P}{\overset{W-N_P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(j\right)/(W-N_P)}\×\frac{P_{\mathrm{RAKE}\_\mathrm{own}}}{P_{\mathrm{RAKE}\_\mathrm{total}}}\×\frac{\mathrm{SF}}{\mathrm{pg}}...\left(2\right)$

其中

N_p：路径的数目

W：延迟业务文档长度

DP(i)：延迟业务文档的芯片的电功率

DP(j)：延迟业务文档的第j个芯片的电功率

P：实际路径集

P_{RAKE_own}：由用户自身的扩展码进行RAKE组合之后的电功率

P_{RAKE_total}对应于由扩展码进行RAKE组合之后的电功率的所有扩展码的总功率

SF：扩频因子

pg：中置码段中芯片的数目

17.如权利要求16所述的SIR测量方法，其中，校正信号功率以去除路径之中的干扰影响，并且依照以下公式来测量信号功率的校正之后的SIR，所述公式为：

$\mathrm{SIR}=\frac{\underset{i\∈P}{\overset{N_P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)\·(1-\frac{N_P-1}{\mathrm{pg}})}{\underset{j\∈P}{\overset{W-N_P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(j\right)/(W-N_P)}\×\frac{P_{\mathrm{RAKE}\_\mathrm{own}}}{P_{\mathrm{RAKE}\_\mathrm{total}}}\×\frac{\mathrm{SF}}{\mathrm{pg}}...\left(3\right)$

18.如权利要求17所述的SIR测量方法，其中，校正干扰功率以去除自相关分量的影响，并且依照以下公式来测量干扰功率校正之后的SIR，所述公式为：

$\mathrm{SIR}=\frac{\underset{i\∈P}{\overset{N_P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)\·\·(1-\frac{N_P-1}{\mathrm{pg}})}{\underset{j\∈P}{\overset{W-N_P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(j\right)/(W-N_P)-\underset{i\∈P}{\overset{N_P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)\·(1-\frac{N_P-1}{\mathrm{pg}})\·\frac{1}{\mathrm{pg}}}\×\frac{P_{\mathrm{RAKE}\_\mathrm{own}}}{P_{\mathrm{RAKE}\_\mathrm{total}}}\×\frac{\mathrm{SF}}{\mathrm{pg}}...\left(4\right)$

19.如权利要求18所述的SIR测量方法，其中，校正干扰功率以去除接收滤波器的影响，并且依照以下公式来测量干扰功率校正之后的SIR，所述公式为：

$\mathrm{SIR}=\frac{\underset{i\∈P}{\overset{N_P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)\·(1-\frac{N_P-1}{\mathrm{pg}})}{\underset{j\∈P}{\overset{W-{N_P}^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(j\right)/(W-{N_P}^{\′})-\underset{i\∈P}{\overset{N_P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)\·(1-\frac{N_P-1}{\mathrm{pg}})\·\frac{1}{\mathrm{pg}}}\×\frac{P_{\mathrm{RAKE}\_\mathrm{own}}}{P_{\mathrm{RAKE}\_\mathrm{total}}}\×\frac{\mathrm{SF}}{\mathrm{pg}}...\left(5\right)$

其中

N_p′：被假定为相同路径的范围中的路径数目

20.如权利要求19所述的SIR测量方法，其中，使用用户自身使用的中置码移位以及用户自身未使用的中置码移位来测量干扰功率，并且依照以下公式测量消除干扰之后的SIR，所述公式为：

$\mathrm{SIR}=\frac{\underset{i\∈P}{\overset{N_P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)\·(1-\frac{N_P-1}{\mathrm{pg}})}{\underset{k\∈K_{\mathrm{all}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{all}}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j\∈P}{\overset{W-{N_{\mathrm{PK}}}^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}D{P}_k\left(j\right)/\underset{k\∈K_{\mathrm{all}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{all}}}}{\mathrm{\Σ}}}(W-{N_{\mathrm{PK}}}^{\′})-\underset{i\∈P}{\overset{\mathrm{Np}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)\·(1-\frac{N_P-1}{\mathrm{pg}})\·\frac{1}{\mathrm{pg}}}\×\frac{P_{\mathrm{RAKE}\_\mathrm{own}}}{P_{\mathrm{RAKE}\_\mathrm{total}}}\×\frac{\mathrm{SF}}{\mathrm{pg}}...\left(6\right)$

其中

N_Kall：中置码移位的数目

K_all：一组中置码移位

N_pk′：在中置码k中，被假定为相同路径的范围中的路径数目

DP_k(j)：中置码k的延迟业务文档的第j个芯片的电功率

21.一种用于当分配模式是缺省中置码时根据下述公式计算用于每个中置码的SIR并且平均所获得的计算结果以便测量消除干扰之后的SIR的SIR测量方法，所述公式为：

${\mathrm{SIR}}_k=\frac{\underset{i\∈P}{\overset{N_{\mathrm{Pk}}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{DP}}_k\left(i\right)\·(1-\frac{N_{\mathrm{Pk}}-1}{\mathrm{pg}})/N_{\mathrm{code},k}}{\underset{k\∈K_{\mathrm{all}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{all}}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j\∈P}{\overset{W-{N_{\mathrm{Pk}}}^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{DP}}_k\left(j\right)/\underset{k\∈K_{\mathrm{all}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{all}}}}{\mathrm{\Σ}}}(W-{N_{\mathrm{Pk}}}^{\′})-\underset{m\∈K}{\overset{N_k}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j\∈P}{\overset{N_{\mathrm{Pm}}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{DP}}_m\left(i\right)\·(1-\frac{N_{\mathrm{Pm}}-1}{\mathrm{pg}})\·\frac{1}{\mathrm{pg}}}\×\frac{\mathrm{SF}}{\mathrm{pg}}...\left(7\right)$

$\mathrm{SIR}=\underset{k\∈K_{\mathrm{own}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{own}}}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{SIR}}_k/N_{K_{\mathrm{own}}}...\left(8\right)$

其中

SIR_k：中置码k的SIR

N_K：多路复用的中置码移位总数

K：一组总的多路复用的中置码移位

N_pk：中置码k的路径数目

N_pk′：在被假定为相同路径范围中、中置码k中的路径数目

N_code，d：分配给中置码k的扩展码的数目

W：延迟业务文档长度

DP_k(i)：中置码k中的延迟业务文档的第i个芯片的电功率

DP_k(j)：中置码k的延迟业务文档的第j个芯片的电功率

P：一组实际路径

SF：扩频因子

pg：中置码段的芯片数目

N_Kall：中置码移位的数目

K_all：一组中置码移位

N_Kown：用户自身使用的中置码移位的数目

K_own：用户自身使用的一组中置码移位

22.一种用于当分配模式是缺省中置码时根据下述公式计算每个中置码的信号功率和干扰功率并且平均相应的计算结果以便测量消除干扰之后的SIR的SIR测量方法，所述公式为：

$\mathrm{SIR}=\frac{\underset{k\∈K_{\mathrm{own}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{own}}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i\∈P}{\overset{N_{\mathrm{PK}}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{DP}}_k\left(i\right)\·(1-\frac{N_{\mathrm{PK}}-1}{\mathrm{pg}})/N_{\mathrm{code},k}}{\underset{k\∈K_{\mathrm{all}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{all}}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j\∈P}{\overset{W-{N_{\mathrm{PK}}}^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}D{P}_K\left(j\right)/\underset{k\∈K_{\mathrm{all}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{all}}}}{\mathrm{\Σ}}}(W-{N_{\mathrm{PK}}}^{\′})-\underset{k\∈K}{\overset{N_x}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i\∈P}{\overset{N_{\mathrm{Pm}}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{DP}}_m\left(i\right)\·(1-\frac{N_{\mathrm{Pm}}-1}{\mathrm{pg}})\·\frac{1}{\mathrm{pg}}}\×\frac{\mathrm{SF}}{\mathrm{pg}}...\left(9\right)$

其中

N_Kown：用户自身使用的中置码移位的数目

K_own：用户自身使用的一组中置码移位

N_Kall：中置码移位的数目

K_all：一组中置码移位

N_pk：中置码k的路径数目

N_pk′：在被假定为相同路径范围中、中置码k中的路径数目

N_code，k：分配给中置码k的扩展码的数目

W：延迟业务文档长度

DP_k(i)：中置码k中的延迟业务文档的第i个芯片的电功率

DP_K(J)：中置码K的延迟业务文档的第J个芯片的电功率

P：一组实际路径

SF：扩频因子

pg：中置码段的芯片数目

23.一种用于当所述分配模式是UE特定中置码时根据下述公式测量消除干扰之后的SIR的SIR测量方法，所述公式为：

$\mathrm{SIR}=\frac{\underset{i\∈P}{\overset{N_P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)\·(1-\frac{N_P-1}{\mathrm{pg}})/N_{\mathrm{code}}}{\underset{k\∈K_{\mathrm{all}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{all}}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j\∈P}{\overset{W-{N_P}^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(j\right)/\underset{k\∈K_{\mathrm{all}}}{\overset{N_{K_{\mathrm{all}}}}{\mathrm{\Σ}}}(W-{N_P}^{\′})-\underset{i\∈P}{\overset{N_P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DP}\left(i\right)\·(1-\frac{N_P-1}{\mathrm{pg}})\·\frac{1}{\mathrm{pg}}}\×\frac{\mathrm{SF}}{\mathrm{pg}}...\left(10\right)$

其中

N_p：路径的数目

N_p′：被假定为相同路径的范围中的路径数目

N_code：分配的扩展码的数目

W：延迟业务文档长度

DP(i)：延迟业务文档的芯片的电功率

DP(j)：延迟业务文档的第j个芯片的电功率

P：一组实际路径

SF：扩频因子

pg：中置码段的芯片数目

N_Kall：中置码移位的数目

K_all：一组中置码移位

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