CN1536368A - 电子负载装置 - Google Patents

Abstract

本发明是为了改善对于电子负载装置的被测试电源装置的负载电流频率响应特性。本发明将阻抗L1串联附加于负载电流控制用晶体管Q1的源极，除了可以改善电子负载控制回路的频率响应特性及被测试电源激活时的电子负载过渡响应特性之外，通过在控制电路的晶体管驱动用运算放大器的输入与输出间，加入非直线组件的电路装置，在广范围负载电流范围下，可以得到良好的负载电流控制特性。

Description

电子负载装置

技术领域

本发明是有关于一种作为直流电源装置或一次电池(放电后不能再使用)、二次电池(可充电重复使用)、燃料电池等负载而使用的电子负载装置，尤其是一种测试负载电流高速变化的被测试电源等特性之用的电子负载装置。

背景技术

图1为公知技术的电子负载装置与被测试电源的电路构成例及动作原理的说明。被测试电源2的电压输出端子通过连接电缆3，与电子负载装置1连接，通过将因应所定负载电流IL的电压Ein设定为电流设定用控制电压V1，以运算放大器A1比较该电流设定用控制电压V1的输出与负载电流检出用并联电阻R1的电压，通过运算放大器A1的输出电压驱动负载晶体管Q1的栅极，产生的负载电流IL如公式1。

[数1]

IL＝Ein/R1..............公式1

进行被测试电源的动态负载动态测试时，电流设定用控制电压会得出不是直流电压而是交互重复相当于二值负载电压值的控制电压输出的矩形波或电压波状的电压，或是任意波形相对于被测试电源的所要的负载电流波形。在测试对于该负载电流高速变化的被测试电源的特性时，因为电子负载装置侧要求高的直通率(through rate)，所以由运算放大器A1与负载晶体管Q1构成的负载电流控制回路的频率特性，必须尽可能利用宽区域使控制响应特性达到高速。

要达到高速的负载电流流动，连接被测试电源2与电子负载装置1的连接电缆3的阻抗(impedance)必须要足够的低。虽然若该连接电缆3使用符合负载电流较粗的电缆时，可以忽视该影响，但因电缆长度比例所产生的电缆阻抗成分的增加，会对控制响应特性的高速化产生各种不良的影响。

图2中，为了进行动态负载动态测试，负载电流控制用电压V3，可以产生一定时间间隔的矩形波电压，利用负载电流检出用并联电阻R1所检出的符合负载电流的电压输出，及利用运算放大器A1，将与前述负载电流控制用电压V3的电压差输出到增幅的负载晶体管Q1的栅极，并透过连接电缆3，进行被测试电源2的动态负载动态测试。被测试电源2是由电压V2及内部电阻R2所构成。将连接电缆3的单侧线的等效阻抗当作L31及L32，将该一对电缆作成并行线或绞线，使其磁束相互交叉，将该相互阻抗当作M时，存在于被测试电源2与电子负载装置1之间的连接电缆所产生的阻抗成分，可以视为相当于公式2的L的等效阻抗。

[数2]

L＝L31+L32-2M..............公式2

该连接电缆3的等效阻抗L，在动态负载电流增加时，会呈如公式3所示的直通率的S，与通过连接电缆3的电压降e如公式4所示的关系式，该电压降e在接近被测试电源的直流输出电压时，负载晶体管Q1的漏极、源极间的电压会达到饱合，从公式5所示的关系式，呈几乎是公式6的直通率。

[数3]

S＝di/dt.....公式3

[数4]

e＝L×S＝L×di/dt.....公式4

[数5]

L×di/dt＝E.....公式5

[数6]

S＝di/dt＝E/L....公式6

在此，将被测试电源的输出电压当作E、负载晶体管Q1的漏极、源极间电压的饱合时间当作T，如公式7所示，在该电压饱合时间中，负载电流会产生不是原本的电流值或非原来的电流波形的情形，而为了防止这样的影响，公知的简便的方法是缩短连接电缆，减少连接电缆的等效阻抗L，使得到目的直通率的高负载电流波形。

[数7]

T＝L×E/I....公式7

改变观点来看，在不论是被测试电源的静态负载测试等、过渡的电流波形的用途中，来试看看连接电缆长的等效阻抗大时的举动；负载电流急速增加时，前述的电压饱合现象会短时间发生，之后会稳定落在一定的设定电流值，所以，及时有电压饱合时间，多半也不会有任何问题。但是，公知技术的电子负载，从电压饱合到回复过程中，要防止超过设定电流值的过流(over shunt)问题极为困难，而必须采取使电压饱合现象不会发生的范围的和缓的直通率负载设定等权宜的装置。

另外的问题之一是，连接电缆的等效阻抗L会对电子负载控制回路特性产生很大的影响。若追求高速响应而使控制回路的频率区域放宽时，随着连接电缆的阻抗L增大，会使回路特性的振幅余裕及相位余裕减少，产生过流特性(over shunt)，而引起电子负载连续振荡的问题。公知技术，为了让连接电缆的阻抗即使增大到某一程度，也不会发生振荡，会利用图2的运算放大器A1通过电容C10、电阻R10的频率过滤装置，降低频率区域，而大幅牺牲应答速度。因此，对高速响应的电子负载是很大的障碍。

以下就电子负载所要求的另一个特性作叙述。考虑到被测试电源的电源激活测试时，对于电子负载，多半是在被测试电源的电源关闭时，预先设定激活后的负载电流值或负载阻抗值。此时，电子负载即使在未施加被测试电源的输出电压的状态下，仍可设定负载电流，所以，负载晶体管Q1会呈最大驱动应该流动负载电流的栅极电压。在此状态下，在被测试电源的电源打开时，有时会发生大幅超过过渡性设定负载电流的短路电流流动的情形。这会因电子负载的负载设定控制回路的应答速度及被测试电源的输出电压激活时间而有所差异，但是，公知技术的电子负载及一般的被测试电源中，会是很大的问题，即检出电子负载的端子电压，在该检出值于一定的临界值(threshold)电压以下时，将在被测试电源的电源关闭时所看不见的负载晶体管的栅极驱动遮断或降低，而在超过临界值电压时使负载电流控制回路动作等的装置。附加该电路，会使被测试电源的动作开始时间延迟，以及在临界值电压以下时经常会遮断负载电流等的障碍产生。参照专利文献1及专利文献2等：

【专利文献1】

特开平06-113450号公报(第4-9项、图1)

【专利文献2】

特开2001-134326号公报(第11-14项、图2)

发明内容

本发明在于提供一种具有急剧负载电流变动及广范围频率响应特性的电子负载装置的电路方式及装置，其可以解决如上所述公知的电子负载装置的课题，减轻在急剧的负载电流变动时的电子负载装置控制回路特性的响应特性、电子负载装置与被测试电源连接电缆的阻抗影响，解决从电压饱合状态的恢复时间延迟的过流(over shunt)课题。

本发明是一种包含作为被测试电源2的负载而动作的晶体管Q1，与控制对应电流设定值的电流流入晶体管的控制电路的电子负载装置，将阻抗L1串联插入负载晶体管的源极而构成。再者，本发明将二极管的非直线组件插入构成该控制电路的运算放大器的回授电路而构成。

如上述的说明，本发明的电子负载装置，比起公知技术的电子负载装置，具有广范围的频率区域的负载电流响应特性，且不易受到与被测试电源的连接电缆的寄生阻抗的影响，所以，在被测试电源的急剧负载动态测试及激活时的特性评价测试等，公知技术的电子负载装置很难进行的测试，本发明的电子负载装置可以进行这样的高速负载响应特性测试。

附图说明

图1是公知技术的电子负载装置的电路构成图。

图2是考虑连接电缆的影响的公知技术的电路构成图。

图3是公知技术的电路构成图。

图4的本发明权利要求1所记载的一实施例的电路构造。

图5A～图5E是图3的电路构造的特性图。

图6A～图6E是图4的电路构造的特性图。

图7是本发明权利要求1所记载的栅极电流测定的说明图。

图8是显示栅极电流测定方法的一个例子。

图9A～图9C是公知技术的响应特性图。

图10A～图10C是本发明权利要求1所记载的一实施例的响应特性图。

图11是考虑公知技术的激活特性的电路构造图。

图12是考虑本发明权利要求1所记载的一实施例的激活特性的电路构造图。

图13A～图13B是公知技术的激活特性图。

图14A～图14B是本发明权利要求1所记载的一实施例的激活特性图。

图15是本发明权利要求1所记载的一实施例的电路构造图。

图16是公知技术的一实施例的电路构造图。

图17是本发明权利要求2所记载的一实施例的电路构造区块图。

图18是本发明权利要求2所记载的一实施例的电路构造区块图。

图19A～图19D是本发明权利要求2所记载的非直线组件的一实施例。

图20A～图20D是本发明权利要求2所记载的非直线组件的一实施例。

图21是本发明权利要求2所记载的一实施例的电路构造图。

图22A～图22F是图21所记载的电路构造的特性图。

图式各组件符号的说明：

1              电子负载装置

2              被测试电源

3              连接电缆

V1～V10        电源

A1～A10        放大器

Q1             晶体管

R1～R213       电阻

RD1～RD13      电阻

C10～C101      电容

L1～L32           阻抗

M                 连接电缆的相互阻抗

K3                连接电缆的耦合系数

D1、D(1)～D(n)    二极管

ZD1、ZD(1)        齐纳二极管

B1                负载电流检出装置

B2                非直线性附加装置

BJ1～BJ3          非直线性附加装置的连接点

X1                切换装置

具体实施方式

以下就参照图表来说明本发明的实施状态。

为了避免本申请案件的实施例的说明太繁杂，仅就1个负载晶体管的情况加以说明，但当然可以因应所必要的负载电流及负载电力的大小，将包含负载电流控制回路的本电路与多个区块(block)并联，达到所需要的电子负载。

权利要求1所记载的一实施例，公知技术的电子负载装置的基本电路构成如图3所示。负载电流控制用电压V3的电压差输出，会透过电阻R10与从偏移(Offset)调整用电压V4，通过电阻R4输出的电压合成，连接于运算放大器A1的单侧输入，负载电流检出用分流电阻R1的符合负载电流的电压输出，会通过电阻R3在平衡电阻R11与电容C10分流后，连接于运算放大器A1的单侧输入，形成负回授控制回路，通过该运算放大器A1的电压输出，驱动晶体管Q1，进行以连接电缆3所连接的被测试电源2的电子负载测试。

如图3所示的公知技术的电子负载装置的电路，进行其特性的仿真。一般是将C10插入运算放大器A1的回授电路，进行频率特性的评价，因为很难达到原来的高速响应，所以运算放大器不使用这么广区域的情形很多，为了作特性的比较，在此以本发明相同的广区域运算放大器进行仿真。

本发明权利要求1所记载的一实施例如图4所示，但将阻抗L1串联插入场效晶体管Q1的源极。为了发挥本发明的特征，使用比场效晶体管Q1的顺向导纳(admittance)的频率特性更充分广区域且输出电压的直通率更高的运算放大器，连接电缆和被测试电源的输出电压或负载电流设定等也以相同条件，进行仿真比较。

图3的电路图的公知技术的各部频率特性与回授回路特型如图5所示。设定条件为将被测试电源的输出电压V2设定为5[V]、负载电流设定为约5[A]的条件，连接电缆3的单侧线的阻抗L31、L32设定为1[μH]、10[μH]、100[μH]、耦合系数K3＝0.9时。

图5D及图5E表示负回授电路的回路特性，其中图5D为振幅特性、图5E为相位特性。通过连接电缆3的阻抗L31、L32，减少振幅余裕及相位余裕，在闭锁回路频率特性下，预想有很高峰的频率特性。

各部分的频率特性而言，输入场效晶体管Q1的栅极电压的漏极电压的频率特性，如图5B所示，通过连接电缆3的阻抗L31、L32，频率会上升，同时呈比例增大，该阻抗与场效晶体管Q1的漏极、源极间电容量的并联共振频率具有高峰。在该电压增幅度变高的频率下，回授回路增益也会如图5D一般受到很大的影响，呈不安定而引起连续振荡。为了避免此一现象，在比连接电缆3的阻抗L31、L32的共振频率低的频率下，为了使回路增益在0dB以下，会加大回授电容C10，在输入分流电阻R1的电压的运算放大器A1的输出电压以下的频率特性，如图5A所示，其落在频率区域内。

此外，图3及图4的电容C30及电阻R30，为了使连接电缆的阻抗与场效晶体管Q1的漏极、源极间寄生容量的共振现象损失，增加回授回路的安定性，会采取不影响负载电流波形范围的阻抗。

将如图4所示的权利要求1的一实施例的电路，同样亦进行仿真，结果如图6所示。各部分的电压增幅度的频率特性，作为输入分流电阻(R1及R2)两端的电压，运算放大器A1输出以下的电压增幅度的频率特性，如图6A所示，相对于运算放大器A1几乎无回授的增幅度，其呈广区域且很高的增幅度。输入场效晶体管Q1的栅极电压的漏极以下的电压增幅度，会视连接电缆3的等效阻抗而定，但因为将阻抗L1插入场效晶体管Q1的源极，所以该阻抗的电流回授会如图6B所示，在中间的频率区域不会有急剧的高峰，而是呈几乎平坦的频率特性为其特征。虽然因插入场效晶体管Q1源极的阻抗L1的值不同，该增幅度和频率特性会有变化，但如图6D所示，负载电流控制回路全体的回路增益及如图6E所示的回路相位特性，都有充分的增益余裕及相位余裕，且可选择最适当的值来达到广区域。

此时，对于负载电流的分流电阻R1的输出电压的频率特性，为了有效补偿一巡回路特性的频率，插入阻抗L2。该阻抗L2有时只要分流电阻固有的阻抗即已足够，不需要外加。

分流电阻R1及阻抗L2的频率特性，将时间常数当作τ1时，

[数8]

τ1＝L2/R1....公式8

将工作频率当作f1时为公式8，

[数9]

f1＝1/(2π×τ1)＝L2/(2π×R1)....公式9呈将频率f1当作边界为公式9，以高域频率+6dB/oct的振幅特性，相位最大90°的进行相位，对一巡回路特性的安定度的频率补偿具有效果。

此时，当然，除了以分流电阻R1及阻抗L2检出的负载电流的频率特性有微分要素之外，也会产生与负载电流不同的波形的弊害。亦即，电流控制回授回路的回授电路的频率特性变的不平坦。为了防止此一现象的方法，是在回授电路另一方的组件输入电阻R1，并联插入与前述时间常数τ1相同的电容C110，可以将从负载电流设定用输入讯号到负载电流为止的频率特性保持平坦，达到与负载电流设定用电压V3的电流输出波形同等的负载电流波形。

图4中，将电阻R110并联插入电容C110，为了改善以该时间常数τ1决定的频率更充分高的频率的频率特性，会选择比电阻R10充分小的电阻R110的定数值。此外，为了使作为差动输入讯号动作，会以与电阻R10与电容C110同等的常数，插入电阻R11与电容C111。

此外，以下就有助于一回授回路特性的安定度的效果加以说明。相对于作为负载晶体管的场效晶体管的栅极输入电压的漏极电流的频率特性，顺向导纳yfs的特性，一般的功率MOSFET晶体管时，会以1～10[MHz]左右为边界逐渐降低。考虑寄生于场效晶体管内部的静电容量的源极电流，除了会流动以顺向导纳yfs的特性决定的漏极电流之外，栅极源极间容量的栅极电流，也会与源极重叠。

为了忠实检出除了栅极电流以外的负载电流，会考虑图8的方法。分流电阻虽然会正确检出含栅极电流的负载电流，但是，顺向导纳会随着频率的增大而变为零，伴随很大的相位延迟，使回路特性产生不好的影响。

另一方面，通过如图7的本发明的电路，因为并非只检出负载电流，也可以检出包含栅极电流的负载电流，所以，在高频率下的相位延迟可以被抑制在最小，对回路特性的安定度有很好的效果。此时，有不能检出实际的负载电流的缺点，但因为是比负载电流所必须的频率区域十分高的频率，而且比起负载电流，其栅极电流值十分低，所以该影响极低，但对高频振荡等的安定度具有十分的效果。

以上的频率区域的公知技术与本发明的特性已比较说明如上，以回路增益是1时的频率来看，本发明几乎可以达到100倍的广区域化，对于连接电缆的阻抗的变化，振幅余裕与相位余裕都更胜一筹。

其次，就时间领域的特性，以仿真来比较公知技术与本发明。

关于负载电流的响应特性，公知技术的电路图如图3所示、本发明的电路图如图4所示，设定条件为将被测试电源的输出电压V2设定为5[V]、负载电流设定讯号V3的波形激活时间为1[μS]、负载电流设定为0～5[A]、连接电缆3的单侧线的阻抗L31、L32，设定单侧线为1[μH]、10[μH]、100[μH]、耦合系数K3＝0.9，以仿真求出负载电流波形。

图9为公知技术、图10为本发明的结果，图9A、图10A为负载电流设定讯号V3的波形；图9B、图10B为场效晶体管Q1的漏极源极间的电压；图9C、图10C为负载电流波形。

公知技术下，即使连接电缆3的阻抗小时，因为漏极源极电压不是饱合的状态，控制系统的频率区域不足，所以激活时间会变慢；而连接电缆3的阻抗变大时，从饱合到回复过程，会产生设定电流大幅超过的过流状况。

其次，关于被测试电源激活测试时的响应特性，公知技术的电路图以图11、本发明的电路图以图12说明。两者均将负载电流设定电压V1预先设为负载电流5[A]，仿真被测试电源激活，从无输出电压到定格输出电压激活的输出电压波形，置换到台形波产生器V6，设定激活时间为1[μS]时，输出电压为5[V]的条件，连接电缆3的单侧线的阻抗L31、L32，设定单侧线为1[μH]、10[μH]、100[μH]、耦合系数K3＝0.9，以仿真求出负载电流波形。

图13为公知技术、图14为本发明的结果，图13A、图14A为相当于被测试电源2的输出电压波形；图13B、图14B为负载电流。在公知技术中，因为被测试电源激活以前所设定的负载电流应流动的场效晶体管Q1的栅极电压会呈最大限度的驱动，使被测试电源激活，所以，一旦极大负载电流流动的结果，即使是电流控制回路的动作，因为作为控制系统的频率补偿而插入运算放大器的回授电路的电容C10，结果会使运算放大器输出电压的直通率会变得极慢，回到设定电流值的时间也会持续很长。因为这会依存频率补偿电路的方式，所以将运算放大器更广区域化是无法解决的。这对进行被测试电源激活测试的电子负载是很致命的，而权宜的对策，就是必须设置如前述的负载电流遮断电路，为其缺点所在。

依据本发明如图14B所示的负载电流波形图，可以达到不管连接电缆3的阻抗的大小，都极少会发生负载电流过流的情形。

图15为将阻抗L1连接于负载晶体管Q1的源极，透过该源极L1连接负载电流检出用分流电阻R1，图16为将负载电流检出用分流电阻R1连接于负载晶体管Q1的源极，透过该负载电流检出用分流电阻R1连接于阻抗L1，本发明是在分流电阻R1的两端，差动检出负载电流进行回授控制，所以，以阻抗L1及分流电阻R1的顺序连接于负载晶体管Q1的源极，并不损本发明的效果。

其次，权利要求2所记载的本发明一实施例，其原理以图17及图18表示。从运算放大器的输出到输入端子，通过插入二极管等非直线组件，电子负载装置的负载电流可以从极小到很大的电流，在广范围下均可呈高速响应及安定的动作。以下就图面及仿真结果作更详细的说明。在图17及图18中，是以1个运算放大器代表负载电流控制电路的增幅部，但亦可使用多个适当的运算放大器，在驱动负载控制用晶体管的场效晶体管的最终段的运算放大器中，通过将二极管等非直线组件插入负回授电路，增幅度可以对应场效晶体管的栅极电压而变化。

非直线组件的具体例如图19及图20所示。图19为实装2端子的非直线组件的情形，其由1个乃至n个二极管D(1)～D(n)，或电阻RD1及1个乃至n个二极管D(1)～D(n)构成，如图19C、图19D所示，亦可使用齐纳二极管(Zener diode)ZD(1)的构成。图20为实装3端子的非直线组件的情形，图20A为二极管D(1)与齐纳二极管ZD(1)及电阻RD13的构成例；图20B为附加电阻RD11及电阻RD12的构成例；图12C为连接点BJ1侧的二极管DJ1一个乃至n个，连接点BJ2侧的二极管DJ2一个乃至m个的构成例；图20D为前述图12C构成例再附加电阻RD11及电阻RD12的构成例，但效果都是相同的。除二极管之外，亦可并用频率补偿用的电容，为了将非直线特性最适化，亦可适当组合电阻及偏压(bias)等使用。

此外，本实施例是以N信道的晶体管来说明的，但使用P信道的晶体管时，若变更图19及图20所示的非直线性组件的连接极性，当然也可得到同样的效果。

图21为本发明的一实施例，关于电路图各部与负载控制电路全体的频率特性，负载电流从10[mA]到10[A]，调整偏压电压重复仿真的结果的特性如图22所示。

关于负载控制用场效晶体管Q1的特性，因漏极电流亦即负载电流的大小，顺向导纳yfs亦会变化。尤其是，将漏极电流设定很小时，栅极电压会接近夹持(pinch off)电压，顺向导纳yfs会变的极小。

图22C为相对于场效晶体管Q1的栅极电压的漏极电流特性，对于负载电流的变化，在低域频率下，随着约有50[dB]的增幅度变化，频率区域也会变化。具有此特性构成负载电流控制回授回路的公知技术，即使进行频率补偿，以使负载电流的全范围都能呈安定状态，但是在微小负载电流时，因为负回授量大幅不足，负载电流对于目标的设定电流值会有很大的误差，连带使频率区域及响应特性也都降低。

通过本发明，可以利用以具有非直线特性的二极管所构成的组件，来补偿场效晶体管Q1的负回授量的变动。

图22B是将非直线特性组件插入中段的运算放大器的情形时，负载电流从10[mA]到10[A]的变化下的非直线增幅段的频率特性，在低域频率下，可以变化约40[dB]的增幅度，可以补偿场效晶体管的增幅度变化。此外，将电容C11插入该非直线增幅段的回授电路，亦可某程度的补偿场效晶体管段的频率区域的变动，负载电流控制电路的总和回路特性，由图22E所示的振幅特性、图22F所示的相位特性可以知道，除了可以确保充分的负回授量与频率区域之外，亦可确保回授回路的振幅余裕及相位余裕。

Claims (2)

1.一种电子负载装置，其具有一控制电路，是将电感与负载电流检出用的分流电阻串联连接于作为被测试交流电源的负载而驱动的负载电流控制晶体管的源极，并形成使被测试交流电源的输出电流流动的回路，以输出符合于特定负载电流设定值的栅极驱动电流于该晶体管。

2.一种电子负载装置，其特征在于：在构成权利要求1所记载的电子负载装置的电流控制电路的负载晶体管的栅极驱动用运算放大器的输出入电压，采用具有非直线性的电路装置。

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