CN1533628A - 功率变换器 - Google Patents

Abstract

本发明的功率变换器包括多个开关元件、电感器和滤波电容器。通过以高频接通和关断开关元件中断来自于AC电源的低频输入电流，并通过该电感器限制流向负载的输出电流。这些开关元件被以不同的方式控制。只要重复这些方式就可以始终将电流提供给负载和电感器。因此，该功率变换器可以提供预期的输出功率，并使电感器所需的电感最小。也就是，该功率变换器能够兼具小型化和高效率的优点。

Description

功率变换器

技术领域

本发明涉及一种功率变换器(power converter)，该功率变换器从交流(AC)电源中为负载提供电功率。

背景技术

日本未审专利公开号No.8-223915公开了一种传统的功率变换器。该功率变换器将来自于AC电源的AC功率改变为DC功率，并将该DC功率提供给负载。升压变换器和降压变换器并联设置，它们中的任意一个都根据电源电压来进行操作。这两个变换器分别包括有开关元件，并通过使每个开关元件以比该AC功率的频率高很多的频率进行接通和关断来将电流提供给负载，以改善谐波失真。这种功率变换器包括两个或两个以上开关元件和一个由这些变换器共用的电感器。为了提供多种供电模式，以不同的方式来控制这些开关元件。通过重复这些供电模式，将功率提供给了负载，从而改善了谐波失真。但是，由于在这些模式中的一种模式中，电流没有同时流过电感器和负载，因此能量储存在电感器中，而电流没有被提供给负载。所以，与提供给负载的平均输出电流相比，输入到电感器中的电流量临时地变大了。为此，电感器和开关元件需要能耐压；因此，很难将电路小型化。

发明内容

考虑到上述问题，本发明的目的是提供一种功率变换器，该功率变换器具有很小的谐波失真，并能够兼具小型化和高效率的优点。

根据本发明的功率变换器包括多个开关元件，该多个开关元件重复接通和关断，以中断来自于所述AC电源的输入电流，用以给负载提供输出电流；电感器，将该电感器设置在从AC电源到负载的输入电流的路径上；滤波电容器(smoothing capacitor)，该滤波电容器对提供给负载的输入电流进行滤波；控制电路，用于控制开关元件进行接通和关断。电感器和负载串联连接后，与AC电源并联，使得AC电源的电流可以直接地流到负载。电感器和负载串联连接后，与滤波电容器并联，因此，流过滤波电容器的电流被提供给了负载，并减小了低频的纹波。

控制电路以不同的方式控制多个开关元件接通和关断，用以给出第一种电流供应模式和第二种电流供应模式。第一种电流供应模式在包括有电感器和负载的闭合回路中提供来自于AC电源的输入电流，在该过程中，来自于AC电源的电流直接供应给负载。第二种电流供应模式在包括有电感器和负载但不包括AC电源的闭合回路中将输出电流提供给负载，在该过程中，储存在电感器中的能量将电流提供给负载。控制电路在AC电源提供的AC电流的每个半周期内交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，从而使电流持续地流过电感器和负载。因此，总是包括有电感器和负载的电流回路始终存在，电感器只流过接近于负载所需的平均输出电流的输入电流。因而，使得使用具有较小电感的小电感器，并改善谐波失真成为可能。因此，可以实现整个装置的小型化。也就是，可以提供一种高效、小型的功率变换器。

优选地，控制电路以三种不同的方式控制多个开关元件，用以连续地以第一种方式、第二种方式和第三种方式这样的顺序重复这三种方式。三种方式之一限定了第一种电流供应模式和第二种电流供应模式中的一种；剩下的两种方式限定了第一种电流供应模式和第二种电流供应模式中的另一种。施加给电感器的电压根据从第一种方式到第三种方式的发展而不断减小。因此，使通过电感器给负载提供足够的电流，并减小流到电感器的电流的峰值成为可能。从而，可以实现功率变换的损失减小以及装置的小型化。

此外，第一种方式允许滤波电容器的放电电流流过电感器，第二种方式保持滤波电容器与流过电感器的电流无关，以及第三种方式允许滤波电容器通过流过电感器的电流而进行充电。因此，始终有电流提供给电感器，并且流过电感器的电流的变化沿时间轴呈现出通常的梯形形状。因此，减小了流过电感器的电流的峰值，并可以实现电感器的小型化。

在实现上述功率变换器的一个具体的电路布置中，在该功率变换器中包括有整流器电路DB，该整流器电路DB对AC电源的AC电流进行整流，以给出DC电压。开关元件包括第一开关元件Q1、第二开关元件Q2和第三开关元件Q3。第一开关元件Q1、第二开关元件Q2和第三开关元件Q3与电感器L、负载LD、第一二极管D1和滤波电容器C1串联连接后，与整流器电路DB并联。第二二极管D2与滤波电容器C1和第三开关元件Q3的串联电路并联连接。第二二极管D2与第三二极管D3串联连接后，与电感器L、第一二极管D1、负载LD和第二开关元件Q2的串联电路并联。第四二极管D4与滤波电容器串联连接后，与第二开关元件Q2并联。

控制电路通过以三种不同的方式控制第一、第二和第三开关元件Q1-Q3，可以使电流始终流过负载和电感器，改善了谐波失真，即，功率因数。

根据另一种具体电路布置的功率变换器除包括整流器电路DB以外，其中该整流器电路DB对所述AC电源的AC电流进行整流，以给出DC电压，还包括五个开关元件Q1-Q5。第二开关元件Q2和第四开关元件Q4中的每一个都具有允许反向电流流经每个开关元件的旁路。第一开关元件Q1和第二开关元件Q2与第一二极管串联连接后，与整流器电路DB并联，该第一二极管D1插入在整流器DB的高压侧和第一开关元件Q1之间，第一二极管D1的阴极连接到第一开关元件Q1。第三开关元件Q3和第四开关元件Q4与第二二极管串联连接后，与整流器电路DB并联，该第二二极管D2插入在整流器DB的高压侧和第三开关元件Q3之间，第二二极管D2的阴极连接到第三开关元件Q3。第二开关元件Q2和第四开关元件Q4通过公共的第三二极管D3连接到整流器DB的低压侧。电感器L与负载LD串联连接在第一开关元件Q1与第二开关元件Q2的连接点和第三开关元件Q3与第四开关元件Q4的连接点之间。第五开关元件Q5串联连接于第一二极管D1，第一开关元件Q1、电感器L、负载LD、第四开关元件Q4和滤波电容器C1后，与整流器DB并联。而且，第五开关元件Q5与第二二极管D2、第三开关元件Q3、负载LD、电感器L、第二开关元件Q2和滤波电容器C1串联连接后，与整流器DB并联。第四二极管D4与第二开关元件Q2的旁路、电感器L和负载LD串联连接后，与滤波电容器C1并联。以及第五二极管D5与第四开关元件Q4的旁路、负载LD和电感器L串联连接后，与滤波电容器C1并联。

控制电路通过使第一和第四开关元件Q1、Q4同时接通和关断，并与此同时使第二和第三开关元件Q2、Q3都关断，同时使第五开关元件Q5在预定周期内接通和关断，以使电流在一个方向上流过负载。而且，控制电路通过使第二和第三开关元件Q2、Q3同时接通和关断，与此同时使第一和第四开关元件Q1、Q4关断，同时使第五开关元件Q5在预定周期接通和关断，来使电流在相反的方向上流过负载。通过这种方式，控制电路可以用预定频率的交流电来驱动负载。因此，可以通过只使用五个开关元件来同时实现AC-DC的功率变换和DC-AC的功率变换，使电流始终流过负载和电感器。因为第二开关元件Q2和第四开关元件Q4中的每一个都具有允许反向电流流经每个开关元件的旁路，由电感器L储存的能量所产生的电流就会通过第二开关元件Q2或者第四开关元件Q4给滤波电容器C1充电。

根据另一种具体电路布置的功率变换器除包括整流器电路DB以外，其中该整流器电路DB对所述AC电源的AC电流进行整流，以给出DC电压，还包括五个开关元件Q1-Q5。第一开关元件Q1和第二开关元件Q2与第一二极管D1串联连接后，与整流器电路DB并联，第一二极管D1插入在整流器DB的高压侧和第一开关元件Q1之间，第一二极管D1的阴极连接到第一开关元件Q1。第三开关元件Q3和第四开关元件Q4与第二二极管D2串联连接后，与整流器电路DB并联，该第二二极管D2插入在整流器DB的高压侧和第三开关元件Q3之间，第二二极管D2的阴极连接到第三开关元件Q3。电感器L与负载LD串联连接在第一开关元件Q1与第二开关元件Q2的连接点和第三开关元件Q3与第四开关元件Q4的连接点之间。第一二极管D1、第一开关元件Q1、电感器L、负载LD和第四开关元件Q4的串联电路与第五开关元件Q5串联连接，并且第二二极管D2、第三开关元件Q3、电感器L、负载LD和第二开关元件Q2的串联电路与第五开关元件Q5串联连接。AC电源、整流器电路DB、第一二极管D1、第一开关元件Q1、电感器L、负载LD和第三二极管D3串联连接后，与滤波电容器C1并联。以及AC电源、整流器电路DB、第二二极管D2、第三开关元件Q3、电感器L、负载LD和第四二极管D4串联连接后，与滤波电容器C1并联。

控制电路通过使第一和第四开关元件Q1、Q4同时接通和关断，并与此同时使第二和第三开关元件Q2、Q3都关断，同时使第五开关元件Q5在预定周期内接通和关断，以使电流在一个方向上流过负载。而且，控制电路通过使第二和第三开关元件Q2、Q3同时接通和关断，与此同时使第一和第四开关元件Q1、Q4关断，同时使第五开关元件Q5在预定周期接通和关断，来使电流在相反的方向上流过负载。通过这种方式，控制电路可以用预定频率的交流电来驱动负载。因此，可以通过只使用五个开关元件来同时实现AC-DC的功率变换和DC-AC的功率变换，使电流始终流过负载和电感器。

根据另一种具体电路布置的功率变换器被设计成通过使用四个开关元件Q1-Q4使交流电流到负载。第一开关元件Q1和第二开关元件Q2与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联，第一开关元件Q1和第三开关元件Q3与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联。第二开关元件Q2和第三开关元件Q3中的每一个都具有允许反向电流流经每个开关元件的旁路。第一滤波电容器C1和第二滤波电容器C2的串联电路与第二开关元件Q2和第三开关元件Q3的串联电路并联连接。第一二极管D1和第二二极管D2的串联电路与第二开关元件Q2和第三开关元件Q3的串联电路并联连接。二极管桥D11-D14插入在第一滤波电容器C1与第二滤波电容器C2的连接点和AC电源之间，二极管桥的每个输入端分别连接到第一滤波电容器C1与第二滤波电容器C2的连接点和AC电源上。第一开关元件Q1连接在二极管桥D11-D14的输出端之间。第三二极管D3和第四二极管D4的串联电路与第一二极管D1和第二二极管D2的串联电路并联连接。电感器L和负载LD串联连接在第一二极管D1与第二二极管D2的连接点和第三二极管D3与第四二极管D4的连接点之间。第四开关元件Q4并联连接于第三二极管D3和第四二极管D4的串联电路。第五二极管D5和第六二极管D6的串联电路与第一二极管D1和第二二极管D2的串联电路并联连接，以及AC电源插入在第一二极管D1与第二二极管D2的连接点和第五二极管D5与第六二极管D6的连接点之间。

控制电路通过使第二开关元件Q2接通和关断，并与此同时保持第三开关元件Q3关断，同时使第一和第四开关元件Q1、Q4交替地接通和关断，以使电流在一个方向上流过负载，而且，控制电路通过使第三开关元件Q3接通和关断，并与此同时保持第二开关元件关断，同时使第一和第四开关元件Q1、Q4交替地接通和关断，以使电流在相反的方向上流过负载。因此，控制电路通过设定从第二开关元件Q2和第三开关元件Q3之一的on/off控制动作到开关元件Q2和Q3中另一个的on/off控制动作的时间，可以给负载提供预定频率的交流电。所以，可以只通过使用四个开关元件来同时实现AC-DC的功率变换和DC-AC的功率变换，使电流始终流过负载和电感器。

根据另一种具体电路布置的功率变换器被设计成通过使用四个开关元件Q1-Q4使交流电流到负载。第一开关元件Q1和第二开关元件Q2与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联，第一开关元件Q1和第三开关元件Q3与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联。第二开关元件Q2和第三开关元件Q3中的每一个都具有允许反向电流流经每个开关元件的旁路。第一二极管D1和第二二极管D2的串联电路与第二开关元件Q2和第三开关元件Q3的串联电路并联连接。第一滤波电容器C1和第二滤波电容器C2的串联电路与第二开关元件Q2和第三开关元件Q3的串联电路并联连接。二极管桥D11-D14插入在第一滤波电容器C1与第二滤波电容器C2的连接点和AC电源的一端之间，二极管桥的每个输入端分别连接到第一滤波电容器C1与第二滤波电容器C2的连接点和AC电源的所述端上，第一开关元件Q1连接在二极管桥D11-D14的输出端之间，AC电源的所述一端与第一二极管D1和第二二极管D2的连接点相连。二极管桥D3-D6插入在第一二极管D1与第二二极管D2的连接点和第二开关元件Q2与开关元件Q3的连接点之间，二极管D3与二极管D4串联连接，二极管D5与二极管D6串联连接，电感器L和负载LD串联连接在二极管D3与二极管D4的连接点和二极管D5与二极管D6的连接点之间，以及第四开关元件Q4并联连接于第五二极管D5和第六二极管D6的串联电路。

控制电路通过使第二开关元件Q2接通和关断，并与此同时保持第三开关元件Q3关断，同时使第一和第四开关元件Q1、Q4交替地接通和关断，以使电流在一个方向上流过负载，而且，控制电路通过使第三开关元件Q3接通和关断，并与此同时保持第二开关元件关断，同时使第一和第四开关元件Q1、Q4交替地接通和关断，以使电流在相反的方向上流过负载。因此，控制电路通过设定从第二开关元件Q2和第三开关元件Q3之一的on/off控制动作到开关元件Q2和Q3中另一个的on/off控制动作的时间，可以给负载提供预定频率的交流电。所以，可以只通过使用四个开关元件来同时实现AC-DC的功率变换和DC-AC的功率变换，使电流始终流过负载和电感器。

根据另一种具体电路布置的功率变换器被设计成通过使用四个开关元件Q1-Q4使交流电流到负载。第一开关元件Q1和第一滤波电容器C1与电感器L和负载LD后，与AC电源并联串联连接，第二开关元件Q2和第二滤波电容器C2与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联。第一开关元件Q1和第二开关元件Q2中的每一个都具有允许反向电流流经每个开关元件的旁路。第一开关元件Q1和第二开关元件Q2串联连接，第一滤波电容器C1和第二滤波电容器C2的串联电路与第一开关元件Q1和第二开关元件Q2的串联电路并联连接。第一二极管D1和第三开关元件Q3串联连接后，与电感器L和负载LD的串联电路并联，第二二极管D2和第四开关元件Q4串联连接后，与电感器L和负载LD的串联电路并联。第三开关元件Q3和第四开关元件Q4的串联电路与第一二极管D1和第二二极管D2的串联电路并联连接，AC电源插入在第一开关元件Q1与第二开关元件Q2的连接点和第一二极管D1与第二二极管D2的连接点之间。负载LD、电感器L、AC电源和第一开关元件Q1的旁路串联连接后，与第一滤波电容器C1并联。第二开关元件Q2的旁路、AC电源、电感器L和负载LD串联连接后，与第二滤波电容器C2并联。

控制电路通过使第二和第三开关元件Q2、Q3关断，同时使第一和第四开关元件Q1、Q4交替接通和关断，以使电流在一个方向上流过负载。而且，控制电路通过使第一和第四开关元件Q1、Q4关断，同时使第二和第三开关元件Q2、Q3交替接通和关断，以使电流在相反的方向上流过负载。因此，控制电路通过设定从第一开关元件Q1和第四开关元件Q4的交替on/off控制动作到第二开关元件Q2和第三开关元件Q3的交替on/off控制动作的时间，可以给负载提供预定频率的交流电。所以，可以只通过使用四个开关元件来同时实现AC-DC的功率变换和DC-AC的功率变换，使电流始终流过负载和电感器。

根据另一种具体电路布置的功率变换器被设计成通过使用四个开关元件Q1-Q4使交流电流到负载。第一开关元件Q1和第一二极管D1与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联，第二开关元件Q2和第二二极管D2与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联。第一开关元件Q1和第二开关元件Q2中的每一个都具有允许反向电流流经每个开关元件的旁路。第一开关元件Q1和第二开关元件Q2串联连接，第一二极管D1和第二二极管D2和滤波电容器C1的串联电路与第一和第二开关元件Q1、Q2的串联电路并联连接。第三开关元件Q3和第四开关元件Q4的串联电路与开关元件Q1和第二开关元件Q2的串联电路并联连接。AC电源插入在第一二极管D1与第二二极管D2的连接点和第三开关元件Q3与第四开关元件Q4的连接点之间。电感器L和负载LD串联插入在第一开关元件Q1与第二开关元件Q2的连接点和第三开关元件Q3与第四开关元件Q4的连接点之间。第二开关元件Q2的旁路、负载LD、电感器L、AC电源和第一二极管D1串联连接后，与滤波电容器C1并联，以及第二二极管D2、AC电源、电感器L、负载LD和第一开关元件Q1的旁路串联连接后，与滤波电容器C1并联。

控制电路通过使第二和第三开关元件Q2、Q3关断，同时使第一和第四开关元件Q1、Q4接通和关断，以使电流在一个方向上流过负载。而且，控制电路通过使第一和第四开关元件Q1、Q4关断，同时使第二和第三开关元件Q2、Q3接通和关断，以使电流在相反的方向上流过负载。因此，控制电路通过设定从第一开关元件Q1和第四开关元件Q4的on/off控制动作到第二开关元件Q2和第三开关元件Q3的on/off控制动作的时间，可以给负载提供预定频率的交流电。所以，可以只通过使用四个开关元件来同时实现AC-DC的功率变换和DC-AC的功率变换，使电流始终流过负载和电感器。

根据另一种具体电路布置的功率变换器被设计成通过使用四个开关元件Q1-Q4使交流电流到负载。第一二极管D1和第一开关元件Q1与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联，第二开关元件Q2和第二二极管D2与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联。第一开关元件Q1和第二开关元件Q2串联连接，并且该第一和第二开关元件的串联电路并联连接于第一二极管D1和第二二极管D2的串联电路。第一滤波电容器C1和第三开关元件Q3串联连接后，与电感器L和负载LD的串联电路并联。第四开关元件Q4和第二滤波电容器C2串联连接后，与电感器L和负载LD的串联电路并联。所述第三开关元件Q3和所述第四开关元件Q4中的每一个都具有允许反向电流流经每个开关元件的旁路。第一滤波电容器C1和第二滤波电容器C2串联连接，并且该第一和第二滤波电容器的串联电路并联连接于第三开关元件Q3和第四开关元件Q4的串联电路。AC电源连接在第一二极管D1与第二二极管D2的连接点和第一滤波电容器C1与第二滤波电容器C2的连接点之间。电感器L、负载LD和第三开关元件Q3的旁路串联连接后，与第一滤波电容器C1并联。第四开关元件Q4的旁路、负载LD和电感器L串联连接后，与第二滤波电容器C2并联。

控制电路通过使第二和第四开关元件Q2、Q4关断，同时使第一和第三开关元件Q1、Q3交替接通和关断，以使电流在一个方向上流过负载。而且，控制电路通过使第一和第三开关元件Q1、Q3关断，同时使第二和第四开关元件Q2、Q4交替接通和关断，以使电流在相反的方向上流过负载。因此，控制电路通过设定从第一和第三开关元件Q1、Q3的交替on/off控制动作到第二和第四开关元件Q2、Q4的交替on/off控制动作的时间，可以给负载提供预定频率的交流电。所以，可以只通过使用四个开关元件来同时实现AC-DC的功率变换和DC-AC的功率变换，使电流始终流过负载和电感器。

根据另一种具体电路布置的功率变换器被设计成通过使用四个开关元件Q1-Q4使交流电流到负载。第一二极管D1和第一滤波电容器C1与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联，第二二极管D2和第二滤波电容器C2与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联。第一二极管D1和第二二极管D2串联连接，并且该第一和第二二极管的串联电路与第一滤波电容器C1和第二滤波电容器C2的串联电路并联连接。第一开关元件Q1和第二开关元件Q2的串联电路与第一二极管D1和第二二极管D2的串联电路并联连接。第三二极管D3和第三开关元件Q3的串联电路与电感器L和负载LD的串联电路并联连接，第四二极管D4和第四开关元件Q4的串联电路与电感器L和负载LD的串联电路并联连接。第三开关元件Q3和第四开关元件Q4的串联电路与第三二极管D3和第四二极管D4的串联电路并联连接。AC电源插入在第一二极管D1与第二二极管D2的连接点和第一开关元件Q1与第二开关元件Q2的连接点之间。

控制电路通过使第二和第三开关元件Q2、Q3关断，同时使第一和第四开关元件Q1、Q4交替接通和关断，以使电流在一个方向上流过负载。而且，控制电路通过使第一和第四开关元件Q1、Q4关断，同时使第二和第三开关元件Q2、Q3交替接通和关断，以使电流在相反的方向上流过负载。因此，控制电路通过设定从第一开关元件Q1和第四开关元件Q4的交替on/off控制动作到第二开关元件Q2和第三开关元件Q3的交替on/off控制动作的时间，可以给负载提供预定频率的交流电。所以，可以只通过使用四个开关元件来同时实现AC-DC的功率变换和DC-AC的功率变换，使电流始终流过负载和电感器。

根据另一种具体电路布置的功率变换器被设计成通过使用四个开关元件Q1-Q4使交流电流到负载。第一二极管D1、第一开关元件Q1和第二二极管D2与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联，第一二极管D1、第二开关元件Q2、第二二极管D2和滤波电容器C1与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联。而且，第三二极管D3、第三开关元件Q3和第四二极管D4与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联，第三二极管D3、第四开关元件Q4、滤波电容器C1和第四二极管D4与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联。第二开关元件Q2和第四开关元件Q4中的每一个都具有允许反向电流流经每个开关元件的旁路。第一开关元件Q1、第四开关元件Q4、电感器L和负载LD的串联电路与滤波电容器C1并联连接，而且，第二开关元件Q2、第三开关元件Q3、电感器L和负载LD的串联电路与滤波电容器C1并联连接。第二二极管D2、AC电源、第一二极管D1、负载LD、电感器L和第二开关元件Q2的旁路串联连接后，与滤波电容器C1并联。以及第四二极管D4、AC电源、第三二极管D3、电感器L、负载LD和第四开关元件Q4的旁路串联连接后，与滤波电容器C1并联。

控制电路通过使第二和第三开关元件Q2、Q3关断，同时使第一和第四开关元件Q1、Q4以不同的占空比接通和关断，以使电流在一个方向上流过负载。而且，控制电路通过使第一和第四开关元件Q1、Q4关断，同时使第二和第三开关元件Q2、Q3以不同的占空比接通和关断，以使电流在相反的方向上流过负载。因此，控制电路通过设定从第一开关元件Q1和第四开关元件Q4的on/off控制动作到第二开关元件Q2和第三开关元件Q3的on/off控制动作的时间，可以给负载提供预定频率的交流电。所以，可以只通过使用四个开关元件来同时实现AC-DC的功率变换和DC-AC的功率变换，使电流始终流过负载和电感器。

优选的是，在根据另一种具体电路布置的功率变换器中，电感器L通过整流装置与滤波电容器相连。而且，优选的是，电感器L具有初级绕组n1和次级绕组n2，通过初级绕组n1将电流供应给负载，次级绕组n2通过整流装置与滤波电容器C1相连，并通过在次级绕组产生的电流对滤波电容器C1进行充电。通过使用如上面提到的包括初级绕组n1和次级绕组n2的电感器，可以通过恰当地选择初级绕组n1和次级绕组n2的匝数比，来将滤波电容器的电压设定为需要的值，从而，可以提高电路设计的自由度。

此外，根据另一种具体电路布置的功率变换器使用整流器电路DB和两个开关元件Q1和Q2来进行功率变换，其中，整流器电路DB对所述AC电源的AC电流进行整流。第一开关元件Q1与电感器L和负载LD串联连接后，与整流器电路DB并联，第一二极管D1、滤波电容器C1和第二二极管D2串联连接后，与电感器L并联。第一二极管D1和第二二极管D2限定了整流装置。第二开关元件Q2、电感器L和负载LD的串联电路与滤波电容器C1并联连接。

控制电路通过使用两个开关元件Q1、Q2可以改善功率因数并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器，该两个开关元件Q1、Q2被控制为使它们能够既具有交替接通和关断的周期，又具有同时关断的周期。

而且，由于第一二极管D1与电感器L和滤波电容器C1串联连接后，与整流器电路DB并联，使AC电源峰值电压附近的电流通过第一二极管D1被分流到滤波电容器，因此防止了提供给负载的电源电压变得过大。

此外，根据另一种具体电路布置的功率变换器使用整流器电路DB、两个开关元件Q1和Q2以及具有初级绕组n1和次级绕组n2的电感器来进行功率变换，其中，整流器电路DB对所述AC电源的AC电流进行整流。第一开关元件Q1与电感器L的初级绕组n1和负载LD串联连接后，与整流器电路DB并联。第二开关元件Q2、电感器L和负载LD串联连接后，与滤波电容器C1并联。次级绕组n2和第一二极管D1并联连接于滤波电容器C1，第一二极管D1限定了整流装置。负载LD和第二二极管D2串联连接后，与初级绕组n1并联。

所以，控制电路通过使用两个开关元件可以改善功率因数并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器，该两个开关元件被控制为使它们能够既具有交替接通和关断的周期，又具有同时关断的周期。此外，由于通过适当地选择初级绕组n1和次级绕组n2的匝数比，可以将滤波电容器的电压设定为需要的值，从而，可以提高电路设计的自由度。

此外，根据另一种具体电路布置的功率变换器使用整流器电路DB和两个开关元件Q1和Q2来进行功率变换，其中，整流器电路DB对所述AC电源的AC电流进行整流。在该电路中，第一开关元件Q1与电感器L、负载LD、滤波电容器C1和第二开关元件Q2串联连接后，与整流器电路DB并联。第一开关元件Q1与电感器L、负载LD和第一二极管D1串联连接后，与整流器电路DB并联。第二二极管D2、滤波电容器C1和第三二极管D3的串联电路被插入并与电感器L并联，以及第二二极管D2和第三二极管D3限定了上述整流装置，该整流装置使电流从电感器流到滤波电容器。

控制电路通过使用两个开关元件可以改善功率因数并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器，该两个开关元件被控制为使它们能够具有都接通的周期、其中任意一个关断的周期，以及都关断的周期。此外，由于流过电感器的过剩功率通过第二和第三二极管D2和D3被分流到滤波电容器，因此控制电路可以为负载提供稳定的功率。而且，由于第一和第二开关元件以三种不同方式之中的两种方式使AC电源的输入电流流到电感器和负载，因此几乎没有输入电流的空闲周期，并且谐波成分的抑制作用提高了。

此外，根据另一种具体电路布置的功率变换器被设计成通过使用四个开关元件Q1-Q4使交流电流到负载。第一开关元件Q1和第二开关元件Q2中的每一个都具有允许反向电流流经每个开关元件的旁路。在该电路中，第一二极管D1、第一开关元件Q1、电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联。负载LD、电感器L、第二开关元件Q2和第二二极管D2串联连接后，与AC电源并联。第三开关元件Q3和第二开关元件Q2的旁路串联连接后，与电感器L和负载LD的串联电路并联。第三二极管D3、滤波电容器C1和第二开关元件Q2的旁路串联连接后，与电感器L并联。第一开关元件Q1的旁路和第四开关元件Q4串联连接后，与电感器L和负载LD的串联电路并联。第一开关元件Q1的旁路、滤波电容器C1和第四二极管D4串联连接后，与电感器L并联。以及第三二极管D3和第四二极管D4限定了上述使电流从电感器L流到滤波电容器的整流装置。

控制电路通过控制第一和第三开关元件Q1和Q3，使得这两个开关元件重复三种方式，这三种方式包括这两个开关元件同时接通的周期、它们中的任意一个接通的周期和它们都关断的周期，同时使第二和第四开关元件Q2和Q4关断，以使电流在一个方向上流过负载。并且，控制电路通过控制第二和第四开关元件Q2和Q4，使得这两个开关元件重复三种方式，该三种方式包括这两个开关元件同时接通的周期、它们中的任意一个接通的周期和它们都关断的周期，同时使第一和第三开关元件Q1和Q3关断，以使电流在相反的方向上流过负载。因此，控制电路通过设定从第一开关元件Q1和第三开关元件Q3的on/off控制动作到第二开关元件Q2和第四开关元件Q4的on/off控制动作的时间，可以给负载提供预定频率的交流电。所以，可以只通过使用四个开关元件来同时实现AC-DC的功率变换和DC-AC的功率变换，使电流始终流过负载和电感器。

此外，由于通过第三和第四二极管D3和D4将流过电感器的过剩功率分流到了滤波电容器，因此控制电路可以给负载提供稳定的功率。

此外，根据另一种具体电路布置的功率变换器被设计成通过使用四个开关元件Q1-Q4使交流电流到负载。第一开关元件Q1和第二开关元件Q2中的每一个都具有允许反向电流流经每个开关元件的旁路。第一二极管D1、第一开关元件Q1、电感器L的初级绕组n1和负载LD串联连接后，与AC电源并联，而且，负载LD、初级绕组n1、第二开关元件Q2和第二二极管D2串联连接后，与AC电源并联。第三开关元件Q3和第二开关元件Q2的旁路串联连接后，与初级绕组n1和负载LD的串联电路并联。第一开关元件Q1的旁路和第四开关元件Q4串联连接后，与初级绕组n1和负载LD的串联电路并联。第三二极管D3、滤波电容器C1和第四二极管D4的串联电路与次级绕组n2并联连接。第五二极管D5、滤波电容器C1和第六二极管D6的串联电路与次级绕组n2并联连接。第一开关元件Q1、初级绕组n1、负载LD、第三开关元件Q3的串联电路被插入并与滤波电容器C1并联。第四开关元件Q4、负载LD、初级绕组n1、第二开关元件Q2的串联电路被插入并与滤波电容器C1并联。第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5和第六二极管D6限定了上述使电流从电感器L流到滤波电容器的整流装置。

控制电路通过控制第一和第三开关元件Q1和Q3，使得这两个开关元件重复三种方式，这三种方式包括这两个开关元件同时接通的周期、它们中的任意一个接通的周期，同时使第二和第四开关元件Q2和Q4关断，以使电流在一个方向上流过负载。并且，控制电路通过控制第二和第四开关元件Q2和Q4，使得这两个开关元件重复三种方式，该三种方式包括这两个开关元件同时接通的周期、它们中的任意一个接通的周期，同时使第一和第三开关元件Q1和Q3关断，以使电流在相反的方向上流过负载。因此，控制电路通过设定从第一开关元件Q1和第三开关元件Q3的on/off控制动作到第二开关元件Q2和第四开关元件Q4的on/off控制动作的时间，可以给负载提供预定频率的交流电。所以，可以只通过使用四个开关元件来同时实现AC-DC的功率变换和DC-AC的功率变换，使电流始终流过负载和电感器。

这样，通过恰当地选择初级绕组n1和次级绕组n2的匝数比，可以将滤波电容器的电压设定为需要值，从而，可以提高电路设计的自由度。

附图说明

图1是根据本发明第一实施例的功率变换器的电路图。

图2是示出了在上述电路中用到的开关元件的控制作用的时间图。

图3A、3B和3C是示出了当用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图4A、4B和4C是示出了分别对应于图3A、3B和3C的等效电路的示意图。

图5是示出了在上述电路中流过电感器的电流图。

图6是示出了用在根据本发明第二实施例的功率变换器中的开关元件的控制作用的时间图。

图7A、7B和7C是示出了当用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图8A、8B和8C是示出了分别对应于图7A、7B和7C的等效电路的示意图。

图9是示出了在上述电路中流过电感器的电流图。

图10是示出了用在根据本发明第三实施例的功率变换器中的开关元件的控制作用的时间图。

图11A、11B和11C是示出了当用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图12A、12B和12C是示出了分别对应于图11A、11B和11C的等效电路的示意图。

图13是示出了在上述电路中流过电感器的电流图。

图14是示出了用在根据本发明第四实施例的功率变换器中的开关元件的控制作用的时间图。

图15A、15B和15C是示出了当用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图16A、16B和16C是示出了分别对应于图15A、15B和15C的等效电路的示意图。

图17是示出了在上述电路中流过电感器的电流图。

图18是示出了用在根据本发明第五实施例的功率变换器中的开关元件的控制作用的时间图。

图19A、19B和19C是示出了当用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图20A、20B和20C是示出了分别对应于图19A、19B和19C的等效电路的示意图。

图21是示出了在上述电路中流过电感器的电流图。

图22是示出了用在根据本发明第六实施例的功率变换器中的开关元件的控制作用的时间图。

图23A、23B和23C是示出了当用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图24A、24B和24C是示出了分别对应于图23A、23B和23C的等效电路的示意图。

图25是示出了在上述电路中流过电感器的电流图。

图26是根据本发明第七实施例的功率变换器的电路图。

图27是示出了用在上述电路中的开关元件的控制作用的时间图。

图28A、28B和28C是示出了当用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图29是示出了用在根据本发明第八实施例的功率变换器中的开关元件的控制作用的时间图。

图30A、30B和30C是示出了当用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图31是示出了用在根据本发明第九实施例的功率变换器中的开关元件的控制作用的时间图。

图32A、32B和32C是示出了当用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图33是根据本发明第十实施例的功率变换器的电路图。

图34是示出了用在上述电路中的开关元件的控制作用的时间图。

图35A、35B和35C是示出了当用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图36是示出了用在根据本发明第十一实施例的功率变换器中的开关元件的控制作用的时间图。

图37A、37B和37C是示出了当用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图38是示出了用在根据本发明第十二实施例的功率变换器中的开关元件的控制作用的时间图。

图39A、39B和39C是示出了当用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图40是根据本发明第十三实施例的功率变换器的电路图。

图41是示出了用在上述电路中的开关元件的控制作用的时间图。

图42A、42B和42C是示出了当在AC电源的正半周期用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图43A、43B和43C是示出了当在AC电源的负半周期用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图44是根据本发明第十四实施例的功率变换器的电路图。

图45是示出了用在上述电路中的开关元件的控制作用的时间图。

图46A、46B和46C是示出了当在AC电源的正半周期用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图47A、47B和47C是示出了当在AC电源的负半周期用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图48是根据本发明第十五实施例的功率变换器的电路图。

图49是示出了用在上述电路中的开关元件的控制作用的时间图。

图50A、50B和50C是示出了当在AC电源的正半周期用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图51A、51B和51C是示出了当在AC电源的负半周期用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图52是根据本发明第十六实施例的功率变换器的电路图。

图53是示出了用在上述电路中的开关元件的控制作用的时间图。

图54A、54B和54C是示出了当在AC电源的正半周期用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图55A、55B和55C是示出了当在AC电源的负半周期用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图56是根据本发明第十七实施例的功率变换器的电路图。

图57是示出了用在上述电路中的开关元件的控制作用的时间图。

图58A、58B和58C是示出了当在AC电源的正半周期用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图59A、59B和59C是示出了当在AC电源的负半周期用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图60是根据本发明第十八实施例的功率变换器的电路图。

图61是示出了用在上述电路中的开关元件的控制作用的时间图。

图62A、62B和62C是示出了当在AC电源的正半周期用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图63A、63B和63C是示出了当在AC电源的负半周期用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图64是根据本发明第十九实施例的功率变换器的电路图。

图65是示出了用在上述电路中的开关元件的控制作用的时间图。

图66A、66B和66C是示出了当在AC电源的正半周期用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图67A、67B和67C是示出了当在AC电源的负半周期用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图68是示出了用在根据本发明第二十实施例的功率变换器中的开关元件的控制作用的时间图。

图69A、69B和69C是示出了当在AC电源的正半周期用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图70A、70B和70C是示出了当在AC电源的负半周期用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图71是根据本发明第二十一实施例的功率变换器的电路图。

图72是示出了用在上述电路中的开关元件的控制作用的时间图。

图73A、73B和73C是示出了当用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图74是根据本发明第二十二实施例的功率变换器的电路图。

图75A、75B和75C是示出了当用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图76是根据本发明第二十三实施例的功率变换器的电路图。

图77是示出了用在上述电路中的开关元件的控制作用的时间图。

图78A、78B和78C是示出了当用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图79是根据本发明第二十四实施例的功率变换器的电路图。

图80是示出了用在上述电路中的开关元件的控制作用的时间图。

图81A、81B和81C是示出了当在AC电源的正半周期用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图82A、82B和82C是示出了当在AC电源的负半周期用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图83是根据本发明第二十五实施例的功率变换器的电路图。

图84A、84B和84C是示出了当在AC电源的正半周期用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

图85A、85B和85C是示出了当在AC电源的负半周期用不同的on/off方式控制开关元件时流过上述电路的电流通路的说明图。

具体实施方式

(第一实施例)

将基于图1-5说明根据本发明第一实施例的功率变换器。将该功率变换器设计成将AC电源提供的AC功率变换成DC功率，并驱动如放电灯的负载。该功率变换器包括整流器电路DB，其对来自于AC电源的AC电流进行整流以得到DC电压；开关元件，其包括第一开关元件Q1、第二开关元件Q2和第三开关元件Q3；以及控制电路1，其控制开关元件进行接通和关断。第一开关元件Q1、第二开关元件Q2和第三开关元件Q3与电感器L、负载LD、第一二极管D1和滤波电容器C1串联连接后，与整流器电路DB并联。第二二极管D2与滤波电容器C1和第三开关元件Q3的串联电路并联连接。第二二极管D2与第三二极管D3串联连接，并且串联连接的第二二极管D2和第三二极管D3并联于电感器L、第一二极管D1、负载LD和第二开关元件Q2的串联电路。第四二极管D4与滤波电容器C1串联连接，它们一起与第二开关元件Q2并联。以及，在AC电源和整流器电路DB之间提供有低通滤波器。

控制电路1可以通过以三种不同的方式控制第一、第二和第三开关元件Q1-Q3来使电流始终流过负载和电感器，以改善谐波失真，即功率因数。如图2所示，控制电路在来自于AC电源的AC电流的半周期内重复这三种不同的方式两次或两次以上。在第一种方式中，接通所有的开关元件Q1-Q3。在第二种方式中，只接通开关元件Q1和Q2。在第三种方式中，关断所有的开关元件Q1-Q3。以比AC电源的频率(50-60Hz)高很多的频率来接通和关断每个开关元件，例如，高达好几百kHz。

图3A-3C分别示出了基于第一种方式控制的在第一周期T1内、基于第二种方式控制的在第二周期T2内和基于第三种方式控制的在第三周期T3内流过电路的电流。如图3A所示，在第一周期T1内，电流I1不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过整流器电路DB、第一开关元件Q1、电感器L、第一二极管D1、负载LD、第二开关元件Q2、滤波电容器C1、第三开关元件Q3和整流器电路DB回到AC电源。伴随电流I1的有来自于滤波电容器C1的放电电流。图4A中示出了在该周期内的简化等效电路，其是并联连接的由电感器L和负载LD组成的串联电路和由已充电的滤波电容器C1和DC电源E组成的串联电路，其中DC电源E输出一输入电压Vin。

如图3B所示，在第二周期T2内，电流I2不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过整流器电路DB、第一开关元件Q1、电感器L、第一二极管D1、负载LD、第二开关元件Q2、第二二极管D2和整流器电路DB回到AC电源。电流I2的流动与滤波电容器C1的充电和放电都无关。图4B中示出了在该周期内的简化等效电路，其是并联连接的DC电源E与由电感器L和负载LD组成的串联电路。

如图3C所示，在第三周期T3内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I3不断减小：从电感器L开始经过第一二极管D1、负载LD、第四二极管D4、滤波电容器C1、第二二极管D2和第三二极管D3回到电感器L。伴随电流I3的有滤波电容器C1的充电电流。图4C中示出了在该周期内的简化等效电路，其是电感器L、负载LD和滤波电容器C1的串联电路。

在第一和第二周期T1和T2内，给出了第一种电流供应模式，其中电流流过了包括有AC电源、电感器L和负载LD的回路。在第三周期T3内，给出了第二种电流供应模式，其中电流流过了包括有电感器L和负载LD但不包括AC电源的回路。控制电路通过交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，可以改善谐波失真(功率因数)并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器。

如图5所示，电感器L在周期T1到T3期间呈现出具有梯形波形的电流IL1。电感器L对来自于AC电源的输入电流作出贡献的周期是周期T1和T2，电感器L对流向负载LD的输出电流作出贡献的周期是周期T1-T3。

如果输入电压(整流器电路DB的输出电压)为Vin，滤波电容器C1上的电压为Vc1，负载LD上的电压为VLd，那么在第一周期T1内电感器L上的电压VLt1就表示为：VLt1＝Vin+Vc1-VLd，在第二周期T2内电感器L上的电压VLt2表示为：VLt2＝Vin-VLd，在第三周期T3内电感器L上的电压VLt3表示为：VLt3＝-VLd-Vc1。因为在这种电路布置中始终保持Vc1＞Vin，因此可以始终保持VLt1＞VLt2＞VLt3。电感器L上的这些电压VLt1、VLt2和VLt3限定了在周期T1-T3内电感器电流IL1的坡度。因此，周期T1内的坡度＞周期T2内的坡度＞周期T3内的坡度，因而电感器电流IL1变成梯形波形。

在希望的输入和输出电压上，功率变换的量与流过电感器L的电流量的平均值成比例地波动。在该实施例中，通过使电感器电流IL具有如上面提到的一般的梯形形状，可以实现电感器电流IL的峰值降低，借此可以达到电感器L的小型化。此外，由于一个电感器L既可以改善谐波失真，又可以限制电流，因此可以达到功率变换器的小型化。

此外，在该实施例中，因为在第一和第二周期T1和T2内形成了来自于AC电源的输入电流通过电感器L直接流过负载LD的回路，因此可以减少来自于AC电源的电流流到负载所要流过的元件数量，因而可以减小功率变换的损失，并可以达到装置的小型化。

此外，在该实施例中，由于在所有周期内输出电流都通过电感器L供应给负载，即，电感器L始终给负载提供电流，因此可以降低电感器电流IL的峰值。因此，可以减少在开关元件Q1-Q3、电感器L和二极管D1-D4上功率变换的损失，并可能实现装置的小型化。

此外，因为始终形成有包括电感器L和负载LD的电流回路，并在周期T1和T2内形成包括AC电源、电感器L和负载LD的电流回路，所以，电感器电流IL1对输入作出贡献的时间长度(T1、T2)短于该电感器电流对提供给负载LD的输出作出贡献的时间长度(T1、T2和T3)。如果忽略电路损失，则在功率变换器内的输入功率和输出功率是相等的，当提供的电压高于负载电压时，输出电流(从AC电源或滤波电容器提供给负载的电流)就变得比输入电流(从AC电源提供给负载和/或滤波电容器的电流)大。如果输入电流和输出电流之间的数值关系，匹配于电感器电流对输入作出贡献的长度和电感器电流对输出作出贡献的长度之间的数值关系，则可以通过更长的长度来改变较大的电流，并抑制扼流(choke current)的峰值电流。因此，当提供的电压高于负载电压时，这种功率变换器是很适合的。

(第二实施例)

将基于图6-9说明根据本发明第二实施例的功率变换器。该功率变换器的电路布置与第一实施例相同，而控制电路1的控制系统与第一实施例不同。这些实施例中相同的部分用相同的附图标记来表示。如图6中所示，控制电路1以三种不同的on/off方式控制第一、第二和第三开关元件Q1-Q3。在第一种方式中，接通所有的开关元件Q1-Q3。在第二种方式中，只接通第二开关元件Q2。在第三种方式中，只接通第一开关元件Q1。以比AC电源的频率(50-60Hz)高很多的频率来接通和关断每个开关元件，例如，高达好几百kHz。

图7A-7C分别示出了基于第一种方式控制的在第一周期T1内、基于第二种方式控制的在第二周期T2内和基于第三种方式控制的在第三周期T3内流过电路的电流。如图7A所示，在第一周期T1内，电流I1不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过整流器电路DB、第一开关元件Q1、电感器L、第一二极管D1、负载LD、第二开关元件Q2、滤波电容器C1、第三开关元件Q3和整流器电路DB回到AC电源。伴随电流I1的有来自于滤波电容器C1的放电电流。图8A示出了在第一周期内的简化等效电路，其是并联连接的由电感器L和负载LD组成的串联电路和由已充电的滤波电容器C1和DC电源E组成的串联电路，其中DC电源E输出一输入电压Vin。

如图7B所示，在第二周期T2内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I2不断减小：从电感器L开始经过第一二极管D1、负载LD、第二开关元件Q2、第二二极管D2和第三二极管D3回到电感器L。电流I2的流动与滤波电容器C1的充电和放电都无关。图8B中示出了在该周期内的简化等效电路，其是电感器L和负载LD的串联电路。

如图7C所示，在第三周期T3内，电流I3不断减小地流过闭合回路：从AC电源开始经过整流器电路DB、第一开关元件Q1、电感器L、第一二极管D1、负载LD、第四二极管D4、滤波电容器C1、第二二极管D2和整流器电路DB回到AC电源。伴随电流I3的有滤波电容器C1的充电电流。图8C中示出了在该周期内的简化等效电路，其是并联连接的DC电源E与由电感器L、负载LD和滤波电容器C1组成的串联电路。

在第一和第三周期T1和T3内，给出了第一种电流供应模式，其中电流流过了包括有AC电源、电感器L和负载LD的闭合回路。在第二周期T2内，给出了第二种电流供应模式，其中电流流过了包括有电感器L和负载LD但不包括AC电源的闭合回路。也就是说，控制电路通过交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，可以改善谐波失真(功率因数)并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器L。

如图9所示，电感器L在周期T1到T3期间呈现出具有梯形波形的电流IL1。电感器L对来自于AC电源的输入电流作出贡献的周期是周期T1和T2，电感器L对流向负载LD的输出电流作出贡献的周期是周期T1-T3。

如果整流器电路DB的输出电压为Vin，滤波电容器C1上的电压为Vc1，负载LD上的电压为VLd，那么在第一周期T1内电感器L上的电压VLt1就表示为：VLt1＝Vin+Vc1-VLd，在第二周期T2内电感器L上的电压VLt2表示为：VLt2＝-VLd，在第三周期T3内电感器L上的电压VLt3表示为：VLt3＝Vin-Vc1-VLd。因为在这种电路布置中始终保持Vc1＞Vin，因此可以始终保持VLt1＞VLt2＞VLt3。电感器L上的这些电压VLt1、VLt2和VLt3限定了在周期T1-T3内电感器电流IL1的坡度。因此，电感器电流IL1变成梯形波形。

(第三实施例)

将基于图10-13说明根据本发明第三实施例的功率变换器。该功率变换器的电路布置与第一实施例相同，而控制电路1的控制系统与第一实施例不同。这些实施例中相同的部分用相同的附图标记来表示。如图10中所示，控制电路1以三种不同的on/off方式控制第一、第二和第三开关元件Q1-Q3。在第一种方式中，接通第二和第三开关元件Q2和Q3。在第二种方式中，接通第一和第二开关元件Q1和Q2。在第三种方式中，只接通第一开关元件Q1。以比AC电源的频率(50-60Hz)高很多的频率来接通和关断每个开关元件，例如，高达好几百kHz。

图11A-11C分别示出了基于第一种方式控制的在第一周期T1内、基于第二种方式控制的在第二周期T2内和基于第三种方式控制的在第三周期T3内流过电路的电流。如图11A所示，在第一周期T1内，电流I1不断增加地流过闭合回路：从滤波电容器C1开始经过第三开关元件Q3、第三二极管D3、电感器L、第一二极管D1、负载LD和第二开关元件Q2回到滤波电容器C1。伴随电流I1的有来自于滤波电容器C1的放电电流。图12A示出了在第一周期内的简化等效电路，其是与已充电的滤波电容器C1并联连接的由电感器L和负载LD组成的串联电路。

如图11B所示，在第二周期T2内，电流I2不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过整流器电路DB、第一开关元件Q1、电感器L、第一二极管D1、负载LD、第二开关元件Q2、第二二极管D2和整流器电路DB回到AC电源。电流I2的流动与滤波电容器C1的充电和放电都无关。图12B中示出了在该周期内的简化等效电路，其是与DC电源E并联连接的电感器L和负载LD的串联电路，其中DC电源E输出一输入电压Vin。

如图11C所示，在第三周期T3内，电流I3不断减小地流过闭合回路：从AC电源开始经过整流器电路DB、第一开关元件Q1、电感器L、第一二极管D1、负载LD、第四二极管D4、滤波电容器C1、第二二极管D2和整流器电路DB回到AC电源。伴随电流I3的有滤波电容器C1的充电电流。图12C中示出了在该周期内的简化等效电路，其是与DC电源E并联连接的由电感器L、负载LD和滤波电容器C1组成的串联电路。

在第二和第三周期T2和T3内，给出了第一种电流供应模式，其中电流流过了包括有AC电源、电感器L和负载LD的闭合回路。在第一周期T1内，给出了第二种电流供应模式，其中电流流过了包括有电感器L和负载LD但不包括AC电源的闭合回路。也就是说，控制电路通过交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，可以改善谐波失真(功率因数)并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器L。

如图13所示，电感器L在周期T1到T3期间呈现出具有梯形波形的电流IL1。电感器L对来自于AC电源的输入电流作出贡献的周期是周期T2和T3，电感器L对流向负载LD的输出电流作出贡献的周期是周期T1-T3。

如果整流器电路DB的输出电压为Vin，滤波电容器C1上的电压为Vc1，负载LD上的电压为VLd，那么在第一周期T1内电感器L上的电压VLt1就表示为：VLt1＝Vc1-VLd，在第二周期T2内电感器L上的电压VLt2表示为：VLt2＝Vin-VLd，在第三周期T3内电感器L上的电压VLt3表示为：VLt3＝Vin-Vc1-VLd。因为在这种电路布置中始终保持Vc1＞Vin，因此可以始终保持VLt1＞VLt2＞VLt3。电感器L上的这些电压VLt1、VLt2和VLt3限定了在周期T1-T3内电感器电流IL1的坡度。这样，周期T1内的坡度＞周期T2内的坡度＞周期T3内的坡度，因此，电感器电流IL1变成梯形波形。

(第四实施例)

将基于图14-17说明根据本发明第四实施例的功率变换器。该功率变换器的电路布置与第一实施例相同，而控制电路1的控制系统与第一实施例不同。这些实施例中相同的部分用相同的附图标记来表示。如图14中所示，控制电路1以三种不同的on/off方式控制第一、第二和第三开关元件Q1-Q3。在第一种方式中，接通所有的开关元件Q1-Q3。在第二种方式中，只接通第二开关元件Q2。在第三种方式中，关断所有的开关元件Q1-Q3。以比AC电源的频率(50-60Hz)高很多的频率来接通和关断每个开关元件，例如，高达好几百kHz。

图15A-15C分别示出了基于第一种方式控制的在第一周期T1内、基于第二种方式控制的在第二周期T2内和基于第三种方式控制的在第三周期T3内流过电路的电流。如图15A所示，在第一周期T1内，电流I1不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过整流器电路DB、第一开关元件Q1、电感器L、第一二极管D1、负载LD、第二开关元件Q2、滤波电容器C1、第三开关元件Q3和整流器电路DB回到AC电源。伴随电流I1的有来自于滤波电容器C1的放电电流。图16A示出了在第一周期内的简化等效电路，其是并联连接的由电感器L和负载LD组成的串联电路和由已充电的滤波电容器C1和DC电源E组成的串联电路，其中DC电源E输出一输入电压Vin。

如图15B所示，在第二周期T2内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I2不断减小：从电感器L开始经过第一二极管D1、负载LD、第二开关元件Q2、第二二极管D2和第三二极管D3回到电感器L。电流I2的流动与滤波电容器C1的充电和放电都无关。图16B中示出了在该周期内的简化等效电路，其是电感器L和负载LD的串联电路。

如图15C所示，在第三周期T3内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I3不断减小：从电感器L开始经过第一二极管D1、负载LD、第四二极管D4、滤波电容器C1、第二二极管D2、第三二极管D3回到电感器L。伴随电流I3的有滤波电容器C1的充电电流。图16C中示出了在该周期内的简化等效电路，其是电感器L、负载LD和滤波电容器C1的串联电路。

在第一周期T1内，给出了第一种电流供应模式，其中电流流过了包括有AC电源、电感器L和负载LD的闭合回路。在第二和第三周期T2和T3内，给出了第二种电流供应模式，其中电流流过了包括有电感器L和负载LD但不包括AC电源的闭合回路。也就是说，控制电路通过交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，可以改善谐波失真(功率因数)并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器L。

如图17所示，电感器L在周期T1到T3期间呈现出具有梯形波形的电流IL1。电感器L对来自于AC电源的输入电流作出贡献的周期只有周期T1，电感器L对流向负载LD的输出电流作出贡献的周期是周期T1-T3。

如果整流器电路DB的输出电压为Vin，滤波电容器C1上的电压为Vc1，负载LD上的电压为VLd，那么在第一周期T1内电感器L上的电压VLt1就表示为：VLt1＝Vin+Vc1-VLd，在第二周期T2内电感器L上的电压VLt2表示为：VLt2＝-VLd，在第三周期T3内电感器L上的电压VLt3表示为：VLt3＝-Vc1-VLd。因为在这种电路布置中始终保持Vc1＞Vin，因此可以始终保持VLt1＞VLt2＞VLt3。电感器L上的这些电压VLt1、VLt2和VLt3限定了在周期T1-T3内电感器电流IL1的坡度。这样，周期T1内的坡度＞周期T2内的坡度＞周期T3内的坡度，因此，电感器电流IL1变成梯形波形。

(第五实施例)

将基于图18-21说明根据本发明第五实施例的功率变换器。该功率变换器的电路布置与第一实施例相同，而控制电路1的控制系统与第一实施例不同。这些实施例中相同的部分用相同的附图标记来表示。如图18中所示，控制电路1以三种不同的on/off方式控制第一、第二和第三开关元件Q1-Q3。在第一种方式中，接通第二和第三开关元件Q2和Q3。在第二种方式中，接通第一和第二开关元件Q1和Q2。在第三种方式中，关断所有的开关元件Q1-Q3。以比AC电源的频率(50-60Hz)高很多的频率来接通和关断每个开关元件，例如，高达好几百kHz。

图19A-19C分别示出了基于第一种方式控制的在第一周期T1内、基于第二种方式控制的在第二周期T2内和基于第三种方式控制的在第三周期T3内流过电路的电流。如图19A所示，在第一周期T1内，电流I1不断增加地流过闭合回路：从滤波电容器C1开始经过第三开关元件Q3、第三二极管D3、电感器L、第一二极管D1、负载LD和第二开关元件Q2回到滤波电容器C1。伴随电流I1的有来自于滤波电容器C1的放电电流。图20A示出了在第一周期内的简化等效电路，其是与已充电的滤波电容器C1并联连接的由电感器L和负载LD组成的串联电路。

如图19B所示，在第二周期T2内，电流I2不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过整流器电路DB、第一开关元件Q1、电感器L、第一二极管D1、负载LD、第二开关元件Q2、第二二极管D2和整流器电路DB回到AC电源。电流I2的流动与滤波电容器C1的充电和放电都无关。图20B中示出了在该周期内的简化等效电路，其是与DC电源E并联连接的电感器L和负载LD的串联电路，其中DC电源E输出一输入电压Vin。

如图19C所示，在第三周期T3内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I3不断减小：从电感器L开始经过第一二极管D1、负载LD、第四二极管D4、滤波电容器C1、第二二极管D2、第三二极管D3回到电感器L。伴随电流I3的有滤波电容器C1的充电电流。图20C中示出了在该周期内的简化等效电路，其是电感器L、负载LD和滤波电容器C1的串联电路。

在第二周期T2内，给出了第一种电流供应模式，其中电流流过了包括有AC电源、电感器L和负载LD的闭合回路。在第一和第三周期T1和T3内，给出了第二种电流供应模式，其中电流流过了包括有电感器L和负载LD但不包括AC电源的闭合回路。也就是说，控制电路通过交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，可以改善谐波失真(功率因数)并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器L。

如图21所示，电感器L在周期T1到T3期间呈现出具有梯形波形的电流IL1。电感器L对来自于AC电源的输入电流作出贡献的周期只有周期T2，电感器L对流向负载LD的输出电流作出贡献的周期是周期T1-T3。

如果整流器电路DB的输出电压为Vin，滤波电容器C1上的电压为Vc1，负载LD上的电压为VLd，那么在第一周期T1内电感器L上的电压VLt1就表示为：VLt1＝Vc1-VLd，在第二周期T2内电感器L上的电压VLt2表示为：VLt2＝Vin-VLd，在第三周期T3内电感器L上的电压VLt3表示为：VLt3＝-Vc1-VLd。因为在这种电路布置中始终保持Vc1＞Vin，因此可以始终保持VLt1＞VLt2＞VLt3。电感器L上的这些电压VLt1、VLt2和VLt3限定了在周期T1-T3内电感器电流IL1的坡度。这样，周期T1内的坡度＞周期T2内的坡度＞周期T3内的坡度，因此，电感器电流IL1变成梯形波形。

(第六实施例)

将基于图22-25说明根据本发明第六实施例的功率变换器。该功率变换器的电路布置与第一实施例相同，而控制电路1的控制系统与第一实施例不同。这些实施例中相同的部分用相同的附图标记来表示。如图22中所示，控制电路1以三种不同的on/off方式控制第一、第二和第三开关元件Q1-Q3。在第一种方式中，接通第二和第三开关元件Q2和Q3。在第二种方式中，仅接通第二开关元件Q2。在第三种方式中，只接通第一开关元件Q1。以比AC电源的频率(50-60Hz)高很多的频率来接通和关断每个开关元件，例如，高达好几百kHz。

图23A-23C分别示出了基于第一种方式控制的在第一周期T1内、基于第二种方式控制的在第二周期T2内和基于第三种方式控制的在第三周期T3内流过电路的电流。如图23A所示，在第一周期T1内，电流I1不断增加地流过闭合回路：从滤波电容器C1开始经过第三开关元件Q3、第三二极管D3、电感器L、第一二极管D1、负载LD和第二开关元件Q2回到滤波电容器C1。伴随电流I1的有来自于滤波电容器C1的放电电流。图24A示出了在第一周期内的简化等效电路，其是与已充电的滤波电容器C1并联连接的由电感器L和负载LD组成的串联电路。

如图23B所示，在第二周期T2内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I2不断减小：从电感器L开始经过第一二极管D1、负载LD、第二开关元件Q2、第二二极管D2、第三二极管D3回到电感器L。电流I2的流动与滤波电容器C1的充电和放电都无关。图24B中示出了在该周期内的简化等效电路，其是电感器L和负载LD的串联电路。

如图23C所示，在第三周期T3内，电流I3不断减小地流过闭合回路：从AC电源开始经过整流器电路DB、第一开关元件Q1、电感器L、第一二极管D1、负载LD、第四二极管D4、滤波电容器C1、第二二极管D2和整流器电路DB回到AC电源。伴随电流I3的有滤波电容器C1的充电电流。图24C中示出了在该周期内的简化等效电路，其是与DC电源E并联连接的电感器L、负载LD和滤波电容器C1的串联电路。

在第三周期T3内，给出了第一种电流供应模式，其中电流流过了包括有AC电源、电感器L和负载LD的闭合回路。在第一和第二周期T1和T2内，给出了第二种电流供应模式，其中电流流过了包括有电感器L和负载LD但不包括AC电源的闭合回路。也就是说，控制电路通过交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，可以改善谐波失真(功率因数)并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器L。

如图25所示，电感器L在周期T1到T3期间呈现出具有梯形波形的电流IL1。电感器L对来自于AC电源的输入电流作出贡献的周期只有周期T3，电感器L对流向负载LD的输出电流作出贡献的周期是周期T1-T3。

如果整流器电路DB的输出电压为Vin，滤波电容器C1上的电压为Vc1，负载LD上的电压为VLd，那么在第一周期T1内电感器L上的电压VLt1就表示为：VLt1＝Vc1-VLd，在第二周期T2内电感器L上的电压VLt2表示为：VLt2＝-VLd，在第三周期T3内电感器L上的电压VLt3表示为：VLt3＝Vin-Vc1-VLd。因为在这种电路布置中始终保持Vc1＞Vin，因此可以始终保持VLt1＞VLt2＞VLt3。电感器L上的这些电压VLt1、VLt2和VLt3限定了在周期T1-T3内电感器电流IL1的坡度。这样，周期T1内的坡度＞周期T2内的坡度＞周期T3内的坡度，因此，电感器电流IL1变成梯形波形。

(第七实施例)

将基于图26-28说明根据本发明第七实施例的功率变换器。为了给如放电灯的负载提供低频，例如100Hz，矩形波的交流电，将该功率变换器设计成将来自于AC电源的AC功率变换成DC功率，并随后将DC功率变换成AC功率。该功率变换器包括对来自于AC电源的AC电流进行整流以提供DC电压的整流器电路DB、五个开关元件Q1-Q5、一个电感器L和一个滤波电容器C1。第一开关元件Q1和第二开关元件Q2与第一二极管串联连接后，与整流器电路DB并联，第一二极管D1插入在整流器电路DB的高压侧和第一开关元件Q1之间，并且第一二极管D1的阴极连接到第一开关元件Q1。第三开关元件Q3和第四开关元件Q4与第二二极管串联连接后，与整流器电路DB并联，第二二极管D2插入在整流器电路DB的高压侧和第三开关元件Q3之间，并且第二二极管D2的阴极连接到第三开关元件Q3。第二开关元件Q2和第四开关元件Q4通过公共的第三二极管D3连接到整流器电路DB的低压侧。电感器L与负载LD串联连接在第一开关元件Q1和第二开关元件Q2的连接点与第三开关元件Q3和第四开关元件Q4的连接点之间。电感器L、负载LD和第四二极管D4与滤波电容器C1串联连接后，与第二开关元件Q2并联，并且负载LD、电感器L和第五二极管D5串联连接后，与第四开关元件Q4并联。第五开关元件Q5与滤波电容器C1串联连接后，与整流器电路DB并联。第二开关元件Q2和第四开关元件Q4中的每一个都是场效应晶体管(FET)，每个FET的寄生二极管都形成了允许反向电流流经每个开关元件的旁路。其它的开关元件也都是FETs，但它们不必仅局限于FETs。

控制电路通过使第一和第四开关元件Q1、Q4同时接通和关断，并与此同时使第二和第三开关元件Q2、Q3都关断，同时使第五开关元件Q5在预定周期内接通和关断，以使电流在一个方向上流过负载。而且，控制电路通过使第二和第三开关元件Q2、Q3同时接通和关断，与此同时使第一和第四开关元件Q1、Q4关断，同时使第五开关元件Q5在预定周期(cycle)接通和关断，来使电流在相反的方向上流过负载。通过这种方式，控制电路可以用低频的交流电来驱动负载。

控制电路1通过以六种不同的方式控制五个开关元件Q1-Q5，可以使电流始终流过负载和电感器，改善谐波失真，即，功率因数。将这六种方式分成正周期(cycle)和负周期(cycle)，其中在正周期重复三种连续方式，在负周期重复剩下的三种连续方式。以低频，例如，100Hz交替地重复每个正周期和负周期。图27示出了在正周期以三种不同方式控制第一、第四和第五开关元件Q1、Q4、Q5的控制系统。在负周期内，控制系统控制公共的开关元件Q5和剩下的开关元件Q2、Q3；更详细地，像在正周期一样地控制开关元件Q5，并像在正周期对第一和第四开关元件Q1、Q4的控制一样，来控制第二和第三开关元件Q2、Q3。在每个周期，在来自于AC电源的AC电流的半个周期内重复这三种方式两次或两次以上。

在第一种方式中，接通第一、第四和第五开关元件Q1、Q4和Q5。在第二种方式中，接通第一和第四开关元件Q1、Q4。在第三种方式中，关断所有的开关元件。以比AC电源的频率(50-60Hz)高很多的频率来接通和关断每个开关元件，例如，高达好几百kHz。

图28A-28C分别示出了基于第一种方式控制的在第一周期T1内、基于第二种方式控制的在第二周期T2内和基于第三种方式控制的在第三周期T3内流过电路的电流。如图28A所示，在第一周期T1内，电流I1不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过整流器电路DB、第一二极管D1、第一开关元件Q1、电感器L、负载LD、第四开关元件Q4、滤波电容器C1、第五开关元件Q5和整流器电路DB回到AC电源。伴随电流I1的有来自于滤波电容器C1的放电电流。图4A示出了在第一周期内的简化等效电路，其是并联连接的由电感器L和负载LD组成的串联电路和由已充电的滤波电容器C1和DC电源E组成的串联电路，其中DC电源E输出一输入电压Vin。

如图28B所示，在第二周期T2内，电流I2不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过整流器电路DB、第一二极管D1、第一开关元件Q1、电感器L、负载LD、第四开关元件Q4、第三二极管D3和整流器电路DB回到AC电源。电流I2的流动与滤波电容器C1的充电和放电都无关。图4B示出了在该周期内的简化等效电路，其是与DC电源E并联连接的电感器L和负载LD的串联电路。

如图28C所示，在第三周期T3内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I3不断减小：从电感器L开始经过负载LD、第四二极管D4、滤波电容器C1和开关元件Q2的旁路回到电感器L。伴随电流I3的有滤波电容器C1的充电电流。图4C示出了在该周期内的简化等效电路，其是电感器L、负载LD和滤波电容器C1的串联电路。

在第一和第二周期T1和T2内，给出了第一种电流供应模式，其中电流流过了包括有AC电源、电感器L和负载LD的回路。在第三周期T3内，给出了第二种电流供应模式，其中电流流过了包括有电感器L和负载LD但不包括AC电源的回路。也就是说，控制电路通过交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，可以改善谐波失真(功率因数)并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器。

控制电路通过在重复如上所述的第一、第二和第三种方式两次或两次以上之后，在负周期重复剩下的三种方式，可以使低频矩形波的电流流到负载LD。在负周期，控制系统被设计成通过不控制第一和第四开关元件，而是像控制第一和第四开关元件一样地控制第二和第三开关元件，以使电流在相反的方向上流过负载。

从以上操作中能清楚地看到，在该实施例中的这种功率变换器可以通过仅使用五个开关元件Q1-Q5，而将AC功率变换成DC功率，并同时将DC功率变换成AC功率，以将交流电提供给负载。

在负周期的第三周期内，电流在与图28C的箭头所表示的方向相反的方向上流动：从电感器L开始经过第五二极管D5、滤波电容器C1和第四开关元件Q4的旁路流到负载。

(第八实施例)

图29、30示出了根据本发明第八实施例的功率变换器。该功率变换器的电路布置与第七实施例相同，而控制电路1的控制系统与第七实施例不同。这些实施例中相同的部分用相同的附图标记来表示。控制电路1以图29中所示的六种不同的on/off方式控制第一、第二、第三、第四和第五开关元件Q1-Q5，改善了谐波失真，即，功率因数。将这六种方式分成正周期和负周期，其中在正周期重复三种连续方式，在负周期重复剩下的三种连续方式。以低频，例如，100Hz交替地重复每个正周期和负周期。图29示出了在正周期以三种不同方式控制第一、第四和第五开关元件Q1、Q4、Q5的控制系统。在负周期，控制系统控制公共的开关元件Q5和剩下的开关元件Q2、Q3；更详细地，像在正周期一样地控制开关元件Q5，并像在正周期对第一和第四开关元件Q1、Q4的控制一样，来控制第二和第三开关元件Q2、Q3。在每个周期，在来自于AC电源的AC电流的半个周期内重复这三种方式两次或两次以上。

在第一种方式中，接通第一、第四和第五开关元件Q1、Q4和Q5。在第二种方式中，只接通第四开关元件Q4。在第三种方式中，只接通第一开关元件Q1。以比AC电源的频率(50-60Hz)高很多的频率来接通和关断每个开关元件，例如，高达好几百kHz。

图30A-30C分别示出了基于第一种方式控制的在第一周期T1内、基于第二种方式控制的在第二周期T2内和基于第三种方式控制的在第三周期T3内流过电路的电流。如图30A所示，在第一周期T1内，电流I1不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过整流器电路DB、第一二极管D1、第一开关元件Q1、电感器L、负载LD、第四开关元件Q4、滤波电容器C1、第五开关元件Q5和整流器电路DB回到AC电源。伴随电流I1的有来自于滤波电容器C1的放电电流。图8A示出了在第一周期内的简化等效电路，其是并联连接的由电感器L和负载LD组成的串联电路和由已充电的滤波电容器C1和DC电源E组成的串联电路，其中DC电源E输出一输入电压Vin。

如图30B所示，在第二周期T2内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I2不断减小：从电感器L开始经过负载LD、第四开关元件Q4和第二开关元件Q2的旁路回到电感器L。电流I2的流动与滤波电容器C1的充电和放电都无关。图8B示出了在该周期内的简化等效电路，其是电感器L和负载LD的串联电路。

如图30C所示，在第三周期T3内，电流I3不断减小地流过闭合回路：从AC电源开始经过整流器电路DB、第一二极管D1、第一开关元件Q1、电感器L、负载LD、第四二极管D4、滤波电容器C1、第三二极管D3和整流器电路DB回到AC电源。伴随电流I3的有滤波电容器C1的充电电流。图8C示出了在该周期内的简化等效电路，其是与DC电源E并联的电感器L、负载LD和滤波电容器C1的串联电路。

在第一和第三周期T1和T3内，给出了第一种电流供应模式，其中电流流过了包括有AC电源、电感器L和负载LD的闭合回路。在第二周期T2内，给出了第二种电流供应模式，其中电流流过了包括有电感器L和负载LD但不包括AC电源的闭合回路。也就是说，控制电路通过交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，可以改善谐波失真(功率因数)并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器L。

控制电路通过在重复如上所述的第一、第二和第三种方式两次或两次以上之后，在负周期重复剩下的三种方式，可以使低频矩形波的电流流到负载LD。在负周期，控制系统被设计成通过不控制第一和第四开关元件，而是像控制第一和第四开关元件一样地分别控制第三和第二开关元件，以使电流在相反的方向上流过负载。

(第九实施例)

图31、32示出了根据本发明第九实施例的功率变换器。该功率变换器的电路布置与第七实施例相同，而控制电路1的控制系统与第七实施例不同。这些实施例中相同的部分用相同的附图标记来表示。控制电路1以图31中所示的六种不同的on/off方式控制第一、第二、第三、第四和第五开关元件Q1-Q5，以使电流始终流过负载和电感器，改善了谐波失真，即，功率因数。将这六种方式分成正周期和负周期，其中在正周期重复三种连续方式，在负周期重复剩下的三种连续方式。以低频，例如，100Hz交替地重复每个正周期和负周期。图31示出了在正周期以三种不同方式控制第一、第四和第五开关元件Q1、Q4、Q5的控制系统。在负周期内，控制系统控制公共的开关元件Q5和剩下的开关元件Q2、Q3；更详细地，像在正周期一样地控制开关元件Q5，并像在正周期对第一和第四开关元件Q1、Q4的控制一样，分别控制第三和第二开关元件Q3、Q2。在每个周期，在来自于AC电源的AC电流的半周期内重复三种方式两次或两次以上。

在第一种方式中，接通第一、第四和第五开关元件Q1、Q4和Q5。在第二种方式中，只接通第四开关元件Q4。在第三种方式中，关断所有开关元件。以比AC电源的频率(50-60Hz)高很多的频率来接通和关断每个开关元件，例如，高达好几百kHz。

图32A-32C分别示出了基于第一种方式控制的在第一周期T1内、基于第二种方式控制的在第二周期T2内和基于第三种方式控制的在第三周期T3内流过电路的电流。如图32A所示，在第一周期T1内，电流I1不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过整流器电路DB、第一二极管D1、第一开关元件Q1、电感器L、负载LD、第四开关元件Q4、滤波电容器C1、第五开关元件Q5和整流器电路DB回到AC电源。伴随电流I1的有来自于滤波电容器C1的放电电流。图16A示出了在第一周期内的简化等效电路，其是并联连接的由电感器L和负载LD组成的串联电路和由已充电的滤波电容器C1和DC电源E组成的串联电路，其中DC电源E输出一输入电压Vin。

如图32B所示，在第二周期T2内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I2不断减小：从电感器L开始经过负载LD、第四开关元件Q4和第二开关元件Q2的旁路回到电感器L。电流I2的流动与滤波电容器C1的充电和放电都无关。图16B示出了在该周期内的简化等效电路，其是电感器L和负载LD的串联电路。

如图32C所示，在第三周期T3内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I3不断减小：从电感器L开始经过负载LD、第四二极管D4、滤波电容器C1和第二开关元件Q2的旁路回到电感器L。伴随电流I3的有滤波电容器C1的充电电流。图16C示出了在该周期内的简化等效电路，其是电感器L、负载LD和滤波电容器C1的串联电路。

在第一周期T1内，给出了第一种电流供应模式，其中电流流过了包括有AC电源、电感器L和负载LD的闭合回路。在第二和第三周期T2和T3内，给出了第二种电流供应模式，其中电流流过了包括有电感器L和负载LD但不包括AC电源的闭合回路。也就是说，控制电路通过交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，可以改善谐波失真(功率因数)并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器L。

控制电路通过在重复如上所述的第一、第二和第三种方式两次或两次以上之后，在负周期重复剩下的三种方式，可以使低频矩形波的电流流到负载LD。在负周期，控制系统被设计成通过不控制第一和第四开关元件，而是像控制第一和第四开关元件一样地分别控制第三和第二开关元件，以使电流在相反的方向上流过负载。

(第十实施例)

将基于图33-35说明根据本发明第十实施例的功率变换器。为了给如放电灯的负载提供低频，例如，100Hz的矩形波交流电，将该功率变换器设计成将来自于AC电源的AC功率变换成DC功率，并随后将DC功率变换成AC功率。该功率变换器包括对来自于AC电源的AC电流进行整流以给出DC电压的整流器电路DB、五个开关元件Q1-Q5、一个电感器L和一个滤波电容器C1。第一开关元件Q1和第二开关元件Q2与第一二极管D1串联连接后，与整流器电路DB并联，第一二极管D1插入在整流器DB的高压侧和第一开关元件Q1之间。第一二极管D1的阴极连接到第一开关元件Q1。第三开关元件Q3和第四开关元件Q4与第二二极管D2串联连接后，与整流器电路DB并联，第二二极管D2插入在整流器DB的高压侧和第三开关元件Q3之间。第二二极管D2的阴极连接到第三开关元件Q3。电感器L与负载LD串联连接，该串联电路插入在第一开关元件Q1和第二开关元件Q2的连接点与第三开关元件Q3和第四开关元件Q4的连接点之间。第三二极管D3与滤波电容器C1串联连接后，与第四开关元件Q4并联。第四二极管D4与滤波电容器C1串联连接后，与第二开关元件Q2并联。第五开关元件Q5、第一二极管D1、第一开关元件Q1、电感器L、负载LD和第四开关元件Q4的串联电路与滤波电容器C1并联连接。而且，第五开关元件Q5、第二二极管D2、第三开关元件Q3、电感器L、负载LD和第二开关元件Q2的串联电路与该滤波电容器并联连接。

控制电路通过使第一和第四开关元件Q1、Q4同时接通和关断，并与此同时使第二和第三开关元件Q2、Q3都关断，同时使第五开关元件Q5在预定周期接通和关断，以使电流在一个方向上流过负载。而且，控制电路通过使第二和第三开关元件Q2、Q3同时接通和关断，与此同时使第一和第四开关元件Q1、Q4都关断，同时使第五开关元件Q5在预定周期接通和关断，以使电流在相反的方向上流过负载。通过这种方式，控制电路可以用低频的交流电来驱动负载。

控制电路1通过以六种不同的方式控制五个开关元件Q1-Q5，可以使电流始终流过负载和电感器，改善谐波失真，即，功率因数。将这六种方式分成正周期和负周期，其中在正周期重复三种连续方式，在负周期重复剩下的三种连续方式。以低频，例如，100Hz交替地重复每个正周期和负周期。图34示出了在正周期以三种不同方式控制第一、第四和第五开关元件Q1、Q4、Q5的控制系统。在负周期，控制系统控制公共的开关元件Q5和剩下的开关元件Q2、Q3；更详细地，像在正周期一样地控制开关元件Q5，并像在正周期对第一和第四开关元件Q1、Q4的控制一样，分别控制第三和第二开关元件Q3、Q2。在每个周期，在来自于AC电源的AC电流的半周期内重复这三种方式两次或两次以上。

在第一种方式中，接通第一、第四和第五开关元件Q1、Q4和Q5。在第二种方式中，接通第一和第四开关元件Q1、Q4。在第三种方式中，关断除第一开关元件以外的所有开关元件。以比AC电源的频率(50-60Hz)高很多的频率来接通和关断每个开关元件，例如，高达好几百kHz。

图35A-35C分别示出了基于第一种方式控制的在第一周期T1内、基于第二种方式控制的在第二周期T2内和基于第三种方式控制的在第三周期T3内流过电路的电流。如图35A所示，在第一周期T1内，电流I1不断增加地流过闭合回路：从滤波电容器C1开始经过第五开关元件Q5、第一二极管D1、第一开关元件Q1、电感器L、负载LD和第四开关元件Q4回到滤波电容器C1。伴随电流I1的有来自于滤波电容器C1的放电电流。图12A示出了在第一周期内的简化等效电路，其是与已充电的滤波电容器C1并联连接的电感器L和负载LD的串联电路。

如图35B所示，在第二周期T2内，电流I2不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过整流器电路DB、第一二极管D1、第一开关元件Q1、电感器L、负载LD、第四开关元件Q4和整流器电路DB回到AC电源。电流I2的流动与滤波电容器C1的充电和放电都无关。图12B示出了在该周期内的简化等效电路，其是与DC电源E并联连接的电感器L和负载LD的串联电路，其中DC电源E输出一输入电压Vin。

如图35C所示，在第三周期T3内，电流I3不断减小地流过闭合回路：从AC电源开始经过整流器电路DB、第一二极管D1、第一开关元件Q1、电感器L、负载LD、第三二极管D3、滤波电容器C1和整流器电路DB回到AC电源。伴随电流I3的有滤波电容器C1的充电电流。图12C示出了在该周期内的简化等效电路，其是与DC电源E并联连接的电感器L、负载LD和滤波电容器C1的串联电路。

在第二和第三周期T2和T3内，给出了第一种电流供应模式，其中电流流过了包括有AC电源、电感器L和负载LD的闭合回路。在第一周期T1内，给出了第二种电流供应模式，其中电流流过了包括有电感器L和负载LD但不包括AC电源的回路。也就是说，控制电路通过交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，可以改善谐波失真(功率因数)并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器L。

控制电路通过在重复如上所述的第一、第二和第三种方式两次或两次以上之后，在负周期重复剩下的三种方式，可以使低频矩形波的电流流到负载LD。将负周期的控制系统设计成通过不控制第一和第四开关元件，而是像控制正周期的第一和第四开关元件一样，控制第三和第二开关元件，以使电流在相反的方向上流过负载。

在负周期的第三周期内，电流在与图35C的箭头所表示的方向相反的方向上流动：从电感器L开始经过第四二极管D4、滤波电容器C1和第四开关元件Q4的旁路流到负载。

(第十一实施例)

图36、37示出了根据本发明第十一实施例的功率变换器。该功率变换器的电路布置与第十实施例相同，而控制电路1的控制系统与第十实施例不同。这些实施例中相同的部分用相同的附图标记来表示。控制电路1以图36中所示的六种不同的on/off方式控制第一、第二、第三、第四和第五开关元件Q1-Q5，以使电流始终流过负载和电感器，改善了谐波失真，即，功率因数。将这六种方式分成正周期和负周期，其中在正周期重复三种连续方式，在负周期重复剩下的三种连续方式。以低频，例如，100Hz交替地重复每个正周期和负周期。图36示出了控制系统在正周期以三种不同方式控制第一、第四和第五开关元件Q1、Q4、Q5。在负周期，控制系统控制公共的开关元件Q5和剩下的开关元件Q2、Q3；更详细地，像在正周期一样地控制开关元件Q5，并像对正周期的第一和第四开关元件Q1、Q4的控制一样，控制第三和第二开关元件Q3、Q2。在每个周期，在来自于AC电源的AC电流的半周期内重复这三种方式两次或两次以上。

在第一种方式中，接通第一、第四和第五开关元件Q1、Q4和Q5。在第二种方式中，接通第一和第四开关元件Q1、Q4。在第三种方式中，关断所有的开关元件。以比AC电源的频率(50-60Hz)高很多的频率来接通和关断每个开关元件，例如，高达好几百kHz。

图37A-37C分别示出了基于第一种方式控制的在第一周期T1内、基于第二种方式控制的在第二周期T2内和基于第三种方式控制的在第三周期T3内流过电路的电流。如图37A所示，在第一周期T1内，电流I1不断增加地流过闭合回路：从滤波电容器C1开始经过第五开关元件Q5、第一二极管D1、第一开关元件Q1、电感器L、负载LD、第四开关元件Q4回到滤波电容器C1。伴随电流I1的有来自于滤波电容器C1的放电电流。图20A示出了在该周期内的简化等效电路，其是与已充电的滤波电容器C1并联连接的电感器L和负载LD的串联电路。

如图37B所示，在第二周期T2内，电流I2不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过整流器电路DB、第一二极管D1、第一开关元件Q1、电感器L、负载LD、第四开关元件Q4和整流器电路DB回到AC电源。电流I2的流动与滤波电容器C1的充电和放电都无关。图20B示出了在该周期内的简化等效电路，其是与DC电源E并联连接的电感器L和负载LD的串联电路，其中DC电源E输出一输入电压Vin。

如图37C所示，在第三周期T3内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I3不断减小：从电感器L开始经过负载LD、第三二极管D3、滤波电容器C1和第二开关元件Q2的旁路回到电感器L。伴随电流I3的有滤波电容器C1的充电电流。图20C示出了在该周期内的简化等效电路，其是电感器L、负载LD和滤波电容器C1的串联电路。

在第二周期T2内，给出了第一种电流供应模式，其中电流流过了包括有AC电源、电感器L和负载LD的闭合回路。在第一和第三周期T1和T3内，给出了第二种电流供应模式，其中电流流过了包括有电感器L和负载LD但不包括AC电源的回路。也就是说，控制电路通过交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，可以改善谐波失真(功率因数)并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器L。

控制电路通过在重复如上所述的第一、第二和第三种方式两次或两次以上之后，在负周期重复剩下的三种方式，可以使低频矩形波的电流流到负载LD。在负周期，控制系统被设计成通过不控制第一和第四开关元件，而是像控制第一和第四开关元件一样，分别控制第三和第二开关元件，以使电流在相反的方向上流过负载。

在负周期的第三周期内，电流在与图37C的箭头所表示的方向相反的方向上流动：从电感器L开始经过第四二极管D4、滤波电容器C1和第四开关元件Q4的旁路流到负载。

(第十二实施例)

图38、39示出了根据本发明第十二实施例的功率变换器。该功率变换器的电路布置与第十实施例相同，而控制电路1的控制系统与第十实施例不同。这些实施例中相同的部分用相同的附图标记来表示。控制电路1以图38中所示的六种不同的on/off方式控制第一、第二、第三、第四和第五开关元件Q1-Q5，以使电流始终流过负载和电感器，改善了谐波失真，即，功率因数。将这六种方式分成正周期和负周期，其中在正周期重复三种连续方式，在负周期重复剩下的三种连续方式。以低频，例如，100Hz交替地重复每个正周期和负周期。图38示出了在正周期以三种不同方式控制第一、第四和第五开关元件Q1、Q4、Q5的控制系统。在负周期，控制系统控制公共的开关元件Q5和剩下的开关元件Q2、Q3；更详细地，像在正周期一样地控制开关元件Q5，并像对正周期的第一和第四开关元件Q1、Q4的控制一样，分别控制第三和第二开关元件Q3、Q2。在每个周期，在来自于AC电源的AC电流的半周期内重复这三种方式两次或两次以上。

在第一种方式中，接通第一、第四和第五开关元件Q1、Q4和Q5。在第二种方式中，只接通第四开关元件Q4。在第三种方式中，只接通第一开关元件Q1。以比AC电源的频率(50-60Hz)高很多的频率来接通和关断每个开关元件，例如，高达好几百kHz。

图39A-39C分别示出了基于第一种方式控制的在第一周期T1内、基于第二种方式控制的在第二周期T2内和基于第三种方式控制的在第三周期T3内流过电路的电流。如图39A所示，在第一周期T1内，电流I1不断增加地流过闭合回路：从滤波电容器C1开始经过第五开关元件Q5、第一二极管D1、第一开关元件Q1、电感器L、负载LD、第四开关元件Q4回到滤波电容器C1。伴随电流I1的有来自于滤波电容器C1的放电电流。图24A示出了在第一周期内的简化等效电路，其是与已充电的滤波电容器C1并联连接的电感器L和负载LD的串联电路。

如图39B所示，在第二周期T2内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I2不断减小：从电感器L开始经过负载LD、第四开关元件Q4和第二开关元件Q2的旁路回到电感器L。电流I2的流动与滤波电容器C1的充电和放电都无关。图24B示出了在该周期内的简化等效电路，其是电感器L和负载LD的串联电路。

如图39C所示，在第三周期T3内，电流I3不断减小地流过闭合回路：从AC电源开始经过整流器电路DB、第一二极管D1、第一开关元件Q1、电感器L、负载LD、第三二极管D3、滤波电容器C1和整流器电路DB回到AC电源。伴随电流I3的有滤波电容器C1的充电电流。图24C示出了在该周期内的简化等效电路，其是与DC电源E并联连接的电感器L、负载LD和滤波电容器C1的串联电路。

在第三周期T3内，给出了第一种电流供应模式，其中电流流过了包括有AC电源、电感器L和负载LD的闭合回路。在第一和第二周期T1和T2内，给出了第二种电流供应模式，其中电流流过了包括有电感器L和负载LD但不包括AC电源的闭合回路。也就是说，控制电路通过交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，可以改善谐波失真(功率因数)并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器L。

控制电路通过在重复如上所述的第一、第二和第三种方式两次或两次以上之后，在负周期重复剩下的三种方式，可以使低频矩形波的电流流到负载LD。在负周期，控制系统被设计成通过不控制第一和第四开关元件，而是像控制第一和第四开关元件一样，分别控制第三和第二开关元件，以使电流在相反的方向上流过负载。

在负周期的第三周期内，电流在与图39C的箭头所表示的方向相反的方向上流动：从电感器L开始经过第四二极管D4、滤波电容器C1和第四开关元件Q4的旁路流到负载。

(第十三实施例)

将基于图40-43说明根据本发明第十三实施例的功率变换器。为了给如放电灯的负载提供低频，例如，100Hz的矩形波交流电，将该功率变换器设计成将来自于AC电源的AC功率变换成DC功率，并随后将DC功率变换成AC功率。该功率变换器包括四个开关元件Q1-Q4、一个电感器L和两个滤波电容器C1、C2。第一开关元件Q1和第二开关元件Q2与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联，第一开关元件Q1和第三开关元件Q3与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联。第一滤波电容器C1和第二滤波电容器C2的串联电路与第二开关元件Q2和第三开关元件Q3的串联电路并联连接。第一二极管D1和第二二极管D2的串联电路与第二开关元件Q2和第三开关元件Q3的串联电路并联连接。二极管桥D1 1-D14插入在第一滤波电容器C1与第二滤波电容器C2的连接点和AC电源之间，该二极管桥的每个输入端被分别连接到第一滤波电容器C1与第二滤波电容器C2的连接点和AC电源上。第一开关元件Q1连接在二极管桥D11-D14的输出端之间。第三二极管D3和第四二极管D4的串联电路与第一二极管D1和第二二极管D2的串联电路并联连接。电感器L和负载LD串联连接在第一二极管D1与第二二极管D2的连接点和第三二极管D3与第四二极管D4的连接点之间。第四开关元件Q4并联连接于第三二极管D3和第四二极管D4的串联电路。第五二极管D5和第六二极管D6的串联电路与第一二极管D1和第二二极管D2的串联电路并联连接，AC电源插入在第一二极管D1与第二二极管D2的连接点和第五二极管D5与第六二极管D6的连接点之间。限定为FET的第二和第三开关元件Q2和Q3分别具有寄生二极管，该寄生二极管限定了允许反向电流流经每个开关元件的旁路。

控制电路通过使第二开关元件Q2接通和关断并与此同时保持第三开关元件Q3关断，同时使第一和第四开关元件Q1、Q4交替地接通和关断，以使电流在一个方向上流过负载，而且，控制电路通过使第三开关元件Q3接通和关断并与此同时保持第二开关元件关断，同时使第一和第四开关元件Q1、Q4交替地接通和关断，以使电流在相反的方向上流过负载。

控制电路1通过以六种不同的方式控制第一、第二、第三和第四开关元件Q1-Q4接通和关断，可以使电流始终流过负载和电感器，改善了谐波失真，即，功率因数。将这六种方式分成正周期和负周期两种，其中在正周期是在AC电源的正半周期重复三种连续方式，在负周期是在AC电源的负半周期重复剩下的三种连续方式。以低频，例如，100Hz交替地重复每个正周期和负周期。图41示出了控制开关元件Q1-Q4的控制系统。

在正周期的第一种方式中，接通第一和第二开关元件Q1、Q2。在第二种方式中，只接通第四开关元件Q4。在第三种方式中，关断所有的开关元件Q1-Q4。在负周期的第一种方式中，接通第一和第三开关元件Q1、Q3，在第二种方式中，只接通第四开关元件Q4，在第三种方式中，关断所有的开关元件Q1-Q4。以比AC电源的频率(50-60Hz)高很多的频率来接通和关断每个开关元件，例如，高达好几百kHz。

图42A-42C分别示出了基于正周期的第一种方式控制的在第一周期T1p内、基于正周期的第二种方式控制的在第二周期T2p内和基于正周期的第三种方式控制的在第三周期T3p内流过电路的电流。如图42A所示，在第一周期T1p内，电流I1p不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过二极管D13、第一开关元件Q1、二极管D12、滤波电容器C1、第二开关元件Q2、负载LD和电感器L回到AC电源。伴随电流I1p的有来自于滤波电容器C1的放电电流。图4A示出了在该周期内的简化等效电路。

如图42B所示，在第二周期T2p内，电流I2p不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过第五二极管D5、第四开关元件Q4、第四二极管D4、负载LD和电感器L回到AC电源。电流I2p的流动与滤波电容器C1、C2的充电和放电都无关。图4B示出了在该周期内的简化等效电路。

如图42C所示，在第三周期T3p内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I3p不断减小：从电感器L开始经过第一二极管D1、滤波电容器C1、滤波电容器C2、第三开关元件Q3的寄生二极管和负载LD回到电感器L。伴随电流13p的有滤波电容器C1、C2的充电电流。在该周期内的简化等效电路是将图4C中的滤波电容器C1替换为滤波电容器C1和C2的串联电路之后的电路。

图43A-43C分别示出了基于负周期的第一种方式控制的在第一周期T1n内、基于负周期的第二种方式控制的在第二周期T2n内和基于负周期的第三种方式控制的在第三周期T3n内流过电路的电流。如图43A所示，在第一周期T1n内，电流I1n不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过电感器L、负载LD、第三开关元件Q3、滤波电容器C2、二极管D11、第一开关元件Q1和二极管D14回到AC电源。伴随电流I1n的有来自于滤波电容器C2的放电电流。在该周期内的简化等效电路是将图4A中的滤波电容器C1替换为滤波电容器C2之后的电路。

如图43B所示，在第二周期T2n内，电流I2n不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过电感器L、负载LD、第三二极管D3、第四开关元件Q4和第六二极管D6回到AC电源。电流I2n的流动与滤波电容器C1、C2的充电和放电都无关。图4B示出了在该周期内的简化等效电路。

如图43C所示，在第三周期T3n内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I3n不断减小：从电感器L开始经过负载LD、第二开关元件Q2的寄生二极管、滤波电容器C1、滤波电容器C2和二极管D2回到电感器L。伴随电流I3n的有滤波电容器C1、C2的充电电流。在该周期内的简化等效电路是将图4C中的滤波电容器C1替换为滤波电容器C1和C2的串联电路之后的电路。

如上述说明中所示，在每个正周期和负周期，在第一和第二周期T1和T2给出了第一种电流供应模式，其中电流流过了包括有AC电源、电感器L和负载LD的回路，在第三周期T3给出了第二种电流供应模式，其中电流流过了包括有电感器L和负载LD但不包括AC电源的回路。也就是说，控制电路通过交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，可以改善谐波失真(功率因数)并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器。

(第十四实施例)

将基于图44-47说明根据本发明第十四实施例的功率变换器。为了给如放电灯的负载提供低频，例如，100Hz的矩形波交流电，将该功率变换器设计成将来自于AC电源的AC功率变换成DC功率，并随后将DC功率变换成AC功率。该功率变换器包括四个开关元件Q1-Q4、一个电感器L和两个滤波电容器C1、C2。第一开关元件Q1和第二开关元件Q2与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联，第一开关元件Q1和第三开关元件Q3与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联。第一二极管D1和第二二极管D2的串联电路与第二和第三开关元件Q2、Q3的串联电路并联连接。第一滤波电容器C1和第二滤波电容器C2的串联电路与第二和第三开关元件Q2、Q3的串联电路并联连接。二极管桥D11-D14插入在第一滤波电容器C1与第二滤波电容器C2的连接点和AC电源的一端之间，该二极管桥的每个输入端被分别连接到第一滤波电容器C1与第二滤波电容器C2的连接点和AC电源的该端上。第一开关元件Q1连接在二极管桥D11-D14的输出端之间。AC电源的该一端与第一二极管D1和第二二极管D2的连接点相连。二极管桥D3-D6插入在第一二极管D1与第二二极管D2的连接点和第二开关元件Q2与第三开关元件Q3的连接点之间。二极管D3与二极管D4串联连接。二极管D5与二极管D6串联连接。电感器L和负载LD串联连接在二极管D3与二极管D4的连接点和二极管D5与二极管D6的连接点之间。第四开关元件Q4并联连接于第五二极管D5和第六二极管D6的串联电路。限定为FET的第二和第三开关元件Q2和Q3分别具有寄生二极管，该寄生二极管限定了允许反向电流流经每个开关元件的旁路。

控制电路1通过使第二开关元件Q2接通和关断并与此同时保持第三开关元件Q3关断，同时使第一和第四开关元件Q1、Q4交替地接通和关断，以使电流在一个方向上流过负载，而且，控制电路通过使第三开关元件Q3接通和关断并与此同时保持第二开关元件关断，同时使第一和第四开关元件Q1、Q4交替地接通和关断，以使电流在相反的方向上流过负载。

控制电路1通过以六种不同的方式控制第一、第二、第三和第四开关元件Q1-Q4接通和关断，可以使电流始终流过负载和电感器，改善了谐波失真，即，功率因数。将这六种方式分成正周期和负周期，其中在正周期是在AC电源的正半周期重复三种连续方式，在负周期是在AC电源的负半周期重复剩下的三种连续方式。以低频，例如，100Hz交替地重复每个正周期和负周期。图45示出了控制开关元件Q1-Q4的控制系统。

在正周期的第一种方式中，接通第一和第二开关元件Q1、Q2。在第二种方式中，只接通第四开关元件Q4。在第三种方式中，关断所有的开关元件Q1-Q4。在负周期的第一种方式中，接通第一和第三开关元件Q1、Q3，在第二种方式中，只接通第四开关元件Q4，在第三种方式中，关断所有的开关元件Q1-Q4。以比AC电源的频率(50-60Hz)高很多的频率来接通和关断每个开关元件，例如，高达好几百kHz。

图46A-46C分别示出了基于正周期的第一种方式控制的在第一周期T1p内、基于正周期的第二种方式控制的在第二周期T2p内和基于正周期的第三种方式控制的在第三周期T3p内流过电路的电流。如图46A所示，在第一周期T1p内，电流I1p不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过二极管D13、第一开关元件Q1、二极管D12、滤波电容器C1、第二开关元件Q2、负载LD和电感器L回到AC电源。伴随电流I1p的有来自于滤波电容器C1的放电电流。图16A示出了在该周期内的简化等效电路。

如图46B所示，在第二周期T2p内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I2p不断减小：从电感器L开始经过第五二极管D5、第四开关元件Q4、二极管D4和负载LD回到电感器L。电流I2p的流动与滤波电容器C1、C2的充电和放电都无关。图16B示出了在该周期内的简化等效电路。

如图46C所示，在第三周期T3p内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I3p不断减小：从电感器L开始经过二极管D1、滤波电容器C1、滤波电容器C2、第三开关元件Q3的寄生二极管和负载LD回到电感器L。伴随电流I3p的有滤波电容器C1、C2的充电电流。在该周期内的简化等效电路是将图16C中的滤波电容器C1替换为滤波电容器C1和C2的串联电路之后的电路。

图47A-47C分别示出了基于负周期的第一种方式控制的在第一周期T1n内、基于负周期的第二种方式控制的在第二周期T2n内和基于负周期的第三种方式控制的在第三周期T3n内流过电路的电流。如图47A所示，在第一周期T1n内，电流I1n不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过电感器L、负载LD、第三开关元件Q3、滤波电容器C2、二极管D11、第一开关元件Q1和二极管D14回到AC电源。伴随电流I1n的有来自于滤波电容器C2的放电电流。在该周期内的简化等效电路是将图16A中的滤波电容器C1替换为滤波电容器C2之后的电路。

如图47B所示，在第二周期T2n内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I2n不断减小：从电感器L开始经过负载LD、第三二极管D3、第四开关元件Q4和二极管D6回到电感器L。电流I2n的流动与滤波电容器C1、C2的充电和放电都无关。图16B示出了在该周期内的简化等效电路。

如图47C所示，在第三周期T3n内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I3n不断减小：从电感器L开始经过负载LD、第二开关元件Q2的寄生二极管、滤波电容器C1、滤波电容器C2和二极管D2回到电感器L。伴随电流I3n的有滤波电容器C1、C2的充电电流。在该周期内的简化等效电路是将图16C中的滤波电容器C1替换为滤波电容器C1和C2的串联电路之后的电路。

如上述说明中所示，在每个正周期和负周期，在第一周期T1给出了第一种电流供应模式，其中电流流过了包括有AC电源、电感器L和负载LD的回路，在第二和第三周期T2、T3给出了第二种电流供应模式，其中电流流过了包括有电感器L和负载LD但不包括AC电源的回路。也就是说，控制电路通过交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，可以改善谐波失真(功率因数)并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器。

(第十五实施例)

将基于图48-51说明根据本发明第十五实施例的功率变换器。为了给如放电灯的负载提供低频，例如，100Hz的矩形波交流电，将该功率变换器设计成将来自于AC电源的AC功率变换成DC功率，并随后将DC功率变换成AC功率。该功率变换器包括四个开关元件Q1-Q4、一个电感器L和两个滤波电容器C1、C2。

第一开关元件Q1和第一滤波电容器C1与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联，第二开关元件Q2和第二滤波电容器C2与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联。第一和第二开关元件Q1、Q2串联连接，第一和第二滤波电容器C1、C2的串联电路与第一和第二开关元件Q1、Q2的串联电路并联连接。第一二极管D1和第三开关元件Q3串联连接后，与电感器L和所述负载LD的串联电路并联，第二二极管D2和第四开关元件Q4串联连接后，与电感器L和负载LD的串联电路并联。第三开关元件Q3和第四开关元件Q4的串联电路与第一和第二二极管D1、D2的串联电路并联连接，AC电源插入在第一开关元件Q1与第二开关元件Q2的连接点和第一二极管D1与第二二极管D2的连接点之间。

控制电路1通过使第二和第三开关元件Q2、Q3关断同时使第一和第四开关元件Q1、Q4交替接通和关断，以使电流在一个方向上流过负载。而且，控制电路通过使第一和第四开关元件Q1、Q4关断同时使第二和第三开关元件Q2、Q3交替接通和关断，以使电流在相反的方向上流过负载。限定为FET的第一和第二开关元件Q1和Q2分别具有寄生二极管，该寄生二极管限定了允许反向电流流经每个开关元件的旁路。

控制电路1通过以六种不同的方式控制第一、第二、第三和第四开关元件Q1-Q4接通和关断，可以使电流始终流过负载和电感器，改善了谐波失真，即，功率因数。将这六种方式分成正周期和负周期，其中在正周期是在AC电源的正半周期重复三种连续方式，在负周期是在AC电源的负半周期重复剩下的三种连续方式。以低频，例如，100Hz交替地重复每个正周期和负周期。图49示出了控制开关元件Q1-Q4的控制系统。

在正周期的第一种方式中，只接通第二开关元件Q2。在第二种方式中，只接通第三开关元件Q3。在第三种方式中，关断所有的开关元件Q1-Q4。在负周期的第一种方式中，只接通第一开关元件Q1，在第二种方式中，只接通第四开关元件Q4，在第三种方式中，关断所有的开关元件Q1-Q4。以比AC电源的频率(50-60Hz)高很多的频率来接通和关断每个开关元件，例如，高达好几百kHz。

图50A-50C分别示出了基于正周期的第一种方式控制的在第一周期T1p内、基于正周期的第二种方式控制的在第二周期T2p内和基于正周期的第三种方式控制的在第三周期T3p内流过电路的电流。如图50A所示，在第一周期T1p内，电流I1p不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过第二开关元件Q2、第二滤波电容器C2、负载LD和电感器L回到AC电源。伴随电流I1p的有来自于第二滤波电容器C2的放电电流。在该周期内的简化等效电路是将图8A中的滤波电容器C1替换为第二滤波电容器C2之后的电路。

如图50B所示，在第二周期T2p内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I2p不断减小：从电感器L开始经过第一二极管D1、第三开关元件Q3和负载LD回到电感器L。电流I2p的流动与滤波电容器C1、C2的充电和放电都无关。图8B示出了在该周期内的简化等效电路。

如图50C所示，在第三周期T3p内，电流I3p不断减小地流过闭合回路：从AC电源开始经过第一开关元件Q1的寄生二极管、第一滤波电容器C 1、负载LD和电感器L回到AC电源。伴随电流I3p的有第一滤波电容器C1的充电电流。图8C示出了在该周期内的简化等效电路。

图51A-51C分别示出了基于负周期的第一种方式控制的在第一周期T1n内、基于负周期的第二种方式控制的在第二周期T2n内和基于负周期的第三种方式控制的在第三周期T3n内流过电路的电流。如图51A所示，在第一周期T1n内，电流I1n不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过电感器L、负载LD、第一滤波电容器C1和第一开关元件Q1回到AC电源。伴随电流I1n的有来自于第一滤波电容器C1的放电电流。图8A示出了在该周期内的简化等效电路。

如图51B所示，在第二周期T2n内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I2n不断减小：从电感器L开始经过负载LD、第四开关元件Q4和第二二极管D2回到电感器L。电流I2n的流动与滤波电容器C1、C2的充电和放电都无关。图8B示出了在该周期内的简化等效电路。

如图51C所示，在第三周期T3n内，电流I3n不断减小地流过闭合回路：从AC电源开始经过电感器L、负载LD、第二滤波电容器C2和第二开关元件Q2的寄生二极管回到AC电源。伴随电流I3n的有第二滤波电容器C2的充电电流。在该周期内的简化等效电路是将图8C中的滤波电容器C1替换为第二滤波电容器C2之后的电路。

如上述说明中所示，在每个正周期和负周期，在第一和第三周期T1和T3给出了第一种电流供应模式，其中电流流过了包括有AC电源、电感器L和负载LD的回路，在第二周期T2给出了第二种电流供应模式，其中电流流过了包括有电感器L和负载LD但不包括AC电源的回路。也就是说，控制电路通过交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，可以改善谐波失真(功率因数)并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器。

(第十六实施例)

将基于图52-55说明根据本发明第十六实施例的功率变换器。为了给如放电灯的负载提供低频，例如，100Hz的矩形波交流电，将该功率变换器设计成将来自于AC电源的AC功率变换成DC功率，并随后将DC功率变换成AC功率。该功率变换器包括四个开关元件Q1-Q4、一个电感器L和两个滤波电容器C1、C2。

第一开关元件Q1和第一二极管D1与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联，第二开关元件Q2和第二二极管D2与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联。第一和第二开关元件Q1、Q2串联连接，第一和第二二极管D1、D2和滤波电容器C1的串联电路与第一和第二开关元件Q1、Q2的串联电路并联连接。第三和第四开关元件Q3、Q4的串联电路与第一和第二开关元件Q1、Q2的串联电路并联连接。AC电源插入在第一二极管D 1与第二二极管D2的连接点和第三开关元件Q3与第四开关元件Q4的连接点之间。电感器L和负载LD串联插入在第一开关元件Q1与第二开关元件Q2的连接点和第三开关元件Q3与第四开关元件Q4的连接点之间。限定为FET的第一和第二开关元件Q1和Q2分别具有寄生二极管，该寄生二极管限定了允许反向电流流经每个开关元件的旁路。

控制电路1通过使第二和第三开关元件Q2、Q3关断同时使第一和第四开关元件Q1、Q4接通和关断，以使电流在一个方向上流过负载。而且，控制电路通过使第一和第四开关元件Q1、Q4关断同时使第二和第三开关元件Q2、Q3接通和关断，以使电流在相反的方向上流过负载。

控制电路1通过以六种不同的方式控制第一、第二、第三和第四开关元件Q1-Q4，可以使电流始终流过负载和电感器，改善了谐波失真，即，功率因数。将这六种方式分成正周期和负周期，其中在正周期是在AC电源的正半周期重复三种连续方式，在负周期是在AC电源的负半周期重复剩下的三种连续方式。以低频，例如，100Hz交替地重复每个正周期和负周期。图53示出了控制开关元件Q1-Q4的控制系统。

在正周期的第一种方式中，接通第一和第四开关元件Q1、Q4。在第二种方式中，只接通第一开关元件Q1。在第三种方式中，关断所有的开关元件Q1-Q4。在负周期的第一种方式中，接通第二和第三开关元件Q2、Q3，在第二种方式中，只接通第二开关元件Q2，在第三种方式中，关断所有的开关元件Q1-Q4。以比AC电源的频率(50-60Hz)高很多的频率来接通和关断每个开关元件，例如，高达好几百kHz。

图54A-54C分别示出了基于正周期的第一种方式控制的在第一周期T1p内、基于正周期的第二种方式控制的在第二周期T2p内和基于正周期的第三种方式控制的在第三周期T3p内流过电路的电流。如图54A所示，在第一周期T1p内，电流I1p不断增加地流过闭合回路：从滤波电容器C1开始经过第一开关元件Q1、负载LD、电感器L和第四开关元件Q4回到滤波电容器C1。伴随电流I1p的有来自于滤波电容器C1的放电电流。图12A示出了在第一周期内的简化等效电路。

如图54B所示，在第二周期T2p内，电流I2p不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过第一二极管D1、第一开关元件Q1、负载LD和电感器L回到AC电源。电流I2p的流动与滤波电容器C1的充电和放电都无关。图12B示出了在第二周期内的简化等效电路。

如图54C所示，在第三周期T3p内，电流I3p不断减小地流过闭合回路：从AC电源开始经过第一二极管D1、滤波电容器C1、第二开关元件Q2的寄生二极管、负载LD和电感器L回到AC电源。伴随电流I3p的有滤波电容器C1的充电电流。图12C示出了在该周期内的简化等效电路。

图55A-55C分别示出了基于负周期的第一种方式控制的在第一周期T1n内、基于负周期的第二种方式控制的在第二周期T2n内和基于负周期的第三种方式控制的在第三周期T3n内流过电路的电流。如图55A所示，在第一周期T1n内，电流I1n不断增加地流过闭合回路：从滤波电容器C1开始经过第三开关元件Q3、电感器L、负载LD和第二开关元件Q2回到滤波电容器C1。伴随电流I1n的有来自于滤波电容器C1的放电电流。图12A示出了在第一周期内的简化等效电路。

如图55B所示，在第二周期T2n内，电流I2n不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过电感器L、负载LD、第二开关元件Q2和第二二极管D2回到AC电源。电流I2n的流动与滤波电容器C1的充电和放电都无关。图12B示出了在第二周期内的简化等效电路。

如图55C所示，在第三周期T3n内，电流I3n不断减小地流过闭合回路：从AC电源开始经过电感器L、负载LD、第一开关元件Q1的寄生二极管、滤波电容器C1和第二二极管D2回到AC电源。伴随电流I3n的有滤波电容器C1的充电电流。图12C示出了在该周期内的简化等效电路。

如上述说明中所示，在每个正周期和负周期，在第二和第三周期T2和T3给出了第一种电流供应模式，其中电流流过了包括有AC电源、电感器L和负载LD的回路，在第一周期T1给出了第二种电流供应模式，其中电流流过了包括有电感器L和负载LD但不包括AC电源的回路。也就是说，控制电路通过交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，可以改善谐波失真(功率因数)并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器。

(第十七实施例)

将基于图56-59说明根据本发明第十七实施例的功率变换器。为了给如放电灯的负载提供低频，例如，100Hz的矩形波交流电，将该功率变换器设计成将来自于AC电源的AC功率变换成DC功率，并随后将DC功率变换成AC功率。该功率变换器包括四个开关元件Q1-Q4、一个电感器L和两个滤波电容器C1、C2。

第一二极管D1和第一开关元件Q1与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联，第二开关元件Q2和第二二极管D2与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联。第一和第二开关元件Q1、Q2串联连接，该串联电路并联连接于第一二极管D1和第二二极管D2的串联电路。第一滤波电容器C1和第三开关元件Q3串联连接后，与电感器L和负载LD的串联电路并联。第四开关元件Q4和第二滤波电容器C2串联连接后，与电感器L和负载LD的串联电路并联。第一和第二滤波电容器C1、C2串联连接，该第一和第二滤波电容器的串联电路与第三和第四开关元件Q3、Q4的串联电路并联连接。AC电源连接在第一二极管D1与第二二极管D2的连接点和第一滤波电容器C1与第二滤波电容器C2的连接点之间。限定为FET的第三和第四开关元件Q3和Q4分别都具有寄生二极管，该寄生二极管限定了允许反向电流流经每个开关元件的旁路。

控制电路1通过使第二和第四开关元件Q2、Q4关断同时使第一和第三开关元件Q1、Q3交替接通和关断，以使电流在一个方向上流过负载。而且，控制电路通过使第一和第三开关元件Q1、Q3关断同时使第二和第四开关元件Q2、Q4交替接通和关断，以使电流在相反的方向上流过负载。

控制电路1通过以六种不同的方式控制第一、第二、第三和第四开关元件Q1-Q4，可以使电流始终流过负载和电感器，改善了谐波失真，即，功率因数。将这六种方式分成正周期和负周期，其中在正周期是在AC电源的正半周期重复三种连续方式，在负周期是在AC电源的负半周期重复剩下的三种连续方式。以低频，例如，100Hz交替地重复每个正周期和负周期。图57示出了控制开关元件Q1-Q4的控制系统。

在正周期的第一种方式中，只接通第三开关元件Q3。在第二种方式中，只接通第一开关元件Q1。在第三种方式中，关断所有的开关元件Q1-Q4。在负周期的第一种方式中，只接通第四开关元件Q4，在第二种方式中，只接通第二开关元件Q2，在第三种方式中，关断所有的开关元件Q1-Q4。以比AC电源的频率(50-60Hz)高很多的频率来接通和关断每个开关元件，例如，高达好几百kHz。

图58A-58C分别示出了基于正周期的第一种方式控制的在第一周期T1p内、基于正周期的第二种方式控制的在第二周期T2p内和基于正周期的第三种方式控制的在第三周期T3p内流过电路的电流。如图58A所示，在第一周期T1p内，电流I1p不断增加地流过闭合回路：从滤波电容器C1开始经过第三开关元件Q3、负载LD、和电感器L回到滤波电容器C1。伴随电流I1p的有来自于滤波电容器C1的放电电流。图20A示出了在该周期内的简化等效电路。

如图58B所示，在第二周期T2p内，电流I2p不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过第一二极管D1、第一开关元件Q1、负载LD和电感器L回到AC电源。电流I2p的流动与滤波电容器C1的充电和放电都无关。图20B示出了在该周期内的简化等效电路。

如图58C所示，在第三周期T3p内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I3p不断减小：从电感器L开始经过第二滤波电容器C2、第四开关元件Q4的寄生二极管和负载LD回到电感器L。伴随电流I3p的有第二滤波电容器C2的充电电流。在该周期内的简化等效电路是将图20C中的滤波电容器C1替换为第二滤波电容器C2之后的电路。

图59A-59C分别示出了基于负周期的第一种方式控制的在第一周期T1n内、基于负周期的第二种方式控制的在第二周期T2n内和基于负周期的第三种方式控制的在第三周期T3n内流过电路的电流。如图59A所示，在第一周期T1n内，电流I1n不断增加地流过闭合回路：从滤波电容器C2开始经过电感器L、负载LD和第四开关元件Q4回到滤波电容器C2。伴随电流I1n的有来自于滤波电容器C2的放电电流。在该周期内的简化等效电路是将图20A中的滤波电容器C1替换为第二滤波电容器C2之后的电路。

如图59B所示，在第二周期T2n内，电流I2n不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过电感器L、负载LD、第二开关元件Q2和第二二极管D2回到AC电源。电流I2n的流动与滤波电容器C1、C2的充电和放电都无关。图20B示出了在该周期内的简化等效电路。

如图59C所示，在第三周期T3n内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I3n不断减小：从电感器L开始经过负载LD、第三开关元件Q3的寄生二极管和第一滤波电容器C1回到电感器L。伴随电流I3n的有第一滤波电容器C1的充电电流。图20C示出了在该周期内的简化等效电路。

如上述说明中所示，在每个正周期和负周期，在第二周期T2给出了第一种电流供应模式，其中电流流过了包括有AC电源、电感器L和负载LD的回路，在第一和第三周期T1、T3给出了第二种电流供应模式，其中电流流过了包括有电感器L和负载LD但不包括AC电源的回路。也就是说，控制电路通过交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，可以改善谐波失真(功率因数)并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器。

(第十八实施例)

将基于图60-63说明根据本发明第十八实施例的功率变换器。为了给如放电灯的负载提供低频，例如，100Hz的矩形波交流电，将该功率变换器设计成将来自于AC电源的AC功率变换成DC功率，并随后将DC功率变换成AC功率。该功率变换器包括四个开关元件Q1-Q4、一个电感器L和两个滤波电容器C1、C2。

第一二极管D1和第一滤波电容器C1与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联，第二二极管D2和第二滤波电容器C2与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联。第一二极管D1和第二二极管D2串联连接，第一和第二滤波电容器的串联电路与第一滤波电容器C1和第二滤波电容器C2的串联电路并联连接。第一和第二开关元件Q1、Q2的串联电路与第一和第二二极管D1、D2的串联电路并联连接。第三二极管D3和第三开关元件Q3的串联电路与电感器L和负载LD的串联电路并联连接，第四二极管D4和第四开关元件Q4的串联电路与电感器L和负载LD的串联电路并联连接。第三开关元件Q3和第四开关元件Q4的串联电路与第三二极管D3和第四二极管D4的串联电路并联连接。AC电源插入在第一二极管D1与第二二极管D2的连接点和第一开关元件Q1与第二开关元件Q2的连接点之间。

控制电路通过使第二和第三开关元件Q2、Q3关断同时使第一和第四开关元件Q1、Q4交替接通和关断，以使电流在一个方向上流过负载。而且，控制电路通过使第一和第四开关元件Q1、Q4关断同时使第二和第三开关元件Q2、Q3交替接通和关断，以使电流在相反的方向上流过负载。

控制电路1通过以六种不同的方式控制第一、第二、第三和第四开关元件Q1-Q4接通和关断，可以使电流始终流过负载和电感器，改善了谐波失真，即，功率因数。将这六种方式分成正周期和负周期，其中在正周期是在AC电源的正半周期重复三种连续方式，在负周期是在AC电源的负半周期重复剩下的三种连续方式。以低频，例如，100Hz交替地重复每个正周期和负周期。图61示出了控制开关元件Q1-Q4的控制系统。

在正周期的第一种方式中，只接通第二开关元件Q2。在第二种方式中，只接通第三开关元件Q3。在第三种方式中，关断所有的开关元件Q1-Q4。在负周期的第一种方式中，只接通第一开关元件Q1，在第二种方式中，只接通第四开关元件Q4，在第三种方式中，关断所有的开关元件Q1-Q4。以比AC电源的频率(50-60Hz)高很多的频率来接通和关断每个开关元件，例如，高达好几百kHz。

图62A-62C分别示出了基于正周期的第一种方式控制的在第一周期T1p内、基于正周期的第二种方式控制的在第二周期T2p内和基于正周期的第三种方式控制的在第三周期T3p内流过电路的电流。如图62A所示，在第一周期T1p内，电流I1p不断增加地流过闭合回路：从滤波电容器C2开始经过负载LD、电感器L和第二开关元件Q2回到滤波电容器C2。伴随电流I1p的有来自于滤波电容器C2的放电电流。在该周期内的简化等效电路是将图24A中的滤波电容器C1替换为第二滤波电容器C2之后的电路。

如图62B所示，在第二周期T2p内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I2p不断减小：从电感器L开始经过二极管D3、第三开关元件Q3和负载LD回到电感器L。电流I2p的流动与滤波电容器C1、C2的充电和放电都无关。图24B示出了在第二周期内的简化等效电路。

如图62C所示，在第三周期T3p内，电流I3p不断减小地流过闭合回路：从AC电源开始经过二极管D1、滤波电容器C1、负载LD和电感器L回到AC电源。伴随电流I3p的有滤波电容器C1的充电电流。图24C示出了在该周期内的简化等效电路。

图63A-63C分别示出了基于负周期的第一种方式控制的在第一周期T1n内、基于负周期的第二种方式控制的在第二周期T2n内和基于负周期的第三种方式控制的在第三周期T3n内流过电路的电流。如图63A所示，在第一周期T1n内，电流I1n不断增加地流过闭合回路：从滤波电容器C1开始经过第一开关元件Q1、电感器L和负载LD回到滤波电容器C1。伴随电流I1n的有来自于滤波电容器C1的放电电流。图24A示出了在第一周期内的简化等效电路。

如图63B所示，在第二周期T2n内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I2n不断减小：从电感器L开始经过负载LD、第四开关元件Q4和二极管D4回到电感器L。电流I2n的流动与滤波电容器C1、C2的充电和放电都无关。图24B示出了在第二周期内的简化等效电路。

如图63C所示，在第三周期T3n内，电流I3n不断减小地流过闭合回路：从AC电源开始经过电感器L、负载LD、滤波电容器C2和二极管D2回到AC电源。伴随电流I3n的有滤波电容器C2的充电电流。在该周期内的简化等效电路是将图24C中的滤波电容器C1替换为滤波电容器C2之后的电路。

如上述说明中所示，在每个正周期和负周期，在第三周期T3给出了第一种电流供应模式，其中电流流过了包括有AC电源、电感器L和负载LD的回路，在第一和第二周期T1、T2给出了第二种电流供应模式，其中电流流过了包括有电感器L和负载LD但不包括AC电源的回路。也就是说，控制电路通过交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，可以改善谐波失真(功率因数)并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器。

(第十九实施例)

将基于图64-67说明根据本发明第十九实施例的功率变换器。为了给如放电灯的负载提供低频，例如，100Hz的矩形波交流电，将该功率变换器设计成将来自于AC电源的AC功率变换成DC功率，并随后将DC功率变换成AC功率。该功率变换器包括四个开关元件Q1-Q4、一个电感器L和两个滤波电容器C1、C2。限定为FET的第二和第四开关元件Q2和Q4分别都具有寄生二极管，该寄生二极管限定了允许反向电流流经每个开关元件的旁路。

第一二极管D1、第一开关元件Q1和第二二极管D2与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联，第一二极管D1、第二开关元件Q2的寄生二极管、第二二极管D2和滤波电容器C1与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联。而且，第三二极管D3、第三开关元件Q3和第四二极管D4与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联，第三二极管D3、第四开关元件Q4的寄生二极管、滤波电容器C1和第四二极管D4与电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联。第一开关元件Q1、第四开关元件Q4、电感器L和负载LD的串联电路与滤波电容器C1并联连接，而且，第二开关元件Q2、第三开关元件Q3、电感器L和负载LD的串联电路与滤波电容器C1并联连接。

控制电路1通过使第二和第三开关元件Q2、Q3关断同时使第一和第四开关元件Q1、Q4以不同的占空比进行接通和关断，以使电流在一个方向上流过负载。而且，控制电路通过使第一和第四开关元件Q1、Q4关断同时使第二和第三开关元件Q2、Q3以不同的占空比进行接通和关断，以使电流在相反的方向上流过负载。

控制电路1通过以六种不同的方式控制第一、第二、第三和第四开关元件Q1-Q4，可以使电流始终流过负载和电感器，改善了谐波失真，即，功率因数。将这六种方式分成正周期和负周期，其中在正周期是在AC电源的正半周期重复三种连续方式，在负周期是在AC电源的负半周期重复剩下的三种连续方式。以低频，例如，100Hz交替地重复每个正周期和负周期。图65示出了控制开关元件Q1-Q4的控制系统。

在正周期的第一种方式中，接通第一和第四开关元件Q1、Q4。在第二种方式中，只接通第一开关元件Q1。在第三种方式中，关断所有的开关元件Q1-Q4。在负周期的第一种方式中，接通第二和第三开关元件Q2、Q3，在第二种方式中，只接通第三开关元件Q3，在第三种方式中，关断所有的开关元件Q1-Q4。以比AC电源的频率(50-60Hz)高很多的频率来接通和关断每个开关元件，例如，高达好几百kHz。

图66A-66C分别示出了基于正周期的第一种方式控制的在第一周期T1p内、基于正周期的第二种方式控制的在第二周期T2p内和基于正周期的第三种方式控制的在第三周期T3p内流过电路的电流。如图62A所示，在第一周期T1p内，电流I1p不断增加地流过闭合回路：从滤波电容器C1开始经过第四开关元件Q4、负载LD、电感器L和第一开关元件Q1回到滤波电容器C1。伴随电流I1p的有来自于滤波电容器C1的放电电流。图12A中示出了在该周期内的简化等效电路。

如图66B所示，在第二周期T2p内，电流I2p不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过第一二极管D1、负载LD、电感器L、第一开关元件Q1和第二二极管D2回到AC电源。电流I2p的流动与滤波电容器C1的充电和放电都无关。图12B示出了在该周期内的简化等效电路。

如图66C所示，在第三周期T3p内，电流I3p不断减小地流过闭合回路：从AC电源开始经过第一二极管D1、负载LD、电感器L、第二开关元件Q2的寄生二极管和滤波电容器C1以及第二二极管D2回到AC电源。伴随电流I3p的有滤波电容器C1的充电电流。图12C示出了在该周期内的简化等效电路。

图67A-67C分别示出了基于负周期的第一种方式控制的在第一周期T1n内、基于负周期的第二种方式控制的在第二周期T2n内和基于负周期的第三种方式控制的在第三周期T3n内流过电路的电流。如图67A所示，在第一周期T1n内，电流I1n不断增加地流过闭合回路：从滤波电容器C1开始经过第二开关元件Q2、电感器L、负载LD和第三开关元件Q3回到滤波电容器C1。伴随电流I1n的有来自于滤波电容器C1的放电电流。图12A示出了在该周期内的简化等效电路。

如图67B所示，在第二周期T2n内，电流I2n不断增加地流过闭合回路：从AC电源开始经过第三二极管D3、电感器L、负载LD、第三开关元件Q3和第四二极管D4回到AC电源。电流I2n的流动与滤波电容器C1的充电和放电都无关。图12B示出了在该周期内的简化等效电路。

如图67C所示，在第三周期T3n内，电流I3n不断减小地流过闭合回路：从AC电源开始经过第三二极管D3、电感器L、负载LD、第四开关元件Q4的寄生二极管、滤波电容器C1和第四二极管D4回到AC电源。伴随电流I3n的有滤波电容器C1的充电电流。图12C示出了在该周期内的简化等效电路。

如上述说明中所示，在每个正周期和负周期，在第二和第三周期T2、T3给出了第一种电流供应模式，其中电流流过了包括有AC电源、电感器L和负载LD的回路，在第一周期T1给出了第二种电流供应模式，其中电流流过了包括有电感器L和负载LD但不包括AC电源的回路。也就是说，控制电路通过交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，可以改善谐波失真(功率因数)并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器。

在该实施例中，尽管需要根据AC电源的极性来控制每个开关元件，但可以通过由简单的检测电路检测到的高频电压而自然地判断出AC电源的极性，其中检测电路用于检测第一二极管D1和第四二极管D4之间的连接点X的电压，与第二二极管D2和第三二极管D3之间的连接点Y的电压，因此，可以控制每个开关元件；由于根据AC电源的极性，连接点X或连接点Y与滤波电容器C1的阴极侧是等电位的，并且不受由开关元件的接通和关断而产生的高频电压影响，也就是，连接点X和Y的电压(electrical potential)以与AC电源相同的低频进行改变。

(第二十实施例)

图68-70示出了根据本发明第二十实施例的功率变换器。该功率变换器的电路布置与第十九实施例相同，而控制电路1的控制系统与第十九实施例不同。这些实施例中相同的部分用相同的附图标记来表示。控制电路1通过以六种不同的方式控制第一、第二、第三和第四开关元件Q1-Q4，以使电流始终流过负载和电感器，改善了谐波失真，即，功率因数。

将这六种方式分成正周期和负周期，其中在正周期是在AC电源的正半周期重复三种连续方式，在负周期是在AC电源的负半周期重复剩下的三种连续方式。以低频，例如，100Hz交替地重复每个正周期和负周期。

在正周期的第一种方式中，接通第一和第四开关元件Q1、Q4。在第二种方式中，只接通第四开关元件Q4。在第三种方式中，关断所有的开关元件Q1-Q4。在负周期的第一种方式中，接通第二和第三开关元件Q2、Q3，在第二种方式中，只接通第二开关元件Q2，在第三种方式中，关断所有的开关元件Q1-Q4。以比AC电源的频率(50-60Hz)高很多的频率来接通和关断每个开关元件，例如，高达好几百kHz。

图69A-69C分别示出了基于正周期的第一种方式控制的在第一周期T1p内、基于正周期的第二种方式控制的在第二周期T2p内和基于正周期的第三种方式控制的在第三周期T3p内流过电路的电流。如图69A所示，在第一周期T1p内，电流I1p不断增加地流过闭合回路：从滤波电容器C1开始经过第四开关元件Q4、负载LD、电感器L和第一开关元件Q1回到滤波电容器C1。伴随电流I1p的有来自于滤波电容器C1的放电电流。图24A中示出了在该周期内的简化等效电路。

如图69B所示，在第二周期T2p内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I2p不断减小：从电感器L开始经过第二开关元件Q2的寄生二极管、第四开关元件Q4和负载LD回到电感器L。电流I2p的流动与滤波电容器C1的充电和放电都无关。图24B示出了在该周期内的简化等效电路。

如图69C所示，在第三周期T3p内，电流I3p不断减小地流过闭合回路：从AC电源开始经过第一二极管D1、负载LD、电感器L、第二开关元件Q2的寄生二极管和滤波电容器C1以及第二二极管D2回到AC电源。伴随电流I3p的有滤波电容器C1的充电电流。图24C示出了在该周期内的简化等效电路。

图70A-70C分别示出了基于负周期的第一种方式控制的在第一周期T1n内、基于负周期的第二种方式控制的在第二周期T2n内和基于负周期的第三种方式控制的在第三周期T3n内流过电路的电流。如图70A所示，在第一周期T1n内，电流I1n不断增加地流过闭合回路：从滤波电容器C1开始经过第二开关元件Q2、电感器L、负载LD和第三开关元件Q3回到滤波电容器C1。伴随电流I1n的有来自于滤波电容器C1的放电电流。图24A示出了在该周期内的简化等效电路。

如图70B所示，在第二周期T2n内，在电感器L的反电动势的作用下，流过闭合回路的电流I2n不断减小：从电感器L开始经过负载LD、第四开关元件Q4的寄生二极管和第二开关元件Q2回到电感器L。电流I2n的流动与滤波电容器C1的充电和放电都无关。图24B示出了在该周期内的简化等效电路。

如图70C所示，在第三周期T3n内，电流I3n不断减小地流过闭合回路：从AC电源开始经过第三二极管D3、电感器L、负载LD、第四开关元件Q4的寄生二极管、滤波电容器C1和第四二极管D4回到AC电源。伴随电流I3n的有滤波电容器C1的充电电流。图24C示出了在该周期内的简化等效电路。

如上述说明中所示，在每个正周期和负周期，在第三周期T3给出了第一种电流供应模式，其中电流流过了包括有AC电源、电感器L和负载LD的回路，在第一和第二周期T1、T2给出了第二种电流供应模式，其中电流流过了包括有电感器L和负载LD但不包括AC电源的回路。也就是说，控制电路通过交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，可以改善谐波失真(功率因数)并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器。

(第二十一实施例)

将基于图71-73说明根据本发明第二十一实施例的功率变换器。该功率变换器具有逆变器电路，并将DC功率提供给逆变器电路的输入端，其中作为负载LD的放电灯La连接到逆变器电路上。在该逆变器电路中，将四个开关元件Q11-Q14连接形成一个全桥，放电灯La连接在逆变器电路的输出端之间。

该功率变换器具有整流器电路DB、两个开关元件Q1和Q2、一个电感器L和一个滤波电容器C1，其中整流器电路DB对AC电源的AC电流进行整流。第一开关元件Q1与电感器L和负载LD串联连接后，与整流器电路DB并联，第一二极管D1、滤波电容器C1和第二二极管D2串联连接后，与电感器L并联。第二开关元件Q2、电感器L和负载LD的串联电路与滤波电容器C1并联连接。第一二极管D1和第二开关元件Q2串联连接后，与电感器L并联。第一和第二二极管D1和D2限定了整流装置，该整流装置将从电感器L提供给负载LD的电流分流到了滤波电容器。

控制电路通过控制第一和第二开关元件使得它们可以既具有交替接通和关断的周期，又具有同时关断的周期，可以改善功率因数并可以限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器。

图72示出了包括第一和第二开关元件Q1、Q2和第十一至第十四开关元件Q11-Q14的控制系统。以三种方式控制第一和第二开关元件Q1、Q2。在第一种方式中，接通第二开关元件Q2。在第二种方式中，接通第一开关元件Q1。在第三种方式中，关断开关元件Q1、Q2。在重复这三种方式的同时，通过与AC电源同步地控制开关元件Q11-Q14可以给放电灯La提供低频的交流功率，该开关元件Q11-Q14形成作为负载的逆变器电路。以比AC电源的频率(50-60Hz)高很多的频率来接通和关断每个开关元件Q1、Q2，例如，高达好几百kHz。低通滤波器插入在AC电源和整流器电路DB之间，该低通滤波器防止由开关元件Q1和Q2的接通和关断动作而产生的高频成分叠加在AC功率上。

图73A-73C分别示出了基于第一种方式控制的在第一周期T1内、基于第二种方式控制的在第二周期T2内和基于第三种方式控制的在第三周期T3内流过电路的电流。如图73A所示，在第一周期T1内，电流不断增加地流过闭合回路：从滤波电容器C1开始经过第二开关元件Q2、电感器L和负载LD回到滤波电容器C1，电感器L限制了流到负载LD的电流。伴随电流的有滤波电容器C1的放电电流。

如图73B所示，在第二周期T2内，电流流过闭合回路：从AC电源开始经过整流器电路DB、第一开关元件Q1、电感器L、负载LD和整流器电路DB回到AC电源。在该周期内，不论流过电感器L的电流增加或是减小，即，不论能量是储存在电感器L中还是从电感器L释放掉，都是根据整流器电路DB的输出电压而进行改变的。

如图73C所示，在第三周期T3内，电流通过电感器L储存的能量流过闭合回路：从电感器L开始经过负载LD和第二二极管D2回到电感器L。

如上述说明中所示，在第二和第三周期T2、T3给出了第一种电流供应模式，其中电流流过了包括有AC电源、电感器L和负载LD的回路，在第一周期T1给出了第二种电流供应模式，其中电流流过了包括有电感器L和负载LD但不包括AC电源的回路。也就是说，控制电路通过交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，可以改善谐波失真(功率因数)并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器。

在该实施例中，第一开关元件Q1、电感器L和第二二极管D2形成了降压斩波器，其将整流器电路看作电源，将功率提供给负载LD。作为开关元件，可以使用公知的器件，如MOSFET、双极晶体管，和IGBT。并且，第二开关元件Q2、电感器L和第二二极管D2形成了降压斩波器，其将滤波电容器C1看作电源，将功率提供给负载LD。

在图73C所示的周期T3内，如果电感器L储存的能量产生了过剩，并且电感器L上的电压变得高于滤波电容器C1上的电压，则第一二极管D1将导通，并且电感器L所储存的能量将被用于通过闭合回路对滤波电容器C1进行充电：从电感器L开始经过第一二极管D1、滤波电容器C1和第二二极管D2回到电感器L。例如，在整流器电路DB的输出电压接近峰值时电压波形的波峰处，电感器L储存的能量产生了过剩，那么就对滤波电容器C1进行充电。也就是，由于第一二极管D1与电感器L和滤波电容器C1串联连接后，与整流器电路DB并联，接近AC电源峰值电压时的电流通过第一二极管D1分流到了滤波电容器C1，因此防止了提供给负载的电源电压变得过多。

另一方面，在整流器电路DB的输出电压接近0V时的电压波形的波谷处，电感器L储存的能量仅提供给负载LD。在图73B的状态下，根据电感器L与负载LD的连接点的电压和滤波电容器C1的正极电压之间的关系，第一二极管D1也可以导通，可以对滤波电容器C1进行充电。

此外，在图73C的状态下，如果产生了输入能量过剩的情况，并且滤波电容器C1上的电压升高，第一二极管D1不导通，那么电流流到负载LD的所需的时间变长了。因此，提供给负载LD的输出能量增加了。另一方面，如果产生了输入能量不足的情况，并且滤波电容器C1上的电压下降，则流到滤波电容器C1所需的充电电流的时间变长了，因此，提供给负载LD的输出能量减小了。这样，由于提供给负载LD的输出能量根据输入能量的增加或减小而增加或减小，因此自动地调整了输入能量和输出能量之间的平衡，使得该平衡没有太大也没有太小。因此，很容易控制开关元件Q1、Q2，并且可以通过简单的控制电路控制它们。

(第二十二实施例)

图74和75示出了根据本发明第二十二实施例的功率变换器。该功率变换器的电路布置除了电感器L包括初级绕组n1和次级绕组n2以外，与第二十一实施例是相同的。这些实施例中相同的部分用相同的附图标记来表示。

在该功率变换器中，第一开关元件Q1与电感器L的初级绕组n1和负载LD串联连接后，与整流器电路DB并联。第二开关元件Q2、电感器L和负载LD串联连接后，与滤波电容器C1并联。次级绕组n2和第一二极管D1与滤波电容器C1并联连接。负载LD和第二二极管D2串联连接后，与初级绕组n1并联。如图74中所示为所设定的电感器L次级绕组n2的极性。

控制电路控制第一和第二开关元件Q1、Q2，使得它们可以重复三种方式，这三种方式包括它们交替接通和关断的周期和它们同时关断的周期。

在第一种方式中，接通第二开关元件Q2，如图75A所示，电流流过闭合回路：从滤波电容器C1开始经过第二开关元件Q2、电感器L的初级绕组n1和负载LD回到滤波电容器C1。在该周期内，流过电感器L初级绕组n1的电流随着时间增加，能量储存在电感器L中，并且电感器作为负载LD的限流元件。尽管在该周期内，在次级绕组n2上感应有电压，但没有到滤波电容器C1的充电电流，这是因为电感器被设定为使感应出的电压低于滤波电容器C1上的电压。

在第二周期内，接通第一开关元件Q1，如图75B所示，电流流过闭合回路：从AC电源开始经过整流器电路DB、第一开关元件Q1、电感器L的初级绕组n1、负载和整流器电路DB回到AC电源。在该周期内，尽管电感器L的次级绕组n2上也感应有电压，但也没有流过滤波电容器C1的充电电流，这是因为，设定了电感器，使得感应出的电压低于滤波电容器C1上的电压。

在第三周期内，关断第一和第二开关元件Q1、Q2，电感器L储存的能量通过两个闭合回路被释放掉：一个是从电感器L的初级绕组n1开始经过负载LD和第二二极管D2回到初级绕组n1；另一个是从电感器L的次级绕组n2开始经过滤波电容器C1和第一二极管D1回到次级绕组n2。

如果次级绕组n2上的电压变得高于滤波电容器C1上的电压，则充电电流从次级绕组n2流到滤波电容器C1。此时，第一二极管D1导通，电感器L储存的能量被用于对滤波电容器C1进行充电。这样，在该实施例的这种布置中，可以通过初级绕组n1和次级绕组n2的匝数比恰当地设定施加给滤波电容器C1的电压，并可以提高电路设计的自由度。

例如，如果初级绕组n1和次级绕组n2的匝数比为n，滤波电容器的电压为VC1，整流器电路的输出电压为VE，负载电压的绝对值为VLa，那么次级绕组n2上的电压Vn2就表示为：

在图75A的周期内：Vn2a＝-n(VC1-VLa)；

在图75B的周期内：Vn2b＝-n(VE-VLa)；

在图75C的周期内：Vn2c＝n·VLa；

如果VE≥0，那么Vn2c≥Vn2c。

因此，如果选择匝数比n，使得VC1＝Vn2c，那么仅在图75C时，就可以设定充电电流使得该充电电流从次级绕组n2流到滤波电容器C1。

(第二十三实施例)

将基于图76-78说明根据本发明第二十三实施例的功率变换器。该功率变换器具有逆变器电路，并将DC功率提供给逆变器电路的输入端，其中作为负载LD的放电灯La连接到逆变器电路上。在该逆变器电路中，将四个开关元件Q11-Q14连接形成一个全桥，放电灯La连接在逆变器电路的输出端之间。

该功率变换器具有整流器电路DB、两个开关元件Q1和Q2、一个电感器L和一个滤波电容器C1，其中整流器电路DB对AC电源的AC电流进行整流。第一开关元件Q1与电感器L、负载LD、滤波电容器C1和第二开关元件Q2串联连接后，与整流器电路DB并联。第一开关元件Q1与电感器L、负载LD和第一二极管D1串联连接后，与整流器电路DB并联。第二二极管D2、滤波电容器C1和第三二极管D3的串联电路被插入并与电感器L并联，以及第二二极管D2和第三二极管D3形成了使充电电流从电感器流到滤波电容器的通路。

控制电路通过控制第一和第二开关元件使得它们可以既具有交替接通和关断的周期，又具有同时关断的周期，可以改善功率因数并可以限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器。

图77示出了第一和第二开关元件Q1、Q2和第十一至第十四开关元件Q11-Q14的控制系统。以三种方式控制第一和第二开关元件Q1、Q2。在第一种方式中，接通第一和第二开关元件Q1、Q2。在第二种方式中，接通第一开关元件Q1。在第三种方式中，关断开关元件Q1、Q2。在重复这三种方式的同时，通过与AC电源同步地控制开关元件Q11-Q14可以给放电灯La提供低频的交流功率，该开关元件Q11-Q14形成作为负载的逆变器电路。以比AC电源的频率(50-60Hz)高很多的频率来接通和关断每个开关元件Q1、Q2，例如，高达好几百kHz。低通滤波器插入在AC电源和整流器电路DB之间，该低通滤波器防止由开关元件Q1和Q2的接通和关断动作而产生的高频成分叠加在AC功率上。

图78A-78C分别示出了基于第一种方式控制的在第一周期T1内、基于第二种方式控制的在第二周期T2内和基于第三种方式控制的在第三周期T3内流过电路的电流。如图78A所示，在第一周期T1内，电流流过闭合回路：从滤波电容器C1开始经过第二开关元件Q2、整流器电路DB、AC电源、整流器电路DB、第一开关元件Q1、电感器L和负载LD回到滤波电容器C1。在该周期内，流过电感器L的电流随着时间增加，能量储存在电感器L中，并且电感器作为负载LD的限流元件。通过这种操作，滤波电容器C1上的电压加到整流器电路的输出电压上的电压被提供给了电感器L和负载LD的串联电路。

如图78B所示，在第二周期T2内，电流流过闭合回路：从AC电源开始经过整流器电路DB、第一开关元件Q1、电感器L、负载LD、第一二极管D1和整流器电路DB回到AC电源。在该周期内，只有整流器电路DB的输出电压提供给了电感器L和负载LD的串联电路，电感器L的能量被释放掉了。

如图78C所示，在第三周期T3内，电感器L储存的能量通过两个闭合回路被释放掉：一个是从电感器L开始经过负载LD和第三二极管D3回到电感器L；另一个是从电感器L开始经过第二二极管D2、滤波电容器C1和第三二极管D3回到电感器L。如果电感器L上的电压变得高于滤波电容器C1上的电压，则充电电流从次级绕组n2流到滤波电容器C1。此时，第二二极管导通，电感器L储存的能量被用于对滤波电容器C1进行充电。

如上述说明中所示，在第一和第二周期T1、T2给出了第一种电流供应模式，其中电流流过了包括有AC电源、电感器L和负载LD的回路，在第三周期T3给出了第二种电流供应模式，其中电流流过了包括有电感器L和负载LD但不包括AC电源的回路。也就是说，控制电路通过交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，可以改善谐波失真(功率因数)并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器。

(第二十四实施例)

将基于图79-82说明根据本发明第二十四实施例的功率变换器。为了给如放电灯的负载提供低频，例如，100Hz的矩形波交流电，将该功率变换器设计成将来自于AC电源的AC功率变换成DC功率，并随后将DC功率变换成AC功率。该功率变换器包括四个开关元件Q1-Q4、一个电感器L和一个滤波电容器C1。限定为FET的第一和第二开关元件Q1和Q2分别都具有寄生二极管，该寄生二极管限定了允许反向电流流经每个开关元件的旁路。

第一二极管D1、第一开关元件Q1、电感器L和负载LD串联连接后，与AC电源并联。负载LD、电感器L、第二开关元件Q2和第二二极管D2串联连接后，与AC电源并联。第三开关元件Q3和第二开关元件Q2的旁路串联连接后，与电感器L和负载LD的串联电路并联。第三二极管D3、滤波电容器C1和第二开关元件Q2的旁路串联连接后，与电感器L并联。第一开关元件Q1的旁路和第四开关元件Q4串联连接后，与电感器L和负载LD的串联电路并联。第一开关元件Q1的旁路、滤波电容器C1和第四二极管D4串联连接后，与电感器L并联。以及第三二极管D3和第四二极管D4形成了使充电电流从电感器流到滤波电容器的通路。

控制电路通过控制第一和第三开关元件Q1和Q3，使得这两个开关元件重复三种方式，这三种方式包括这两个开关元件同时接通的周期、它们中的任意一个接通的周期，同时使第二和第四开关元件Q2和Q4关断，以使电流在一个方向上流过负载。并且，控制电路通过控制第二和第四开关元件Q2和Q4，使得这两个开关元件重复三种方式，这三种方式包括这两个开关元件同时接通的周期、它们中的任意一个接通的周期，同时使第一和第三开关元件Q1和Q3关断，以使电流在相反的方向上流过负载。

控制电路1通过以六种不同的方式控制第一、第二、第三和第四开关元件Q1-Q4，可以使电流始终流过负载和电感器，改善了谐波失真，即，功率因数。将这六种方式分成正周期和负周期，其中在正周期是在AC电源的正半周期重复三种连续方式，在负周期是在AC电源的负半周期重复剩下的三种连续方式。以低频，例如，100Hz交替地重复每个正周期和负周期。图80示出了控制开关元件Q1-Q4的控制系统。

在正周期的第一种方式中，接通第一和第三开关元件Q1、Q3。在第二种方式中，只接通第一开关元件Q1。在第三种方式中，只接通第三开关元件Q2。在负周期的第一种方式中，接通第二和第四开关元件Q2、Q4，在第二种方式中，只接通第二开关元件Q2，在第三种方式中，只接通第四开关元件Q4。以比AC电源的频率(50-60Hz)高很多的频率来接通和关断每个开关元件，例如，高达好几百kHz。

图81A-81C分别示出了基于正周期的第一种方式控制的在第一周期T1p内、基于正周期的第二种方式控制的在第二周期T2p内和基于正周期的第三种方式控制的在第三周期T3p内流过电路的电流。如图81A所示，在第一周期T1p内，电流流过闭合回路：从滤波电容器C1开始经过第一开关元件Q1、电感器L、负载LD和第三开关元件Q3回到滤波电容器C1。在该周期内，流过电感器L的电流随着时间增加，能量储存在电感器L中，并且电感器L作为负载LD的限流元件。

如图81B所示，在第二周期T2p内，电流流过闭合回路：从AC电源开始经过第一二极管D1、开关元件Q1、电感器L和负载LD回到AC电源。在该周期内，不论流过电感器L的电流增加或是减小，即，能量是储存在电感器L中还是从电感器L释放掉，都是根据AC电源上的电压与电感器L上的电压之间的数值关系来确定的。

如图81C所示，在第三周期T3p内，电感器L储存的能量通过两个闭合回路被释放掉：一个是从电感器L开始经过负载LD、第三开关元件Q3和第二开关元件Q2的旁路回到电感器L；另一个是从电感器L开始经过第三二极管D3、滤波电容器C1和第二开关元件Q2的旁路回到电感器L。当由于电感器L储存的能量，使电感器L上的电压变得高于滤波电容器C1的电压时，将形成包括有滤波电容器C1的闭合回路。这样设计第一开关元件Q1的ON长度、电感器L的尺寸等，使得在图81C的周期内在电感器L上产生的电压将高于AC电源的峰值电压。所以，在该周期内，滤波电容器C1是通过电感器L的能量而不是AC电源来进行充电的。

图82A-82C分别示出了基于负周期的第一种方式控制的在第一周期T1n内、基于负周期的第二种方式控制的在第二周期T2n内和基于负周期的第三种方式控制的在第三周期T3n内流过电路的电流。如图82A所示，在第一周期T1n内，电流流过闭合回路：从滤波电容器C1开始经过第四开关元件Q4、负载LD、电感器L和第二开关元件Q2回到滤波电容器C1。在该周期内，流过电感器L的电流随着时间增加，能量储存在电感器L内。

如图82B所示，在第一周期T2n内，电流流过闭合回路：从AC电源开始经过负载LD、电感器L、第二开关元件Q2和第二二极管D2回到AC电源。在该周期内，流过电感器L的电流的增加或是减小，即，能量是储存在电感器L中还是从电感器L释放掉，都是根据AC电源上的电压与电感器L上的电压之间的数值关系来确定的。

如图82C所示，在第三周期T3n内，电感器L储存的能量通过两个闭合回路被释放掉：一个是从电感器L开始经过第一开关元件Q1的旁路、第四开关元件Q4和负载LD回到电感器L；另一个是从电感器L开始经过第一开关元件Q1的旁路、滤波电容器C1和第四二极管D4回到电感器L。当由于电感器L储存的能量使电感器L上的电压变得高于滤波电容器C1的电压时，将形成包括有滤波电容器C1的闭合回路。第二开关元件Q2的ON长度、电感器L的尺寸等被这样设计，使得在图82C的周期内电感器L上产生的电压将高于AC电源的峰值电压。所以，在该周期内，滤波电容器C1是通过电感器L的能量而不是通过AC电源来进行充电的。

如上述说明中所示，在每个正周期和负周期，在第二周期T2给出了第一种电流供应模式，其中电流流过了包括有AC电源、电感器L和负载LD的回路，在第一和第三周期T1、T3给出了第二种电流供应模式，其中电流流过了包括有电感器L和负载LD但不包括AC电源的回路。也就是说，控制电路通过交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，可以改善谐波失真(功率因数)并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器。

(第二十五实施例)

将基于图83-85说明根据本发明第二十五实施例的功率变换器。为了给如放电灯的负载提供低频，例如，100Hz的矩形波交流电，将该功率变换器设计成将来自于AC电源的AC功率变换成DC功率，并随后将DC功率变换成AC功率。该功率变换器包括四个开关元件Q1-Q4、一个电感器L和一个滤波电容器C1。限定为FET的第一和第二开关元件Q1和Q2分别都具有寄生二极管，该寄生二极管限定了允许反向电流流经每个开关元件的旁路。电感器L具有初级绕组n1和次级绕组n2。

第一二极管D1、第一开关元件Q1、电感器L的初级绕组n1和负载LD串联连接后，与AC电源并联，并且负载LD、初级绕组n1、第二开关元件Q2和第二二极管D2串联连接后，与AC电源并联。第三开关元件Q3和第二开关元件Q2的旁路串联连接后，与初级绕组n1和负载LD的串联电路并联。第一开关元件Q1的旁路和第四开关元件Q4串联连接后，与初级绕组n1和负载LD的串联电路并联。第三二极管D3、滤波电容器C1和第四二极管D4的串联电路与次级绕组n2并联连接。第五二极管D5、滤波电容器C1和第六二极管D6的串联电路与次级绕组n2并联连接。第一开关元件Q1、初级绕组n1、负载LD、第三开关元件Q3的串联电路被插入并与滤波电容器C1并联。第四开关元件Q4、负载LD、初级绕组n1、第二开关元件Q2的串联电路被插入并与滤波电容器C1并联。二极管D3-D6形成了使充电电流从电感器流到滤波电容器的通路。

控制电路通过控制第一和第三开关元件Q1和Q3，使得这两个开关元件重复三种方式，这三种方式包括这两个开关元件同时接通的周期、它们中的任意一个接通的周期，同时使第二和第四开关元件Q2和Q4关断，以使电流在一个方向上流过负载。并且，控制电路通过控制第二和第四开关元件Q2和Q4，使得这两个开关元件重复三种方式，这三种方式包括这两个开关元件同时接通的周期、它们中的任意一个接通的周期，同时使第一和第三开关元件Q1和Q3关断，以使电流在相反的方向上流过负载。

控制电路通过以六种不同的on/off方式控制第一、第二、第三和第四开关元件Q1-Q4，可以使电流始终流过负载和电感器，改善了谐波失真，即，功率因数。将这六种方式分成正周期和负周期，其中在正周期是在AC电源的正半周期重复三种连续方式，在负周期是在AC电源的负半周期重复剩下的三种连续方式。以低频，例如，100Hz交替地重复每个正周期和负周期。以比AC电源的频率(50-60Hz)高很多的频率来接通和关断每个开关元件，例如，高达好几百kHz。

图84A-84C分别示出了在正周期的第一种方式中、在正周期的第二种方式中和在正周期的第三种方式中的控制系统。如图84A所示，在第一种方式的周期中，接通第一和第三开关元件Q1、Q3，电流流过闭合回路：从滤波电容器C1开始经过第一开关元件Q1、电感器L的初级绕组n1、负载LD和第三开关元件Q3回到滤波电容器C1。在该周期内，流过电感器L的初级绕组n1的电流随着时间增加，能量储存在电感器L中，并且电感器作为负载LD的限流元件。

如图84B所示，在第二种方式的周期中，只接通第一开关元件Q1，电流流过闭合回路：从AC电源开始经过第一二极管D1、第一开关元件Q1、电感器L的初级绕组n1和负载LD回到AC电源。在该周期内，不论流过初级绕组n1的电流增加或是减小，即，能量是储存在电感器L中还是从电感器L释放掉，都是根据AC电源上的电压与初级绕组n1上的电压之间的数值关系来确定的。

如图84C所示，在第三种方式的周期中，只接通第三开关元件Q3，电感器L储存的能量通过两个闭合回路被释放掉：一个是从电感器L的初级绕组n1开始经过负载LD、第三开关元件Q3和第二开关元件Q2的旁路回到初级绕组n1；另一个是从电感器L的次级绕组n2开始经过第三二极管D3、滤波电容器C1和第四二极管D4回到次级绕组n2。只有当次级绕组n2上的电压通过电感器L储存的能量变得高于滤波电容器C1的电压时，将形成包括有滤波电容器C1的闭合回路。

图85A-85C分别示出了在负周期的第一种方式中、在负周期的第二种方式中和在负周期的第三种方式中的控制系统。如图85A所示，在第一种方式的周期中，接通第二和第四开关元件Q2、Q4，电流流过闭合回路：从滤波电容器C1开始经过第四开关元件Q4、负载LD、电感器L的初级绕组n1和第二开关元件Q2回到滤波电容器C1。在该周期内，流过电感器L的初级绕组n1的电流随着时间增加，能量储存在电感器L中，并且电感器L作为负载LD的限流元件。

如图85B所示，在第二种方式的周期中，只接通第二开关元件Q2，电流流过闭合回路：从AC电源开始经过负载LD、电感器L的初级绕组n1、第二开关元件Q2和第二二极管D2回到AC电源。在该周期内，不论流过初级绕组n1的电流增加或是减小，即，能量是储存在电感器L中还是从电感器L释放掉，都是根据AC电源上的电压与初级绕组n1上的电压之间的数值关系来确定的。

如图85C所示，在第三种方式的周期中，只接通第四开关元件Q4，电感器L储存的能量通过两个闭合回路被释放掉：一个是从电感器L的初级绕组n1开始经过第一开关元件Q1的旁路、第四开关元件Q4和负载LD回到初级绕组n1；另一个是从电感器L的次级绕组n2开始经过第五二极管D5、滤波电容器C1和第六二极管D6回到次级绕组n2。只有当次级绕组n2上的电压通过电感器L储存的能量变得高于滤波电容器C1的电压时，将形成包括有滤波电容器C1的闭合回路。

如上述说明中所示，在每个正周期和负周期，在第二周期T2给出了第一种电流供应模式，其中电流流过了包括有AC电源、电感器L和负载LD的回路，在第一和第三周期T1、T3给出了第二种电流供应模式，其中电流流过了包括有电感器L和负载LD但不包括AC电源的回路。也就是说，控制电路通过交替地重复第一种电流供应模式和第二种电流供应模式，可以改善谐波失真(功率因数)并限制流向负载的电流，使电流始终流过负载和电感器。

在该实施例中，由于像第二十二实施例一样，电感器L具有初级绕组n1和次级绕组n2，因此通过恰当地选择初级绕组n1和次级绕组n2的匝数比，可以将提供给滤波电容器C1的电压能够被设定为需要的值，从而可以提高电路设计的自由度。

申请人基于并要求2002年3月26日申请的日本专利申请No.2002-086276和2002年3月26日申请的日本专利申请No.2002-086308的优先权，其全部内容作为参考被包含在本文中。

Claims (20)

1.一种功率变换器，用于将AC电源的电功率提供给负载，所述功率变换器包括：

多个开关元件，用以重复地接通和关断，以中断来自于所述AC电源的输入电流，从而提供输出电流给所述负载；

电感器，设置于从所述AC电源到所述负载的所述输入电流的路径上；

滤波电容器，用以对提供给所述负载的所述输入电流进行滤波；

控制电路，用于控制所述开关元件进行接通和关断；

所述电感器和所述负载串联连接后与所述AC电源并联；

所述电感器和所述负载串联连接后与所述滤波电容器并联；

所述控制电路以不同的方式控制多个所述的开关元件接通和关断，用以给出第一种电流供应模式和第二种电流供应模式；

所述第一种电流供应模式将来自于所述AC电源的所述输入电流提供给包括有所述电感器和所述负载的闭合回路，在该过程中，来自于所述AC电源的电流直接供应给所述负载，

所述第二种电流供应模式提供所述输出电流给闭合回路中的所述负载，该闭合回路包括有所述电感器和所述负载但不包括所述AC电源，在该过程中，储存在所述电感器中的能量将电流提供给所述负载，

在所述AC电源提供的AC电流的每个半周期内，所述控制电路交替地重复所述第一种电流供应模式和所述第二种电流供应模式，从而使电流始终流过所述电感器和所述负载。

2.如权利要求1所述的功率变换器，其中，

所述控制电路以三种不同的方式控制多个所述的开关元件，并以第一种方式、第二种方式和第三种方式这样的顺序连续地重复，所述三种方式之一限定了所述第一种电流供应模式和所述第二种电流供应模式中的一种，剩下的两种方式限定了所述第一种电流供应模式和所述第二种电流供应模式中的另一种，

施加给所述电感器的电压根据从所述第一种方式到所述第三种方式的发展而不断减小。

3.如权利要求2所述的功率变换器，其中，

所述第一种方式允许所述滤波电容器的放电电流流过所述电感器，

所述第二种方式保持所述滤波电容器与流过所述电感器的电流无关，和

所述第三种方式允许所述滤波电容器通过流过所述电感器的电流而进行充电。

4.如权利要求1所述的功率变换器，包括：

整流器电路DB，用以对所述AC电源的AC电流进行整流以给出DC电压；

所述开关元件包括第一开关元件Q1、第二开关元件Q2和第三开关元件Q3，

所述第一开关元件Q1、所述第二开关元件Q2和所述第三开关元件Q3与所述电感器、所述负载、第一二极管D1和所述滤波电容器C1串联连接后与所述整流器电路DB并联，

第二二极管D2，并联连接于所述滤波电容器C1和所述第三开关元件Q3的串联电路，

所述第二二极管D2与第三二极管D3串联连接后，与所述电感器L、所述第一二极管D1、所述负载LD和所述第二开关元件Q2的串联电路并联，

第四二极管D4，与所述滤波电容器串联连接后，与所述第二开关元件Q2并联。

5.如权利要求1所述的功率变换器，包括：

整流器电路DB，用以对所述AC电源的AC电流进行整流以给出DC电压；

所述开关元件包括第一开关元件Q1、第二开关元件Q2、第三开关元件Q3、第四开关元件Q4和第五开关元件Q5，

所述第二开关元件Q2和所述第四开关元件Q4中的每一个都具有允许反向电流流经每个开关元件的旁路，

所述第一开关元件Q1和所述第二开关元件Q2与第一二极管D1串联连接后，与所述整流器电路DB并联，所述第一二极管D1插入在所述整流器DB的高压侧和所述第一开关元件Q1之间，所述第一二极管D1的阴极连接到所述第一开关元件Q1，

所述第三开关元件Q3和所述第四开关元件Q4与第二二极管D2串联连接后，与所述整流器电路DB并联，所述第二二极管D2插入在所述整流器DB的高压侧和所述第三开关元件Q3之间，所述第二二极管D2的阴极连接到所述第三开关元件Q3，

所述第二开关元件Q2和所述第四开关元件Q4通过公共的第三二极管D3连接到所述整流器DB的低压侧，

所述电感器L与所述负载LD串联连接在所述第一开关元件Q1与所述第二开关元件Q2的连接点和所述第三开关元件Q3与所述第四开关元件Q4的连接点之间，

所述第五开关元件Q5与所述第一二极管D1串联连接，

所述第一开关元件Q1、所述电感器L、所述负载LD、所述第四开关元件Q4和所述滤波电容器C1并联所述整流器DB，

所述第五开关元件Q5与所述第二二极管D2、所述第三开关元件Q3、所述负载LD、所述电感器L、所述第二开关元件Q2和所述滤波电容器C1串联连接后，与所述整流器DB并联，

第四二极管D4与所述第二开关元件Q2的旁路、所述电感器L和所述负载LD串联连接后，与所述滤波电容器C1并联，以及

第五二极管D5与所述第四开关元件Q4的旁路、所述负载LD和所述电感器L串联连接后，与所述滤波电容器C1并联。

6.如权利要求1所述的功率变换器，包括：

整流器电路DB，用以对所述AC电源的AC电流进行整流以给出DC电压；

所述开关元件包括第一开关元件Q1、第二开关元件Q2、第三开关元件Q3、第四开关元件Q4和第五开关元件Q5，

所述第一开关元件Q1和所述第二开关元件Q2与第一二极管D1串联连接后，与所述整流器电路DB并联，所述第一二极管D1插入在所述整流器DB的高压侧和所述第一开关元件Q1之间，所述第一二极管D1的阴极连接到所述第一开关元件Q1，

所述第三开关元件Q3和所述第四开关元件Q4与第二二极管D2串联连接后，与所述整流器电路DB并联，所述第二二极管D2插入在所述整流器DB的高压侧和所述第三开关元件Q3之间，所述第二二极管D2的阴极连接到所述第三开关元件Q3，

所述电感器L与所述负载LD串联连接在所述第一开关元件Q1与所述第二开关元件Q2的连接点和所述第三开关元件Q3与所述第四开关元件Q4的连接点之间，

所述第一二极管D1、所述第一开关元件Q1、所述电感器L、所述负载LD、所述第四开关元件Q4的串联电路与所述第二二极管D2、所述第三开关元件Q3、所述电感器L、所述负载LD、所述第二开关元件Q2的串联电路串联连接于第五开关元件Q5，

所述AC电源、所述整流器电路DB、所述第一二极管D1、所述第一开关元件Q1、所述电感器L、所述负载LD和所述第三二极管D3串联连接后，与所述滤波电容器C1并联，以及

所述AC电源、所述整流器电路DB、所述第二二极管D2、所述第三开关元件Q3、所述电感器L、所述负载LD和所述第四二极管D4串联连接后，与所述滤波电容器C1并联。

7.如权利要求1所述的功率变换器，其中，

所述开关元件包括第一开关元件Q1、第二开关元件Q2、第三开关元件Q3和第四开关元件Q4，

所述第二开关元件Q2和所述第三开关元件Q3中的每一个都具有允许反向电流流经每个开关元件的旁路，

所述第一开关元件Q1和所述第二开关元件Q2与所述电感器L和所述负载LD串联连接后，与所述AC电源并联，

所述第一开关元件Q1和所述第三开关元件Q3与所述电感器L和所述负载LD串联连接后，与所述AC电源并联，

第一二极管D1和第二二极管D2的串联电路与所述第二开关元件Q2和所述第三开关元件Q3的串联电路并联连接，

第一滤波电容器C1和第二滤波电容器C2的串联电路与所述第二开关元件Q2和所述第三开关元件Q3的所述串联电路并联连接，

二极管桥D11-D14插入在所述第一滤波电容器C1与所述第二滤波电容器C2的连接点和所述AC电源之间，所述二极管桥的每个输入端分别连接到所述第一滤波电容器C1与所述第二滤波电容器C2的连接点和所述AC电源上，所述第一开关元件Q1连接在所述二极管桥D11-D14的输出端之间，

第三二极管D3和第四二极管D4的串联电路与所述第一二极管D1和所述第二二极管D2的所述串联电路并联连接，

所述电感器L和所述负载LD串联连接在所述第一二极管D1与所述第二二极管D2的连接点和所述第三二极管D3与所述第四二极管D4的连接点之间，

所述第四开关元件Q4并联连接于所述第三二极管D3和所述第四二极管D4的所述串联电路，

第五二极管D5和第六二极管D6的串联电路与所述第一二极管D1和所述第二二极管D2的所述串联电路并联连接，以及

所述AC电源插入在所述第一二极管D1与所述第二二极管D2的连接点和所述第五二极管D5与所述第六二极管D6的连接点之间。

8.如权利要求1所述的功率变换器，其中，

所述开关元件包括第一开关元件Q1、第二开关元件Q2、第三开关元件Q3和第四开关元件Q4，

所述第二开关元件Q2和所述第三开关元件Q3中的每一个都具有允许反向电流流经每个开关元件的旁路，

所述第一开关元件Q1和所述第二开关元件Q2与所述电感器L和所述负载LD串联连接后，与所述AC电源并联，

所述第一开关元件Q1和所述第三开关元件Q3与所述电感器L和所述负载LD串联连接后，与所述AC电源并联，

第一二极管D1和第二二极管D2的串联电路与所述第二开关元件Q2和所述第三开关元件Q3的串联电路并联连接，

第一滤波电容器C1和第二滤波电容器C2的串联电路与所述第二开关元件Q2和所述第三开关元件Q3的所述串联电路并联连接，

二极管桥D11-D14插入在所述第一滤波电容器C1与所述第二滤波电容器C2的连接点和所述AC电源的一端之间，所述二极管桥的每个输入端分别连接到所述第一滤波电容器C1与所述第二滤波电容器C2的连接点和所述AC电源的所述端上，所述第一开关元件Q1连接在所述二极管桥D11-D14的输出端之间，

所述AC电源的所述一端与所述第一二极管D1和所述第二二极管D2的连接点相连，

二极管桥D3-D6插入在所述第一二极管D1与所述第二二极管D2的连接点和所述第二开关元件Q2与所述开关元件Q3的连接点之间，所述二极管D3与所述二极管D4串联连接，所述二极管D5与所述二极管D6串联连接，所述电感器L和所述负载LD串联连接在所述二极管D3与所述二极管D4的连接点和所述二极管D5与所述二极管D6的连接点之间，以及

所述第四开关元件Q4并联连接于所述第三二极管D3和所述第四二极管D4的串联电路。

9.如权利要求1所述的功率变换器，其中，

所述开关元件包括第一开关元件Q1、第二开关元件Q2、第三开关元件Q3和第四开关元件Q4，

所述第一开关元件Q1和所述第二开关元件Q2中的每一个都具有允许反向电流流经每个开关元件的旁路，

所述第一开关元件Q1和第一滤波电容器C1与所述电感器L和所述负载LD串联连接后，与所述AC电源并联，

所述第二开关元件Q2和第二滤波电容器C2与所述电感器L和所述负载LD串联连接后，与所述AC电源并联，

所述第一滤波电容器C1和所述第二滤波电容器C2的串联电路与所述第一开关元件Q1和所述第二开关元件Q2的串联电路并联连接，

第一二极管D1和所述第三开关元件Q3串联连接后，与所述电感器L和所述负载LD的串联电路并联，

第二二极管D2和所述第四开关元件Q4串联连接后，与所述电感器L和所述负载LD的所述串联电路并联，

所述第三开关元件Q3和所述第四开关元件Q4的串联电路与所述第一二极管D1和所述第二二极管D2的串联电路并联连接，

所述AC电源插入在所述第一开关元件Q1与所述第二开关元件Q2的连接点和所述第一二极管D1与所述第二二极管D2的连接点之间，

所述负载LD、所述电感器L、所述AC电源和所述第一开关元件Q1的所述旁路串联连接后，与所述第一滤波电容器C1并联，以及

所述第二开关元件Q2的所述旁路、所述AC电源、所述电感器L和所述负载LD串联连接后，与所述第二滤波电容器C2并联。

10.如权利要求1所述的功率变换器，其中，

所述开关元件包括第一开关元件Q1、第二开关元件Q2、第三开关元件Q3和第四开关元件Q4，

所述第一开关元件Q1和所述第二开关元件Q2中的每一个都具有允许反向电流流经每个开关元件的旁路，

所述第一开关元件Q1和第一二极管D1与所述电感器L和所述负载LD串联连接后，与所述AC电源并联，

所述第二开关元件Q2和第二二极管D2与所述电感器L和所述负载LD串联连接后，与所述AC电源并联，

所述第一二极管D1和所述第二二极管D2的串联电路与所述第一开关元件Q1和所述第二开关元件Q2的串联电路并联连接，

滤波电容器C1并联连接于所述开关元件Q1和所述开关元件Q2的所述串联电路，

所述第三开关元件Q3和所述第四开关元件Q4的串联电路与所述开关元件Q1和所述第二开关元件Q2的所述串联电路并联连接，

所述AC电源插入在所述第一二极管D1与所述第二二极管D2的连接点和所述第三开关元件Q3与所述第四开关元件Q4的连接点之间，

所述电感器L和所述负载LD串联插入在所述第一开关元件Q1与所述第二开关元件Q2的连接点和所述第三开关元件Q3与所述第四开关元件Q4的连接点之间，

所述第二开关元件Q2的所述旁路、所述负载LD、所述电感器L、所述AC电源和所述第一二极管D1串联连接后，与所述滤波电容器C1并联，以及

所述第二二极管D2、所述AC电源、所述电感器L、所述负载LD和所述第一开关元件Q1的所述旁路串联连接后，与所述滤波电容器C1并联。

11.如权利要求1所述的功率变换器，其中，

所述开关元件包括第一开关元件Q1、第二开关元件Q2、第三开关元件Q3和第四开关元件Q4，

所述第三开关元件Q3和所述第四开关元件Q4中的每一个都具有允许反向电流流经每个开关元件的旁路，

第一二极管D1和所述第一开关元件Q1与所述电感器L和所述负载LD串联连接后，与所述AC电源并联，

所述第二开关元件Q2和第二二极管D2与所述电感器L和所述负载LD串联连接后，与所述AC电源并联，

所述开关元件Q1和所述第二开关元件Q2的串联电路与所述第一二极管D1和所述第二二极管D2的串联电路并联连接，

第一滤波电容器C1和所述第三开关元件Q3串联连接后，与所述电感器L和所述负载LD的串联电路并联，

所述第四开关元件Q4和第二滤波电容器C2串联连接后，与所述电感器L和所述负载LD的所述串联电路并联，

所述第一滤波电容器C1和所述第二滤波电容器C2的串联电路与所述第三开关元件Q3和所述第四开关元件Q4的串联电路并联连接，

所述AC电源连接在所述第一二极管D1与所述第二二极管D2的连接点和所述第一滤波电容器C1与所述第二滤波电容器C2的连接点之间，

所述电感器L、所述负载LD和所述第三开关元件Q3的所述旁路串联连接后，与所述第一滤波电容器C1并联，以及

所述第四开关元件Q4的所述旁路、所述负载LD和所述电感器L串联连接后，与所述第二滤波电容器C2并联。

12.如权利要求1所述的功率变换器，其中，

所述开关元件包括第一开关元件Q1、第二开关元件Q2、第三开关元件Q3和第四开关元件Q4，

第一二极管D1和第一滤波电容器C1与所述电感器L和所述负载LD串联连接后，与所述AC电源并联，

第二二极管D2和第二滤波电容器C2与所述电感器L和所述负载LD串联连接后，与所述AC电源并联，

所述第一滤波电容器C1和所述第二滤波电容器C2的串联电路与所述第一二极管D1和所述第二二极管D2的串联电路并联连接，

所述第一开关元件Q1和所述第二开关元件Q2的串联电路与所述第一二极管D1和所述第二二极管D2的所述串联电路并联连接，

第三二极管D3和所述第三开关元件Q3的串联电路与所述电感器L和所述负载LD的串联电路并联连接，

第四二极管D4和所述第四开关元件Q4的串联电路与所述电感器L和所述负载LD的所述串联电路并联连接，

所述第三开关元件Q3和所述第四开关元件Q4的串联电路与所述第三二极管D3和所述第四二极管D4的串联电路并联连接，以及

所述AC电源插入在所述第一二极管D1与所述第二二极管D2的连接点和所述第一开关元件Q1与所述第二开关元件Q2的连接点之间。

13.如权利要求1所述的功率变换器，其中，

所述开关元件包括第一开关元件Q1、第二开关元件Q2、第三开关元件Q3和第四开关元件Q4，

所述第二开关元件Q2和所述第四开关元件Q4中的每一个都具有允许反向电流流经每个开关元件的旁路，

第一二极管D1、所述第一开关元件Q1和第二二极管D2与所述电感器L和所述负载LD串联连接后，与所述AC电源并联，

所述第一二极管D1、所述第二开关元件Q2、所述第二二极管D2和滤波电容器C1与所述电感器L和所述负载LD串联连接后，与所述AC电源并联，

第三二极管D3、所述第三开关元件Q3和第四二极管D4与所述电感器L和所述负载LD串联连接后，与所述AC电源并联，

所述第三二极管D3、所述第四开关元件Q4、所述滤波电容器C1和所述第四二极管D4与所述电感器L和所述负载LD串联连接后，与所述AC电源并联，

所述第一开关元件Q1、所述第四开关元件Q4、所述电感器L和所述负载LD的串联电路与所述滤波电容器C1并联连接，

所述第二开关元件Q2、所述第三开关元件Q3、所述电感器L和所述负载LD的串联电路与所述滤波电容器C1并联连接，

所述第二二极管D2、所述AC电源、所述第一二极管D1、所述负载LD、所述电感器L和所述第二开关元件Q2的所述旁路串联连接后，与所述滤波电容器C1并联，以及

所述第四二极管D4、所述AC电源、所述第三二极管D3、所述电感器L、所述负载LD和所述第四开关元件Q4的所述旁路串联连接后，与所述滤波电容器C1并联。

14.如权利要求1所述的功率变换器，其中，

所述电感器通过整流装置与所述滤波电容器相连。

15.如权利要求14所述的功率变换器，其中，

所述电感器L具有初级绕组n1和次级绕组n2，

通过所述初级绕组n1将电流供应给所述负载，

所述次级绕组n2通过所述整流装置与所述滤波电容器C1相连，并且所述滤波电容器C1通过所述次级绕组产生的电流进行充电。

16.如权利要求14所述的功率变换器，包括：

整流器电路DB，用以对所述AC电源的AC电流进行整流以给出DC电压；

所述开关元件包括第一开关元件Q1和第二开关元件Q2，

所述第一开关元件Q1与所述电感器L和所述负载LD串联连接后，与所述整流器电路DB并联，

第一二极管D1、所述滤波电容器C1和第二二极管D2串联连接后，与所述电感器L并联，

所述第一二极管D1和所述第二二极管D2限定了所述整流装置，所述第二开关元件Q2、所述电感器L和所述负载LD的串联电路与所述滤波电容器C1并联连接。

17.如权利要求15所述的功率变换器，包括：

整流器电路DB，用以对所述AC电源的AC电流进行整流以给出DC电压；

所述开关元件包括第一开关元件Q1和第二开关元件Q2，

所述第一开关元件Q1与所述电感器L的所述初级绕组n1和所述负载LD串联连接后，与所述整流器电路DB并联，

所述第二开关元件Q2、所述电感器L和所述负载LD串联连接后，与所述滤波电容器C1并联，

所述次级绕组n2和第一二极管D1并联连接于所述滤波电容器C1，

所述负载LD和第二二极管D2串联连接后，与所述初级绕组n1并联，以及

所述第一二极管D1限定了所述整流装置。

18.如权利要求14所述的功率变换器，包括：

整流器电路DB，用以对所述AC电源的AC电流进行整流以给出DC电压；

所述开关元件包括第一开关元件Q1和第二开关元件Q2，

所述第一开关元件Q1与所述电感器L、所述负载LD、所述滤波电容器C1和所述第二开关元件Q2串联连接后，与所述整流器电路DB并联，

所述第一开关元件Q1与所述电感器L、所述负载LD和第一二极管D1串联连接后，与所述整流器电路DB并联，

第二二极管D2、所述滤波电容器C1和第三二极管D3的串联电路被插入并与所述电感器L并联，以及

所述第二二极管D2和所述第三二极管D3限定了所述整流装置。

19.如权利要求14所述的功率变换器，其中，

所述开关元件包括第一开关元件Q1、第二开关元件Q2、第三开关元件Q3和第四开关元件Q4，

所述第一开关元件Q1和所述第二开关元件Q2中的每一个都具有允许反向电流流经每个开关元件的旁路，

第一二极管D1、所述第一开关元件Q1、所述电感器L和所述负载LD串联连接后，与所述AC电源并联，

所述负载LD、所述电感器L、所述第二开关元件Q2和第二二极管D2串联连接后，与所述AC电源并联，

所述第三开关元件Q3和所述第二开关元件Q2的所述旁路串联连接后，与所述电感器L和所述负载LD的串联电路并联，

第三二极管D3、滤波电容器C1和所述第二开关元件Q2的所述旁路串联连接后，与所述电感器L并联，

所述第一开关元件Q1的所述旁路和所述第四开关元件Q4串联连接后，与所述电感器L和所述负载LD的所述串联电路并联，

所述第一开关元件Q1的所述旁路、所述滤波电容器C1和第四二极管D4串联连接后，与所述电感器L并联，以及

所述第三二极管D3和所述第四二极管D4限定了所述整流装置。

20.如权利要求15所述的功率变换器，其中，

所述开关元件包括第一开关元件Q1、第二开关元件Q2、第三开关元件Q3和第四开关元件Q4，

所述第一开关元件Q1和所述第二开关元件Q2中的每一个都具有允许反向电流流经每个开关元件的旁路，

第一二极管D1、所述第一开关元件Q1、所述电感器L的所述初级绕组n1和所述负载LD串联连接后，与所述AC电源并联，

所述负载LD、所述初级绕组n1、所述第二开关元件Q2和第二二极管D2串联连接后，与所述AC电源并联，

所述第三开关元件Q3和所述第二开关元件Q2的所述旁路串联连接后，与所述初级绕组n1和所述负载LD的串联电路并联，

所述第一开关元件Q1的所述旁路和所述第四开关元件Q4串联连接后，与所述初级绕组n1和所述负载LD的所述串联电路并联，

第三二极管D3、所述滤波电容器C1和第四二极管D4的串联电路与所述次级绕组n2并联连接，

第五二极管D5、所述滤波电容器C1和第六二极管D6的串联电路与所述次级绕组n2并联连接，

所述第一开关元件Q1、所述初级绕组n1、所述负载LD、所述第三开关元件Q3的串联电路被插入并与所述滤波电容器C1并联，

所述第四开关元件Q4、所述负载LD、所述初级绕组n1、所述第二开关元件Q2的串联电路被插入并与所述滤波电容器C1并联，以及

所述第三二极管D3、所述第四二极管D4、所述第五二极管D5和所述第六二极管D6限定了所述整流装置。

Images