CN1533225A - 放电灯点灯装置 - Google Patents

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Abstract

逆变器(12)将由变换器(11)供给的直流电变换为矩形波交流电加以输出。功率运算部(20)用变换器(11)的输出侧检测出的电压检测信号与电流检测信号生成功率检测信号。控制目标值设定部(22)输出以直流电为目标值进行控制的输出功率指令值。校正信号生成部(25)按照功率检测信号生成校正输出功率指令值的校正信号，并将该校正信号与矩形波交流电的极性反转地同步输出。变换器控制信号发生部(21)输出与相对于输出功率指令值的功率检测信号误差对应的信号。脉宽控制部(23)基于变换器控制信号发生部(21)供给的信号，对变换器进行脉宽控制。从而提供抑制矩形波交流电压/电流的极性反转时的过冲的放电灯点灯装置。

Description

放电灯点灯装置
技术领域
本发明涉及将直流电变换为矩形波交流电供给放电灯的放电灯点灯装置。具体涉及用于将高压水银灯或超高压水银灯等高压放电灯用矩形波交流电点灯的放电灯点灯装置。
背景技术
众所周知，对高压放电灯例如供给50～500Hz程度的低频矩形波交流电进行点灯时，能高效率点灯高压放电灯。
用矩形波交流电点灯的放电灯点灯装置采用这样的方式：将通常的商用交流电整流成直流电后，用由降压斩波电路等构成的变换器进行功率控制，而且用由组装两个或四个半导体开关元件的桥式电路等构成的逆变器，变换至低频矩形波交流的电流、电压，供给放电灯。
在日本专利文献特开平3-116693号公报中公开了用这样的用矩形波交流电点灯的放电灯点灯装置。该专利文献中公开的放电灯点灯装置与直流电源相连，其中设有：高频工作的斩波电路，与该斩波电路相连的由低频工作的开关元件构成的桥式逆变器电路，以及包含经由脉冲变压器与该桥式逆变器电路的输出侧相连的放电灯的负载电路。为减少漏磁通，所述脉冲变压器可采用闭合磁路。若将脉冲变压器设成闭合磁路，则在流过放电灯和脉冲变压器之间的一次线圈的串联电路的矩形波电流反相时，在脉冲变压器的铁芯上产生的磁能急剧变化，存在从铁芯的接合部分发生啸叫的问题。
因此，在该传统技术文献中公开的放电灯点灯装置通过控制，使得从斩波电路供给的电流与桥式逆变器电路的开关元件的导通(ON)、断开(OFF)的切换时期同步地减少，从而减少在脉冲变压器中发生的啸叫。
但对于用矩形波交流电点灯的放电灯点灯装置来说，除了所述啸叫问题外，还有这样的情况：根据放电灯点灯装置的电路的阻抗特性与灯自身的阻抗特性，在矩形波交流电压、电流的反相时产生振荡且发生过冲(over shoot)。过冲的发生对放电灯带来各种弊病。
以下，参照附图就过冲的发生状态进行说明。图13是用矩形波交流电点灯的放电灯点灯装置的各部分的波形图，表示变换器的输出电压、逆变器的输出电流及逆变器的桥路信号。图14是图13所示的波形图的局部放大图。
变换器的输出电压/电流是受控制的直流电压/电流，通过后级连接的桥式逆变器变换为交流矩形波。
如图13所示，变换器的输出电压与逆变器的输出电流在桥路信号1、2的导通/断开被切换的极性反转的时刻之前，被控制成各灯负载所要求的电压/电流，但伴随极性反转产生振荡。
即，逆变器由用通常的半导体开关元件的桥式电路构成。桥式电路的半导体开关元件为防止因同时导通而导致的短路，在极性反转时设置空闲时间(dead time)控制其导通/断开。
如图14所示，由于在该空闲时间td的期间半导体开关元件全部置于断开状态，来自变换器的传输能量不能达到作为负载的灯上，使变换器的输出电压上升。而且，由于因放电灯点灯装置的电路中存在的电感成分发生电流的换向，并且该电流从位于放电灯点灯装置的负载侧的放电灯再生并流向变换器，因此由该成分也使变换器的输出电压上升。
空闲时间td的期间结束时，桥式电路的半导体开关元件成为导通状态，在放电灯侧施加变换器的输出电压。此时，变换器的输出电压上升，向放电灯供给的电压/电流成为比极性反转前大的值，发生振荡与过冲。
发生该过冲时，向放电灯供给的电流/电压相对放电灯成为过电流/过电压。若这样的过电流/过电压的状态在矩形波交流电压/电流的每次极性反转时发生，则放电灯自身的电极每次均受到损伤，而且若对电极的损伤累计后，就会降低放电灯自身的寿命。
另外，通过增大变换器的输出电容的容量，能够降低过冲，但这时，虽抑制变换器的输出电压的上升，却延长振荡周期，因此振荡的调整时间也变长。若供给放电灯的电压/电流中残留振荡，该振荡在放电灯的光输出上或由闪烁表现，或使放电灯自灭，甚至会发生矩形波交流电压/电流的极性反转时的对放电灯的冲流(短路电流)变大的问题。
若矩形波交流电压/电流在极性反转时的对放电灯的冲流(短路电流)变大，则会引起放电灯的电极磨损，减少放电灯的寿命。
因此，为合适地点灯放电灯，需要调整在矩形波交流电压/电流的极性反转时供给放电灯的电压/电流波形，抑制过冲的发生。过冲在供给放电灯的电流大时变大，供给放电灯的电流小时变小，而且，也随着各放电灯的累计点灯时间而改变，因而需要可控制过冲的降低量的放电灯点灯装置。
发明内容
本发明的一个课题是：提供抑制矩形波交流电压/电流的极性反转时的电压/电流的过冲的、实现放电灯的长寿命化的放电灯点灯装置。
本发明的另一课题是：提供抑制矩形波交流电压/电流的极性反转时的电压/电流的振荡的、无放电灯的闪烁或自灭的放电灯点灯装置。
本发明的又一课题是：提供控制矩形波交流电压/电流的极性反转时的电压/电流的过冲的抑制量的、可与放电灯的累计点灯时间无关地稳定点灯的放电灯点灯装置。
为解决上述课题，本发明的放电灯点灯装置中包括变换器、逆变器与控制部。
所述变换器切换输入电力，将交变的输出变换为直流电加以输出。
所述逆变器将从所述变换器供给的所述直流电变换为矩形波交流电加以输出。
所述控制部包含：功率运算部，控制目标值设定部，校正信号生成部，变换器控制信号发生部，以及脉宽控制部。
所述功率运算部用所述变换器的输出侧检测出的电压检测信号与电流检测信号计算功率，生成功率检测信号。
所述控制目标值设定部输出以所述直流电为目标值进行控制的输出功率指令值。
所述校正信号生成部按照所述功率检测信号生成校正所述输出功率指令值的校正信号，并将该校正信号与所述矩形波交流电的极性反转地同步输出。
所述变换器控制信号发生部被供给所述输出功率指令值、所述校正信号及所述功率检测信号，并输出对应于所述功率检测信号的误差的信号，该误差是相对于作了根据所述校正信号的校正的所述输出功率指令值的误差。
所述脉宽控制部基于从所述变换器控制信号发生部供给的所述信号，对所述变换器进行脉宽控制。
在上述的本发明的放电灯点灯装置中，变换器切换输入电力，将交变的输出变换为直流电加以输出，逆变器将从所述变换器供给的所述直流电变换为交流矩形波电力加以输出，从而放电灯被矩形波交流电驱动。
功率运算部用所述变换器的输出侧检测出的电压检测信号及电流检测信号进行功率计算，生成功率检测信号。控制目标值设定部输出以所述直流电为目标值进行控制的输出功率指令值。校正信号生成部按照所述功率检测信号生成校正所述输出功率指令值的校正信号，并与所述矩形波交流电的极性反转地同步输出。变换器控制信号发生部被供给所述输出功率指令值、所述校正信号及所述功率检测信号，并输出对应于所述功率检测信号的误差的信号，该误差是相对于所述输出功率指令值的误差。脉宽控制部基于从所述变换器控制信号发生部供给的所述信号，对所述变换器进行脉宽控制。
因此，所述变换器输出被控制在放电灯所需的功率上，同时被控制在所述矩形波交流电的极性反转时经校正信号校正的输出功率上。因此，在本发明的放电灯点灯装置中，不仅抑制了矩形波交流电压/电流的极性反转时的电压/电流的过冲与振荡，而且控制该抑制量，从而减小对放电灯的电极的损伤并实现放电灯的长寿命化。
另外，可以提供无放电灯的闪烁或自灭的、与放电灯的累计点灯时间无关地稳定点灯的放电灯点灯装置。
本发明的放电灯点灯装置可采取电压控制、电流控制或功率控制中的任意一种形式，但是若将所述控制目标值设为所述直流电的电流值，就成为电流控制，这适合于放电灯的点灯。
所述控制部至少可以由微型计算机构成所述功率运算部和校正信号生成部。若将这两部分由微型计算机构成，则能容易采用各种控制方式：如控制校正信号的发生期间的时间控制，控制校正信号的大小的电平控制或在微型计算机的存储部上存储校正信号波型，并选择存储波型的波型控制等；并且，也容易得到不抑制过冲的零校正控制。
对于本发明的其它目的、结构及优点，以下将参照附图作更详细的说明。附图中给出的例子仅为举例而已。
附图说明
图1是表示本发明的放电灯点灯装置的一个实施例的方框图。
图2是表示图1所示的实施例的第一控制方式的流程图。
图3是详细表示图1所示的实施例的第一控制方式的时序图。
图4是表示图1所示的实施例的第二控制方式的流程图。
图5是详细表示图1所示的实施例的第二控制方式的时序图。
图6是表示图1所示的实施例的第三控制方式的流程图。
图7是在图1所示的放电灯点灯装置中用第二控制方式控制时的校正信号和负载电流波形的示图。
图8是用不依据本发明的固定校正量的校正信号进行控制时的校正信号和负载电流波形的示图，用以与图7进行比较。
图9是在图1所示的放电灯点灯装置中用第二控制方式进行控制时的校正信号和负载电流的波形的示图。
图10是用不依据本发明的固定校正量的校正信号进行控制时的校正信号和负载电流波形的示图，用以与图9进行比较。
图11是在图1所示的放电灯点灯装置用中第二控制方式进行控制时的校正信号和负载电流的波形的示图。
图12是用不依据本发明的固定校正量的校正信号进行控制时的校正信号和负载电流波形的示图，用以与图11进行比较。
图13是传统的用矩形波交流电点灯的放电灯点灯装置各部分的波形图。
图14是图13所示的波形图的局部放大图。
[符号说明]
11        变换器
12        逆变器
2         控制部
20        功率运算部
21        信号发生部
22        控制目标值设定部
23        脉宽控制部
25        校正信号生成部
具体实施方式
图1是表示本发明的放电灯点灯装置一个实施例的方框图。所示的放电灯点灯装置包括：变换器11、逆变器12、高压发生部13及控制部2。
变换器11切换供给输入端子T11、T12的输入直流电Pin，将交变的输出变换为直流电输出。变换器11的开关频率例如可设定为10～500kHz的值。
逆变器12将从变换器11输出的直流电变换为交流电输出。逆变器12为一种矩形波发生电路，由两个或四个半导体开关元件组成的桥式电路等构成，输出矩形波交流电。逆变器12由逆变器驱动电路24供给的驱动脉冲信号S10、S01驱动。驱动脉冲信号S10通过将驱动脉冲信号S01反相而得到，因此当驱动脉冲信号S01为高电平(逻辑值1)时成为低电平(逻辑值0)，当驱动脉冲信号S01为低电平(逻辑值0)时成为高电平(逻辑值1)。而且，在驱动脉冲信号S01、S10中设置为在切换时将所有半导体开关元件设为断开状态的空闲时间而共同成为高电平的期间。也可以不设置为高电平期间，而驱动脉冲信号S01、S10上设置为在切换时共同成为低电平期间。
根据驱动脉冲信号S10、S01确定的逆变器12的开关频率选定为比变换器11低的值。例如，变换器11的开关频率选定为10～500kHz，逆变器12的开关频率选定为50～500Hz。
实施例中，在逆变器12的后级还包含高压发生部13。高压发生部13发生放电灯3的起动时所需的高电压，供给输出端子T21、T22。
放电灯3其两端与输出端子T21、T22相连，经由输出端子T21、T22，在起动时被供给从高压发生部13的高电压的起动脉冲，稳态时被供给逆变器12的矩形波交流电。控制部2含有：功率运算部20，变换器控制信号发生部21，控制目标值设定部22，脉宽控制部23，逆变器驱动电路24，以及校正信号生成部25。功率运算部20根据电压检测信号S(V)与电流检测信号S(I)计算功率，生成功率检测信号S(IV)。
电压检测信号S(V)通过电压检测电路14检测变换器11的输出侧的电压来获得。变换器11的输出电压为直流电压，但包含供给放电灯3的交流脉冲电压Vo的电压信息。因此，电压检测信号S(V)可作为输出电压信息加以利用。
电流检测信号S(I)通过检测流过输电线的电流的电流检测电路15得到。流过输电线的电流实质上等效于流过放电灯3的交流脉冲电流Io。因此，电流检测信号S(I)可作为交流脉冲电流Io的信息加以利用。
控制目标值设定部22输出输出功率指令值S1，对变换器11输出的直流电加以控制，使之适于供给放电灯的目标值。
校正信号生成部25，由功率运算部20供给功率检测信号S(IV)，同时由逆变器驱动电路24供给与驱动脉冲信号S10、S01同步的极性反转信号S00。然后，按照功率检测信号S(IV)生成用以降低输出功率指令值S1的校正信号S2，与从逆变器12输出的矩形波交流电的极性反转地同步输出。
变换器控制信号发生部21分别由控制目标值设定部22、校正信号生成部25及功率运算部20供给输出功率指令值S1、用以校正输出功率指令值S1的校正信号S2以及功率检测信号S(IV)。然后，输出与接受校正信号S2的校正的输出功率指令值S1和功率检测信号S(IV)之间的误差对应的信号ΔPo。
脉宽控制部23基于由变换器控制信号发生部21供给的信号ΔPo，对变换器11进行脉宽控制。更具体地说，脉宽控制部23设有三角波振荡电路26，通过由三角波振荡电路26供给的三角波信号和由变换器控制信号发生部21供给的信号ΔPo生成具有基于信号ΔPo的脉宽的信号，将该信号供给变换器11，控制该开关操作。
在上述脉宽控制下，变换器11进行了开关操作时，在变换器11的输出侧的电压与电流被电压检测部14与电流检测部15检出。然后，电压检测信号S(V)与电流检测信号S(I)被供给功率运算部20，从功率运算部20向变换器控制信号发生部21供给功率检测信号S(IV)。该功率检测信号S(IV)在信号发生电路21中与输出功率指令值S1进行对比，生成与其误差对应的信号ΔPo。然后，脉宽控制部23对变换器11施加按照信号ΔPo的脉宽控制。
这里，校正信号生成部25按照功率检测信号S(IV)生成用以降低输出功率指令值S1的校正信号S2，与矩形波交流电的极性反转地同步输出。因此，在矩形波交流电的极性反转时，在输出功率指令值S1降低的状态与功率检测信号S(IV)进行对比，在变换器11的输出功率降低的方向上施加脉宽控制。结果，在矩形波交流电压/电流的极性反转时的电压/电流的过冲与振荡被抑制。由于校正信号生成部25按照功率检测信号S(IV)生成用以降低输出功率指令值S1的校正信号S2，能够适当地控制过冲与振荡的抑制量。
在构成控制部2的功率运算部20和校正信号生成部25及逆变器驱动电路24中的驱动信号发生部分均由微型计算机3构成。这样用微型计算机3能够简化控制部2的结构，并能实施高度的控制。
以下，以控制部2含有微型计算机3为前提，参照流程图和时序图说明本实施例的各种控制方式。
图2是表示本发明的放电灯点灯装置的一个实施例的第一控制方式的流程图，图3为其时序图。图中td表示构成逆变器12的开关元件的空闲时间，箭头ΔS表示校正信号的可变量。
如图的箭头ΔS所示，本控制方式是通过改变校正信号的电平进行控制的方式。本控制方式中，时序一旦开始，就基于由功率运算部20供给的功率检测信号S(IV)确定校正电平，并设置校正信号。接着，逆变器12的驱动信号被切换，逆变器12进入空闲时间td。空闲时间td的期间是预先确定的预定期间。经过了空闲时间td的期间，逆变器12的驱动信号被切换，从逆变器12输出的交流矩形波的极性反转。之后，校正信号复位，结束一连串的处理。
在这期间，校正信号生成部25向变换器控制信号发生部21供给用以降低输出功率指令值的校正信号S2。因此，在矩形波交流电压/电流的极性反转时的电压/电流的过冲与振荡被抑制。并且，由于校正信号电平按照功率检测信号S(IV)加以控制，能够适当地控制过冲与振荡的抑制量。
图4是表示图2所示的本发明的放电灯点灯装置的一个实施例的第二控制方式的流程图，图5为其时序图。图中，t1表示构成逆变器12的开关元件的空闲时间之前的校正信号发生期间；t2表示空闲时间；t3表示空闲时间之后的校正信号发生期间；箭头ΔS表示校正信号的可变量。
如图的箭头ΔS所示，本控制方式是通过改变校正信号的发生期间进行控制的方式。本控制方式中，时序一旦开始，基于由功率运算部20供给的功率检测信号S(IV)确定校正信号S2的发生期间即期间t1、空闲时间t2及期间t3，并设置校正信号。
接着，经过空闲时间之前的校正信号发生期间t1，逆变器12的驱动信号被切换，逆变器12进入空闲时间t2。空闲时间t2的期间可以为预先确定的预定期间，但本控制方式中基于由功率运算部20供给的功率检测信号S(IV)来确定。经过空闲时间t2的期间，逆变器12的驱动信号被切换，从逆变器12输出的交流矩形波的极性反转。之后，校正信号S2经过了空闲时间之后的校正信号发生期间t3后复位而结束一连串的处理。
在这期间，校正信号生成部25向变换器控制信号发生部21供给用以降低输出功率指令值S1的校正信号S2。因此，在矩形波交流电压/电流的极性反转时的电压/电流的过冲与振荡被抑制。由于校正信号S2的发生期间按照功率检测信号S(IV)加以控制，能够适当地控制过冲与振荡的抑制量。
以上，举例说明了控制校正信号S2的电平的第一控制方式和控制校正信号S2的发生期间的第二控制方式，但若采用将它们结合的控制方式，则能实现更高度的控制。
图6是表示对于图1所示的放电灯点灯装置的第三控制方式的流程图。该图表示输出波型A、输出波型B、...输出波型C是分别表示在微型计算机的存储部中存储的校正信号波型的例子和逆变器驱动信号之间的关系的时序图。
本控制方式为从微型计算机3的存储部中存储的多个校正信号波型，按照功率检测信号S(IV)选择一个校正信号波型输出并控制的方式。校正信号波型除了按照供给放电灯的功率范围准备多个以外，也可以根据放电灯的特性、放电灯累计点灯时间引起的特性变化等准备多个。
本控制方式中，时序一旦开始，就基于由功率运算部20供给的功率检测信号S(IV)确定要输出的校正信号波型例如输出波型A、输出波型B、...输出波型C所示的校正信号波型中的任一波型。校正信号波型以与逆变器12的驱动信号同时确定的定时来输出并结束处理。
这里，对图中例示的输出波型进行说明。在输出波型A中所示的校正信号包含时间(τd/2)的校正信号发生期间t1、t3和时间τd的校正信号发生期间t2，这是对放电灯的供给功率较大时选择的波型。
在输出波型B中所示的校正信号只在期间t2，发生时间τd的校正信号。在输出波型C中所示的校正信号只有期间t2之后，具有时间(τd/2)的校正信号发生期间，这是对放电灯的供给功率较小时选择的波型。
以上，例示了只是对校正信号的发生期间作了改变的校正信号波型，但也可以采用对校正电平作了改变的校正信号波型或其组合波型，也包含无校正信号的波型，从而能够设定无数的校正信号波型。
图7～图12是图2所示的放电灯点灯装置的校正信号和负载电流波形的比较图，图7、图9、图11是以本发明的第二控制方式进行控制时的校正信号和负载电流波形图；图8、图10、图12是以不按照本发明的固定校正量的校正信号进行控制时的校正信号和负载电流波形图。
图7、图8表示以放电灯容许负载电流的最大值点灯放电灯时的例子。图7中以本发明的第二控制方式进行控制，因此校正信号的发生时间延长，过冲被适当地抑制为114％。另一方面，图8中以不按照本发明的固定校正量的校正信号进行控制，因此对负载电流的校正量较少，过冲增大为184％。
图9、图10表示以放电灯容许负载电流的中间值点灯放电灯时的例子。图9、图10中校正信号的发生时间大致相等，过冲在图9为114％、在图10为115％，均被适当地抑制。
图11、图12表示以放电灯容许负载电流的最小值点灯放电灯时的例子。图11中以本发明的第二控制方式进行控制，因此校正信号的发生时间变短，过冲被适当地抑制为132％。另一方面，图12中以不按照本发明的固定校正量的校正信号进行控制，因此相对于负载电流其校正量变大，产生波形畸变，过冲增大至195％。
由此可知，依据本发明的控制方式控制，可在放电灯容许负载电流的广大范围内抑制过冲，但在以不按照本发明的固定校正量的校正信号控制时只能在特定的负载电流范围抑制过冲。
以上通过参照最佳实施例详细说明了本发明，但它们不对本发明构成限定，不言而喻，业内人士能基于其基本技术思想设想出本发明各种变更例。
发明效果
如上所述，依据本发明能够得到如下的效果。
(A)能够提供抑制矩形波交流电压/电流的极性反转时的电压/电流的过冲的、实现放电灯的长寿命化的放电灯点灯装置。
(B)能够提供抑制矩形波交流电压/电流的极性反转时的电压/电流的振荡的、无放电灯的闪烁或自灭的放电灯点灯装置。
(C)能够提供控制矩形波交流电压/电流的极性反转时的电压/电流的过冲的抑制量的、与放电灯的累计点灯时间无关地稳定点灯的放电灯点灯装置。

Claims (6)

1.一种包含变换器、逆变器及控制部的放电灯点灯装置，其中：
所述变换器切换输入电力，将交变的输出变换为直流电加以输出；
所述逆变器将所述变换器供给的所述直流电变换为矩形波交流电加以输出；
所述控制部包含功率运算部，控制目标值设定部，校正信号生成部，变换器控制信号发生部，以及脉宽控制部；
所述功率运算部用所述变换器的输出侧检测出的电压检测信号与电流检测信号计算功率，生成功率检测信号；
所述控制目标值设定部输出以所述直流电为目标值进行控制的输出功率指令值；
所述校正信号生成部按照所述功率检测信号生成校正所述输出功率指令值的校正信号，并将该校正信号与所述矩形波交流电的极性反转地同步输出；
所述变换器控制信号发生部被供给所述输出功率指令值、所述校正信号及所述功率检测信号，并输出对应于所述功率检测信号的误差的信号，该误差是相对于作了根据所述校正信号的校正的所述输出功率指令值的误差；
所述脉宽控制部基于由所述变换器控制信号发生部供给的所述信号，对所述变换器进行脉宽控制。
2.如权利要求1所述的放电灯点灯装置，其特征在于：
所述控制目标值设定部将所述直流电的电流值设定为目标值进行电流控制。
3.如权利要求1所述的放电灯点灯装置，其特征在于：
所述控制部中，至少功率运算部和校正信号生成部由微型计算机构成。
4.如权利要求3所述的放电灯点灯装置，其特征在于：
所述校正信号生成部按照所述功率检测信号控制所述校正信号的电平。
5.如权利要求3所述的放电灯点灯装置，其特征在于：
所述校正信号生成部按照所述功率检测信号控制所述校正信号的发生期间。
6.如权利要求3所述的放电灯点灯装置，其特征在于：
所述微型计算机包含存储部，所述存储部存储了多个校正信号波型；
所述校正信号生成部按照所述功率检测信号选择并输出所述校正信号波型。
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