CN1524347A - 用于对模拟高频信号进行数字化的西格玛-得尔塔调制器 - Google Patents

Abstract

用于数字化高频输入信号的西格码－得尔塔调制器，具有模拟输入、数字输出，以及一个用于抑制量化误差的反馈回路，其特征在于，所述反馈回路具有把数字信号转换成信号的装置和从模拟的输入信号中减去这样转换的信号的装置，其中把这样得到的和信号输送到模拟的输出。

Description

用于对模拟高频信号进行数字化的西格码-得尔塔调制器

本发明涉及权利要求1前序部分所述的西格码-得尔塔调制器，以及借助于西格码-得尔塔调制器把模拟高频信号数字化的系统和方法。

主要有两种不同的方法对高频信号进行数字化。根据所谓的外差法或者或者超外差法把高频信号经一级或者多级变频为较低频率的中频或者变换到复基带(直接变频)，把在此得出的信号接着通过一个常规的模数转换器(A/D转换器)，或者在复基带变频的情况下，通过两个常规的模数转换器以及附加的混频器转变到数字领域。

然而在此方法中采用的混频器和滤波器由于其非线性损害了模-数转换的信号的质量，此外价格因数还很高。另外在向复基带中进行变频时由于现实的制约，对同相分量和二次谐波分量提供不同的换算系数(I/Q失配)，这在A/D转换器的输出频谱中导致镜像频率信号。

另一种方法是让模拟的高频信号直接地转换成数字信号，例如通过带通过西格码-得尔塔A/D转换器。由于设计所决定，在此方法中没有I/Q失配。由于高频信号所需要的高采样率用于带通西格码-得尔塔A/D转换器，然而其阈值判断器(比较器)却只能用于很少的信号情况。为了在所希望的带通范围内的其把量化误差信号功率还保持到很小，把量化误差信号经数模转换器(D/A转换器)以及带通滤波器反馈重新输送到比较器。在采用只有两个信号状态(1比特输出信号)的情况下，在理论上实现A/D转换可以达到很高的线性度。现有技术的西格码-得尔塔调制器的说明在IEEE出版社出版的S.R.Norsworthy、R.Schreier和G.Temes著“Delta-Sigma Data Converters，Theory，Design and Simulation”，ISBN0-7803-1045-4中给出。

由于力争达到的量化误差的噪音整形，在带通西格码-得尔塔调制器中常常采用二阶的滤波器结构，如图1中所示。三阶和更高阶的滤波器结构特别由于因比较器和带通D/A转换器在反馈回路中出现的时延而导致西格码-得尔塔调制器的稳定性问题。

另外，带通西格码-得尔塔调制器的稳定性还受相对高的传导时间差的损害，所述的传导时间差由于数个GNz的高频信号频率而出现，还有由于需要较的电感在高度集成化的电路中不能够实现较高品质因数的带通滤波器。滤波器的低品质因数导致在有用信号的范围内带通西格码-得尔塔调制器的信噪比不令人满意。

例如在“A Linear Intergrated LC-Bandpass Filter with Q-Enhancement，Weinan Gao，W.Martin Snelgrove，IEEE Transactions on Circuits and System II：Analog and Digital Processing，Vol.45，No.5，May 1998所说明，有源电路尽管可以提高模拟滤波器的品质因数，然而产生附加的非线性，影响总的带通西格码-得尔塔调制器的信噪比。

可以部分地补偿滤波器的品质因数对于调制器的信噪比的影响，其中级联两个或者多个带通西格码-得尔塔调制器。在此把级联的第一级的比较器的输入端上的误差信号用作第二级的输入信号。以此方式，把有用频带内的量化误差信号组分再次数字化然后输送到第二级的数字分析单元。然而这种方式不改善带通滤波器的非线性。

因此本发明的任务是创建一种具有高信噪比的稳定的西格码-得尔塔调制器。

所述的任务通过用于数字化高频输入信号的西格码-得尔塔调制器完成，所述西格码-得尔塔调制器具有模拟输入、数字输出，以及一个用于抑制量化误差的反馈回路，其特征在于，所述反馈回路具有把数字输出信号转换成模拟信号的装置和从模拟的输入信号中减去这样转换的信号的装置，从而把这样得到的和信号输送到模拟的输出。由于整理产生的附加的信号时延不会导致稳定性问题，因为这样的整理不是在西格码-得尔塔调制器的反馈回路中进行的。因为在根据本发明的西格码-得尔塔调制器中信噪比只通过由把数字输出信号转换成模拟信号的装置、整理信号的装置和把这样转换的信号从模拟的输入信号中减去的装置所构成的直接线路的信噪比确定，所以在西格码-得尔塔调制器的其余反馈部分中能够容忍非线性以及容忍很低品质因数的滤波器。特别是因此西格码-得尔塔调制器的这部分可以有利地用集成电路实现。

所述的任务还通过用于把模拟的输入信号转换成输出数字信号的系统完成，所述的系统具有n个西格码-得尔塔调制器(n＝1、2、3...)，所述系统的特征在于，这样地级联西格码-得尔塔调制器：使一个西格码-得尔塔调制器的相应输出信号构成下一个西格码-得尔塔调制器的输入信号。

此外所述的任务还通过借助于n个西格码-得尔塔调制器把模拟的高频信号数字化的方法完成，具有从a)至e)n(n＝1、2、3...)次重复进行的以下的步骤：

a)把模拟的输入信号滤波，

b)以采样速度fa，在时间点t＝m*Ta量化模拟的输入信号，在此m＝0、1、2、...而Ta是西格码-得尔塔调制器的采样周期，并且输出量化的信号，

c)把量化的信号转换成模拟信号，

d)从同一方法级的西格码-得尔塔调制器的模拟输入信号中减去所转换的模拟信号，

e)把加和信号用作下一个方法级中的西格码-得尔塔调制器的模拟输入信号，

并且分析n个方法级的n个量化信号。

根据西格码-得尔塔调制器的一个优选的实施，所述的调制器具有可以用于改变模拟的输入信号的幅度、频率和/或相位的装置，从而可以把模拟的输入信号与从它减法运算得出的转换的模拟信号相匹配。

有利地，西格码-得尔塔调制器具有带通滤波器用于高频输入信号的频率转换。

根据另一个实施形式，所述的西格码-得尔塔调制器具有混频器用于把输入信号分开成一个同相成分和一个二次成分，以及低通滤波器用于把高频的输入信号的同相成分和二次成分转换成低频的信号。

优选的所述系统具用于分析该n个西格码得尔塔调制器的n个数字输出信号的单元。

根据本发明的西格码-得尔塔调制器、具有n个西格码-得尔塔调制器的系统和所述方法的有利的实施形式是其它的从属权利要求的主题。

下面参照附图详细地说明本发明。在附图中：

图1是根据现有技术的一阶带通西格码-得尔塔调制器的方框图，

图2是振据现有技术的二阶带通西格码-得尔塔调制器的方框图，

图3是根据现有技术的二级级联的二阶带通西格码-得尔塔调制器的方框图，

图4是根据本发明的西格码-得尔塔调制器的方框图，

图5是根据本发明的西格码-得尔塔调制器的另一个实施形式的方框图，

图6是根据本发明的具有三个西格码-得尔塔调制器的系统的总结构方框图。

在图1中示出一阶带通西格码-得尔塔调制器的基本结构。通过带通滤波器1把模拟的输入信号X输送到模数转换器2。接着通过具有带通数模转换器3的反馈回路把模数转换器2的数字输出信号输送回输入端并且从输入信号X中减去。

如由现有技术所公知的，二阶的低通西格码-得尔塔调制器示于图2中。在混频器9中用具有余弦信号及正弦信号的乘法运算把模拟的输入信号X分开成一个同相成分和一个二次成分(直接转换)。每个成分分别通过两个低通滤波器4a及4b和5a和5b被滤波接着在模数转换器6a及6b中采样。把数字的输出信号Ya及yb在两个反馈回路中通过低通数模转换器7a及7b和8a及8b输送到加法器10a及10b并且分别从模拟信号中减去。两个数字信号Ya和Yb的汇集在一个(未示出的)分析单元中进行。

图3示出根据现有技术的构成为二级级联的二阶带通西格码-得尔塔调制器。在此级联的第一级的模数转换器12的输入信号构成级联的第二级的输入信号X2。

图4示出根据本发明的一阶带通的西格码-得尔塔调制器的。通过加法器13把模拟的信号X输送到第一个带通滤波器14并且通过另一个加法器15输送滤波过的信号并且重新用带通滤波器16滤波。接着把该模拟信号在模数转换器17中量化。这样产生的数字信号在一个方面构成西格码-得尔塔调制器的数字输出信号Y，另一个方面通过相应的带通数模转换器18及19被模拟化然后以负号输送到加法器13。

可以通过所谓的“直接”线路把数字输出信号Y输送到信号处理器20。接着把该信号在另一个带通数模转换器21中转换并且以负号输送到加法器22。作为该信号的可能的信号处理例子可以是提高的采样速度，这导致带通数模转换器21以比带通数模转换器14和16提高了的采样频率工作。这种处理的优点在于提高了带通数模转换器11的上限阈值性能，这降低了降低在上限阈值范围工作的整个系统的功率消耗。

“直接线路”中的数字输出信号Y的信号处理的另一个可能性是采用数字的幅度校正或者相位校正。在这种数字运算中把多个相互有时延的信号加权地彼此相加。由此，相对输出信号Y的量化级数提高了数字的再处理信号的量化级。借助于附加的以数字方式实现的西格码-得尔塔调制器可以把这样的多级信号重新降低级数。

如从图4可见，把模拟的输入信号X同样地输送到加法器22。产生的信号构成西格码-得尔塔调制器的模拟输出信号Yana，所述模拟输出信号Yana与数字输出信号Y一起输送到一个(图中末示的)分析单元。在模拟信号X抵达加法器22之前把它优选地经过放大器23输送，所述的放大器23可以与延迟器结合。以此方法可以补偿向加法器22输送的信号的输入幅度和相位。在带通数字模拟转换器21的输入端还可以进行信号校正。

因为根据本发明，带通数模转换器21不在西格码-得尔塔调制器的反馈在回路中并且不影响反馈回路的稳定性，所以不需要考虑通过它造成的时延。

根据本发明的西格码-得尔塔调制器的信噪比只由信号处理器20带通数模转换器21构成的“直接线路“的信噪比确定。其原因是：不论是在“直接”的线路还是在数字输出信号Y中都出现由于模数转换器17的非线性引起的失真。通过级联中后接西格码-得尔塔转换器的数模转换器测量直接线路的信号，并且提供给后接的数字分析单元(参见图6)。在其中可以通过简单地预矫正加和信号的线性组合计算确定并且去除失真。因此可以在西格码-得尔塔调制器的反馈部分中以较高的程度容忍部件，尤其是滤波器的非线性。在下面详细地说明这个关系：

应当采取尽可能准确模拟信号X的模数转换。在此认为在混频器及模数转换器出现影响输出信号的干扰。把各个干扰综合成一个共同的误差信号E_AD，从而对于输出信号Y成立：

                  Y＝X+E_AD

通过直接线路中的带通D/A转换器以第一级近似只出现数字输出信号的线性失真，所述的线性失真可以在相关的频带中用简单的信号比例进行非常良好的补偿。对于这样的考虑，把其余的非线性失真综合进信号E_BPAD。

                Y_ana＝H_BPDAY+E_BPDA

根据本发明把这个信号从模拟信号X中减去，并且作为的级联信号通过一个滤波器(传输函数H_ana)及一个放大器(放大倍数V)输送到下一级联的A/D转换器。

                X₂＝H_anaV(X-Y_ana)

这个第二A/D转换器也不是理想的：

$Y_2=X_2+E_{{\mathrm{AD}}_2}$

在两级能联的最简单的情况下，于是向分析单元提供信号Y和Y2。

$Y_2=H_{\mathrm{ana}}V(X-Y_{\mathrm{ana}})+E_{A{D}_2}$

$=H_{\mathrm{ana}}V(X-H_{\mathrm{BPDA}}Y-E_{\mathrm{BPDA}})+E_{A{D}_2}$

$=H_{\mathrm{ana}}V(X-H_{\mathrm{BPDA}}Y-E_{\mathrm{BPDA}})+E_{A{D}_2}$

$=H_{\mathrm{ana}}V(X-H_{\mathrm{BPDA}}(X+E_{\mathrm{AD}})-E_{\mathrm{BPDA}})+E_{A{D}_2}$

$=H_{\mathrm{ana}}V((1-H_{\mathrm{BPDA}})X+H_{\mathrm{BPDA}}{E}_{\mathrm{AD}}-E_{\mathrm{BPDA}})+E_{A{D}_2}$

通过电路技术措施力争，在相关的频带中

                  H_BPDA≈1

成立。于是可得到

$Y_2\≈H_{\mathrm{ana}}V(E_{\mathrm{AD}}-E_{\mathrm{BPDA}})+E_{A{D}_2}$

由于相同方式构成级联的A/D转换器，由于该转换器造成的误差信号的功率以相同的数量级增加，而带通D/A转换器的误差信号的功率要小很多。因为对于放大倍数成立HanaV＞＞1，可以把Y2的表达式化简为

                 Y₂≈H_anaVE_AD

直到模拟滤波器的未知的频率特性都可以用级联输出测量通过第一A/D转换器引起的误差，-这只有较少的数量的量化级时才不可避免地需要。

这种理想的情况只有可以忽略直接线路的误差影响时才成立。如果不是这样的情况，有：

                 Y₂≈H_anaV(E_AD-E_BPDA)

在Y2中不能在A/D转换器的误差和带通D/D变换器之间进行区分而且在Y中的误差也只能够用(直接线路的)BP-D/A变换器的品质因数实现。

根据本发明的另一个实施形式，可以在西格码-得尔塔调制器的反馈部分中用低通滤波器代替带通滤波器。该实施形式示于图5中。对此借助于混频器24，在其中信号分别与正弦信号和余弦信号进行乘法运算，把模拟输入信号X分成同相成分和二次成分并且转换进复基带(直接转换)。并列地处理两个信号成分并且分别通过低通滤波器26a及26b和28a及28b滤波并且接着在模数转换器29a及29b中量化。还有数字信号Ya及Yb的的反馈在两个并列的具有低通数模转换器30a及30b和31a及31b的反馈回路进行。通过把HF输信信号X转换进复基带可以采用频率相关的数模转换器30a及30b和31a及31b。在“直接”线路中附加地采用一种数字混频器32，该混频器除了汇集信号的同相成分和二次成分外还可以进行如已经参照图4说明了的其它信号处理。接着如所说明地继续处理信号。

根据本发明的实施形式可以通过降低对西格码-得尔塔调制器的反馈部分中的部件的线性要求把信号直接转换进复基带。由于混频器32噪音产生的误差信号、通过它引起的非线性以及I/Q失配产生的误差信号，既在数字的也在模拟的输出信号Y及Y_ana中重新找到，从而可以通过适当的方法确定和排除误差。

图6示出根据本发明的西格码-得尔塔调制器的三级级联的系统的总结构，直接转换进复基带。在此这样地级联三个西格码-得尔塔调制器：使得一级西格码-得尔塔调制器的相应模拟输出信号Y1_ana(Y2_ana、Y3_ana)构成下一级西格码-得尔塔调制器的模拟输入信号X1(X2、X3)。从系统的每一级分别把同相成分和二次成分作为输出信号Y1a、Y1b(Y2a、Y2b、Y3a、Y3b)输送到数字分析单元36，所述的数字分析单元36根据数字输入信号(Y1a、Y1b、Y2a、Y2b、Y3a、Y3b)的总体确定数字输出信号Y_ges。西格码-得尔塔调制器的多级级联能够准确地确定每级的直接线路的输出信号，从而可以确定除最后一级以外所有级的模数转换器非线性。因为只有在第一级测量输入信号，所以在该级出现的误差特别重要。

Claims (12)

1.西格码-得尔塔调制器，用于数字化高频输入信号，所述西格码-得尔塔调制器具有模拟输入、数字输出，以及一个用于抑制量化误差的反馈回路，

其特征在于，

所述反馈回路具有把数字输出信号转换成模拟信号的装置和从模拟的输入信号中减去这样转换的信号的装置，其中把这样得到的和信号输送到模拟的输出端。

2.如权利要求1所述的西格码-得尔塔调制器，

其特征在于，

所述西格码-得尔塔调制器具有用之可以改变模拟输入信号的幅度、频率和/或相位的装置。

3.如以上权利要求之一所述的西格码-得尔塔调制器，

其特征在于，

所述西格码-得尔塔调制器具有用于信号处理的装置。

4.如以上权利要求之一所述的西格码-得尔塔调制器，

其特征在于，

所述西格码-得尔塔调制器具有带通滤波器用于高频输入的频率变换。

5.如以上权利要求之一所述的西格码-得尔塔调制器，

其特征在于，

所述的西格码-得尔塔调制器具有模拟的混频器用于把高频输入信号频率变换。

6.如以上权利要求之一所述的西格码-得尔塔调制器，

其特征在于，

所述的西格码-得尔塔调制器具有模拟的混频器用于把高频输入信号分开成一个同相成分和一个二次成分，以及低通滤波器用于把高频的输入信号的个同相成分和二次成分转换成低频的信号。

7.系统，用于把模拟的输入信号转换成数字输出信号，所述的系统具有n个如以上权利要求之一所述西格码-得尔塔调制器(n＝1、2、3...)，

其特征在于，

这样地级联西格码-得尔塔调制器：使得一个西格码-得尔塔调制器的相应模拟输出信号构成下一个西格码-得尔塔调制器的输入信号。

8.如权利要求7所述的系统，

其特征在于，

所述系统具有用于分析所述n个西格码-得尔塔调制器的n个数字输出信号的单元。

9.方法，用于借助n个西格码-得尔塔调制器把模拟的高频信号数字化，具有从a)至e)n(n＝1、2、3...)次重复进行的以下的步骤：

a)把模拟的输入信号滤波，

b)以采样速度fa，在时间点t＝m*Ta量化模拟的输入信号，在此m＝0、1、2、...而Ta是西格码-得尔塔调制器的采样周期，并且输出量化的信号，

c)把量化的信号转换成模拟信号，

d)从同一方法级的西格码-得尔塔调制器的模拟输入信号中减去所转换的模拟信号，

e)把加和信号用作下一个方法级中的西格码-得尔塔调制器的模拟输入信号，并且

-分析n方法级的n个量化信号。

10.如权利要求9所述的模拟高频信号的数字化方法，

其特征在于，

一个方法级的量化信号经历一次信号处理。

11.如权利要求10所述的模拟高频信号的数字化方法，

其特征在于，

采用高于采样频率fa的采样频率ferh对被量化信号进行采样。

12.如权利要求10所述的模拟信号数字化方法，

其特征在于，

被量化的信号经受幅度校正和/或相位校正。

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