CN1414713A - 调幅信号接收电路 - Google Patents

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伊藤泰宏
西田泰章
安藤孝
大黑一弘
细谷进一
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J Ya J Tim Kk
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J Ya J Tim Kk
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Nippon Hoso Kyokai NHK
NHK Engineering Services Inc
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    • H04B1/06—Receivers
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    • H—ELECTRICITY
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Abstract

本发明提供一种调幅信号接收电路，其中为提高解调信号的质量，在不改变AM无线电波传输形式的条件下，接收的调幅信号被变换为一个单边带信号，并且信息信号从该变换过的单边带信号的相位项中解调出来。

Description

调幅信号接收电路
技术领域
本发明涉及一种用于接收并解调在中频(中波)和高频波段(短波)中广泛使用的AM(这里指双边带发射载波幅度调制)信号的调幅信号接收电路。本发明尤其涉及用于提高解调信号质量的技术。
背景技术
根据实际的AM接收机出现时的技术水平，还根据那时候所要求的不需要复杂解调电路的简单又经济的解调方案，所选用的解调方法是包络检测(解调)，这也是最简单的方法。
现在，AM广播是使用幅度调制的最有代表性的例子。因为世界上大量的人能够接收并利用AM广播，所以存在很多的接收机。从历史上看，上述的检测(解调)方法当然是在AM广播被投入使用时最好的。
此外，因为一个AM信号能够通过包络检测被解调，它的一个特性，即解调在相当程度上独立于无线电设备的频率稳定性，它在飞行器的应用上显得尤为重要，因此，虽然解调信号的质量不好，该技术在今天还在使用。
在传统的AM信号解调技术中，遇到了下述问题：
1.由于在一个AM信号传播经过的传播路径中出现的幅度和相位扰动，使用传统的解调技术很难取得高质量的解调信号。这些幅度和相位扰动的原因包括，例如，由衰减等引起的相乘性干扰、电源噪声、荧光噪声以及城市噪声。
2.幅度解调技术有很长的历史，当它刚刚被应用到实际中时的主流技术水平决定了解调方案未能采取消除这些干扰并取得高质量的解调信号的措施。
3.一个AM广播电波，参照0dB以400赫兹发射，在1.5dB至-3dB之间，在50至7500赫兹范围内发射。但是，接收机的带通特性要比发射波的特性不平滑的多，并且即使这些带通特性在接收和解调之后被调整到很好的质量，声音质量也不能提高。其主要原因是传统的解调技术没有提供用于消除影响一个AM信号的相乘性噪声的装置。此外，因为信号也容易受加性噪声的影响，AM接收机被设计为具有单峰接收的带通特性，以使收听效果更好。相应地，虽然在一个足够宽的带宽里需要平滑的频率特性，现有的接收机不能保证像音乐这样的无线电波源的真正好的声音质量。
4.虽然使用了自动增益控制电路来自动地控制收到的输入电量水平，这些电路不足以提高解调信号的质量。
发明内容
因此，本发明的一个目标是提供一种调幅信号接收电路，该电路能够在不改变目前AM无线电波发射中的无线电通信规范的条件下，接收一个AM信号并取得高质量的解调信号。
根据本发明的一个调幅信号的接收电路(下文中，称为“AM信号接收电路”)包括用于把接收的调幅信号的变换为一个单边全载波信号的变换装置，以及用于从被变换的单边带信号的相位项中解调出信息信号的解调装置。
本发明从一个调幅信号的相位项中解调出信息信号。该方法的基本原理是：也就是，被调制信号的相位项中信息信号分量不容易受外部相乘性或加性噪声的影响，并因此能够提供卓越的传输质量。这样的一个例子是，FM广播的接收特性比AM广播的接收特性好，因为在调频信号中，信息信号分量只出现在相位项中，并从相位项中被解调出来。
解调装置最好包括用于从一个单边带信号的相位项中，即从一个单边带信号的真零(real zero)中，解调出信息信号的处理装置。这种解调处理技术被称为真零单边带(RZ SSB)调制和解调，并能够在解调过程中消除由于外界噪声引起的幅度失真。RZ SSB调制和解调的细节公开在JP H06-018333B(授权日本专利号1888866)。
用于把接收的调幅信号变换为一个单边带信号的变换装置最好包括用于消除多余相位分量的频率变换装置，所述的多余相位分量是由于例如传播路径对相位项的影响、或接收机中本地振荡器的频率扰动所引起的，该频率变换装置把接收的调幅信号分为两个分支，并且，在对所述的一个分支信号进行限幅、另一个分支信号进行变频之后，把两个分支的信号相乘。如果在中频阶段提供这样的装置，就不会在高频阶段受本地振荡器的频率稳定性的影响，从而得到了一个高质量的解调信号。结果，本发明没有丧失传统的包络解调的一个重要特征，即解调特性独立于频率扰动。同时，可以精确地维持被发射的信息信号的频率特性。
因为根据本发明的一个调幅波包括一个上边带和一个下边带，用于把接收的调幅信号变换为一个单边带信号的变换装置最好包括频率多样化装置，该频率多样化装置用于把接收到的调幅信号以及在频域上反转该接收信号的信号频率分量的分布后得到的信号叠加，并用于把该结果变换为一个单边带信号。
该频率多样化装置能够包括：用于把接收的调幅发射载波信号分为两个分支的装置；一个用于对一个分支的调幅发射载波信号的幅度进行限幅的限幅器(硬限幅)；第一频率变换装置，该装置用于使用一个本地振荡信号来变频另一个分支调幅发射载波信号，还用于提取差频分量以及和频分量；第二频率变换装置，该装置用于使用限幅器(硬限幅)的输出来变频被所述第一频率变换装置提取出来的差频分量，还用于提取作为结果的和频分量；第三频率变换装置，该装置用于使用限幅器(硬限幅)的输出来变频被所述第一频率变换装置提取出来的和频分量，还用于提取作为结果的差频分量；以及用于相加第二频率变换装置的输出和第三频率变换装置的输出的装置。
本发明的AM信号接收电路最好使用数字信号处理技术(DSP)来实现，这样接收信号的高性能处理能够被一个并不昂贵的电路所执行。使用这样的技术无需电路调整，并意味着能够使用能提供大规模生产效应的DSP处理器，从而保证了一个经济的接收机。
附图说明
现在参照附图来举例描述本发明的具体实施例，其中：
图1是本发明第一实施例的方框图；
图2示出了在图1所示的AM信号接收电路中发生频率变换时，边带和载波分量的频域中的一个例示性的排列；
图3是一个配置的方框图，在该配置里，低频区域中进行了RZ SSB解调处理，同时图3也表示了本发明第一实施例的一个改进；
图4示出了在图3所示的AM信号接收电路中发生的频率变换时，边带和载波分量的频域中的一个例示性的排列。
图5是本发明第二实施例的一个方框图；
图6示出了在图5所示的AM信号接收电路中发生频率变换时，边带和载波分量的频域中的一个例示性的排列；
图7是一个配置的方框图，在该配置里，低频区域中进行了RZ SSB解调处理，同时图7也表示了本发明第二实施例的一个改进；
图8示出了在图7所示的AM信号接收电路中发生频率变换时，边带和载波分量的频域中的一个例示性的排列；
图9是本发明第三实施例的一个方框图；
图10示出了在图9所示的AM信号接收电路中发生频率变换时，边带和载波分量的频域中的一个例示性的排列；
图11是一个配置的方框图，在该配置里，低频区域中进行了RZSSB解调处理，同时图11也表示了本发明第三实施例的一个改进；以及
图12示出了在图11所示的AM信号接收电路中发生频率变换时，边带和载波分量的频域中的一个例示性的排列。
具体实施方式
现在描述一些用于接收一个AM无线信号的接收电路的例子，以说明体现本发明的方式。下述的实施例用于阐明本发明的实质。但是，本发明并不限于这些实施例。
第一实施例
参照图1和图2来描述本发明的第一实施例。图1是该第一实施例的一个方框图。图2示出了在该AM信号接收电路中发生频率转换时边带和载波分量的频域中的一个例示性的排列。图1描述的该实施例包括AM发射机100，发射天线101，AM接收机的接收天线102，前端放大器103，频率变换器104，本地振荡器105，中频(IF)滤波器106，限幅器(硬限幅)107，频率变换器108，本地振荡器109，中频滤波器110，频率变换器111，中频滤波器112，RZ SSB解调处理器113，以及AM解调信号输出端114。
现在将简单描述图1示出的该第一实施例中的信号流程，以及其构成电路的功能。
AM发射机100的输出被发射天线101以调幅波发射。该调幅波被AM接收机的天线102接收，并在其被前端放大器103放大之后，使用本地振荡器105的本地振荡信号，通过频率变换器104被变换为一个中频信号，例如，一个差频中频信号，然后，所需的中频信号被中频滤波器106提取出来。
该信号被分离为两部分，一部分输入给限幅器(硬限幅)107并被变换为一个固定幅度的信号。信号的另一部分被输入给频率变换器108，并使用本地振荡器109的输出来把信号变换为一个和频信号。然后，该所需的中频信号被中频滤波器110提取出来。中频滤波器110的输出信号以及限幅器(硬限幅)107的输出被频率变换器111变换，以形成差频信号。中频滤波器112提取下边带分量，也就是已经消除了多余噪声分量并附有一个载波的信号。中频滤波器112的输出被输入给RZ SSB解调处理器113，并在解调处理器中被解调，解调后的信号从终端114输出。
现在使用数学表达式来说明元件电路的操作。把信息信号写作g(t)，从发射天线101发射的调幅波是：
St1(t)＝(1+g(t))cos(ωct)                           (1)
其中ωc是发射波的角频率。为保证该调幅波不被过调制，要求：
|g(t)|＜1                                           (2)
下面，我们可以把等式1变换为：
St1(t)＝cos(ωct)
        +{g+(t)cos(ωct)-H(g+(t))sin(ωct)}/2
        +{g-(t)cos(ωct)+H(g-(t))sin(ωct)}/2    (3)
其中H(g(t))表示g(t)的希尔伯特变换，g+(t)和g-(t)分别表示发射波的上边带区域和下边带区域中的信息信号。因此：
g+(t)＝g-(t)
H(g+(t))＝H(g-(t))
等式3中的第一项表示载波分量，第二项表示上边带分量，第三项表示下边带分量。从等式3中可以看出在一个未被过调制的AM信号中，也就是在一个满足等式2所表示的条件的AM信号中，载波分量总是比边带分量高6dB。在图1和图2中，信号以能够区分上边带分量和下分带分量的方式来表示。虽然等式1和等式3在数学上是等同的，但因为我们将考虑单边带分量，我们将在需要讨论提取一个具体的单边带分量，具体地说，也就是上边带分量或下边带分量时，使用等式3。
从发射天线101发射出的信号在传播中受到随机的幅度扰动和相位扰动(称为“随机FM噪声”)，所述的幅度扰动和相位扰动遵守瑞利分布规则，并分别可以用ρ(t)和θ(t)以幅度项和相位项来表示。这些幅度和相位扰动作为相乘性干扰来影响信号。因此，到达AM接收机天线102的信号是：
Sr1(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos(ωct+θ(t))               (4)
在接收信号被前端放大器103放大之后，其中前端放大器103通过一个RSSI(接收信号强度指示)信号来改变它的放大程度，通过频率变换器104得到了该接收信号和本地振荡器105的本地振荡信号之间的差频，所述的本地振荡信号具有中心角频率ωc-ω1和角频率扰动δω。于是，该接收信号被变换为一个具有中心角频率ω1的中频信号。中频滤波器106仅仅从该信号中提取所需的中频信号分量。如果忽略前端放大器103引入的热噪声，可以很容易从等式4中找到该被提取出的信号：
S11(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos((ω1±δω)t+θ(t))       (5)
在本实施例中，我们考虑一个AM接收机中的传统的频率变换(也就是中频或高频的AM广播的AM接收机中的频率变换)。因为接收的中频或高频信号本质上是相对低频的，所以经常使用一个比接收信号频率ωc高的频率，例如本地振荡频率ωL1，来把接收的中频或高频信号变换到一个中间频率ωIF1。这就阻止了假的(多余的)信号混合到该中频区域。如果在进行上述操作时，观察接收的信号的边带，可以看到上边带和下边带被反转。如果这样得到的中频频率ωIF1被变换为一个更低的中频频率ωIF2，并且如果该第二次频率变换同样使用一个比中频频率ωIF1高的频率来实现，那么边带再次被反转，并从而恢复为它们原始的排列。虽然假设在实际中实施该双重变换，但在本实施例中，为了简单，我们只描述前面概述的那种频率变换的一个单步频率变换。但是，本发明不限于这样的例子。在本发明随后的实施例中描述了频率变换的同样的简化形式。
等式5所表示的信号被分离为两部分。一部分被输入给限幅器(硬限幅)107，并被变换为一个固定幅度的信号：
S1lim＝cos((ω1±δω)t+θ(t))                       (6)
其中，随机幅度扰动分量ρ(t)被消除掉。通过使用角频率为ω2的本地振荡器109，并通过频率变换器108形成和频，信号的另一个分离部分被变换为一个具有中心角频率ωI+ω2的中频信号。然后，中频滤波器110只提取所需要的中频信号分量，即
S12(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos(((ω1±δω)+ω2)t+θ(t))   (7)
当等式6所表示的限幅器(硬限幅)107的输出以及等式7所表示的中频滤波器110的输出被输入到频率变换器111时，它们的差频分量被提取，所得到的信号是：
S13(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos(ω2t)                       (8)
换句话说，角频率扰动δω和用相位项表示出的随机干扰分量θ(t)能完全地被消除掉。同时，载波分量的角频率被变换为ω2。因此，在随后的解调处理中的频率稳定性仅依赖于本地振荡器109。结果，如果角频率ω2低，频率稳定性就不是一个实际的问题。陡峭的中频滤波器112的使用是为了提取下边带信号，该下边带信号是消除了多余的噪声分量、并增加了载波分量的信号。省略该数学表达式中的剩余噪声分量并实施用以得到等式3的变换，该信号可以被表示为：
S14(t)＝ρ(t){(1+g-(t)/2)cos(ω2t)+(H(g-(t))/2)sin(ω2t)}(9)
它表明，与发射波的下边带相对应的一个分量被提取。因为该下边带分量还有等式9所表示的载波信号有一个载波分量，如前所述，该载波分量比信息信号的最大值高6dB，所以它能被用作一个RZ SSB信号。使用一个RZ SSB解调处理器能使随机幅度分量ρ(t)被消除，并从而提供一个高质量的解调信息信号。
中频滤波器106之后的信号处理能用一个DSP电路来执行。如上所述，当下边带信号以及被增加的载波分量被提取时，频率稳定性只由本地振荡器109决定，并且，最好使用一个像中频滤波器112那样具有陡峭的截断特性的滤波器。通过一个DSP电路来实现一个滤波器的其它优点包括无需考虑温度特性等等。
如果图1所示的电路通过一个DSP装置被实现，为减少DSP电量消耗，需要降低RZ SSB解调处理器的采样频率。通过在频率变换器111的输出中插入一个频率变换器，来把处理频率移到一个低频区域。下面将描述一个这样处理的例子。
图3的方框图给出了图1所示的接收电路的信号处理频率被进一步降低的一个例子。图4示出了图3所示的AM信号接收电路中发生的频率变换时，边带和载波分量的频域中的例示性的排列。图3所示的第一实施例的修改后的形式包括代替了图1所示的中频滤波器112的中频滤波器120，频率变换器121，本地振荡器122和中频滤波器123。
下面简要描述图3所示的电路的操作。中频滤波器120用于从频率变换器111的输出中提取一个角频率为ω2的AM信号。使用具有角频率ω2-ω3的本地振荡器122的输出，所提取的信号被频率变换器121变换为一个低频信号，于是中频滤波器123提取增添了具有角频率ω3的载波分量的下边带信号。如果以这种方式降低执行处理所在的频率区域，不必要的处理就执行地更少，从而大大减少了电量消耗。
第二实施例
现在参照图5和图6来描述本发明的第二实施例。图5是该第二实施例的一个方框图，图6示出了在图5所示的AM信号接收电路中发生频率变换时，边带和载波分量的频域中的一个例示性的排列。图5所示的该第二实施例包括AM发射机200，发射天线201，AM接收机的接收天线202，前端放大器203，频率变换器204，本地振荡器205，中频滤波器206，限幅器(硬限幅)207，频率变换器208，本地振荡器209，中频滤波器210，频率变换器211，中频滤波器212，RZ SSB解调处理器213，以及AM解调信号输出端214。
现在简单描述图5示出的该第二实施例中的信号流程，以及其构成电路的功能。
AM发射机200的输出被发射天线201作为一个调幅波被发射。该调幅波被AM接收机的天线202接收，并在它被前端放大器203放大之后，通过频率变换器204以及本地振荡器205被变换为一个差频信号，于是所需的中频信号被中频滤波器206提取出来。该信号被分离为两部分，一部分被输入给限幅器(硬限幅)207并被变换为一个固定幅度的信号，信号的另一个分离部分被输入给频率变换器208，该频率变换器形成了该输入信号和本地振荡器209输出之间的差频。然后，该差频信号被中频滤波器210提取。频率变换器211使用中频滤波器210的输出和限幅器(硬限幅)207的输出，形成了和频分量。中频滤波器212提取下边带分量，该下边带分量是一个消除了多余的噪声分量并附有一个载波的信号。中频滤波器212的输出被输入给RZ SSB解调处理器213并在该处理器中被解调，被解调的信号从终端214输出。
下面使用数学表达式来描述元件电路的操作。把信息信号写作g(t)，被发射天线201发射的AM广播电波为：
St2(t)＝(1+g(t))cos(ωct)                         (10)
其中，等式中的ωc是发射波的角频率。为保证该AM波未被过调制，要求：
|g(t)|＜1                                          (11)
发射天线201发射的信号在传播的过程中受到可以被ρ(t)和θ(t)以幅度项和相位项来分别表示的相乘性的干扰。因此到达AM接收机天线202的信号为：
Sr2(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos(ωct+θ(t))               (12)
在接收信号被前端放大器203放大之后，通过频率变换器204取得该接收信号和本地振荡器205的本地振荡信号之间的差频，所述的本地振荡信号具有中心角频率ωc-ω1以及一个角频率扰动δω。结果，该接收信号被变换为一个具有中心角频率ω1的中频信号。中频滤波器206仅仅从该信号中提取出所需的中频信号分量。通过等式12可以看出，被提取的信号为：
S21(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos((ω1±δω)t+θ(t))      (13)
注意到忽略了前端放大器203所加入的热噪声。
等式13所描述的信号被分离为两部分。其中一部分被输入给限幅器(硬限幅)207并被变换为一个固定幅度的信号，即：
S2lim＝cos((ω1±δω)t+θ(t))                    (14)
通过使用角频率为ω2的本地振荡器209，并通过频率变换器208取得差频，信号的另一个分离部分被变换为一个中心角频率为ω2-ω1的中频信号(第二中频)。然后，中频滤波器210仅提取所需的中频信号分量，即：
S22(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos((ω2-(ω1±δω))t-θ(t)) (15)
假设ω2＞ω1。当等式14所表示的限幅器(硬限幅)207的输出以及等式15所表示的中频滤波器210的输出被输入到频率变换器211，并且提取它们的和频分量时，得到的信号是：
S23(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos(ω2t)                     (16)
换句话说，角频率扰动δω和以相位项形式表现出来的干扰分量θ(t)是完全可以被消除的。同时，载波分量的角频率被变换为ω2。因此，在随后的解调处理中，频率稳定性不是一个实际问题。使用陡峭的中频滤波器212是为了提取下边带信号，即消除了多余的噪声分量的并附有一个载波分量的信号。省略数学表达式中剩余的噪声分量并实施用于得到等式3的变换，该信号可以表示为：
S24(t)＝ρ(t){(1+g+(t)/2)cos(ω2t)
            +(H(g+(t))/2)sin(ω2t)}               (17)
该等式表示一个与发射波上边带对应的分量被提取。如果我们参照等式3所给出的一个AM接收信号的表达式，可以看出等式17中的边带分量与等式9中的边带分量之间的关系和上边带与下边带之间的关系相对应。
如第一实施例所描述的，很明显像等式17所示的那样提取的一个下边带信号能够被用作一个RZ SSB信号。对应地，一个RZ SSB解调处理器的使用能消除干扰分量ρ(t)，并从而提供一个高质量的解调过的信息信号。
如果用一个DSP装置来实现图5所示的电路，以减少DSP电量消耗，需要降低RZ SSB解调处理器的采样频率。可以通过在频率变换器212的输出中插入一个频率变换器，把处理频率移到一个低频区域。下面描述一个这样处理的例子。
图7的方框图示出了图5所示的接收电路的一个改进。图8示出了在图7所示的AM信号接收电路中发生频率变换时，边带和载波分量的频域中的一个例示性的排列。图7所示的该第二实施例的改进的形式包括一个替代了图5所示的中频滤波器212的中频滤波器220，频率变换器221，本地振荡器222，以及中频滤波器223。
下面简单描述图7所示的电路的操作。中频滤波器220用于从频率变换器211的输出中提取一个角频率为ω2的AM信号。通过使用角频率为ω2-ω3的本地振荡器222的输出，该提取的信号被频率变换器221变换到一个低频区域，于是中频滤波器223提取增加了一个载波分量的下边带信号。如果以这种方式降低执行处理所在的频域，将执行更少的不必要的处理，从而大大减少了电量消耗。
第三实施例
下面参照图9和图10来描述本发明的第三实施例。图9是该第三实施例的方框图，图10示出了在图9所示的AM信号接收电路中发生频率变换时，边带和载波分量的频域中的一个例示性的排列。图9所示的该第三实施例包括AM发射机300，发射天线301，AM接收机的接收天线302，前端放大器303，频率变换器304，本地振荡器305，中频滤波器306，限幅器(硬限幅)307，频率变换器308，本地振荡器309，中频滤波器310，中频滤波器311，频率变换器312，频率变换器313，加法器314，中频滤波器315，RZ SSB解调处理器316，以及AM解调信号输出端317。
现在简单描述图9示出的该第三实施例中的信号流程，以及其构成电路的功能。
AM发射机300的输出被发射天线301作为一个调幅波被发射。该调幅波被AM接收机的天线302接收，并在它被前端放大器303放大之后，通过频率变换器304以及本地振荡器305被变换为一个差频信号，于是所需的中频信号被中频滤波器306提取出来。然后该信号被分离为两部分，一部分被输入给限幅器(硬限幅)307并被变换为一个固定幅度的信号，信号的另一个分离部分被输入给频率变换器308，该频率变换器形成了相对于本地振荡器309的输出的和频和差频。该和频信号被中频滤波器310提取，该差频信号被中频滤波器311提取。频率变换器312使用限幅器(硬限幅)307的输出来形成与中频滤波器310输出信号的差频分量。频率变换器313使用限幅器(硬限幅)307的输出来形成与中频滤波器311输出信号的和频分量。频率变换器312和频率变换器313的输出被加法器314相加，于是中频滤波器315提取下边带分量，该下边带分量是一个消除了多余的噪声分量并附有一个载波分量的信号。中频滤波器315的输出被输入给RZ SSB解调处理器316并在该处理器中被解调，被解调的信号从终端317输出。
下面使用数学表达式来描述元件电路的操作。把信息信号写作g(t)，被发射天线301发射的AM广播电波为：
St3(t)＝(1+g(t))cos(ωct)                          (18)
其中，等式中的ωc是发射波的角频率。为保证该AM波未被过调制，要求：
|g(t)|＜1                                        (19)
发射天线301发射的信号在传播的过程中受到可以被ρ(t)和θ(t)以幅度项和相位项来分别表示的相乘性的干扰。因此到达AM接收机天线302的信号为：
Sr3(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos(ωct+θ(t))             (20)
在接收信号被前端放大器303放大之后，通过频率变换器304取得该接收信号和本地振荡器305的本地振荡信号之间的差频，该本地振荡信号具有中心角频率ωc-ω1以及一个角频率扰动δω。结果，该接收信号被变换为一个具有中心角频率ω1的中频信号。中频滤波器306仅仅从该信号中提取出所需的中频信号分量。通过等式20可以看出，被提取的信号为：
S31(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos((ω1+δω)t+θ(t))      (21)
注意到忽略了前端放大器303所加入的热噪声。
等式21所描述的信号被分离为两部分。其中一部分被输入给限幅器(硬限幅)307并被变换为一个固定幅度的信号，即：
S3lim＝cos((ω1±δω)t+θ(t))                    (22)
使用具有角频率ω2的本地振荡器309，频率变换器308的和频生成功能被用于把信号的另一个分离部分变换为一个中心角频率为ω2+ω1的中频信号。然后，中频滤波器310仅提取所需的中频信号分量，即：
S32(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos((ω2+(ω1±δω))t+θ(t)) (23)
在本实施例中，同样假设ω2＞ω1。也使用了角频率为ω2的本地振荡器309，以及频率变换器308的差频生成功能，以把信号的另一个分离部分变换为一个中心角频率为ω2-ω1的中频信号。然后，中频滤波器311仅提取所需的中频信号分量，即：
S33(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos((ω2-(ω1±δω))t-θ(t))(24)
当等式22所表示的限幅器(硬限幅)307的输出以及等式23所表示的中频率波器310的输出被输入到频率变换器312，并且提取它们的差频分量时，得到的信号是：
S34(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos(ω2t)
      ＝ρ(t)cos(ω2t)
      +ρ+(t){g+(t)cos(ω2t)-H(g+(t))sin(ω2t)}/2
      +ρ-(t){g-(t)cos(ω2t)+H(g-(t))sin(ω2t)}/2]  (25)
换句话说，角频率扰动δω和以相位项形式表现出来的干扰分量θ(t)是完全可以被消除的。同时，载波分量的角频率被变换为ω2。符号ρ+(t)和ρ-(t)分别表示上边带和下边带区域的随机幅度扰动。
同样地，当等式22所表示的限幅器(硬限幅)307的输出，以及等式24所表示的中频滤波器311的输出被输入给频率变换器313，并提取它们的和频分量时，得到的信号是：
S35(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos(ω2t)
      ＝ρ(t)cos(ω2t)
      +ρ+(t){g+(t)cos(ω2t)+H(g+(t))sin(ω2t)}/2
      +ρ-(t){g-(t)cos(ω2t)-H(g-(t))sin(ω2t)}/2]  (26)
换句话说，角频率扰动δω和以相位形式表现出来的干扰分量θ(t)是完全可以被消除的。同时，载波分量的角频率被变换为ω2。
频率变换器312的输出和频率变换器313的输出被加法器314相加，于是中频滤波器315提取附有一个角频率为ω2的载波分量的下边带分量。
在随后的解调处理中，频率稳定性只依赖于本地振荡器309。结果，如果角频率ω2低，频率稳定性就不是一个实际问题。使用陡峭的中频滤波器315是为了提取下边带信号，该下边带信号是消除了多余的噪声分量的并附有一个载波分量的信号。
省略等式25和26的数学表达式和图中剩余的噪声分量，被中频滤波器315提取的信号为：
S36(t)＝2ρ(t)cos(ω2t)
      +ρ+(t){g+(t)cos(ω2t)+H(g+(t))sin(ω2t)}/2
     +ρ-(t){g-(t)cos(ω2t)+H(g-(t))sin(ω2t)}/2]  (27)
因为等式27的第二和第三项原先分别是发射波中的上边带和下边带，可以期望一个多样性的效果，因为在传播中两个边带将经历不同程度的恶化。如第一实施例中所述的，很明显等式27所给出的下边带信号能够被用作一个RZ SSB信号。相应地，使用一个RZ SSB解调处理器能够使干扰分量ρ(t)被消除，再与所述的多样性效果相结合，就能得到一个高质量的解调过的信息信号。
如果使用一个DSP装置来实施图9所示的电路，以减少DSP电量消耗，需要降低RZ SSB解调处理器的采样频率。可以通过在加法器314的输出中插入一个频率变换器，把处理频率移到一个低频区域。下面描述一个这样处理的例子。
图11的方框图示出了图9所示的接收电路的信号处理频率被进一步降低的一个例子。图12示出了在图11所示的AM信号接收电路中发生频率变换时，边带和载波分量的频域中的一个例示性的排列。图11所示的该第三实施例的改进的形式包括一个替代了图9所示的中频滤波器315的中频滤波器320，频率变换器321，本地振荡器322，以及中频滤波器323。
下面简单描述图11所示的电路的操作。中频滤波器320用于从加法器314的输出中提取一个角频率为ω2的AM信号。通过使用角频率为ω2-ω3的本地振荡器322的输出，该提取的信号被频率变换器321变换到一个低频区域，于是中频滤波器323提取一个增加了载波分量的下边带信号。如果以这种方式降低执行处理所在的频域，将执行更少的不必要的处理，从而大大减少了电量消耗。
如上所述，本发明具有下列优点：
1.一个解调信号，其频率特性忠于所得到的发射波的频率特性，并且该解调信号的质量优于通过传统的接收电路得到的解调信号。
2.接收特性具有抵抗外界的由于衰减等原因造成的相乘性噪声的能力，并因此提高了解调信号的质量。
3.保持了传统的AM接收机的优点，本发明是为了提供一种能使取得的解调过的信号独立于接收机中的频率扰动的接收电路。结果，可以制造不昂贵的接收机。
4.配置接收电路以得到改进的解调质量，从而通过使用AM调制得到的上边带和下边带来取得频率的多样性效果。

Claims (4)

1.一种用于接收并解调一个调幅信号的调幅信号接收电路，所述的接收电路包括：
用于把接收的调幅信号变换为一个单边带全载波信号的变换装置；以及
用于从变换过的单边带信号的相位项中解调出信息信号的解调装置。
2.根据权利要求1所述的调幅信号接收电路，其中所述的变换装置包括频率变换装置，该频率变换装置通过把接收的调幅信号分为两个分支，并且，在对一个所述的分支信号进行限幅、对另一个分支信号进行变频之后，把两个分支的信号相乘，来消除多余相位分量，所述的多余相位分量是由于例如传播路径对相位的影响、或接收机中本地振荡器的频率扰动所引起的。
3.根据权利要求1所述的调幅信号接收电路，其中所述的变换装置包括频率多样化装置，该频率多样化装置用于把接收到的调幅信号与在频域上反转该接收信号的信号频率分量的分布而得到的信号相叠加，并用于把该结果变换为一个单边带信号。
4.根据权利要求3所述的调幅信号接收电路，其中所述的频率多样化装置包括：
用于把接收的调幅信号分为两个分支的装置；
用于对一个分支调幅信号进行限幅的限幅器；
第一频率变换装置，该装置用于使用一个本地振荡信号来变频另一个分支调幅信号，并用于提取差频分量以及和频分量；
第二频率变换装置，该装置用于使用所述限幅器的输出来变频被所述第一频率变换装置提取出来的差频分量，并用于提取作为结果的和频分量；
第三频率变换装置，该装置用于使用所述限幅器的输出来变频被所述第一频率变换装置提取出来的和频分量，并用于提取作为结果的差频分量；以及
用于相加所述第二频率变换装置的输出和所述第三频率变换装置的输出的装置。
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