CN1365183A - 转换装置 - Google Patents

转换装置 Download PDF

Info

Publication number
CN1365183A
CN1365183A CN02101571A CN02101571A CN1365183A CN 1365183 A CN1365183 A CN 1365183A CN 02101571 A CN02101571 A CN 02101571A CN 02101571 A CN02101571 A CN 02101571A CN 1365183 A CN1365183 A CN 1365183A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
control
sampled
induced voltage
conversion equipment
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN02101571A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1241319C (zh
Inventor
东光英
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Publication of CN1365183A publication Critical patent/CN1365183A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1241319C publication Critical patent/CN1241319C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/182—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using back-emf in windings
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

本发明的转换装置由以下所构成:把直流电压在转换成模拟交流电压后输出到电动机1的直流交流转换部2、检测电动机绕组感应电压的电压检测部3、控制PWM状态的PWM状态控制部6、在每个规定的区域内对电压检测部3的输出进行采样,然后把采样电压值转换成数字值的A/D转换部4、根据采样电压确定感应电压,计算出电动机1的感应电压过零位置,同时输出采样指令的控制运算部5、控制A/D转换部4的采样时间ΔTs和采样次数n的采样时间控制部7。

Description

转换装置
技术领域
本发明涉及对无刷DC电动机进行频率控制的转换装置。
背景技术
作为以往的对3相4线无刷DC电动机进行转速(转/分)控制的驱动装置，包括以120°通电控制(矩形波通电控制)方式进行驱动和以180°通电控制(正弦波通电控制)进行驱动的两种驱动装置。关于120°通电控制方式，例如已在特许第2642357号公报上公布，关于180°通电控制方式已在例如特开平7-245982号和特开平7-337079号公报上公布。
上述的120°通电方式是一种直接检测出电动机绕组感应电压的过零信号的方式，是根据这个过零信号来改变电流转换信号。通过把电动机绕组各相的感应电压与基准电压进行比较来检测出过零信号。在3相4线无刷DC电动机中，过零信号在电动机转子的一周旋转中，在3相内共发生12次。即，每隔机械角的30°(电气角60°)发生一次。当导通角为120°时，过零信号在电动机绕组的各相的非导通期间，即在电气角为60°(＝180°-120°)的范围内可被连续地检测出。
图16表示在使用以往的120°通电控制方式来驱动电动机1时的流过某一相的电流(相电流)的波形。在该图中，表示出了对应电气角的相电流，在这个情况下，在电气角的一周期内对应每一相存在2次完全没有电流流过的区间(例如从150°到210°的区间)。在电动机1旋转半周的期间内，在全体3相上共形成6次没有电流流过的区间。因此，在电动机1的一周旋转中，在3相上共计形成12次。在这样的没有电流流过的区间内，可确认没有电流流过的相(U、V、W中的任意一相)的电动机1的感应电压，从而可确定出感应电压的过零位置。
另外，在上述的180°通电方式下，是把电动机绕组的中性点电位与3相的反相输出电压构成3相Y形连接的阻抗的中性点的差分电压进行放大，把其输入积分电路，通过把该积分电路的输出信号与利用滤波电路对该输出信号进行处理，滤掉直流成分的信号进行比较，从而获得对应120°通电方式的感应电压的位置检测信号。这个位置检测信号在电动机的一周旋转中共发生12次。即，每隔机械角30°(电气角60°)发生一次。由于这个方式使用了积分电路，所以不能具体确定感应电压临近过零的绝对位置，必须进行相位补偿等的复杂的相位控制。
而在120°通电方式下，由于如上所述的那样地通过把电动机绕组的感应电压与基准值进行比较即可检测出过零点，所以当电动机负荷或电源电压发生急剧变化时，因感应电压的过零信号被隐藏在电动机驱动电压的区域内，所以不能被检测出。如果形成这样的状态，则首先发生控制失灵的现象，继而导致电动机驱动系统停止工作。
而且，在120°通电方式下，由于为了减小电动机运转时的噪音和振动，应尽量扩大导通期间，例如当把导通角扩大到约150°使其运转时，则能够检测出电动机绕组各相的感应电压的范围被减小到电气角的30°(＝180°-150°)，将有可能在该范围内检测不到过零点。因此，在运转时同样会增加控制失灵的危险性，而且也容易发生控制失调等的不稳定的现象。这是因为导通角越大，即导通角越接近180°，电动机的运转就越不稳定。
另一方面，在180°通电方式下，由于如上所述的那样使用了积分电路，所以，不能具体确定感应电压过零的绝对位置，而且，由于对应不同的运转状态，过零位置与位置检测信号的相位差形成大的变化，所以必须要进行相位补偿等的复杂的控制，因此而造成不易进行相位补偿或控制运算复杂化的问题。而且，由于在电动机中必须要有中性点输出端子，还要利用感应电压波形的3次谐波成分，所以存在着不能使用在具有正弦波磁化磁铁的电动机中的问题。
发明内容
本发明就是为了解决上述的问题，目的在于提供一种以简单的系统构成，通过简化掉机械式的电磁检测传感器并能够使电动机在导通角180°附近进行运转，可减小机械系统的噪音、振动，简化机械系统的降低噪音、振动的结构，并且具有低成本、高可靠性的转换装置。
本发明的转换装置具有包含开关元件，通过该开关元件的开闭，把直流电压转换成模拟交流电压，然后把该模拟交流电压输出到电动机的直流交流转换单元、检测出所述电动机的绕组电压的电压检测单元、控制所述直流交流转换单元输出的所述模拟交流电压的在PWM控制中的占空比的PWM状态控制单元、在PWM控制中的ON区间内，输入所述电压检测单元的输出电压，每隔规定的时间间隔进行一次采样，并转换成数字值，然后作为采样电压将其输出的A/D转换单元、根据从该A/D转换单元输出的采样电压，利用规定的方法，确定电动机绕组的感应电压，根据该被确定的感应电压计算出电动机的感应电压的过零位置，并且同时输出采样指令的控制运算单元、根据该控制运算单元输出的采样指令控制所述A/D转换单元的采样时间ΔTs和采样次数n的采样时间控制单元。
也可以设定所述采样时间控制单元的所述采样时间ΔTs的值与PWM控制下的ON区间的时间长度值相等。
而且，当把发生在刚过PWM控制中的ON区间之后的感应电压上的波动电压的频率设为fL时，也可以设定所述采样时间控制单元的所述采样时间ΔTs满足ΔTs≤1/fL。
而且，也可以设定所述采样时间控制单元的所述采样时间ΔTs满足ΔTs＝1/(36fL)。
而且，也可以形成能够对PWM控制中的ON区间内的感应电压进行采样地设定所述采样时间控制单元的所述采样次数n。
所述控制运算单元也可以利用在PWM控制中的ON区间内被采样的电压中的最后被采样的电压值来确定所述感应电压。
而且，所述控制运算单元也可以通过利用在PWM控制中的ON区间内被采样的电压中的任意一点的电压以规定的算式进行运算处理来确定感应电压。所述规定的算式也可以由包含采样时间ΔTs或波动频率fL的指数函数及三角函数的乘积构成。
所述控制运算单元也可以通过利用在PWM控制中的ON区间内被采样的1点或2点以上的电压进行规定的运算处理来确定感应电压。
所述规定的运算处理也可以是对被采样的电压进行加法平均的处理。而且，也可以利用采样电压的最大点或最小点进行所规定的运算处理。而且所规定的运算处理也可以是利用采样电压的2个以上的最大点或2个以上的最小点进行规定的运算。而且，也可以使用包含采样时间ΔTs的指数函数进行所规定的运算处理。
附图说明
图1是本发明的转换装置的控制方框图。
图2是转换装置的电压检测部的构成图。
图3是表示对应无刷DC电动机的一相电气角的相电流波形的视图。
图4是为了说明在控制运算部中根据采样电压V1计算出相位差Δθ1的动作的视图。
图5是无刷DC电动机的等效电路图。
图6是表示在无刷DC电动机中的U相电感Lu及磁场感应电压Eu的电气角特性的视图。
图7是说明在相电流OFF区间内的感应电压波形的视图。
图8是说明为了确定感应电压，控制运算部所使用的采样点的视图(检出方法1)。
图9是说明为了确定感应电压，控制运算部所使用的采样点的视图(检出方法2)。
图10是说明为了确定感应电压，控制运算部所使用的采样点的视图(检出方法3)。
图11是说明为了确定感应电压，控制运算部所使用的采样点的视图(检出方法4)。
图12是说明为了确定感应电压，控制运算部所使用的采样点的视图(检出方法5)。
图13是说明为了确定感应电压，控制运算部所使用的采样点的视图(检出方法6)。
图14是说明为了确定感应电压，控制运算部所使用的采样点的视图(检出方法7)。
图15是说明为了确定感应电压，控制运算部所使用的采样点的视图(检出方法8)。
图16是表示以往的120°通电控制的相电流波形的视图。
具体实施方式
下面，参照附图对本发明的转换装置的实施例进行详细的说明。(转换装置的构成)
图1表示本发明的转换装置的控制方框图。转换装置是对3相4线无刷DC电动机(以下简称“电动机”)1进行转速控制的电动机驱动装置。在这个图中，转换装置具有在把直流电压转换成交流电压后输出到电动机1的直流交流转换部2、检测出电动机1的感应电压的电压检测部3、把电压检测部3的模拟检出信号转换成数字信号的A/D转换部4、根据A/D转换部4的数字信号检测出电动机1的感应电压的过零位置的控制运算部5、输出为了控制电动机1的转速的控制加载电压、频率、相位的PWM状态信号的PWM状态控制部6、根据控制运算部5的指令来控制A/D转换部4的采样点(采样时间ΔTs、采样次数n)的采样时间控制部7。直流交流转换部2具有6个高速开关元件。(转换装置的动作)
在具有如上构成的转换装置中，直流电压被输入到直流交流转换部2，被转换成频率、相位可变的模拟交流电压，然后被输出到电动机1。通过改变从直流交流转换部2输出的模拟交流电压的频率(以下称为“转换频率”)、相位，来控制电动机1的转速。由PWM状态控制部6控制该转换频率。
下面，对转换装置的各个部分的动作进行具体的说明。
电压检测部3把电动机1的各相感应电压降低，把这个降低的模拟信号输出到A/D转换部4。图2表示电压检测部3的构成。电压检测部3由电阻10a、10b和电容11构成。通常也可以不设置电容11，但在感应电压的波形具有不衰减的小的时间常数的情况下，为了除去噪声最好是加入电容11。当把被输入到直流交流转换部2的直流电压的值设定为VDC时，通过由2个电阻10a、10b的阻抗值所确定的分压比k的分压，使被检测出的感应电压的模拟电压的振幅值为k×VDC。另外，在这里为了简化说明，取k＝1。
直流交流转换部2具有6个高速开关元件，通过接收PWM状态控制部6输出的控制信号，根据该控制信号来控制开关元件的开闭动作，生成驱动电动机1的驱动电压。通过进行PWM(脉冲宽度调制)控制使驱动电压的大小随占空比变化。因此，PWM状态控制部6输出受PWM控制的控制信号(以下称为“PWM状态信号”)。
A/D转换部4对从电压检测部3输出的模拟输出电压进行采样，把其转换成数字信号，然后输出到控制运算部5。
控制运算部5把作为执行采样的指令的采样指令输出到采样时间控制部7。采样时间控制部7当接受了采样指令后，向A/D转换部4输出关于采样时间ΔTs和采样次数的控制指令。A/D转换部4根据该控制指令信息，确定对电压检测部3的输出电压进行采样时的采样点。而且，控制运算部5根据由A/D转换部4采样的电压求出感应电压，在此基础上计算出过零位置，然后把基本模型信号和包含PWM控制信息的旋转相位信息输出到PWM状态控制部6。
PWM状态控制部6输出控制直流交流转换部2的各个开关元件开闭的基本模型信号，用来控制驱动电压的转换频率。
对应基本模型信号，例如如以下那样地对直流交流转换部2的各个开关元件进行控制。即，在第1基本模型中，使U相上分支开关元件和V相下分支开关元件导通。在第2基本模型中，使U相上分支开关元件和W相下分支开关元件导通。在第3基本模型中，使V相上分支开关元件和W相下分支开关元件导通。在第4基本模型中，使V相上分支开关元件和U相下分支开关元件导通。在第5基本模型中，使W相上分支开关元件和U相下分支开关元件导通。在第6基本模型中，使W相上分支开关元件和V相下分支开关元件导通。通过这样地切换基本模型，使加载了驱动电压的电动机的电枢绕组的相位也随之被切换。
控制运算部5输出为了进行这些基本模型的转换电流切换的旋转相位信息。即，控制运算部5计算出电动机1的3相感应电压的过零位置，输出过零信号。这个过零在电动机转子的一周机械旋转内发生12次。如果电动机1是进行等速的旋转，则过零每隔大致机械角30°发生一次。控制运算部5根据A/D转换部4的采样电压计算出过零位置，PWM状态控制部6在该过零位置顺序地切换基本模型，同时输出PWM状态信号。PWM状态信号是在基本模型信号上叠加PWM信息(占空比)的信号。
如上所述的那样，在转换装置中，PWM状态控制部6根据从控制运算部5输出的旋转相位信息改变直流交流转换部2的转换频率，同时对电动机1进行转速控制。这时，电动机1转子的磁极位置由于从感应电压的过零位置起受电枢的反作用的影响，不能被直接确定，所以在其间形成相位差。由于这个相位差随着运转负荷的变化而变化，所以根据感应电压的过零位置即使通过微计算机的运算也难于确定出真正的磁极位置。但是，即便不能确定出真正的磁极位置，只根据感应电压的过零位置也可以充分地实现对电动机1的转速控制。(转换装置的通电控制)
图3表示在利用本实施例的转换装置进行120°通电控制下的电枢绕组的一相中的电流(相电流)波形。在图3中，把导通角设为Wx，在从电气角X到电气角(X+Wx)之间进行通电，然后，从电气角Y到导通角Wx之间进行通电。即，在本实施例的转换装置中，从电气角(X+Wx)到电气角Y之间不进行通电，在这个期间进行为了检测出过零的感应电压检测。在图3中，如果设Wx＝120°，则与图16所示的现有技术的情况相同。在这里，设定导通角Wx满足如下的关系式。
Wx＜180°                          (1)
即，只要满足上式，便可在电气角的(180°-Wx)的范围内确认电动机1的感应电压。因此，不需要在电动机1中配置为了在运转中检测转子位置的位置传感器。
另外，当导通角Wx满足下面的关系式时，在对120°通电控制的说明中说明过的6路基本模型信号的基础上，还需要追加3相正弦波驱动用的基本模型信号。
150°＜Wx＜180°                (2)即，基本上是在3相中的任意一相中没有电流通过的电气角的区间内，使用上述的120°通电控制用的6个基本模型。在以外的区间内使用3相正弦波驱动用的基本模型。关于3相正弦波驱动用的基本模型，由于是属于公知的通常的3相正弦波PWM控制，故在此省略详细的说明。(过零位置的检测)
下面，对为了检测出转换装置中的转子位置的过零位置确定方法进行说明。如上所述，为了检测出过零位置的对电动机1感应电压的检测是在未流过相电流的区间内进行。例如，在图3中，在电气角从-X到+X的区间内，或电气角从(X+Wx)到Y的区间内进行。以下，把这样的未流过相电流的区间称为“相电流OFF区间”。
控制运算部5在相电流OFF区间内的规定点(电气角)检测电动机1绕组的感应电压，求出该检测值与判断过零的基准电压值(在本实施例中为VDC/2)的差值，根据该差值预测出过零的发生点(电气角)。这样，由于是根据在相电流OFF区间内的任意点被检测出的感应电压来检测出过零位置，所以只要在相电流OFF区间内能够检测出感应电压，无论在相电流OFF区间内是否存在实际的过零发生点，都能够检测出过零位置。从而，只要能够确保相电流OFF区间，便可确保接近180°的充分大的导通角，能够使电动机1的运转更为圆滑。
图4是表示在相电流OFF区间内的在电动机1的一相上的感应电压波形的放大波形图。在这个图中，电气角从-X到+X的区间是能够确认电动机1感应电压12的区间。如果考虑有3相，则这个可确认感应电压的区间在每个电气角60°的区域内形成一次，在电动机1的一周旋转内共形成12次。而且，在恢复电流恢复角Rx(≥0)的区间内，由于有恢复电流流过，所以不能进行感应电压的采样。因此，能够进行采样的电气角必须满足如下的关系式。
-X+Rx＜能够采样的电气角＜X                (3)
X＝(180°-Wx)/2                           (4)
下面，对在检测过零时的A/D转换部4和控制运算部5的动作进行说明。另外，在图4中，设定位置(电气角)“Z”为过零位置。
首先，A/D转换部4把在电气角为(-X+TS0)时的感应电压的采样转换成数字值V0。在这里，TS0表示等待角，由控制运算部5的采样指令控制采样时间，使其能够在PWM状态信号的状态脉冲为ON的区间(以下称为“PWM-ON区间”)的一部分上进行采样。从而，如图4所示的那样，能够在PWM-ON区间Ton内进行采样，而不能在PWM状态信号脉冲为OFF的区间(以下成为“PWM-OFF区间)Toff内进行采样。
而且，设定等待角TS0和恢复电流恢复角Rx满足如下的关系式，从而，在恢复电流恢复角Rx的区间内不能进行检测。
TS0＞Rx                                   (5)
在图4中，感应电压的过零位置为位置Z，采样电压V0与过零位置Z的电压VDC/2的电压差ΔV0可通过下式求出。
ΔV0＝V0-VDC/2                            (6)
控制运算部5在如上述的那样计算出电压差ΔV0后，进一步使用该电压差ΔV0、转换角频率ω1、电动机1磁铁的感应电压常数E0，求出采样位置与过零位置的相位差Δθ0。如果|Δθ0|0，则误差Δθ0一般可通过下式求出。
Figure A0210157100121
通过式(7)求出相位差Δθ0后，可根据采样位置和相位差Δθ0检测出过零位置。如果如上所述的那样检测出过零位置，则能够只通过检测感应电压(检测3相)来进行对电动机1的旋转相位控制。
在这里，获得电压差ΔV0的必要条件是在相电流OFF期间内必须包含至少1个PWM-ON区间。因此，直流交流转换部2的开关元件的开闭频率(＝载波频率)fc、转换频率f1、导通角Wx必须满足如下的关系。
Fc≥f1×360°/(180°-Wx-Rx)               (8)
通过设定满足上式的载波频率fc，使在相电流OFF区间，即从相电流OFF期间的开始角到相电流OFF期间的结束角之间，至少包含1个PWM控制中的载波周期。因此，由于至少存在1个PWM-ON区间，所以能够获得采样电压V0，即电压差ΔV0。(电动机1的等效电路)
图5是电动机1的等效电路图。R1表示绕组初级电阻，Lu、Lv、Lw表示各相的电感(合成电感)，Eu、Ev、Ew表示各相的磁场感应电压，Iu、Iv、Iw表示各相的相电流。在这里，磁场感应电压是指在电动机1旋转时只由磁铁(磁场)所产生的感应电压。
在该图中，假定直流电压VDC加载在W-V相之间。这时，W相的电位为VDC，V相的电位为0，U相被悬空，并可从U相观测到感应电压Vu21。另外，绕组中性点22是各相的中点。通过PWM控制，使W-V相间的电位差形成VDC与0V的反复转换。而且，在PAM控制时，正常的电位差为DVC。这时的感应电压Vu21的电压波形与图4的感应电压波形相对应。在图4的相电流OFF开始角(-X)与相电流OFF结束角(X)的区间内，通过对W-V相加载直流电压VDC进行PWM控制。
而且，在该状态下，图5所示的磁场感应电压Eu和U相电感Lu23的在电气角上的电特性为图6所示的磁场感应电压Eu24和U相电感Lu。如图6所示的那样，磁场感应电压Eu24是振幅为ω1·E0的正弦波状的交流电压，U相电感Lu23是最大值为Lq、最小值为Ld(Lq≥Ld＞0)，该DC成分为(Lq+Ld)/2的正弦波状的交流电压。
当磁场感应电压Eu为最大值或最小值时，U相电感Lu都为最大值Lq。在磁场感应电压Eu24为0时，U相电感Lu23为最小值。
磁场感应电压Eu24的过零位置25与电动机1的磁铁的磁极位置完全相对应。但是，感应电压Vu21，即感应电压12由于受U相电感Lu23的电枢反作用的影响，具有与过零位置14和磁场感应电压Eu24的过零位置25的电气角不一致的另外的相位角。由于这个相位角随着电动机1的运转状态的变化而变化，所以不容易确定该相位角。
在图5中，在W-V相加载直流电压，进行PWM控制或PAM控制，并且由于在W-V相的电位差为VDC，且Iu＝0时，能够检测出感应电压，因此，可获得采样电压(在位置Z上的)。(为了测出过零的感应电压检测)
转换装置一般包括由电阻、电感及磁铁的磁路构成的电动机1和包含电容的开关元件，该感应电压的电路方程式为二阶线性常微分方程式。而且，该方程式具有虚根。所以，在PWM-ON区间(Ton区间)出现的感应电压的波形准确的是如图7所示的那样的随着时间的推移，在振动的同时逐渐衰减到一定值的振动波形。在图7中，V0mj(j≥1的整数)表示感应电压12的最大点、最小点，tmi表示这些点的时刻。电压V00表示感应电压12的收敛电压，是真正的感应电压。
如果用公式表示图7所示的波形与时间t的关系，则形成如下的关系式。
V0V00·(1-exp(-k·t)·sin(2π·fL·t-φ))   (9)这里，k(≥0)和φ(≥0)为常数，fL(≥0)表示在图7中的电压振荡成分的频率，常常被称为阻尼振荡频率。由于这些参量是当确定了控制系统后被自动确定的数值，所以可被作为常数使用。
在这种场合下，由于在某些时区间内一般是形成振荡状态的感应电压，即在过渡状态下的感应电压，所以，在任意时间所求出的采样电压不一定是表示作为真正感应电压的收敛电压V00。由于是根据感应电压来检测出过零位置，由此来确定开关元件的切换时间，所以感应电压的数据可靠性和精度在很大程度上受控制系统全体动作的影响。因此，希望能够准确地求出感应电压。
因此，本转换装置通过如下所示的各种方法可容易且准确地检测出感应电压。另外，在以下的控制中，由采样时间控制部7来设定采样时间ΔTs和采样次数n，由控制运算部5来确定感应电压的检测值。(感应电压的检测方法1)
如图8所示的那样，本方法是在每个规定的采样时间对测出电压进行采样，把该采样电压中的被最后采样的电压确定为感应电压12的收敛值。在图8中，当把采样电压30设为V0Sy、把进行采样的时刻设为tsy、把各个采样时间(间隔)设为Δtsxy(x、y是满足0≤x≤n-1、1≤y≤n的整数)时，设定采样时间Δtsxy(0)与采样次数n满足如下的关系。
Δtsxy    ≤Ion                     (10)
∑(Δtsxy)≤Ton    (∑：n个的总和)  (11)如果这样，则肯定能够在PWM-on区间内获得感应电压的采样。特别是在把各个采样时间Δtsxy和采样次数n设定为满足
∑(Δtsxy)＝Ton                     (12)的情况。而且，把代表采样电压V0Sy最终值的V0Sn确定为感应电压V0。可认为这样求得的电压值V0基本等于收敛电压V00的值。从而可容易地求出收敛电压V00。
因此，采样时间控制部7依照控制运算部5的采样指令，把采样时间ΔTs和采样次数n输出到A/D转换部4。A/D转换部4根据该采样指令信息，通过对感应电压12进行n次(n≥1)的采样来获得采样电压。控制运算部5通过上述的方法根据最终的采样电压值确定出感应电压12。(感应电压的检测方法2)
如图9所示，本方法是使检测方法1中的n＝1，即只进行1次采样，并且在经过了规定时间ΔTMIN之后进行该采样。设定采样时间ΔTs01满足如下的关系式。
ΔTs01＝ts1＝Ton≥ΔTMIN            (13)在这里，ΔTMIN被设定在直至感应电压的电压振动成分的最大值与最小值的差收敛到被认为是形成收敛后的规定范围内的时间内。而且所谓规定范围是指到感应电压基本结束了电压振动的过渡状态，被认为形成稳定常态的范围。可认为这样求出的采样电压31(V0S1)基本等于感应电压12(V0)的真正值。(感应电压的检测方法3)
如图10所示，本方法是，使检测方法1中的n＝1，即只进行1次采样，并且在经过了该采样被认为其振动已形成收敛的规定时间(ΔTMAX)之后进行该采样。设定采样时间ΔTs01满足如下的关系式。
ΔTMAX≤ΔTs01≤Ton                 (14)这样求出的采样电压32的值V0S1可认为满足
VOS1＝V00＝V0                                       (15)因此，设定ΔTMAX为感应电压的电压振动被认为已达到稳定常态的时间，具体的是，满足V00＝V0S1的采样时间ΔTs的最小值。
而且，在检测方法1中，也可以求出n个采样电压V0Sy，通过把这些相加平均，如下式那样地求出感应电压V0。
V0＝∑(V0Sy)/n                                      (16)在该情况下，可不易受外界噪声影响地确定感应电压V0。(感应电压的检测方法4)
如图11所示，本方法是使检测方法1中的n＝1，即只进行一次采样，使用这个采样值和式(9)来求出感应电压(收敛电压V0)。在这个情况下，是事前先求出k、fL、φ，利用这些值和采样电压33(V0S1)，通过下式求出收敛电压V0。
V0＝V0S1/(1-exp(-k·ts1)·sin(2π·fL·ts1-φ))     (17)
而且，也可以使检测方法1中的n＝4，通过4次采样获得电压V0S1、V0S2、V0S3、V0S4。在该情况下，使用式(9)组成如下的联立方程组，通过求出联立方程组的解，即使在k、fL、φ为未知数的情况下，也可以确定V0。
V0＝V0S1/(1-exp(-k·ts1)·sin(2π·fL·ts1-φ))    (18a)
V0＝V0S2/(1-exp(-k·ts2)·sin(2π·fL·ts2-φ))    (18b)
V0＝V0S3/(1-exp(-k·ts3)·sin(2π·fL·ts3-φ))    (18c)
V0＝V0S4/(1-exp(-k·ts4)·sin(2π·fL·ts4-φ))    (18d)(感应电压的检测方法5)
本方法是在检测方法1的基础上设定采样时间ΔTs满足如下关系式。
ΔTs≤1/fL                                         (19)这样，由于能够如图12所示的那样，能够在时间轴上对具有波动成分的感应电压期间进行高分辨率的采样，所以可适用于上述的各种确定V0的方法。
特别是，通过如下那样地设定采样时间ΔTs，可从具有波动成分的感应电压部分每隔相对波动周期的10°获得一次采样电压34。
ΔTs＝1/(36·fL)                         (20)这样，由于可以以±5°的角度误差对具有波动的感应电压的最大点及最小点进行高精度的采样，并且可相对延长采样时间，所以可以使A/D转换部4不需要具备高速的转换性能，由此可降低成本。(感应电压的检测方法6)
本方法是在上述的检测方法5中，设定采样时间ΔTs充分小于采样频率的倒数，采用最大点、最小点的采样电压作为确定收敛电压的采样电压。如图13所示，设采样电压35为V0smy、设采样时刻为tsmy(y是正整数)。Tsmy用采样时间ΔTs的1次函数表示。(感应电压的检测方法7)
如图14所示，本方法是通过对最大点进行采样来确定感应电压V0。当采样电压为最大点时，如果使y＝1，则感应电压的电压方程式为以下的方程式。
V0sm1＝V0·(1-exp(-k·tsm1)·(-1))
     ＝V0·(1+exp(-k·tsm1))             (21)所以，
V0＝V0sm1/(1+exp(-k·tsm1))              (22)
因此，只要知道常数k的值，便可通过最大点的采样电压36(V0sm1)来确定感应电压V0。即，由于可完全不受波动频率fL和φ的影响来确定V0，所以，可高精度地求出感应电压。
并且，当y＝3时，该采样电压构成如下的电压方程式。
V0sm1＝V0·(1+exp(-k·tsm1))
     ＝V0·(1+α1)                       (23)
V0sm3＝V0·(1+exp(-k·tsm3))
     ＝V0·(1+exp(-k·tsm1·tsm3/tsm1))
     ＝V0·(1+exp(-k·tsm1·γ31))
     ＝V0·(1+α1^γ31)                  (24)
在这里，符号“^”表示阶乘。可通过上式削去α1来确定V0。即，由于可根据最大点的采样电压V0sm1和V0sm3，不受常数k的影响地确定V0，所以可更高精度地求出感应电压。(感应电压的检测方法8)
如图15所示，本方法是通过对最小点进行采样来确定感应电压V0。当采样电压37为最小点时，如果使y＝2，则感应电压的电压方程式由采样电压V0sm2构成以下的方程式。
V0sm2＝V0·(1-exp(-k·tsm2)·(1))
     ＝V0·(1-exp(-k·tsm2))                    (25)所以，
V0＝V0sm2/(1-exp(-k·tsm2))                     (26)
因此，只要知道常数k的值，便可通过最小点的采样电压37(V0sm2)来确定感应电压V0。即，由于可完全不受波动频率fL和φ的影响来确定V0，所以，可高精度地求出感应电压12。
并且，当y＝4时，则构成如下的电压方程式。
 V0sm2＝V0·(1-exp(-k·tsm2))
      ＝V0·(1-α2)                             (27)
 V0sm4＝V0·(1-exp(-k·tsm4))
      ＝V0·(1-exp(-k·tsm2·tsm4/tsm2))
      ＝V0·(1-exp(-k·tsm2·γ42))
      ＝V0·(1+α2^γ42)                        (28)可通过上式削去α2来确定V0。即，由于可根据最小点的采样电压Vsm2和Vsm4，不受常数k的影响地确定V0，所以可更高精度地求出感应电压。
通过利用以上的方法进行采样点的确定，可提高检测电压的精度，因此可实现对电动机的高精度控制。
本发明的转换装置为了检测出电动机绕组的感应电压对A/D转换装置的采样时间ΔTs和采样次数n进行适当的控制。因此，即使通过简单的电路把电动机电流的导通角扩大到180°附近的情况下，由于可根据电动机转子的位置对电动机进行高精度的驱动控制，所以，可降低电动机的噪声、振动，可简化防止噪音、振动的机械结构，可实现电路成本低的转换装置。
而且，也可以设定上述的采样时间ΔTs与PWM控制中的ON区间的时间长度相等。这样能够通过采样来获得至少1点的正常感应电压，因此，可防止由于对感应电压的误采样而导致的转换装置系统的异常停止。
而且，也可以设定采样时间ΔTs在发生在PWM控制中的ON区间刚刚过后的感应电压上的波动的频率为fL时，满足ΔTs≤1/fL。这样，由于能够对具有高频波动成分的感应电压进行高分辨率的电压采样，所以能够精确地确定感应电压。
而且，也可以设定采样时间ΔTs满足ΔTs＝1/(36·fL)。由于这样可把具有波动成分的感应电压的角度分辨率提高到每隔10。进行一次电压采样，所以可更准确且简单地确定感应电压。
而且，也可以形成只对PWM控制中的ON区间内的感应电压进行采样地设定采样次数n。这样可避免对正常感应电压以外的电压成分的采样，从而可防止因感应电压的采样错误而导致的转换装置系统的异常停止。
而且，也可以利用在PWM控制中的ON区间内被采样的电压中的最后一次被采样的电压值来确定感应电压。这样，由于不需要对感应电压进行复杂的计算便可简单地确定，所以不需要控制运算用LSI、μP具有高的处理能力，并且可简化控制程序，因此，可缩短开发周期，降低转换装置的成本。
而且，也可以利用在PWM控制中的ON区间被采样的任意一点的电压通过规定的算式进行计算处理来确定感应电压。这样，由于只需通过对感应电压进行一点采样即可，所以可降低对电压采样系统功能的要求，可降低转换系统的成本。
上述的规定的算式也可以由包含采样时间ΔTs或波动频率fL的指数函数及三角函数的乘积构成。这样，由于能够只通过对感应电压的一点进行采样便可高精度地确定感应电压，因此，可实现低成本、高稳定性的转换系统。
而且，也可以利用在PWM控制中的ON区间内被采样的1点以上的电压通过规定的算式进行计算处理来确定感应电压。这样，可更高精度地确定感应电压，可实现高性能高稳定性的转换系统。
而且，上述规定的运算处理也可以是对被采样的电压进行加法平均运算处理。这样，即使感应电压被瞬间叠加了噪声电压等的外界干扰电压，也不会受到很大影响，从而可确保高精度地确定感应电压，进一步提高转换系统的性能和稳定性。
而且，上述规定的运算处理也可以是利用采样电压的最大点或最小点的运算处理。这样的运算处理可以使确定感应电压的控制运算简单并可提高精度，同时可提高转换系统的稳定性、性能以及实现低成本。
而且，也可以利用2个以上的最大点或2个以上的最小点进行运算处理。这样，可进一步简化确定感应电压的控制运算，进一步提高精度，可大大提高转换系统的稳定性、性能以及实现低成本。
而且，上述规定的运算处理也可以是利用包含采样时间ΔTs的指数函数的运算处理。这样，由于可进行比较简单的控制运算，所以可降低对控制运算用LSI、μP的处理能力要求，并且可简化控制程序，从而可进一步实现转换系统的低成本化和标准化。
以上，通过特定的实施例，对本发明进行了说明，但对于从事本专业的人士来说，很明显，对本发明还可进行其他多种变形例的实施、修改以及在其他方面上的利用。因此，本发明不限于上述的实施例，而应包括附加的权利要求范围内的所有内容。

Claims (14)

1、一种转换装置，其特征在于：
具有包含开关元件，通过该开关元件的开闭，把直流电压转换成模拟交流电压，然后把该模拟交流电压输出到电动机的直流交流转换单元、
检测出所述电动机的绕组电压的电压检测单元、
控制所述直流交流转换单元输出的所述模拟交流电压的在PWM控制中的占空比的PWM状态控制单元、
在PWM控制中的ON区间内，输入所述电压检测单元的输出电压，每隔规定的时间间隔进行一次采样，并转换成数字值，然后作为采样电压将其输出的A/D转换单元、
根据从该A/D转换单元输出的采样电压，利用规定的方法，确定电动机绕组的感应电压，根据该被确定的采样电压计算出所述电动机的感应电压过零位置，并且同时输出采样指令的控制运算单元、
根据该控制运算单元输出的采样指令控制所述A/D转换单元的采样时间ΔTs和采样次数n的采样时间控制单元。
2、根据权利要求1所述的转换装置，其特征在于：
设定所述采样时间控制单元的所述采样时间ΔTs的值与PWM控制下的ON区间的时间长度值相等。
3、根据权利要求1所述的转换装置，其特征在于：
如果把发生在刚过PWM控制中的ON区间之后的感应电压上的阻尼振荡的频率设为fL，则设定所述采样时间控制单元的所述采样时间ΔTs满足ΔTs≤1/fL。
4、根据权利要求1所述的转换装置，其特征在于：
设定所述采样时间控制单元的所述采样时间ΔTs满足ΔTs＝1/(36fL)。
5、根据权利要求1所述的转换装置，其特征在于：
所述采样时间控制单元能够对PWM控制中的ON区间内的感应电压进行采样设定所述采样次数n。
6、根据权利要求1至5中任一权利要求所述的转换装置，其特征在于：
所述控制运算单元利用在PWM控制中的ON区间内被采样的电压中的最后被采样的电压值来确定所述感应电压。
7、根据权利要求1至5中任一权利要求所述的转换装置，其特征在于：
所述控制运算单元通过利用在PWM控制中的ON区间内被采样的电压中的任意一点的电压以规定的算式进行运算处理来确定感应电压。
8、根据权利要求7所述的转换装置，其特征在于：
所述规定的算式由包含采样时间ΔTs或阻尼振荡频率fL的指数函数及三角函数的乘积构成。
9、根据权利要求1至5中任一权利要求所述的转换装置，其特征在于：
所述控制运算单元通过利用在PWM控制中的ON区间内被采样的1点或2点以上的电压进行规定的运算处理来确定感应电压。
10、根据权利要求9所述的转换装置，其特征在于：
所述规定的运算处理是对被采样的电压进行加法平均的处理。
11、根据权利要求9所述的转换装置，其特征在于：
利用采样电压的最大点或最小点进行所述规定的运算处理。
12、根据权利要求9所述的转换装置，其特征在于：
所述规定的运算处理是，利用采样电压的2个以上的最大点或2个以上的最小点进行规定的运算。
13、根据权利要求11所述的转换装置，其特征在于：
使用包含采样时间ΔTs的指数函数进行所述规定的运算处理。
14、根据权利要求12所述的转换装置，其特征在于：
使用包含采样时间ΔTs的指数函数进行所述规定的运算处理。
CNB021015716A 2001-01-09 2002-01-08 转换装置 Expired - Fee Related CN1241319C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP20011412 2001-01-09
JP2001001412A JP4163388B2 (ja) 2001-01-09 2001-01-09 インバータ装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1365183A true CN1365183A (zh) 2002-08-21
CN1241319C CN1241319C (zh) 2006-02-08

Family

ID=18870054

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB021015716A Expired - Fee Related CN1241319C (zh) 2001-01-09 2002-01-08 转换装置

Country Status (3)

Country Link
JP (1) JP4163388B2 (zh)
KR (1) KR100432389B1 (zh)
CN (1) CN1241319C (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100372226C (zh) * 2003-05-26 2008-02-27 松下电器产业株式会社 Dc无电刷电动机的控制装置
CN108980441A (zh) * 2018-08-21 2018-12-11 广西柳工机械股份有限公司 基于pwm的比例电磁阀驱动方法

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004343862A (ja) * 2003-05-14 2004-12-02 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ制御装置
US7919932B2 (en) 2007-12-20 2011-04-05 Samsung Led Co., Ltd. Apparatus and method for controlling lighting brightness through digital conversion
JP5523821B2 (ja) * 2009-12-28 2014-06-18 セミコンダクター・コンポーネンツ・インダストリーズ・リミテッド・ライアビリティ・カンパニー モータ駆動回路
JP5701503B2 (ja) * 2009-12-28 2015-04-15 セミコンダクター・コンポーネンツ・インダストリーズ・リミテッド・ライアビリティ・カンパニー モータ駆動回路
JP5552701B2 (ja) * 2011-09-20 2014-07-16 日立オートモティブシステムズ株式会社 ブラシレスモータの駆動装置
KR101496809B1 (ko) * 2012-11-30 2015-02-27 삼성전기주식회사 모터 구동 제어 장치, 모터 구동 제어 방법 및 그를 이용한 모터
CN103684139B (zh) * 2013-12-10 2017-01-18 吴凯 无刷直流电机及其转子位置定位方法
CN104716876A (zh) * 2015-04-10 2015-06-17 苏州百微成智能科技有限公司 一种新型无刷电机控制方法
TWI578846B (zh) * 2015-08-31 2017-04-11 Chih Min Liu Control system of light emitting device

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04117198A (ja) * 1990-09-06 1992-04-17 Seiko Instr Inc Ａｃサーボモータ制御装置
DE69319705T2 (de) * 1992-12-17 1998-12-17 Sgs-Thomson Microelectronics, Inc., Carrollton, Tex. Verfahren und Vorrichtung zum Betreiben eines mehrphasigen Gleichstrommotors unter Verwendung eines PWM Zerhackersignals zur Nulldurchgangsbestimmung
KR950015956A (ko) * 1993-11-11 1995-06-17 이희종 전동기의 회전속도 측정방법
JP3518901B2 (ja) * 1994-09-09 2004-04-12 株式会社日立製作所 ブラシレス直流モータの駆動方法及び駆動装置
KR19980057561U (ko) * 1997-02-05 1998-10-15 이종수 인버터의 데드 타임 보상장치
JPH1198884A (ja) * 1997-09-24 1999-04-09 Fujitsu General Ltd ブラシレスモータの制御方法
JP2000232797A (ja) * 1999-02-10 2000-08-22 Toshiba Corp ブラシレスモータの駆動装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100372226C (zh) * 2003-05-26 2008-02-27 松下电器产业株式会社 Dc无电刷电动机的控制装置
CN108980441A (zh) * 2018-08-21 2018-12-11 广西柳工机械股份有限公司 基于pwm的比例电磁阀驱动方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN1241319C (zh) 2006-02-08
KR20020060057A (ko) 2002-07-16
JP2002204592A (ja) 2002-07-19
JP4163388B2 (ja) 2008-10-08
KR100432389B1 (ko) 2004-05-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1822489A (zh) 利用磁极位置检测器的驱动多相电动机的装置和方法
Jiang et al. An improved third-order generalized integral flux observer for sensorless drive of PMSMs
CN1050467C (zh) 装有控制电机旋转位置的控制装置的电机控制装置
CN1171378C (zh) 用于检测无刷直流电动机内的转子位置的装置
US6828752B2 (en) Driving equipment and semiconductor equipment for alternating-current motor
CN1533021A (zh) 交流电动机的控制装置及控制方法
CN100463355C (zh) 直接转矩无刷直流伺服控制系统及其工作方法
CN1819438A (zh) 逆变器装置
CN1241319C (zh) 转换装置
CN1120264A (zh) 用于控制无刷直流电动机的系统
Yang et al. Virtual third harmonic back EMF-based sensorless drive for high-speed BLDC motors considering machine parameter asymmetries
CN1689220A (zh) 电动机驱动控制
CN1667941A (zh) 交流电动机的控制装置、双片逆变器及单片逆变器
CN1767361A (zh) 电动机驱动设备和电动机驱动方法
CN1838518A (zh) 功率逆变器系统和校正功率逆变器系统的电源电压的方法
CN1469542A (zh) 同步电机的速度控制装置
CN1146097A (zh) 无刷电机
CN1128090A (zh) 无电刷直流电动机驱动控制方法及其装置以及电气机器
CN1848615A (zh) 三相dc无刷电动机和绕线方法
CN110492797A (zh) 马达驱动电路
CN1473390A (zh) 控制电动机的方法、控制电动机的系统以及电动机
Xu et al. Active disturbance rejection repetitive control for current harmonic suppression of PMSM
CN109962649B (zh) 一种电机控制装置及其控制方法
CN108683376A (zh) 一种基于滤波原理的交流电机电流测量偏移误差补偿方法
CN110739894B (zh) 用于永磁同步电机参数的辨识方法

Legal Events

Date Code Title Description
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C06 Publication
PB01 Publication
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20060208

Termination date: 20160108