CN1348627A - 电源模块 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及具备IGBT等的自消弧型半导体并且具有上述半导体的保护功能的电源模块,特别地能够保护IGBT免于受到短路电流的损坏。当流过电流传感器的传感电流IS超过设定值时,马上对于集电极·栅极间的接合电容(13)进行充电并且使得集电极电压VCE马上上升,能够防止集电极电流IC的增加,此后能够将IGBT(12)的栅极电压VGE保持为稍大于阀值电压的电压,在一定时间之后,通过使得IGBT(12)截止,即使对于将集电极·发射极间的饱和电压VCE(sat)设定得较低的IGBT,也能够保护免于受到短路电流的损坏。
Description
技术领域
本发明涉及具备绝缘栅极型双极晶体管(以下，称为IGBT：Insulated GateBipolar Transistor)等的自消弧型半导体并且具有上述半导体的保护功能的电源模块(以下，称为智能电源模块)。
背景技术
IGBT是根据栅极电压的大小决定其获得的集电极电流的大小且栅极电压越大集电极电流也越大。又，IGBT的集电极·发射极间的电压随集电极电流增大而增大。
如图6所示，在IGBT的集电极·栅极间以及栅极·发射极存在寄生电容Ccg、Cge。因此，集电极·发射极间电压VCE与栅极电压VGE的关系为
VGE＝ΔVCE×Ccg/(Ccg+Cge)
这里，由于Ccg＜＜Cge，故
VGE＝ΔVCE×Ccg/Cge
即，当集电极电流增大时，集电极·发射极电压VCE增大，因此栅极电压VGE增大，而且使得集电极电流增大并且使得集电极电流的增大加速。因此，当在IGBT上流过过电流时，由于上述现象集电极电流急剧增大，会超过IGBT的截止容许电流。
因此，作为防止栅极电压增大的方法，作为一示例有特开平2-262822号公报所揭示的以往的示例。图7是表示以往示例的主要部分的电路图。
在图7中，27是IGBT、21是在IGBT27导通时用于向栅极施加正电压的直流电源、22是在IGBT27截止时向栅极施加负电压的直流电源、23是通过导通而向IGBT27的栅极施加负电压的晶体管、24是通过导通而向IGBT27的栅极施加正电压的晶体管、25是决定IGBT截止时栅极电压上升速度的开门(gate on)电阻、26是决定IGBT截止时栅极电压下降速度的关门(gate off)电阻、28是IGBT27的栅极·发射极间电压的限制电路，28A是晶体管、28B是预先充有与直流电源21相等电压的电容、28C是电阻、28D是比较器。
在图7中，作为栅极信号S1输入“H”，晶体管23导通，通过直流电源21→晶体管23→开门电阻25向IGBT27的栅极施加正电压。因此，IGBT27导通。此时，IGBT27的导通的速度由开门电阻25与IGBT27的寄生电容Cge的时间常数决定。
另一方面，当向栅极信号S1输入“L”时，晶体管24导通，通过直流电源22→IGBT27的发射极→IGBT27的栅极→关门电阻26→晶体管24，向IGBT27的栅极施加负电压。因此，IGBT27截止。此时，IGBT27的截止速度由关门电阻26与IGBT27的寄生电容Cge的时间常数决定。
这里，电容28B为远大于IGBT27的栅极·发射极间电容Cge的电容。又，通常利用晶体管28A的发射极·集电极间的漏电流向电容28B充相等于直流电源21的电压的电压。
例如，当IGBT27的集电极电流为过电流，如上所述由于集电极电流的增大，集电极·发射极电压VCE增大并且栅极电压VGE增大时，利用比较器28D比较直流电源21的电压与栅极电压VGE，当栅极电压VGE比直流电源21的电压要大时，使得比较器28D的输出为低电平，使得晶体管28A导通。此时，由于向电容28充直流电源21的电压，将栅极电压VGE保持在直流电源21的电压。由此，栅极电压VGE不会增加而超过直流电源21的电压，通过由直流电源21所决定的栅极电压控制集电极电流为可通过的电流值。
另一方面，将IGBT作为变换器等时，降低其损失的产生成为主要内容。因此，必须要降低IGBT的集电极·发射极间的饱和电压VCE(sat)。然而，IGBT的集电极·发射极间的饱和电压VCE(sat)与集电极饱和电流存在图8所示的折衷选择关系，即使在同一栅极电压下，当将集电极·发射极间的饱和电压VCE(sat)设定得较低，则流过的集电极电流(即集电极饱和电流)变大。如此，当将集电极·发射极间的饱和电压VCE(sat)设定得较低时，很可能会超过IGBT的短路电流耐受量，因此为了确保短路，很难使得集电极·发射极间的饱和电压VCE(sat)下降到恒定值以下。
由此，在上述的以往的示例中，为了保护IGBT避免流过短路电流，必须要使得集电极·发射极间的饱和电压VCE(sat)为恒定以上，很难获得损失少并且短路电流耐受量大的IGBT，也很难降低变换器装置的损失。
又，作为对于短路电流的IGBT的保护技术，例如在特开平4-79758号公报以及特开平8-139578号公报所揭示图9所示的以往技术中，采用当检测到短路电流时通过与栅极串联的电阻Rg来降低栅极电压的方法。在以往的技术中，从使得栅极电压Vg下降开始通过由IGBT的栅极·发射极间的电容Cge与栅极电阻Rg的时间常数所决定的时间IGBT的栅极·发射极间的电压下降，如图10所示那样，从检测到短路电流开始到栅极电压开始下降、集电极电压开始上升为止产生Td1的延迟。此时，短路电流继续上升，此后在集电极电压上升的Td2延迟之后，短路电流开始下降。因此，从检测到短路电流开始经过Td1+Td2延迟之后，短路电流最终开始下降，短路电流已经变得很大，而很有可能超过IGBT的短路电流耐受量。因此，会导致损坏IGBT。
本发明为了解决上述的问题，目的在于提供一种电源模块，它即使当具备了在设定了较低的集电极·发射极间的饱和电压VCE(sat)的自消弧型半导体的情况下，能够抑制流过该半导体的集电极·发射极间的短路电流的峰值并且可以保护上述半导体不受该短路电流损坏。
发明内容
本发明的智能电源模块，它具备：具有电流检测用发射极的自消弧型半导体以及当在所述自消弧型半导体的集电极·发射极间流过短路电流时使得所述自消弧型半导体截止的短路电流抑制电路，并且所述短路电流抑制电路具备：当在所述自消弧型半导体的集电极·发射极间流过短路电流时检出流过所述电流检出用发射极的电流并且检出所述短路电流的检出器；一端与所述自消弧型半导体的栅极连接、另一端与其正极与所述自消弧型半导体的发射极连接的电源的负极连接的包含半导体开关以及电容的串联体，所述半导体开关当利用所述检出手段检出所述短路电流时导通。由此，当短路电流流过上述的IGBT的集电极·发射极间时，能够抑制该短路电流的峰值。
又，在半导体开关导通之后的规定时间之后，使得所述自消弧型半导体截止。由此，当使得所述IGBT截止时，能够防止流过该IGBT的集电极·发射极间的电流急速下降。
又，所述短路电流抑制电路具备与电容并联连接并且具有当使得自消弧型半导体截止时的所述自消弧型半导体的栅极·发射极间的电压比所述自消弧型半导体的阀值电压高的电阻值的电阻。由此，当使得IGBT截止时能够抑制使得流过该IGBT的集电极·发射极间的电流在短路电流耐受量以下。
附图说明
图1是表示本发明实施形态1的智能电源模块主要部分的电路图。
图2是用于说明当IGBT流过短路电流时图1所示的智能电源模块的动作的说明图。
图3是当图1所示的智能电源模块的IGBT流过短路电流时信号A、B、C、电压VGE、VCE以及电流IC、IG的波形图。
图4表示IGBT的栅极电压与集电极电流的关系的特性图。
图5是表示本发明实施形态2的智能电源模块的主要部分的电路图。
图6是表示具备分别寄生在集电极·栅极间以及栅极·发射极间的电容的IGBT。
图7表示以往的IGBT保护电路的主要电路图。
图8表示IGBT的集电极·发射极间饱和电压与饱和电流的关系的特性图。
图9表示其他以往的IGBT的保护电路的主要电路图。
图10表示图9所示的IGBT的保护电路的短路电流、栅极电压以及集电极电流的波形图。
最佳实施形态
为了详细地说明本发明而参照附图对于本发明进行说明。
图1表示本发明实施形态1智能电源模块的主要部分的电路图。在图1中，12是具备检出用发射极的IGBT、1是IGBT12导通时用于向栅极施加正电压的直流电源(电源电压为Eon)、2是在IGBT12截止时向栅极施加负电压的直流电源(电源电压为Eoff)、3是通过导通而向IGBT12的栅极施加正电压的晶体管、4是通过导通而向IGBT12的栅极施加负电压的晶体管、5是用于决定IGBT12导通时的栅极电压上升速度的开门电阻(电阻值为Ron)。6是用于决定IGBT12截止时栅极电压下降速度的关门电阻(电阻值为Roff)。
8A是检出IGBT的检出电流并且当超过预先设定的过电流电平时输出“H”的过电流检出器、8B是当过电流检出器8A检出过电流时导通的晶体管、8C是晶体管8B的驱动电阻、8D是通过晶体管8B导通而导通的MOSFET、8E是抑制晶体管8B的集电极电流的电阻、8F是将通常的电压作为0V的电容、8G是电阻(电阻值为Rcnt)、8H与电容8F串联的电阻、8I是二极管、8J及8K是MOSFET8D栅极—源极间电压保护用稳压二极管(齐纳二极管)、8L是电阻，8是上述8A～8L构成的短路电流抑制电路。
9是晶体管8B导通并且集电极电压为L时延迟恒定时间并输出H的同时保持其状态的延迟电路、10是当检出过电流时保持其状态并且当输入复位信号时解除其状态的闩锁电路、11是当延迟电路9的输出为H时向晶体管3及4供给栅极信号S1而当延迟电路9的输出为L时向晶体管3及4供给L的或门电路。
又，图2用于说明图1所示的智能电源模块上流过短路电流时的动作的说明图。在图2中，13是IGBT12的集电极·栅极间的寄生电容、14IGBT12的栅极·发射极间的寄生电容。
又，信号A是从晶体管8B输出并且输入延迟电路9以及闩锁电路10的信号，它与晶体管8B的集电极电位一致。信号B是从延迟电路9输入或门电路11的信号，信号C是栅极信号S1或者从闩锁电路10输出的信号并且它输入到或门电路11。又，信号D是根据信号B、C而从或门电路11输出的信号。
又，Vc是电容8F的充电电压、VCE是IGBT12的集电极·发射极间电压、VCG是IGBT12的集电极·栅极间电压、VGE是IGBT12的栅极·发射极间电压、IC是IGBT12的集电极·发射极间电流、IS是从IGBT12的电流检出用发射极流出的检出电流、IG是MOSFET8D导通时从IGBT12的集电极通过栅极流过MOSFET8D的电流。
又，图3是短路电流流过图1所示的智能电源模块时的信号A、B、C以及电压VGE、VCE以及电流IC、IG的波形图。
这里，参照图2以及图3对于图1所示的实施形态1的智能电源的动作进行说明。
首先，在IGBT12截止的状态下，由于没有流过集电极电流IC，过电流检出器8A没有检出过电流而输出“L”。因此，晶体管8B截止并且信号A以及信号B为“H”。在该状态下，当栅极信号S1为ON且信号C为“H”时，由信号D驱动晶体管3的基极且晶体管3导通。此时，通过直流电源1的正极→晶体管3→开门电阻5→IGBT12的栅极→IGBT12的发射极→直流电源1的负极，从IGBT12的栅极向发射极施加正电压VGE。即，IGBT12的栅极电位与直流电源1的正极为相同电位、IGBT12的发射极电位与直流电极1的负极电位相同，作为电压VGE施加直流电源1的电源电压Eon。因此，IGBT12导通。此时由负载电阻(没有图示)与主电路电压(没有图示)所决定的集电极电流IC从IGBT12的集电极流向发射极。
又，由于晶体管8B截止，MOSEFET8D的栅极电位与直流电源1的正极电位相同，又MOSFET8D的源极由于晶体管3导通而同样地与直流电源1的正极的电位相同，因此，MOSFET8电位截止。因此，没有在电阻8G的两端施加电压而电容8F的电压Vc也为0V。
其次，在时刻t1，因某种原因负载短路时，集电极电流IC开始上升。
然后，在时刻t2，当电流IC超过预先设定的过电流检出电平并且由过电流检出器8A检出过电流时，过电流检出器8A的输出为“H”，晶体管8B导通。这里，由于晶体管3为导通，MOSFET8D的源极与直流电源1的正极电位相同，又，MOSETET8D的栅极与直流电源2的负极电位相同，从源极向栅极施加Eon+Eoff的电压，MOSFET8D导通。此时，电容8F的电位为0，故栅极电位VGE瞬时下降。
而且，稳压二极管8J是为了使得此时MOSFET8D的源极—发射极间的施加电压不超过容许电压而作为保护用而安装的元件。
接着，由于MOSFET8D导通，电流IG从IGBT12的集电极开始流过集电极·栅极电容13→MOSFET8D→电容8F→电阻8H→直流电源2→IGBT12的发射极。因此，向集电极·栅极电容13以及电容8F充电，电压VCG以及Vc上升。
电压VCG上升，由于与此同时IGBT12的集电极·发射极间电压VCE也同样地上升，电压VCE上升的速度即电压VCE的上升速度(dVce/dt)当电容8F的容量远大于集电极·栅极间寄生电容13的容量时以下式所决定的速度上述。
dVce/dt＝电流IG/电容13的容量
因此，电阻8H的电阻值越小VCE的上升速度(dVce/dt)越快。而且，设置电阻8H是为了当MOSFET8D导通时防止流过IGBT12的集电极·发射极间的电流IC急剧下降。
另一方面，当晶体管8B导通的同时，信号A以及信号B为“L”。又，由于闩锁电路10的动作，信号C也变为“L”。而且，进行设定使得延迟电路9一旦为“L”之后在此后一定期间后变为“H”。这里，由于信号B为“L”，与信号C的状态无关地而信号D保持“H”状态并且晶体管3保持导通。
其次，在时刻t3，当电压VCE上升而主电路电源(没有图示)的电压与电压VCE相等时，短路电流IC不会再变大，而开始减小。
此时，如上所述由于晶体管3保持导通，IGBT12的栅极·发射极间电压VGE成为将电压Eon与Eoff通过电阻值Ron与Rcnt分压之后的电压。即，此时的电压VGE为下式所表示的值。
VGE＝(Eon+Eoff)×Rcnt/(Ron+Rcnt)-Eoff
通过选择Rcnt使得该电压VGE比IGBT12的阀值电压稍高，而不使得IGBT12导通，从图4所示的关系可知，保持在由该栅极电压VGE所决定的恒定的集电极电流IC。
图4表示栅极电压VGE与集电极电流IC的关系，如该图所示，IGBT12的集电极电流IC只能流过由栅极电压VGE所决定的电流。由此，。通过选定上述电阻8G的电阻值Rcnt，不使得IGBT12截止而能够降低短路的过大电流使之为能够导通的电流电平。
又，这里，电容8F的充电电压Vc固定在
Vc＝(Eon+Eoff)×Rcnt/(Ron+Rcnt)的电压。
其次，在时刻t4，当由于延迟电路9超过一定时间且信号B为“H”时，由于信号C已经固定在“L”上，则信号D为“L”、晶体管4截止。因此，向电容8F充给的电荷与向栅极·发射极间电容14充电的电荷分别通过栅极关门电阻6→晶体管4而进行放电。即，IGBT12截止。
当通常的IGBT12截止时，仅根据栅极·发射极间电容14与Roff决定的时间常数而栅极电压VGE下降，而在本实施形态中，成为栅极·发射极间电容14以及电容8F上并联的电容与Roff所决定的时间常数，栅极电压VGE的下降时间延迟了。因此，与通常的导通时间比较，以缓慢的下降速度(dVGE/dt)栅极电压VGE下降，因此，流过IGBT12的集电极电流IC的下降速度(dIC/dt)也变缓慢。
根据接通时的电流IC的下降速度(dIC/dt)，在主电路寄生电感(没有图示)上产生脉冲电压，并且施加到IGBT12的集电极·发射极间，而在本实施形态中，由于该下降速度(dIC/dt)较低，脉冲电压也较低，能够防止被电压损坏IGBT12。
接着，在时刻t5，缓慢下降的电流IC下降到短路电流检出电平之下，由于过电流检出器8A而晶体管8B截止。
又，当一连串的保护动作结束之后，向闩锁电路10输入复位信号时，能够解除“L”状态并开始下一导通截止动作。
如上所述，若根据本实施形态，在检测短路电流之后使得MOSFET8D导通，由于使得电流从IGBT12的集电极流向栅极并且使得电压VCE急速上升，能够瞬时地抑制短路电流的峰值并且在IGBT12截止时能够将集电极电流IC抑制得很低直到IGBT12能够安全地进行动作为止，然而，能够降低截止时的电流IC的下降速度(dIC/dt)，能够保护IGBT12免于短路。
因此，例如即使对于将集电极·发射极间饱和电压VCE(sat)设定得非常低，也能够保护其免于短路，能够减少IGBT的产生损失。
图5表示本发明实施形态2的主要部分的电路图，8M是稳压二极管。在该实施例中，替代实施形态1的电阻8G而采用稳压二极管8M。通过将稳压二极管8M的电压值设定为稍大于IGBT12的阀值的电压，能够获得与实施形态1相同的效果。在实施形态1中，由于开门电阻5与电阻8G的分压来决定短路电流通电时的栅极电压VGE，而利用稳压二极管8M的压降并且将栅极电压VGE取为比阀值电压稍高的电压，能够实现与实施形态1相同的动作。
工业利用性
如上所述，本发明的电源模块可以保护集电极·发射极间饱和电压VCE(sat)低且短路电流耐受量低的IGBT不受短路电流的损坏。
Claims (5)
1.一种电源模块，具备：具有电流检测用发射极的自消弧型半导体以及当在所述自消弧型半导体的集电极·发射极间流过短路电流时使得所述自消弧型半导体截止的短路电流抑制电路，其特征在于，
所述短路电流抑制电路具备：当在所述自消弧型半导体的集电极·发射极间流过短路电流时检出流过所述电流检出用发射极的电流并且检出所述短路电流的检出器；一端与所述自消弧型半导体的栅极连接、另一端与其正极与所述自消弧型半导体的发射极连接的电源的负极连接的包含半导体开关以及电容的串联体，
所述半导体开关当利用所述检出手段检出所述短路电流时导通。
2.如权利要求1所述的电源模块，其特征在于，
在所述半导体开关导通之后的规定时间之后，使得所述自消弧型半导体截止。
3.如权利要求2所述的电源模块，其特征在于，
所述短路电流抑制电路具备与电容并联连接并且具有当使得自消弧型半导体截止时的所述自消弧型半导体的栅极·发射极间的电压比所述自消弧型半导体的阀值电压高的电阻值的电阻。
4.如权利要求2所述的电源模块，其特征在于，
所述短路电流控制电路具备与电容并联并且具有当使得自消弧型半导体截止时的所述自消弧型半导体的栅极·发射极间的电压比所述自消弧型半导体的阀值要高的压降的恒压二极管。
5.如权利要求1所述的电源模块，其特征在于，
所述串联体具有与电容串联的电阻。
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