CN1339197A

CN1339197A - 宽带阻抗耦合器

Info

Publication number: CN1339197A
Application number: CN00803402.8A
Authority: CN
Inventors: 奥利·萨尔玫拉; 帕蒂·埃卡雷宁
Original assignee: Nokia Networks Oy
Current assignee: Nokia Oyj
Priority date: 1999-02-02
Filing date: 2000-02-01
Publication date: 2002-03-06
Anticipated expiration: 2020-02-01
Also published as: WO2000046921A1; ATE428223T1; JP2002536904A; FI990191A0; CN1222106C; AU2443600A; EP1149469A1; FI106414B; DE60041957D1; EP1149469B1; FI990191A; US6639487B1

Abstract

本发明涉及一种以宽带方式来匹配特征阻抗的方法。通过使在由一种介电材料组成的壁中的导体成为锥形,实现特征阻抗的匹配。锥形导体或者是一根非对称微波传输带线或者是一根非对称共面线。该方法能够在高达40GHz下实现特征阻抗匹配。耦合器可应用于在MMIC外壳中的信号线馈通。

Description

宽带阻抗耦合器

本发明涉及一种当传输线放入在由介电材料制成的壁中时用来匹配传输线的特征阻抗的方法。本发明也涉及一种改变传输线的特征阻抗的传输线特征阻抗耦合器。

在某些RF结构中，信号传输线必须按照尺寸或结构改进。一种这样的情形是从自由空间馈入气密MMIC集成电路外壳中的信号线。当这样一种馈通在外壳的壁中实现时，特征阻抗在馈通界面处变化。该变化由导体结构变化、在界面处导体周围的材料的相对介电常数(ε_r)的变化、及由在导体附近可能地电位平面引起。这些因素一起影响电磁场在界面不同侧的形状。场形状的变化引起到达界面处的信号部分在其入射方向上反射回。反射信号与入射在界面上的信号的比值，或者指示为p或者通常在RF技术中指示为S₁₁，返回衰减，从公式(1)得到。该比值越小，在馈通界面处的特征阻抗的匹配越好。

S_{11} = \frac{Z_{2} - Z_{1}}{Z_{2} + Z_{1}}

(1)，其中

S₁₁＝反射系数，

Z₁＝到界面的导体的特征阻抗，

Z₂＝离开界面的导体的特征阻抗。

在界面处由特征阻抗的失配产生的这种功率损失叫做反射衰减，公式(2)。

Γ = 101 g \frac{1}{1 - {| S_{11} |}^{2}} [dB]

(2)，其中

T是以分贝为单位的反射衰减。

在实际中，返回衰减的数值强烈地取决于使用的频率，并且由此其降低限制由用户希望的频率范围。

由界面引起的另一个问题是发生在界面处的插入损失。在RF技术中，它常常用参数S₂₁表示。其数值取决于在界面处的辐射损失、反射衰减及在界面不同侧的材料的不同相对介电常数(ε_r)。插入损失也强烈地取决于使用的频率，因为材料的介电常数(ε_r)随频率变高而变化。如果人们想在界面处实现良好和低损失的传输路径匹配，则插入损失的最小化与在希望频带中的返回衰减一样重要。

在RF用途中的信号传输路径一般包括同轴导体、电介质条状线、微波传输带导体或各种组合共面导体。当寻找需要大空间或能设置在一个基片上的导体时，选择微波传输带或共面导体。这些导体例如与同轴电缆相比的的优点在于，只要涉及信号导体他们就能实现在同一平面内。在共面导体结构中，在信号导体本身的同平面中也可以实现所谓的接地导体。

匹配在界面处的传输线的一种方式是，根据以λ/4的步长变化导体宽度，使用图1a中所示的四分之一波变换器。一个导体101放置在一个适当的基片102上。导体的宽度以四个台阶103变化。然而，以这种方式实现的匹配仅对于较窄频带工作。其原因在于出现在台阶103处的间断，在所述台阶103处引起多余的反应场或进入空间的辐射。

另一种广泛使用的匹配技术是所谓的锥形。这意味着，导体的几何形状通过对于从原始尺寸到希望尺寸的1/2至1λ连续地变成锥形而变化，如图1b中所示。一个导体104放置在一个基片102上。没有台阶即连续地实现导体的锥形105。借助于锥形实现的特征阻抗匹配比基于四分之一波变换器的阻抗匹配控制得要多。因而，在界面处出现的多余现象较小，并且各种损失不象对于四分之一变换器那样与频率一起强烈地增大。

在出版物“IEEE Transactions on Components(在元件上的处理)，Packing and Manufacturing Technology(包装和制造技术)-Part B，vol 20，No.1 February 1997，Decher & al，Multichip MMIC Packagefor X and Ka Band”中，呈现一种用来对于在MMIC外壳中的馈通实现较大宽带匹配的解决方案。在该解决方案中，在把导体放在MMIC外壳中之前通过使导体成为锥形实现传输线匹配。MMIC外壳壁的材料是一种绝缘体，该绝缘体的相对介电常数(ε_r)大于空气的相对介电常数(ε_r)。图2表明如此实现的耦合器布置的原理。在外壳的基础结构203的顶部上，有一个导电材料制成的连续接地平面202。在接地平面顶部下，有一个绝缘材料制成的基片201，并且在基片的顶部上，有一种共面导体结构、一个信号导体204及接地导体205。靠近馈通中的导体，也有经通路209连接到基片下接地平面上的接地平面206。外壳的壁208也由绝缘材料制成。当把导体放入外壳壁中时，共面导体的特征阻抗变化。用于阻抗变化的匹配由锥形207实现。如从图2看到的那样，在把导体放入在组成外壳壁的绝缘材料之前，实现导体的锥形。同样，当导体出自壁材料时，实现另一种锥形210，锥形210也在自由空间实现。根据该解决方案的在MMIC外壳壁中的馈通适用于高达26GHz，但不适用于Ka带。

在参考文档中呈现的MMIC外壳馈通解决方案的返回衰减在高达27.5GHz处停留在-15dB以下。插入衰减在高达30GHz处具有1dB的量级，此后它迅速增大。

在出版物Ishitsuka，T and Sato，N，Low Cost High-PerformancePackage for a Multi-Chip MMIC Modules(用于多芯片MMIC模块的低成本高性能外壳)，GaAs Symp.Dig.November 1988，pp.221-224中，对于在MMIC外壳中的信号导体馈通存在另一种解决方案。在该解决方案中，MMIC外壳的壁208由在两侧都金属化的多层陶瓷片组成。在不同层中生成的接地电位平面经几个通路209互连。信号导体本身的馈通的结构否则象在以上参考文档中描述的那样。该结构把可用频带伸展到高达30GHz极限。缺点包括壁结构的复杂性和生成的结构昂贵。

在上述出版物中描述的结构常常采用基于GaAs的芯片。在GaAsIC中，把信号导体的耦合点布置在微片的上表面上，并且下表面由一个连续接地平面覆盖。当把根据以上参考文档的根据共面结构的导体连接到GaAs电路上时，必须从GaAs电路的上表面至电路的下表面放置信号接地导体。这通过在GaAs芯片上形成金属化通路实现。这使IC结构复杂，并且引起错误连接以及在制造过程中的损坏芯片。

本发明的一个目的在于，减小与先有技术有关的上述缺点。根据本发明用于特征阻抗的匹配方法的特征在于，通过使在由介电材料制成的壁内的导体变成锥形实现特征阻抗的匹配。

根据本发明用于特征阻抗的匹配方法的特征在于，通过使在由介电材料制成的壁内的导体变成锥形实现特征阻抗的匹配。

根据本发明的特征阻抗耦合器的特征在于，耦合器包括：一个壁，由介电材料制成，并且在其中一个锥形带有一个第一端和一个第二端，由此一根第一信号线耦合到所述锥形的第一端上，而一根第二信号线耦合到所述锥形的第二端上；和一个第一接地平面，基本上平行于第二信号线而在离开第二信号线的一个第一距离处，并且从垂直于第二信号线的平面的方向看至少部分重叠第二信号线；及一个第二接地平面，基本上平行于第二信号线，并且在离开第二信号线的一个第二距离处，及从垂直于由第二信号线定义的平面的一个方向看至少部分重叠第二信号线，由此第二信号线位于在所述第一接地平面与第二接地平面之间；并且其特征在于，所述第一距离和所述第二距离基本上不相等。

本发明的基本想法如下：至MMIC外壳的导体、或微片或共面导体的匹配在MMIC外壳的壁内实现。在匹配中，导体变成锥形，并且它便利地使非对称条状导体或共面导体与锥形接合。由于导体的非对称性，电磁场集中在匹配结构的下部，并且界面不大改变传播电磁场的形状。

本发明的一个优点在于，电磁场的形状在从自由空间过渡到介电壁中时仅变化很小。结果，根据本发明一个便利实施例的匹配结构的返回衰减在一些试验中在高达40GHz下已经在-10dB以下。

本发明的另一个优点在于，该结构能容易地应用于经MMIC外壳壁放置信号导体。况且，有可能减小在安装在MMIC外壳中的GaAs芯片上实现的馈通的数量，因为在根据本发明的结构中的较低接地平面使得有可能，直接把接地导体放到GaAs芯片的下表面上。

本发明另外一个优点在于，使用通常的多层陶瓷技术而不必借助于专门技术，容易实现导体匹配结构。

下面详细地描述本发明。参照附图，在附图中

图1a表示使用一个四分之一波变换器实现的一种特征阻抗耦合器，

图1b表示通过变成锥形实现的一种特征阻抗耦合器，

图2表示在MMIC外壳中的一种先有技术信号导体馈通和在其中实现的锥形，

图3a表示根据本发明从微波传输带至非对称电介质条状线的过渡的耦合器，

图3b表示电磁场在微波传输带、截面A-A’处的形状，

图3c表示电磁场在非对称电介质条状线、截面B-B’处的形状，

图3d表示在其中使用对称电介质条状线的情况下电磁场的形状，

图4a表示根据本发明通过锥形实现的共面导体匹配，其中从上方看导体的平面，

图4b表示电磁场在共面导体、截面C-C’处的形状，

图4c表示电磁场在非对称共面电介质条状线、截面D-D’处的形状，

图4d表示在其中使用非对称共面电介质条状线的情况下电磁场的形状，

图5a表示根据本发明穿过MMIC外壳的壁的信号线馈通，

图5b表示在截面E-E’方向上在MMIC外壳的壁中的馈通，

图6表示根据本发明在MMIC外壳中的一种便利的GaAs芯片布置，

图7表示根据本发明作为频率的函数的馈通的参数S₁₁和S₂₁的值。

联系先有技术讨论图1a、1b和2。

图3a表示根据本发明在其中微波传输带放置在由介电材料制成的层下的情形下的耦合器。一个微波传输带导体303位于一个基片302上。该结构包括一个由导电材料制成且放置在基片的下表面上的接地平面301。导体放置在介电材料304下方，其中它形成锥形306。锥形导体由标号307指示。在一个实施例中，由导电材料制成的一个接地平面305放置在介电材料304的上表面上。介电材料304的厚度在根据本发明的解决方案中大于基片302的厚度。因而锥形导体结构307是非对称的。在本发明的某些实施例中，接地平面301和305经金属化通路互连，以便防止在界面非对称侧的干扰浮动电位值的出现。在某些实施例中，便利地是，不互连接地平面301和305。图3b、3c和3d表明电磁场在截机A-A’和B-B’处的形状。

图3b表示由微波传输带产生的电磁场在截面A-A’处的形状。绕信号导体303的电磁场由力线311表明。从信号导体303发出的力线311或者直接传播或者已经在空气中传播一个短距离，弯曲到基片302中，并且最后终止在接地导体301处。该图表示电磁场主要集中在基片302内。

图3c表示由非对称电介质条状线产生的电磁场在截面B-B’处的形状。表示从信号导体307发出的电磁场的力线312仍然主要集中在基片302中。然而，力线312的一些连接到在介电材料304的上表面上的接地平面305上，这指示在导体与接地平面305之间仍有由电磁场引起的某一数值的耦合，虽然比在导体与下接地平面301之间的弱。介电层304越厚，接地平面305对电磁场形状的干扰越小，并且场的形状越接近表示在图3b中的场311的形状。如果上接地平面305留下浮动，则场形状的变化在该实施例中比在其中接地平面301和305例如由金属化通路互连的情况下小。如果介电材料304的厚度与基片302相比较大，则在本发明的某些实施例中可以省去上接地平面305。

图3d表示由根据对称电介质条状线的实施例产生的电磁场在截面B-B’处的形状。在这种情况下，介电材料315的厚度具有基片302的厚度量级。从信号导体314产生的、由力线313表示的电磁场等同地分布在下接地平面301与上接地平面305之间。接地平面301和305经通路互连。该图表示，与由微波传输带导体产生的、表示在图3b的电磁场形状相比，电磁场形状变化。

由表示在图3b、3c和3d的电磁场形状，显然在对称电介质条状线的情况下，图3d，场313的形状不同于微波传输带导体的场311的形状，并且这种变化导致大于当使用非对称电介质条状线时，图3c，的特征阻抗变化。因此，图3d的情况给出比图3c的情况差的返回衷减和比其大的插入损失。在两个实施例中，导体的锥形306都便利地在介电材料304内实现。

图4a表示根据本发明的一个实施例，其中一根共面线匹配到介电材料内的非对称共面导体匹配中。该图表示在导体的方向上的导体平面内取出的截面。在区域404中，共面导体的信号导体401和接地导体402位于基片408上。在区域405中，在导体顶部上从界面403开始有一层介电材料413。界面403由锥形406跟随，其中共面导体401的尺寸成为导体407的尺寸。对应地，绕信号导体401的接地导体在界面403之后形成锥形406，从而接地导体402的尺寸成为导体417的尺寸。

图4b在截面C-C’中表示绕共面导体的电磁场的形状。在基片408上，布置有信号导体401和接地导体402。从信号导体401发出的、在图4b中由力线407表示的电磁场在基片408下面的接地平面409和共面线的接地导体402处终止。电磁场410的主要部分集中在基片408内。

图4c在截面D-D’中表示绕非对称共面导体的电磁场的形状。从信号导体407发出的、在图4c中由力线411表示的电磁场的主要部分，或者在基片408下面的接地平面409处或者在共面导体系统的接地导体417处终止。电磁场部分在介电材料413的上表面上的接地平面412处终止。介电材料413与基片408相比越厚，在上接地平面412处终止的场的部分越小。在共面导体侧405的电磁场的形状411类似于如图4b中所示由共面导体引起的电磁场的形状410。

图4d表示由非对称共面导体产生的电磁场在截面B-B’处的形状。在该实施例中，介电材料层416的厚度具有基片408的厚度量级。从信号导体415发出的、在图4d中由力线414表示的电磁场，分布在基片下面的接地平面409、在介电材料层的顶部上的接地平面412、与共面导体的接地导体417之间。该图表示，电磁场的形状显著不同于图4b中所示的共面导体的场的形状。

由图4b、4c和4d中表示的电磁场的形状，显然在对称共面线的情况下，图4d，场的形状与由共面线产生的场，图4b，相比，产生比在使用非对称共面线时，图4c，大的特征阻抗变化。因此，图4d的实施例给出比图4c的情况差的返回衷减和比其大的插入损失。在两个实施例中，导体的锥形406都便利地在介电材料405内实现。

图5a和5b表示根据本发明在MMIC芯片外壳中的微波传输带导体馈通。至外壳的微波传输带导体501放置在基片512的顶部上。基片的厚度518在这种情况下是372μm。微波传输带导体501和502的宽度是552μm。锥形516的长度是600μm。锥形导体503的长度513是186μm。由介电材料制成的外壳壁的厚度510是3200μm。在基片512的顶部上的导体馈通的平面中，在锥形导体503两侧也有接地平面504。接地平面504离开锥形导体514的距离是177μm。在介电壁的边缘508和509处，接地平面504离开导体502的距离515是525μm。金属化通路507已经钻在接地平面504中，四个通路在接地平面504半中。这些通路507把在结构中的接地平面505、504和506连接到相同的电位上。最外通路507离开介电壁的边缘508或509的任一个的距离516等于锥形长度600μm。在通路507之间的距离517是667μm，而他们离开导体中心线511的距离是434μm。在锥形区中的接地平面的张角512是128度。介电壁的厚度520是744μm。一个接地平面506放置在壁的顶部上。在MMIC外壳内的微波传输带导体的长度519是2900μm。

在根据本发明的一个实施例中，通路507仅连接接地平面504和505。该实施例给出稍好于以上描述的实施例的那些的S₁₁和S₂₁值，但是从结构观点看，该实施例更难以实现。

表明在图3至5中的特征阻抗耦合器布置也使GaAs芯片对MMIC外壳的连接更简单。在GaAs芯片中，接地导体的耦合点典型地在其下表面上，并且信号导体的耦合点在其上表面上。使用根据本发明的馈通，能这样选择基片的厚度，从而它对应于GaAs芯片的厚度。在GaAs芯片的下表面上的接地导体耦合点然后根据本发明直接连接到下接地平面上。信号导体通常能连接到GaAs芯片的上表面上。因而不必在GaAs芯片中实现其使用在共面技术中是必需的接地导体通路。

图6表示采用用来把GaAs芯片耦合到信号和接地导体上的便利实施例的MMIC外壳一部分的横截面。外壳的基座601包括至少一层绝缘材料。在一些实施例中，基座可以包括导电材料的至少一个分离层。根据本发明放置在基座601的顶部上的是，延伸到在GaAs芯片611下的耦合点612的接地导体602。在导体的顶部上，有一个其厚度便利地这样选择从而它对应于GaAs芯片的厚度的基片603。因而放置在基片603的顶部上的导体604借助于一个耦合元件609容易连接到GaAs芯片611的信号耦合点610上。在基片603和导体604的顶部上，有一个其厚度大于基片603的厚度的介电材料层605，因而实现根据本发明用来把信号导体604放置在外壳外的非对称导体结构。在所述层605的顶部上，有上部接地导体607。在接地导体的顶部上，有外壳的盖608，包括一个或多个绝缘材料层。在某些实施例中，盖可以包括一层导电材料。外壳的接地平面便利地经导电通路606互连，以便防止干扰浮动电位值的发生。一个MMIC外壳可以包括几个使用根据本发明的结构耦合的GaAs芯片。

图7作为频率的函数表示根据本发明用一种导体馈通实现的MMIC外壳的返回衰减S₁₁和耦合损失S₂₁。从该图中看到，S₁₁保持得好于-8dB，而S₂₁在0至40GHz下保持得好于-5dB。与先有技术状态相比另外有用的10GHz范围是一个显著的优点。

根据本发明的结构也可以用来连接Si空腔。外壳结构壁的强度在这种情况下变化，因为基于Si的芯片比GaAs芯片厚几倍。

而且，根据本发明的结构可以用作用于传输线阻抗的匹配结构。微波传输带线能便利地变到具有低损失的共面线。

以上描述的是根据本发明的一些便利实施例。本发明不限于描述的实施例，而是在由权利要求书限制的极限内可以以多种方式应用本发明的想法。

Claims

1.一种当把一根传输线放置在由介电材料制成的壁(304)内时用来匹配传输线特征阻抗的方法，其特征在于，通过将在由介电材料制成的壁(304、413)内的线变成锥形(306)来实现特征阻抗匹配。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在由介电材料制成的壁(304、413)内使用的线是一根非对称条状线(307)。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在由介电材料制成的壁(304、413)内使用的线是一根非对称共面线(407)。

4.一种用来把一根第一信号线的阻抗与一根第二信号线的阻抗相匹配的结构，其特征在于，它包括：一个由介电材料制成的壁(304、413)和在其中的锥形(306、406)，锥形(306、406)带有一个第一端和一个第二端，由此一根第一信号线耦合到所述锥形的第一端上，而一根第二信号线耦合到所述锥形的第二端上；一个第一接地平面(301、409、505)，基本上平行于第二信号线并且在离开第二信号线的一个第一距离(518)处，并且从垂直于第二信号线的平面的方向看至少部分重叠第二信号线；及一个第二接地平面(305、412、506)，基本上平行于第二信号线，并且在离开第二信号线的一个第二距离(520)处，并且从垂直于由第二信号线定义的平面的一个方向看至少部分重叠第二信号线，由此第二信号线位于所述第一接地平面与第二接地平面之间，并且所述第一距离和所述第二距离基本上不相等。

5.根据权利要求4所述的信号线阻抗耦合器，其特征在于，第一信号线是一根微波传输带线(303)，而第二信号线是一根非对称电介质条状线(307)。

6.根据权利要求4所述的信号线阻抗耦合器，其特征在于，第一信号线是一根共面线(401、402)，而第二信号线是一根非对称共面线(407、417)。

7.根据权利要求4所述的信号线阻抗耦合器，其特征在于，第一信号线是一根微波传输带线(501)，而第二信号线是一根非对称共面线(503)。

8.根据权利要求4所述的信号线阻抗耦合器，其特征在于，所述第一接地平面(301、409、505)和第二接地平面(305、412、506)经通路(507)互连。

9.根据权利要求6和8所述的信号线阻抗耦合器，其特征在于，所述第一接地平面(301、409、505)和第二接地平面(305、412、506)经通路(507)连接到非对称共面线的接地导体(417、504)上。

10.一种包括一个微电路的集成电路外壳，该微电路包括至少一个耦合点(610)和至少一个接地点(612)，该集成电路外壳的特征在于，该外壳包括

-一个壁(603、606)，由介电材料制成，

-一根信号线(604)，其一个第一端位于外壳外，而其一个第二端位于外壳内，及其第二端经一个耦合装置(609)耦合到微电路上的一个耦合点(610)，

-一个在微电路上的接地点(612)，耦合到所述第一接地平面(602)上，

-及所述第一(602)和第二接地平面(608)及一根非对称线的一个接地导体(604)，其至少两个经通路(606)互连。

11.根据权利要求10所述的集成电路外壳，其特征在于，信号线(604)是一根非对称微波传输带线。

12.根据权利要求8所述的集成电路外壳，其特征在于，信号线(604)是一根非对称共面线。

13.根据以上权利要求任一项的一种方法或阻抗耦合器的使用。