CN1337045A - 用于自适应前馈抵消的方法和装置 - Google Patents

Abstract

一种产生磁盘驱动器内磁盘下一扇区的自适应前馈抵消信号的方法和装置。抵消信号包含至少一个乘以至少一个三角函数的分接权重。为了形成抵消信号,该方法和装置首先确定相对磁盘驱动器内前馈抵消单元的伺服环路传递函数。随后逆转移函数以形成滤波器参数。随后测量当前信号的位置误差值并且经过由滤波器参数构成的滤波器。这形成的经过滤波的位置误差值与当前扇区的分接权重一起用来确定下一扇区抵消信号的分接权重。

Description

用于自适应前馈抵消的方法和装置

相关申请引用

本申请对1999年1月15日提交并且题为“Improved Adapitive FeedforwardCancellation”的序列号为No.60/116,071的美国临时专利申请要求优先权。

发明领域

本发明涉及磁盘驱动器。本发明特别涉及可重复的径向摆动补偿。

背景技术

在计算机磁盘驱动器中，数据存储在计算机磁盘同心轨道内。在轨道密度较高的磁盘驱动器中，伺服反馈环路被用来在读取或写入操作期间使磁头保持在所需轨道上。为此，利用在专用伺服磁盘上或者在角向间隔扇区上预先录制的伺服信息，这些信息被插入在磁盘上数据之间。在磁道跟随期间，磁头检测的伺服信息被调制以产生位置误差信号(PES)，该信号提供了磁头偏离磁道中央的位置误差。PES随后被转换为致动器控制信号，它被反馈回去以控制定位磁头的致动器的。

通常情况下，存在两种形式的磁头定位误差：可重复的和不可重复的。不可重复误差通常是不可预测的并且只有在发生后才能去除。通常由磁盘驱动器结构内的机械不规则性引起的可重复误差或者在写入伺服磁道时引入的误差可以预测并且因此在理论上可以在发生时抵消。通常，通过将补偿信号引入抵消可重复定位误差的伺服环路来去除这些可重复径向摆动误差(PRO)。产生这种补偿信号的技术通常称为前馈抵消。

由于前馈抵消信号被引入伺服环路，它可以在某些条件下使伺服环路变得不稳定。特别是，如果对于定位误差信号，抵消信号过大，则抵消信号可能使磁头沿磁道中央线振荡，从而使磁头离开磁道上的稳定状态位置。

为了避免这个问题，现有技术提出了自适应前馈抵消。自适应前馈抵消的一个例子参见Workman(美国专利No.4,616,276)。在自适应前馈抵消下，抵消信号初始时被设定为零。随后在第一扇区测量位置误差信号并且被用于设定下一扇区抵消信号的幅度。为了避免不稳定，位置误差信号被乘上一个介于0～1之间的学习速率。在有些系统下，每个连续扇区的学习速率减小以在提高抵消信号完全抵消可重复径向摆动误差的可能性的同时进一步确保稳定性。

现有自适应前馈抵消技术的一个问题是学习速率，学习速率必须设定得非常低以确保所有磁盘驱动器的稳定性。因此，抵消信号要花费更长的时间训练，特别是对于高次谐波。实际上，对于一些磁盘驱动器，抵消信号从未达到完全抵消某些谐波下可重复径向摆动误差的数值。

发明内容

本发明提供一种在磁盘驱动器内产生磁盘下一扇区的自适应前馈抵消信号的方法和装置。抵消信号包括乘上至少一个三角函数的至少一个分接(tap)权重。为了形成抵消信号，该方法和装置首先确定相对磁盘驱动器内前馈抵消单元的伺服环路传输函数。传输函数随后被反转以形成滤波器参数。随后测量当前信号的位置误差值并通过由滤波器参数构成的滤波器。这形成了经滤波的位置误差值，它与当前扇区的分接权重结合用来确定下一扇区抵消信号的分接权重。

附图简述

图1为实现本发明的磁盘驱动器的透视图。

图2为带自适应前馈抵消系统的现有技术伺服环路。

图3为磁盘顶视图，示出了本发明中所用扇区格式。

图4为位置误差信号的频谱。

图5为带自适应前馈抵消的伺服环路的简化框图。

图6为带本发明自适应前馈抵消系统的伺服环路的简化框图。

图7为图6滤波器的框图。

图8为按照本发明的自适应前馈抵消方法的流程图。

图9为利用现有技术的抵消技术的基本频率处位置误差信号曲线图。

图10为利用本发明抵消技术的基本频率处位置误差信号曲线图。

图11为利用现有技术抵消技术的四次谐波频率处的位置误差信号曲线图。

图12为利用本发明抵消技术的四次谐波频率处的位置误差信号曲线图。

实施发明的较佳方式

图1为利用本发明的磁盘驱动器100的透视图。磁盘驱动器100包括带底座102和顶盖(未画出)的外罩。磁盘驱动器100进一步包括磁盘组装106，它通过磁盘夹具108固定在转轴电机(未画出)上。磁盘组装106包括多片单独的磁盘，围绕中心轴109共同转动。每个磁盘表面包含相连的磁盘磁头滑块110，它固定在磁盘驱动器100上以与磁盘表面贯通。在图1所示实例中，滑块110由附属于致动器116的磁道访问臂114上的悬臂112支持。图1所示致动器属于称为旋转运动线圈致动器类型并且包括通常用118表示的音频线圈电机(VCM)。音频线圈电机118使致动器116连同附属的磁头110围绕枢轴120转动以使磁头110沿磁盘内径124与磁盘外径126之间的弧形路径122定位在所需的数据磁道之上。音频线圈电机118由伺服电子线路130根据磁头110和主机(未画出)产生的信号驱动音频线圈电机118。

图2为伺服环路202中现有技术前馈抵消系统200的框图，它可以在现有技术的一些伺服电子线路130中找到。由于伺服环路的精确结构对于本发明并无意义，所以伺服环路202以简化形式示出。本领域内的技术人员将会认识到，伺服环路要比图2的简图更加复杂。

在图2中，伺服环路202包括伺服控制器204，它接收指示磁头在磁盘上所需位置的基准信号(REF)。根据基准信号，数字控制器204产生通过抵消求和节点206(如下详述)并且进入数模转换器208的数字控制值。数模转换器208将数字控制值转换为模拟电流并且模拟电流由功率放大器210放大产生致动器控制电流。致动器控制电流被提供给磁头磁盘组件(HDA)212内音频线圈电机并且使音频线圈电机根据电流的大小和极性运动。当音频线圈电机运动时，附属于音频线圈电机的磁头一万向节组件沿磁盘运动，从而改变磁头相对磁盘上磁道的位置。

利用存储在磁盘内的伺服模式，磁头产生模拟信号指示磁头至磁道中央的距离。模拟信号被提供给模数转换器214，它从模拟信号中形成数字信号。数字信号随后与基准信号组合从而产生反馈给控制器204的位置误差信号(PES)。控制器204利用位置误差信号生成新的数字控制值。特别是，控制器204产生设计为使磁头向所需的磁道位置移动的数字值。

在嵌入式伺服系统中，伺服信息沿数据磁道存储在扇区内。图3提供了磁盘300的顶视图，它示出了沿磁道322的数据字段312、314、316、318和320之间插入的伺服扇区302、304、306、308和310。值得注意的是，图3未按比例绘出并且大多数磁盘都包含多得多的伺服字段。例如，在本发明的一个实施例中，每条磁道有120个伺服字段。

通过检查磁盘若干圈转动内测得的位置误差信号频谱可以查明可重复的径向摆动误差。图4示出了这种频谱的实例，位置误差信号的幅值沿垂直轴400以微英寸为单位表示而频率沿水平轴402表示。在图4中，可重复径向摆动误差以频谱中的峰位404、406、408、410、412、414、416、418和420出现。这些峰位发生于基本扇区频率的谐波处，它被定义为 ，这里N为磁盘一圈内的扇区数量。

如上所述，现有技术提出了抵消可重复径向摆动误差的自适应前馈抵消。自适应前馈抵消在每个扇区上产生校正值，它被加入伺服环路内。通常，该校正值计算如下：

U(k)＝W₁(k)X₁(k)＋W₂(k)X₂(k)    方程1

这里W₁(k)和W₂(k)为分接权重而X₁(k)和X₂(k)为扇区k处的正弦和余弦函数，它被定义如下：

X₁(k)＝sin[k(2π/N)]    方程2

X₂(k)＝cos[k(2π/N)]    方程3这里N为磁盘一圈内的扇区数量。

在自适应前馈抵消下，每个分接权重为前一扇区分接权重和测得的位置误差信号的函数。具体而言，在现有技术中，分接权重定义如下：

W₁(k＋1)＝W₁(k)＋C(k).PES(k).X₁(k)    方程4

W₂(k＋1)＝W₂(k)＋C(k).PES(k).X₂(k)    方程5

这里C(k)为学习速率而PES(k)为第k个扇区的位置误差信号。

在上述方程1中，只有基本频率被抵消值抵消。但是方程1可以扩展，因此抵消值包含基本频率的谐波。具体而言，对于每个谐波加入正弦和余弦项。这引出普遍的方程：

这里：

X_i，sin(k)＝sin[i.k(2π/N)]    方程7

X_i，cos(k)＝cos[i.k(2π/N)]    方程8

以及

在图2中，自适应前馈抵消系统200利用微处理器220、随机访问存储器222和正弦和余弦表224实现方程6-10。特别是，微处理器220利用前面扇区的分接权重和从模数转换器214提取的前面扇区的位置误差信号产生一组新的分接权重。微处理器220将位置误差信号乘以存储在随机访问存储器222的学习速率和存储在正弦和余弦表224内的前面扇区的正弦或余弦函数。微处理器220随后将每个新的分接权重与存储在正弦和余弦表224内的当前扇区的各正弦或余弦值相乘。

图2伺服环路可以通过将单元组合并为组合单元分配一个增益来简化。图5示出了简化框图的实例，这里带增益P的致动器块450代替数模单元208、功率放大器210、磁头-磁盘组件212和模数转换器214。图2的控制器204以图5中控制器块452示出并且增益为C。自适应前馈抵消电路示为AFC块454。

在图5中，可重复径向摆动干扰示为加入致动器450输出的位置信息的微扰d。前馈抵消信号示为U，它从控制器452产生的控制信号中减去。

确定AFC450如何快速抵消可重复径向摆动的一个因素是伺服环路对抵消信号U内变化的响应。具体而言，由于AFC450根据接收的位置误差信号调整其抵消信号，因此位置误差信号由抵消信号U变化引起的变化幅度将影响AFC450收敛于抵消信号的速率。如果抵消信号的微小变化导致位置误差信号较大的变化，则由于PES在抵消信号振荡时趋于振荡，所以AFC450一般更难等于最终的抵消信号。理想情况是，抵消信号的变化导致位置误差信号在所有频率上相同尺度的变化。

利用图5可以确定PES信号与抵消信号之间的关系。通常，这种关系由传递函数G定义，传递函数G等于PES信号在抵消信号相应变化上的变化。通过将基准信号和可重复径向摆动为零并跟踪伺服环路，可以从图5中加以确定。因此根据图5显而易见的是：

(C(PES)-U)P＝-(PES)    方程11

可以变为：

如上所述，理想情况下，该传递函数对于所有频率都等于1，因此抵消信号的变化导致AFC450测得的位置误差信号呈相同的变化。但是在磁盘驱动器中，即使等于1，但该传递函数也是很少见的，在许多磁盘驱动器中对频率是高度依赖的。这样，现有的自适应前馈抵消系统的收敛性不如理想情况。

为了克服该问题，本发明在返回的位置误差信号与自适应强烈抵消系统之间引入新的滤波器。新的滤波器改变传递函数从而使传递函数逼近1。图6提供了本发明实施例的框图，它示出了增益为F的新的滤波器526。

在图6中，伺服环路502的其余部分类似于图2并且由控制器504、求和器506、数模转换器508、功率放大器510、磁头一磁盘组件512和模数转换器514组成。自适应前馈抵消系统500的其余部分也类似于图2的系统并且包括微处理器520、随机访问存储器522和正弦与余弦表524。

在新的滤波器下，AFC系统检测得到的传递函数变为：

这里(PES)为滤波器526提供给AFC系统的PES信号。利用方程13，本发明通过将滤波器526的增益设定为传递函数G的倒数，强迫AFC系统测得的传递函数在所有频率上都趋于1：

本发明由此改进了AFC系统的收敛性。

在本发明的一个实施例中，滤波器526实现为图7的第三阶滤波器600。滤波器600包括两个使PES值延迟一个扇区的延迟单元602和604以及分别对当前PES值、前面的PES值和次前面的PES值的贡献进行权重的三个权重块606(b₀)、608(b₁)和610(b₂)。权重块的输出与延迟单元612和权重块614(b₀)产生的经过延迟和权重的先前滤波器输出

相加。滤波器最终的输出用 表示并且定义如下：

这里PES(k)为当前扇区k的位置误差信号。

本领域内的技术人员将会认识到，滤波器600可以可编程硬件或软件方式实现。

图8提供了实现本发明一个实施例的流程图。图8的过程始于步骤700，在该步骤确定了伺服系统的闭环频率响应。确定闭环响应的技术有多种，包括在输入处引入各种频率的信号和测量最终的位置误差信号。利用图5的简化示意图，该测量提供了用(1/1＋CP)表示的响应。

在图8的步骤702中，测量了致动器(P)的机械频率响应。这可以通过对致动器建模或者将各种频率的控制信号应用于致动器并且测量磁头产生的最终误差信号来实现。

在步骤704中，致动器(P)的频率响应与伺服系统的闭环响应组合以产生如下的传递函数G：

在步骤706中，传递函数G被逆转换并且拟合为实数分子和分母系数以构成滤波器F的滤波器参数(b₀、b₁、b₂和a₀)。利用诸如MATLAB(购自Massachusetts州Natick的Mathworks股份有限公司)之类的控制软件可以实现。具体而言，可以采用MATLAB的“invfreqz”函数。

在大多数实施例中，对于每个磁盘驱动器，步骤700-706只施行一次，随后滤波器固定不变。

一旦生成了滤波器，则可以在步骤708开始磁道跟踪。当磁头经过伺服索引时，在步骤710产生如下的初始抵消信号：

这里i表示基本扇区频率的谐波，m为感兴趣的谐波总数，并且W_i，k＋1 ^cos和W_i，k＋1 ^ins为初始设定为零的特定自适应分接权重。

在步骤712中，为第一当前扇区(k)产生的位置误差信号经过F滤波器(图6中的526，图7中的600)以生成滤波后的PES值

。该数值随后在步骤714中利用下列方程来更新下一扇区(k＋1)的所有谐波的分接权重：

这里W_i，k＋1 ^cos和W_i，k＋1 ^ins为下一扇区k＋1和第i次谐波的分接权重，并且W_i，k ^cos和W_i，k ^ins为当前扇区(k)和第i次谐波的分接权重，并且μ为学习速率。在有些实施例下，学习速率是自适应的，因此一般随每个扇区而减小。

一旦在步骤714确定了分接权重，上述方程17被用来在步骤716中生成新的抵消信号。这种新的抵消信号随后应用于下一扇区并且过程返回步骤712，在该步骤下一扇区变为当前扇区。

图9、10、11和12为曲线图，示出了本发明相对现有技术在性能上的改进。这些曲线是根据包含120个扇区/磁道的以75Hz旋转的磁盘模拟产生的。

图9和10示出了分别在现有技术和本发明下产生的抵消信号的效果。方程17用于产生两种情况下的抵消信号。但是分接权重以不同方式更新。具体而言，在现有技术下，位置误差信号直接用于方程18和19代替本发明的经过滤波的位置误差信号 。图9和10并未输出为误差信号在所有频率上的效果而是仅仅示出位置误差信号在基本频率上的部分。在图9和10中，位置误差信号分别沿垂直轴800和900表示，而时间沿水平轴802和902表示。为了实现这些结果，0.01的学习速率μ被用于现有技术而0.1的学习速率μ被用于本发明。现有技术的学习速率μ根据收敛性的需要而限定为0.01。

如图9和10所示，现有技术和本发明抵消了同一时间量内的基本频率分量。

图11和12分别示出了现有技术和本发明就位置误差信号的第四次谐波而言的抵消效果。在图11和12中，位置误差信号沿垂直轴1000和1100示出而时间沿水平轴1002和1102示出。为了避免不稳定，现有技术的学习速率限定在0.001。但是如图11所示，即使在该最大学习速率下，现有技术也无法抵消位置误差信号的第四次谐波。相反，在本发明下，与用于基本频率相同的0.1的学习速率被用于第四次谐波。这导致在与利用本发明抵消基本频率分量所需的同一时间量内抵消了第四次谐波。因此本发明改进了可重复径向摆动的较高频率分量的抵消并且在大致相同的时间量内抵消了所有频率分量。在一个实施例下，在磁盘一圈内，所有的频率分量被几乎减少为零。

总之，对于磁盘驱动器100内磁盘300的下一扇区304，提供了生成自适应前馈抵消信号U的方法。抵消信号包括至少一个乘以至少一个三角函数cos[i(k＋1)(2π/N)]的分接权重W_i，k＋1 ^cos。生成抵消信号的方法包括确定相对前馈抵消单元454的伺服环路传递函数G和逆转换传递函数以形成滤波器参数。随后测量当前扇区k的位置误差值并将其通过滤波器526以形成经过滤波的位置误差值。下一扇区的分接权重W_i，k＋1 ^cos随后部分根据当前扇区的经过滤波的位置误差值和分接权重W_i，k ^cos确定。

还提供了磁盘驱动器100的伺服系统，它包括产生控制信号的控制器504和能够至少部分根据控制信号移动磁头的致动器-磁头组件508、510、512和514。致动器-磁头组件还能够根据磁道322上磁头的位置产生位置误差信号。自适应前馈抵消单元500从滤波器526接收经过滤波的位置误差信号并且能够至少部分根据经过滤波的位置误差信号产生下一扇区的抵消信号。滤波器526的传递函数根据从自适应前馈抵消单元500至滤波器526输入逼近传递函数的逆函数。

应该理解的是，虽然在前面结合本发明实施例结构和功能的描述中给出了本发明各种实施例的众多特征和优点，但是这些揭示仅仅是示意性质的，并且在不偏离本发明精神和范围的前提作出各种修改。例如抵消信号可以插入在伺服环路内的不同位置，从而改变传递函数的计算和滤波器的参数而不偏离本发明的范围和精神。其他的修改也是可以的。

Claims (15)

1.一种产生磁盘驱动器内下一扇区的自适应前馈抵消信号的方法，其特征在于抵消信号包含至少一个乘以至少一个三角函数的分接权重，所述方法包含以下步骤：

(a)确定相对磁盘驱动器内前馈抵消单元的伺服环路传递函数；

(b)逆转换传递函数以形成滤波器参数；

(c)测量当前扇区的位置误差值；

(d)将位置误差值通过从滤波器参数构成的滤波器以形成经过滤波的位置误差值；以及

(e)部分根据当前扇区的经过滤波的位置误差值和分接权重确定下一扇区的抵消信号的分接权重。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于伺服环路包含具有传递函数P的致动器单元，能够响应控制信号移动磁头并且根据磁头位置产生位置误差信号，并且伺服环路进一步包含具有传递函数C的控制器，能够根据位置误差信号产生控制信号并且确定伺服环路传递函数的步骤包含确定形式为

的传递函数。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于逆转换传递函数以形成滤波器参数的包括产生滤波器函数 ${\hat{y}}_0=b_0\mathrm{PES}\left(k\right)+b_1\mathrm{PES}(k-1)+b_2(k-2)+a_0{\hat{y}}_0$ 的滤波器参数，这里b₀、b₁、b₂和a₀为滤波器参数，PES(k)为当前扇区的位置误差值，PES(k－1)为前一扇区的位置误差值，PES(k－2)为次前扇区的位置误差值，

为前一扇区的滤波器输出而

为当前扇区的滤波器输出。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于抵消信号的形式为 $U(k+1)=W_{k+1}^{\cos }\cos \left[(k+1)(2\mathrm{\π}/N)\right]+W_{k+1}^{\sin }\sin \left[\right(k+1)(2\mathrm{\π}/N)]$ ，这里W_k＋1 ^cos和W_k＋1 ^ins为下一扇区k＋1的分接权重。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于抵消信号的形式为 $U(k+1)=\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{W}_{i,k+1}^{\cos }\cos \left[i(k+1)(2\mathrm{\π}\backslash N)\right]+\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{W}_{i,k+1}^{\sin }\sin \left[i(k+1)(2\mathrm{\π}/N)\right]$ ，这里m表示抵消信号中发现的基本扇区频率谐波的总数，而W_i，k＋1 ^cos和W_i，k＋1 ^ins为下一扇区k＋1和第i次谐波的分接权重。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于确定传递函数包括沿多个频率确定传递函数并且确定抵消信号的分接权重包含对于基本频率的每个谐波确定单独的分接权重。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于确定基本频率的谐波的分接权重包括按照 $W_{i,k+1}^{\cos }=W_{i,k}^{\cos }+\mathrm{\μ}\hat{y}\cos \left[i(k-1)(2\mathrm{\π}/N)\right]$ 和 $W_{i,k+1}^{\sin }=W_{i,k}^{\sin }+\mathrm{\μ}\hat{y}\sin \left[i(k-1)(2\mathrm{\π}/N)\right]$ 更新分接权重，这里W_i，k＋1 ^cos和W_i，k＋1 ^ins为下一扇区的第i次谐波的分接权重，并且W_i，k ^cos和W_i，k ^ins为当前扇区的第i次谐波的分接权重，μ为学习速率，并且

为当前扇区的经过滤波的位置误差信号。

8.磁盘驱动器中的在磁道上定位磁头的伺服系统，其特征在于包含：

控制器，能够部分根据磁头产生的位置误差信号产生控制信号；

致动器-磁头组件，包含致动器和磁头并且能够至少部分根据控制器的控制信号移动磁头并能够根据磁头在磁道上的位置产生位置误差信号；

自适应前馈抵消单元，能够接收当前扇区的经过滤波的位置误差信号并且能够部分根据经过滤波的位置误差信号产生下一扇区的抵消信号，抵消信号在抵消单元的输出侧提供并且至少包含乘以至少一个三角函数的分接权重；以及

滤波器，它在输入侧接收位置误差信号并且产生提供给自适应前馈抵消单元的经过滤波的位置误差信号，滤波器的传递函数逼近从自适应前馈抵消单元的输出至滤波器输入测得的传递函数的逆函数。

9.如权利要求8所述的伺服系统，其特征在于自适应前馈抵消单元产生的抵消信号的形式为 $U(k+1)=W_{k+1}^{\cos }\cos \left[(k+1)(2\mathrm{\π}/N)\right]+W_{k+1}^{\sin }\sin \left[(k+1)(2\mathrm{\π}/N)\right]$ ，这里W_k＋1 ^cos和W_k＋1 ^ins为下一扇区k的分接权重。

10.如权利要求9所述的伺服系统，其特征在于自适应前馈抵消单元包含分接权重更新单元，用于按照 $W_{k+1}^{\cos }=W_k^{\cos }+\mathrm{\μ}\hat{y}\cos \left[(k-1)(2\mathrm{\π}/N)\right]$ 和 $W_{\mathrm{ik}+1}^{\sin }=W_{i,k}^{\sin }+\mathrm{\μ}\hat{y}\sin \left[i(k-1)(2\mathrm{\π}/N)\right]$ 设定分接权重，这里W_k＋1 ^cos和W_k＋1 ^ins为下一扇区的分接权重，并且W_i，k ^cos和W_i，k ^ins为当前扇区的分接权重，μ为学习速率，并且

为当前扇区的经过滤波的位置误差信号。

11.如权利要求8所述的伺服系统，其特征在于抵消信号的形式为 $\underset{0}{U}(k+1)=\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{W}_{i,k+1}^{\cos }\cos \left[i(k+1)(2\mathrm{\π}/N)\right]+\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{W}_{i,k+1}^{\sin }\sin \left[i(k+1)(2\mathrm{\π}/N)\right]$ ，这里m表示抵消信号中发现的基本扇区频率谐波的总数，而W_i，k＋1 ^cos和W_i，k＋1 ^ins为下一扇区k＋1和第i次谐波的分接权重。

12.如权利要求11所述的伺服系统，其特征在于自适应前馈抵消单元包括分接权重更新单元，用于按照 $W_{i,k+1}^{\cos }=W_{i,k}^{\cos }+\mathrm{\μ}\hat{y}\cos \left[i(k-1)(2\mathrm{\π}/N)\right]$ 和 $W_{i,k+1}^{\sin }=W_{i,k}^{\sin }+\mathrm{\μ}\hat{y}\sin \left[i(k-1)(2\mathrm{\π}/N)\right]$ 设定分接权重，这里W_i，k＋1 ^cos和W_i，k＋1 ^ins为下一扇区的第i次谐波的分接权重，并且W_i，k ^cos和W_i，k ^ins为当前扇区的第i次谐波的分接权重，μ为学习速率，并且

为当前扇区的经过滤波的位置误差信号。

13.如权利要求8所述的伺服系统，其特征在于滤波器包含延迟和权重块以产生形式为 ${\hat{y}}_0=b_0\mathrm{PES}\left(k\right)+b_1\mathrm{PES}(k-1)+b_2(k-2)+a_0{\hat{y}}_0$ 的离散滤波器函数，这里b₀、b₁、b₂和a₀为滤波器参数，PES(k)为当前扇区的位置误差值，PES(k－1)为前一扇区的位置误差值，PES(k－2)为次前扇区的位置误差值，

为前一扇区的滤波器输出而

为当前扇区的滤波器输出。

14.如权利要求9所述的伺服系统，其特征在于控制器具有传递函数C而致动器-磁头组件具有传递函数P，并且滤波器的传递函数逼近

15.一种沿磁盘磁道存储数据的磁盘驱动器，其特征在于包含：

使磁头相对磁道定位的伺服环路；以及

与伺服环路耦合的直送前馈抵消装置，用于根据经过滤波的位置误差信号抵消可重复径向摆动定位误差。

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