CN1295704C - 头定位控制方法和使用该方法的盘装置 - Google Patents

Abstract

根据驱动信号和伴随致动器的驱动发生的电压信号，推算作用于致动器上的干扰的大小，由此生成干扰补偿信号。生成向干扰补偿信号乘以增益调整系数后的控制信号。根据基于事先记录在磁盘上的伺服信息而检测出的磁头的当前位置和磁头的目标位置，生成头位置误差信号。增益调整器将所述控制信号与位置控制信号相加，设为驱动信号。通过从增益调整器输出的驱动信号，驱动致动器。

Description

头定位控制方法和使用该方法的盘装置

技术领域

本发明涉及一种使用致动器来进行磁头或光拾波器等的记录/再现头的定位控制的头定位控制方法和使用该方法的盘装置。

背景技术

近年来，磁盘装置的小型化、大容量化急速发展。就磁盘装置的大容量化而言，磁盘的轨道密度的高密度化在进步，轨道间距倾向于进一步变窄。因此，为了在高密度磁盘中记录再现数据，必需高速、高精度地将磁头定位在以窄轨道间距形成的目标轨道上。

通常，在磁盘装置中，定位磁头用的伺服信息事先以一定的角度间隔记录在磁盘中。根据该伺服信息，定位控制磁头。具体而言，定位控制按照由磁盘的旋转速度和轨道每一周中记录的伺服信息数量(伺服扇区数量)决定的采样周期进行。磁头通过按照该采样周期读取伺服信息，生成表示磁头对目标轨道的位置误差的误差信号，并定位控制磁头，使误差信号的大小最小。

为了高精度定位磁头，必需缩短采样周期并提高磁头的定位控制系统的控制频率。但是。为了缩短采样周期，必需在磁盘中记录有更多的伺服信息。但是，这样会产生数据格式化效率降低的问题。另外，有时在定位头用的致动器本身中存在高次的固有机械谐振模式。因此，若为了提高定位精度而提高控制频率，则因该固有机械谐振，具有导致定位控制系统不稳定的问题。实际上由于致动器自身的固有机械谐振限制了控制频率的频域，所以提高定位控制系统的控制频率是受限制的。

另外，随着近年来磁盘装置的小型化，作用于致动器的轴承摩擦力、或连接致动器和电路基板的软性印刷基板的弹力所谓的外部干扰成为使定位精度进一步恶化的主要原因。因此，提议补偿干扰来提高定位精度的技术。例如，根据特开平9-231701号公报公开的技术，提议如下头定位控制方法：根据记录在磁盘中的伺服信息得到头位置信号，通过将该头位置信号和致动器驱动信号作为输入的干扰推算装置，补偿外力。在该技术中，致动器的驱动信号是将在干扰推算装置中生成的干扰补偿信号和由表示磁头位置误差的误差信号生成的位置控制信号相加得到的。

但是，在上述头定位控制方法中，在使磁头从某个轨道高速移动(查找动作)到目标轨道并对目标轨道定位控制的情况下，位置控制信号变为过调信号，驱动信号自身变为不稳定状态。但是，因为干扰推算装置以驱动信号为输入，所以在这种情况下，干扰推算装置不能正确推算作用于致动器上的干扰并生成干扰补偿信号。结果，难以相对目标轨道来正确定位控制磁头，或者对目标轨道的跟踪需要较长时间，产生使磁盘装置的性能降低的问题。

另外，这种问题不限于磁盘装置，而是盘装置的一般共同的问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种解决上述问题、在头开始移动到目标位置后、可在短时间内对目标轨道进行高精度跟踪的头定位控制方法和可靠性高的盘装置。

为了达到上述目的，本发明的头定位控制方法是如下的方法，利用具备线圈电机、固定在该线圈电机上的臂和安装在该臂上的头的致动器，相对盘来定位上述头，其特征在于，包括如下步骤：根据驱动上述致动器用驱动信号、和表示随着上述致动器的驱动而在上述线圈电机中发生的电压的电压信号，推算施加到上述致动器上的干扰的大小，从而生成干扰补偿信号；通过将由1以外的常数或在任一时刻变为1以外的变量组成的增益调整系数乘以上述干扰补偿信号，生成控制信号；根据通过由上述头检测事先记录在上述盘中的伺服信息而求出的头位置和目标位置，算出头位置误差，并生成对应于该头位置误差的位置控制信号；和通过将上述控制信号和上述位置控制信号相加来生成上述驱动信号。

根据本发明的盘装置，包括：致动器，具备线圈电机、固定在该线圈电机上的臂和安装在该臂上的头；驱动装置，用于驱动上述致动器；电压检测装置，输出表示随着上述致动器的驱动而在上述线圈电机中发生的电压的电压信号；干扰推算装置，根据输入上述驱动装置的驱动信号和上述电压信号，推算施加到上述致动器上的干扰的大小，从而生成干扰补偿信号；位置误差检测装置，根据通过由上述头检测事先记录在上述盘中的伺服信息来求出的头位置和目标位置，算出头位置误差；位置控制装置，生成并输出对应于上述头位置误差的位置控制信号；和增益调整装置，通过将由1以外的常数或在任一时刻变为1以外的变量组成的增益调整系数乘以上述干扰补偿信号，生成控制信号，并通过合成该控制信号和上述位置控制信号来生成上述驱动信号。

在上述头定位控制方法和盘装置中，驱动进行头定位的致动器用的驱动信号通过将增益调整系数乘以所推算的施加到致动器上的干扰大小的干扰补偿信号后的控制信号、和根据对应于头位置与目标位置的头位置误差的误差信号生成的位置控制信号相加来生成。即使在查找动作时等驱动信号变为不稳定状态，不能正确生成干扰补偿信号的情况下，也可通过用增益调整系数来调整干扰补偿信号的增益，从而使头高速且高精度地跟踪目标轨道。例如，即使干扰补偿信号因过调等而变得不稳定，但由于可通过将查找动作时的增益调整系数设定得小，使不稳定的干扰补偿信号对定位控制系统的影响小，所以可使头高速且高精度地跟踪目标轨道。

优选上述增益调整系数由变量组成，对应于上述头位置误差来变化上述增益调整系数。

优选使上述增益调整系数随着时间而变大。上述增益调整系数也可随着时间而接近规定值。上述增益调整系数也可随着时间而接近1。

优选将查找模式时的增益调整系数设定得比跟随模式时的增益调整系数小。另外，在上述头位置误差超过事先设定的规定误差量时，优选将上述增益调整系数设定得比上述头位置误差小于上述规定误差量时小。也可在从查找动作开始时刻过渡到跟随动作时，将增益调整系数设定得比跟随动作时的增益调整系数小。从而，在从查找动作开过渡到跟随动作时干扰补偿信号变为不稳定的情况下，可减小干扰补偿信号对定位控制系统的影响，可在短时间内移动到跟随动作。

优选在从上述头位置误差超过上述规定误差量的状态开始到达上述规定误差量以下的时刻起，使上述增益调整系数随着时间而变大。

上述规定误差量优选小于上述盘的记录轨道的间距的2倍。即，在头位置误差小到记录轨道间距2倍左右并移动到跟随动作的时刻，因为驱动信号稳定，所以可正确推算施加于致动器上的干扰的大小。因此，可使乘以干扰补偿信号的增益调整系数缓慢增大，最大限度发挥对干扰的补偿效果。结果，可使头在短时间内跟踪目标轨道，提高盘装置的性能。

如上所述，本发明将增益调整系数乘以干扰补偿信号而生成控制信号，并将把该控制信号与位置控制信号相加后的信号作为致动器的驱动信号。从而，通过对应于跟随动作、或从查找动作过度到跟随动作时的状态，改变乘以干扰补偿信号的增益调整系数的大小，由此可稳定且高速进行从当前轨道位置跟随到目标轨道的状态、即从查找动作移动到跟随动作。另外，在对当前轨道位置进行跟随的状态下，可抑制干扰引起的轨道错位，可进行稳定且高精度的定位控制。通过使用这种头定位控制方法，可实现性能高、且可靠性高的盘装置。

附图说明

图1是表示本发明实施方式中的磁盘装置主要部分的构成的框图。

图2是表示本发明实施方式中定位控制系统的整体构成的框图。

图3是说明本发明实施方式中增益调整器动作的说明图。

图4是表示磁盘上的位置数据的原理图。

图5是表示增益调整系数的时间变化的曲线。

图6是表示增益调整系数的时间变化的曲线。

图7是表示增益调整系数的时间变化的曲线。

具体实施方式

下面，用附图来说明本发明的实施方式。在本实施方式中，将磁盘装置作为实例进行说明。

图1、图2和图3是说明本发明实施方式中的盘装置和定位控制方法的图。图1是表示盘装置的主要部分的构成的框图，图2是表示盘装置中位置控制系统的整体构成的框图，图3是说明增益调整器动作的说明图。

图1中，通过主轴电机(未图示)使磁盘1旋转。磁头2对磁盘1记录/再现数据，搭载在臂3的一端。通过臂3绕轴承4旋转，磁头2移动到磁盘1的目标轨道处。在臂3的另一端设置驱动线圈5，在定子6相对驱动线圈5的面上配置磁铁(未图示)。通过配置在定子6上的磁铁发生的磁束与在驱动线圈5中通电的电流形成的磁场的相互作用，臂3受到旋转力。驱动线圈5和定子6构成音圈电机(VCM：Voice CoilMotor)。磁头2、臂3、轴承4、驱动线圈5及定子6构成致动器7。

作为驱动装置的驱动器12在驱动线圈5中通电对应于驱动信号u的驱动电流Ia，驱动致动器7。作为包含于驱动器12中的电压检测装置的电压检测器13检测随着致动器7的驱动而在驱动线圈5的两端发生的电压，并输出表示该电压的电压信号Va。作为干扰推算装置的干扰推算器10根据电压检测器13输出的电压信号Va和作为驱动器12输入的驱动信号u，推算作用于致动器7上的干扰转矩，输出干扰推算信号τ_dest。干扰补偿器11补偿运算从干扰推算器10输出的干扰推算信号τ_dest，并输出干扰补偿信号β。

如图4所示，在磁盘1中，事先以规定角度间隔记录有轨道的位置数据60，作为伺服信息。磁头2以一定采样周期读入该位置数据60，作为位置信号输出。在图4中，为了容易理解，仅图示15条伺服信息数量(伺服扇区数量)，但实际上记录有更多的伺服信息(例如100-300条)。

作为位置误差检测装置的位置检测器15根据由磁头2读入的位置信号来检测磁头2的当前位置x，并生成表示与目标轨道的目标位置r之差的位置误差信号e。作为位置控制装置的位置控制器16输入位置检测器15生成的位置误差信号e，进行放大和相位补偿后，生成位置控制信号c。

下面，参照图2来说明根据本实施方式的盘装置的定位控制系统的动作。在图2中，s表示拉普拉斯算子。另外，在图2中，对于伺服信息的采样同步要素，为了简化说明，故省略。

图2中，若设磁头2检测到的当前轨道位置为x，则相对目标轨道位置r的头位置误差e由式(1)表示。该位置误差e由比较器20获得。

e＝r-x     …(1)

位置控制器16对从比较器20输出的位置误差信号e实施传递函数G(z)的数字过滤处理，生成位置控制信号c。位置控制器16向增益调整器14输出位置控制信号c。在定位控制系统中，实施通常的PID控制，位置控制器16的传递函数由式(2)表现。

$G\left(z\right)=K_d[1+h(1-z^{-1})+L\frac{z^{-1}}{1-z^{-1}}]\·\·\·\left(2\right)$

这里，z^-1表示一采样滞后，Kd表示定位控制系统的比例增益。系数h、L表示代表频率特性的常数，系数h是微分系数，系数L是积分系数。位置控制信号c经增益调整器14后变为驱动信号u。驱动信号u在传递函数gm的驱动器12中从电压信号变换为gm倍的电流信号。驱动器12输出驱动电流Ia。在致动器7中，在驱动线圈5中通电的驱动电流Ia通过其产生的磁场、和上述定子6的磁铁(未图示)发生的磁束的相互作用，通过功能块23的传递函数Kt变换为驱动转矩τ。这里，传递函数Kt是致动器7的转矩常数。功能块24的传递函数(Lb/J·s)表示从作用于臂3上的驱动转矩τ到磁头2的移动速度v的传递特性。这里，J表示臂3的惯性力矩，Lb表示从臂3的轴承4到磁头2的距离。功能块25是积分器，由1/s表示其传递函数。在功能块25的积分器中，磁头2的移动速度v变换为当前轨道位置x。

致动器7的轴承摩擦或连接致动器7与电子电路基板的软性印刷基板的弹力、或从外部施加给磁盘装置的冲击或振动使致动器7受到的惯性力等作用于致动器7的臂3上的干扰τ_d表现为输入功能块24的前级的比较器29的形式。

通过致动器7转动，在驱动线圈5的两端发生与致动器7的转动速度成正比的感应电压Ea。Ea由式(3)来表现。

$\mathrm{Ea}=\frac{\mathrm{Lb}\·\mathrm{Kv}}{J\·s}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_d)\·\·\·\left(3\right)$

功能块27和加法器28构成的由点划线包围的部分的功能块是电压检测器13。加法器28将从功能块26输出的感应电压Ea、与在驱动线圈5中通电驱动电流Ia所发生的电压降部分(Ra+La·s)·Ia分别相加，从而电压检测器13生成电压信号Va。之后，电压检测器13输出电压信号Va。电压信号Va由式(4)表示。

Va＝Ea+(Ra+La·s)Ia    …(4)

这里，Ra表示驱动线圈5的线圈电阻，La表示驱动线圈5的电感。

通常，电压降的电压(Ra+La·s)·Ia是感应电压Ea的数十倍到数百倍的值，与感应电压Ea相比，非常大。因此，在根据感应电压Ea来推算干扰时，重要的是尽可能正确把握电压降部分的电压影响。在本实施方式中，如后所述，干扰推算器10通过忠实再现电压降的电压(参照图2的功能块7)，实现高精度的干扰推算。

根据式(3)和式(4)，电压信号Va如式(5)所示。

$\mathrm{Va}=\frac{\mathrm{Lb}\·\mathrm{Kv}}{J\·s}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_d)+(\mathrm{Ra}+\mathrm{La}\·s)\mathrm{Ia}\·\·\·\left(5\right)$

图2右下由点划线包围的部分的功能块表示图1中干扰推算器10的功能快框图。干扰推算器10的功能块包含具有与功能块12、23、24、26、27的传递函数分别大致一致的传递函数的功能块32、33、34、36、37。这里，干扰推算器10的功能块中各常数的下标“n”表示公称值，带“est”的变量表示推算值。

输入驱动器12的功能块中的驱动信号u也被输入干扰推算器10的功能块中。通过由功能块32和功能块33将驱动信号u放大(gm_n·Kt_n)倍，得到推算作用于致动器7的臂3上的驱动转矩τ的驱动转矩推算信号τ_est。

从功能块34输出速度推算信号V_est。在功能块36中，通过将速度推算信号V_est放大Kv_n倍，生成感应电压推算信号Ea_est。加法器38将该感应电压推算信号Ea_est与驱动线圈5中通电驱动电流推算信号Ia_est发生的电压降(Ra_n+La_n·s)·Ia_est相加，从加法器38输出电压推算信号Va_est。将电压推算信号Va_est输入比较器31，与实际检测到的电压信号Va相比。将结果得到的误差信号α(＝Va_est-Va)输入由功能块41表示的积分器和由功能块40表示的乘法器。积分器41积分误差信号α，输出针对干扰的干扰推算信号τ_dest。向由功能块40表示的乘法器输入误差信号α，将误差信号α放大G₁倍后，施加到加法器35。将加法器35的输出输入减法器39，将从功能块33输出的驱动转矩推算信号τ_est中减去加法器35的输出的结果、γ输出到功能块34。

功能块40的系数G₁和功能块41的系数G₂是稳定干扰推算器10的动作的常数，后面详细描述。

干扰补偿器11中包含的功能块42通过将干扰推算信号τ_dest放大1/(gm_n·Kt_n)倍，对臂3生成发生大小相当于干扰推算信号τ_dest的驱动力必需的干扰补偿信号β。将干扰补偿信号β发送到作为增益调整装置的增益调整器14，乘以增益调整系数K_β并变为控制信号β’后，与位置控制信号c进行合成。由该控制信号β’和位置控制信号c生成驱动信号u。

下面，说明干扰推算器10的动作。作为功能块41输出的干扰推算信号τ_dest由式(6)表示。

${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{dest}}=\frac{G_2}{s}({\mathrm{Va}}_{\mathrm{est}}-\mathrm{Va})\·\·\·\left(6\right)$

并且，减法器39的输出γ由式(7)表示。

$\mathrm{\γ}={\mathrm{\τ}}_{\mathrm{est}}-(G_1+\frac{G_2}{s})\·({\mathrm{Va}}_{\mathrm{est}}-\mathrm{Va})\·\·\·\left(7\right)$

另外，电压推算信号Va_est由式(8)表示。

Va_est＝Ea_est+(Ra_n+La_n·s)Ia_n   …(8)

感应电压推算信号Ea_est由式(9)表示。

${\mathrm{Ea}}_{\mathrm{est}}=\frac{L{b}_n\·{\mathrm{Kv}}_n}{J_n\·s}\·\mathrm{\γ}\·\·\·\left(9\right)$

通过式(7)和式(9)，式(8)变形为式(10)。

${\mathrm{Va}}_{\mathrm{est}}=\frac{{\mathrm{Lb}}_n\·{\mathrm{Kv}}_n}{J_n\·s}[{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{est}}-(G_1+\frac{G_2}{s})\·({\mathrm{Va}}_{\mathrm{est}}-\mathrm{Va})]+({\mathrm{Ra}}_n+{\mathrm{La}}_n\·s){\mathrm{Ia}}_{\mathrm{est}}\·\·\·\left(10\right)$

为了简化说明，设驱动器12的功能块的传递函数gm与功能块32的传递函数gm_n的值相等。从而，驱动电流Ia与驱动电流推算信号Ia_est相等。并且，若设功能块27的Ra与La和功能块37的Ra_n与La_n分别相等，则在驱动线圈5中通电驱动电流Ia时的电压降部分(Ra+La·s)Ia与通电驱动电流推算信号Ia_est时的电压降部分(Ra_n+La_n·s)Ia_est相等。即，

(Ra+La·s)Ia＝(Ra_n+La_n·s)Ia_est    …(11)

另外，作为

$\frac{\mathrm{Lb}\·\mathrm{Kv}}{J}=\frac{{\mathrm{Lb}}_n\·{\mathrm{Kv}}_n}{J_n}\·\·\·\left(12\right)$

分别从公式(10)的左边和右边减去公式(5)的左边和右边，若使用式(11)，则得到式(13)。

${\mathrm{Va}}_{\mathrm{est}}-\mathrm{Va}=\frac{{\mathrm{Lb}}_n\·{\mathrm{Kv}}_n}{J_n\·s}[{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{est}}-\mathrm{\τ}-(G_1+\frac{G_2}{s})\·({\mathrm{Va}}_{\mathrm{est}}-\mathrm{Va})+{\mathrm{\τ}}_d]\·\·\·\left(13\right)$

驱动转矩推算信号τ_est是推算致动器7的驱动转矩τ的信号，若τ_est与τ相等，则将式(13)变为式(14)。

${\mathrm{Va}}_{\mathrm{est}}-\mathrm{Va}=\frac{{\mathrm{Lb}}_n\·{\mathrm{Kv}}_n}{J_n\·s}[{\mathrm{\τ}}_d-(G_1+\frac{G_2}{s})\·({\mathrm{Va}}_{\mathrm{est}}-\mathrm{Va})]\·\·\·\left(14\right)$

通过使用式(6)变形式(12)，可导出使用于致动器7上的干扰τ_d与干扰推算信号τ_dest的关系，得到式(15)。

${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{dest}}=\frac{\frac{{\mathrm{Lb}}_n{\·\mathrm{Kv}}_n}{J_n}\·G_2}{s^2+\frac{{\mathrm{Lb}}_n\·{\mathrm{Kv}}_n}{J_n}\·G_1\·s+\frac{{\mathrm{Lb}}_n\·{\mathrm{Kv}}_n}{J_n}{\·G}_2}\·{\mathrm{\τ}}_d\·\·\·\left(15\right)$

从式(15)可知，干扰推算器10通过图2中由点划线包围的功能块内的环，可根据驱动信号u和电压信号Va，由二次滞后系统推算实际的干扰τ_d。

这里，设二次滞后系统的自然角频率(推算角频率)为ω_e，阻尼系数为ζ，则若分别由下式(16)和式(17)表示稳定干扰推算器10的动作的常数G₁和G₂，则有

$G_1=2{\mathrm{\ζ\ω}}_e\frac{J_n}{{\mathrm{Jb}}_n\·{\mathrm{Kv}}_n}\·\·\·\left(16\right)$

$G_2={{\mathrm{\ω}}_e}^2\·\frac{J_n}{{\mathrm{Lb}}_n{\·\mathrm{Kv}}_n}\·\·\·\left(17\right)$

式(15)可由式(18)来表现。

${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{dest}}=\frac{{{\mathrm{\ω}}_e}^2}{s^2+2{\mathrm{\ζ\ω}}_e\·s+{{\mathrm{\ω}}_e}^2}\·{\mathrm{\τ}}_d\·\·\·\left(18\right)$

因此，通过从干扰推算器10输出的干扰推算信号τ_dest，可正确推算致动器7的轴承摩擦、或连接致动器7与电子电路基板的软性印刷基板的弹力、或从外部施加的冲击或振动使致动器7受到的惯性力干扰τ_d。

下面，说明增益调整器14的功能块的动作。增益调整器14将位置控制信号c和干扰补偿信号β作为输入，输出驱动信号u。具体而言，增益调整器14通过由功能块51所示的乘法器，将干扰补偿信号β放大K_β倍后，生成控制信号β’。通过由加法器52将该控制信号β’与位置控制信号c相加，生成驱动信号u。因此，驱动信号u由式(19)表现。

u＝c+K_β·β    …(19)

在本实施方式中，对应于磁头2的当前位置x与目标位置r之差(头位置误差)e的大小来变化作为功能块51的传递函数的增益调整系数K_β。图3表示从将头定位控制在位置r₁的状态开始、在时刻t_s开始查找动作并使头跟踪到位置r₂时头位置变化的一例和此时的增益调整系数K_β的值的实例。由实线表示的头的跟踪曲线表示对应于头位置误差来变化增益调整系数K_β的情况。下面详细描述使增益调整系数K_β变化。另一方面，由虚线表示的头的跟踪曲线表示增益调整系数K_β总为1(恒定值)的情况。即，表示没有功能块51、将干扰补偿信号β原样发送到加法器52的情况。

下面，说明本实施方式中增益调整系数K_β的变化方式。

在头在位置r₁稳定跟随的状态下，将增益调整系数K_β设定为1。这样，通过将增益调整系数K_β设定为1，将干扰补偿信号β放大K_β倍后的控制信号β’等于干扰补偿信号β。另一方面，干扰补偿信号β是将干扰推算信号τ_dest变为1/(gm_n·Kt_n)倍后的信号，在致动器7的臂3中发生大小对应于干扰推算信号τ_dest的驱动力。因此，可使干扰推算信号τ_dest作用于致动器7，以抵消作用于致动器7上的轴承摩擦或软性印刷基板的弹力或冲击、振动产生的惯性力等的干扰τ_d。因此，可抑制干扰引起的轨道错位，并可非常稳定且高精度地进行定位控制。

另一方面，当从位置r₁查找到位置r₂时，优选在短时间内头跟随到位置r₂。但是，在因此高速移动头时，头速度有残留，发生图3所示过调现象。在这种情况下，位置控制信号c变为对应于这种过调现象的信号。结果，驱动信号u变为不稳定的状态。因为干扰推算器10将该驱动信号u作为输入，所以若驱动信号u变为不稳定信号，则难以正确推算干扰τ_d。因此，干扰推算信号τ_dest不正确。因此，在容易发生过调现象的期间、即从开始查找动作起到跟随到目标位置r的一定期间，干扰补偿信号β对驱动信号u的影响变小，可在较短时间内使头到达目标位置r。

具体而言，如图3所示，在开始查找动作的时刻t_s，将增益调整系数K_β的值设定为比1小的K_β0，以位置控制器16的影响为主来进行头定位控制。对K_β0的具体值而言，查找动作时的过调量产生的值优选小于0.5。在本实施方式中为0.2。

在时刻t_s时开始查找动作，在开始头定位控制的时刻，头位置相对目标位置r₂的位置误差比预定的规定误差量大。即，位置误差信号e比对应于上述规定误差量的规定误差信号e_s大。但是，上述位置误差信号e缓慢减小，最后变为小于规定误差信号e_s。若位置误差信号e在规定误差信号e_s(设此时的时刻为t_f)以下，则驱动信号u变为稳定信号，认为可正确进行干扰推算。因此，使增益调整系数K_β的值随着时间而成比例地接近1，最大限度地引出干扰补偿的效果。当位置误差信号e达到规定误差信号e_s时，使增益调整系数K_β接近1的方法不限于成比例地增加增益调整系数K_β的方法，例如，也可是分段或曲线增加的方法。

使增益调整系数K_β的值从K_β0变化为1的时间Ta(过渡期间)可设定为各种值，可使用各种基准来作为其基准。例如，也可将上述时间Ta作为与磁盘1的伺服扇区的规定数量相当的时间。在以伺服扇区的个数为基准的情况下，上述时间Ta优选与8-12个伺服扇区相当的时间。不用说，也可将上述时间Ta设为与伺服扇区无关的规定时间。例如，可以将上述时间Ta设为0.1msec(毫秒)-1msec。在本实施方式中，将上述时间Ta设定为与磁盘1的10个伺服扇区相当的时间。此时，若假设盘转数为7200rpm，磁盘1的所有伺服扇区数为180，则上述时间Ta成为0.46msec。上述时间Ta不限于特定数值。

在查找动作时的头移动量大到数个轨道以上的情况下，头的速度在目标位置r附近残留较大，引起图3所示过调现象，位置控制信号c变为不稳定信号。但是，在头的移动量接近小于2个轨道的状态时，因为头的移动速度本身小，所以位置控制信号c较稳定，难以引起大的过调现象。因此，上述规定误差量考虑优选小于2个轨道。在本实施方式中，设为1个轨道。不用说，可对应于盘装置的特性来将规定误差量设定为各种值。

从图3可知，与增益调整系数K_β＝const.＝1情况下的头跟随曲线相反，在增益调整系数K_β可变的情况下，可以较短时间内使头到达目标位置r。

在上述实例中，将查找动作开始时的增益调整系数K_β0设为0.2，但增益调整系数K_β0也可设为0以上小于1的任意值。例如图5所示，将增益调整系数K_β0设为0。

查找动作时的增益调整系数K_β也可不是恒定值。例如图6所示，查找动作时的增益调整系数K_β也可随着时间而变大。查找动作时的增益调整系数K_β的变化率比从查找动作移动到跟随动作的时刻t_f到时间Ta之间(过渡期间)中的增益调整系数K_β的变化率小。另外，如图7所示，查找动作时的增益调整系数K_β变化率与过渡期间的增益调整系数K_β的变化率也可相等。

虽省略图示，但过渡期间中的增益调整系数K_β不必始终随着时间而变大，也可作为整体随着时间而变大。即，只要随着时间而接近恒定值，也可暂时随着时间变小。

另外，在控制系统设计方面，可使输入增益调整器14的干扰补偿信号β的值比原来的值小。在这种情况下，有时将增益调整系数K_β变为比1大的值。

如上所述，根据本实施方式，对应于从跟随状态、和从查找动作到跟随动作的移动状态等各种状况，使用增益调整系数K_β来调整干扰补偿信号β相对于驱动信号u的影响。由此，可在较短时间内从查找动作移动到跟随动作。另外，在头在当前位置x稳定跟随的状态下，可抑制干扰τ_d引起的轨道错位，可非常稳定且高精度地进行定位控制。因此，可实现具有良好性能的可靠性高的磁盘装置。

如上所述，因为以一定角度间隔来记录磁盘1的位置数据60，所以根据位置数据60求出的头位置信息是离散信息。因此，不能以比恒定采样周期短的间隔来更新头的位置信息。因此，因为仅根据位置信息来进行干扰补偿，所以对于从某采样周期到下一采样周期之间瞬间产生的大的干扰，不能迅速对应。但是，根据本实施方式，利用在驱动线圈5的两端产生的感应电压Ea来进行干扰补偿。这里，感应电压Ea的信息不是离散信息，而是连续信息。因此，根据本实施方式，可以极短周期内执行干扰补偿。因此，即使对瞬间产生的大的干扰，也可迅速对应。

在上述说明中，将致动器的动作区别为查找动作和跟随动作。但是，习惯上将致动器的动作分成查找动作、设置动作和跟随动作(狭义的跟随动作)。在如此分类的情况下，将设置动作与狭义跟随动作相加的动作相当于本说明书的跟随动作(广义的跟随动作)。

在本实施方式中，说明由模拟滤波器来构成干扰推算器10、干扰补偿器11、增益调整器14中的乘法器、加法器、减法器、积分器，但也可由数字滤波器来构成。另外，在本实施方式中以磁盘装置为例进行说明，但本发明不限于此，也可应用于光盘装置或磁光盘装置等。本发明可适用于各种盘装置。

上述实施方式不过是简单示例，不作限定解释。本发明的范围由权利要求的范围表示，不限于说明书正文。并且，属于权利要求范围的均等范围中的变形或变更全部都在本发明的范围内。

Claims (16)

1、一种头定位控制方法，通过具备线圈电机、固定在该线圈电机上的臂和安装在该臂上的头的致动器，相对盘来定位所述头，其特征在于，包括如下步骤：

根据驱动所述致动器用驱动信号、和表示随着所述致动器的驱动而在所述线圈电机中发生的电压的电压信号，推算施加到所述致动器上的干扰的大小，从而生成干扰补偿信号的工序；

通过将由1以外的常数或在任一时刻变为1以外的变量构成的增益调整系数乘以所述干扰补偿信号，生成控制信号的工序；

根据通过由所述头检测事先记录在所述盘中的伺服信息而求出的头位置和目标位置，算出头位置误差，并生成对应于该头位置误差的位置控制信号的工序；和

通过将所述控制信号和所述位置控制信号叠加来生成所述驱动信号的工序。

2、根据权利要求1所述的头定位控制方法，其特征在于：

所述增益调整系数由变量构成，

在所述头位置误差相对大的查找模式时，将所述增益调整系数设定得相对小，在所述头位置误差相对小的跟随模式时，将所述增益调整系数设定得相对大。

3、根据权利要求2所述的头定位控制方法，其特征在于：

在从所述查找模式转移到所述跟随模式的过渡期间，设定所述增益调整系数随着时间而变大。

4、根据权利要求2所述的头定位控制方法，其特征在于：

在从所述查找模式转移到所述跟随模式的过渡期间，所述增益调整系数随着时间而接近规定值。

5、根据权利要求2所述的头定位控制方法，其特征在于：

在从所述查找模式转移到所述跟随模式的过渡期间，所述增益调整系数随着时间而接近1。

6、根据权利要求2所述的头定位控制方法，其特征在于：

在所述头位置误差超过事先设定的规定误差量时，将所述增益调整系数设定得比所述头位置误差小于所述规定误差量时小。

7、根据权利要求6所述的头定位控制方法，其特征在于：

在从所述头位置误差超过所述规定误差量的状态开始到达所述规定误差量以下的时刻起，设定所述增益调整系数随着时间而变大。

8、根据权利要求6所述的头定位控制方法，其特征在于：

所述规定误差量小于所述盘的记录轨道的间距的2倍。

9、一种盘装置，包括：

具备线圈电机、固定在该线圈电机上的臂和安装在该臂上的头的致动器；

驱动所述致动器的驱动装置；

输出表示随着所述致动器的驱动而在所述线圈电机中所发生电压的电压信号的电压检测装置；

根据输入所述驱动装置的驱动信号和所述电压信号，推算施加到所述致动器上的干扰的大小，从而生成干扰补偿信号的干扰推算装置；

根据通过由所述头检测事先记录在所述盘中的伺服信息来求出的头位置和目标位置，算出头位置误差的位置误差检测装置；

生成并输出对应于所述头位置误差的位置控制信号的位置控制装置；和

通过将由1以外的常数或在任一时刻变为1以外的变量组成的增益调整系数乘以所述干扰补偿信号，生成控制信号，并通过叠加该控制信号和所述位置控制信号来生成所述驱动信号的增益调整装置。

10、根据权利要求9所述的盘装置，其特征在于：

所述增益调整系数由变量组成，

在所述头位置误差相对大的查找模式时，将所述增益调整系数设定得相对小，在所述头位置误差相对小的跟随模式时，将所述增益调整系数设定得相对大。

11、根据权利要求10所述的盘装置，其特征在于：

在从所述查找模式转移到所述跟随模式的过渡期间，所述增益调整装置使所述增益调整系数随着时间而变大。

12、根据权利要求10所述的盘装置，其特征在于：

在从所述查找模式转移到所述跟随模式的过渡期间，所述增益调整装置使所述增益调整系数随着时间而接近规定值。

13、根据权利要求10所述的盘装置，其特征在于：

在从所述查找模式转移到所述跟随模式的过渡期间，所述增益调整装置使所述增益调整系数随着时间而接近1。

14、根据权利要求10所述的盘装置，其特征在于：

所述增益调整装置在所述头位置误差超过事先设定的规定误差量时，将所述增益调整系数设定得比所述头位置误差小于所述规定误差量时小。

15、根据权利要求14所述的盘装置，其特征在于：

所述增益调整装置在从所述头位置误差超过所述规定误差量的状态开始到达所述规定误差量以下的时刻起，设定所述增益调整系数随着时间而变大。

16、根据权利要求14所述的盘装置，其特征在于：

所述规定误差量小于所述盘的记录轨道的间距的2倍。

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