CN1318222A - 控制音频信号电平的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明描述了用于控制音频信号电平并将该信号传送到放大器(AMP2)中的控制电路(200)。该控制电路是基于具有若干电阻节点的R－2R电阻网络。若干开关(S1、S2)可替换地将若干电阻节点中的每一个连接到若干低阻抗节点和放大器相连的低阻抗输入节点中的一个上。开关控制电路(202)有选择地控制这些开关从而将该音频信号传送给低阻抗输入节点。

Description

控制音频信号电平的方法和装置

本发明涉及用于控制信号电平的技术。尤其是，本发明提供用于控制音频信号电平的方法和装置。

实际上，所有音频放大系统都需要控制信号通道总增益的装置。这种增益控制使系统工程师能够使信号电平达到最佳以符合系统的动态范围，并使得最终用户可以调整被放大声音响度或音量从而有舒适程度或品位。通过包括位于模拟音频通道中的可变电阻元件例如分压器、模拟音频通道中的可变增益放大器(VGA)、以及将数字化音频信号乘以数字音量控制字的装置来获得音量控制。

在诸如2-通道通用立体声或4-6通道环绕音频系统这样的多通道系统中，分压计(“pot”)通常被同轴连接在公共可旋转轴上以便于所有通道基本都能接收到相同程度的增益控制。另外，可以将多个VGA用于若干通道中，每个VGA都接收与所有其它信号相同的增益控制信号，从而可以获得统一的总增益设置。在数字领域中，每个音频通道都接收适当的数字增益参数值。

在其中单个通道增益需要具有相对补偿但仍然遵循总的轨迹诸如左/右平衡(总)或通道内调整的情况中，可以将额外的分压器附加到与主要音量控制串联的基于分压器的系统中，或可以使用滑动离合器机械装置从而使单个分压器在同轴连接分压器结构中是可调整的。同样，可以将每通道补偿附加到基于VGA的系统的总增益控制信号中，并且在数字系统的通道增益参数间同样可以实现数值补偿。

音频音量控制电路一般必须满足宽范围的需要。例如，这种电路应具有对数转移函数从而使之匹配人类声响感觉的特性。通过使用具有在其电阻中其对数变化作为轴旋转函数的“音频递减”分压器从而在以分压器为基础的系统中获得对数转移函数。该函数可工作于大多数应用中，但是不利之处在于，难于便宜地制造在同轴连接使用时可以精确地彼此匹配的分压器。其结果，在适当价格的音频系统中，通常可以容易地感觉到在低音量调整时通道音量间的差别。在基于VGA的系统中，通过将来自线性输入(例如，来自分压器或DAC的电压)的控制信号映射为合适的对数形式来实现对数音量变化。可选择地，可以从音频递减分压器中获得该控制电压。在数字音量控制系统中，可以用映射函数例如从简单的查询表来获得对数音量步骤。

音频音量控制电路还必须显示出低噪声。由于分压器是无源器件，因此对于信号通道而言不会带来有效噪声，但是，由于电阻热噪声以及来自例如灰尘接触刷所带来的不连续噪声，它可以使音频信号变差。在一些情况中，由于没有充分屏蔽，分压器还使得电磁干扰进入音频通道。VGA是与运算放大器类似的有源器件，因此，其本质上要带来某种程度的噪声。可以使用适当的技术来减小该噪声，但是由于大信号处理晶体管或在增益级中增加的偏置电流将带来额外的成本。在数字音量控制系统中，如果仅在数字领域中实现，则由跟随在音量控制块之后的系统位分辨率来控制系统噪声。例如，如果具有带有仅仅数字音量控制的16位数字音频系统，这意味着全部输出响度与驱动功率放大器的DAC处的所有16位中的活动相关。如果随后设置音量为最大可用动态范围的1/4即2比特音量减小，则仅剩下在DAC中使用14位，从而产生分辨率的明显跳跃。同样地，当音量减小时，由DAC所产生的噪声和失真产物以及任何后面的EQ都不衰减。即使是在常规音量设置时，固有噪声电平可以因此变得显著。出于这个原因，通常不使用全部数字音量控制，如果该系统包括任何数字领域的音量控制，取而代之的是使用预先DAC数字控制和后DAC模拟控制的混合电路。

音频音量控制电路必须还显示出低失真。无源、基于分压器的音量控制系统基本上是无失真的。除此之外可能有非常小的基于电压的电阻值相关性。VGA是有源放大器件并且因此符合任何有助于总失真的有源增益块中所固有的一组通常的非理想特性。所有数字音量控制都潜在地遭受由于乘法过程中的截断或环绕误差而造成的失真。

音频音量控制电路也必须显示出平滑的变换。从一种增益设置到另一种设置的改变应该是基于渐变标准从而可以防止在音频中引入可听见的产物。毕竟，增益控制实际上是高保真音频信号与准静态控制信号相乘，并且该控制信号中的任何异常情况都将在该音频信号中产生调制产物。“技巧”是将增益控制信号中的所有变化保持得充分渐变，例如，带有低于10Hz的频率分量，和/或保持小的幅度，以便于调制产物保持得不被发觉或不显著。手动分压器本质上能根据人工可以转动控制旋纽的有限速度来提供从一种增益设置到下一个增益设置的相对慢以及平滑的改变。但是，如果由一个步进电机来操作该分压器(如同远程控制的情况)，则就存在更多的风险，根据伺服电机的设计，音量变化的各个台阶变化都将被注意到。在VGA系统中，即使使其改变的指令是一个阶跃函数也必须使增益控制信号在增益设置之间平滑倾斜。如果从诸如分压器这样的连续源中获得该信号则可以容易地获得以上所述的，但是如果从诸如DAC这样的粗略信源中获得控制信号则就需要更多的关注。在数字音量控制系统中，可以在允许音量设置增量间附加小的中间增益步骤，从而在音量改变过程中使得控制算法更接近于平滑倾斜。例如，如果仅允许将音量控制定位在诸如0dB、-1dB、-2dB等等整数dB位置上，则应该在1/4dB增量中的这些阶梯之间设置微阶梯从而减少1dB阶梯的可听性。

音频音量控制电路还必须可以在多通道系统的各个通道间精确跟踪。也就是，在其中包括两个或多个通道的系统中，通常希望在整个增益控制范围内对于每个通道的音量控制功能都彼此基本匹配。出于左/右平衡或前/后通道间调整的目的，可以在通道增益间试图引入一些补偿，但是，一旦确定了这些补偿，对于所有通道而言就有必要以合适的比例忠实地跟踪主增益控制信号。在基于分压器的系统中，如上所述，这些分压器通常都实际同轴连接在单个旋转轴上从而实现跟踪。可以通过下面两种方式来获得左/右平衡或通道间调整：或是通过使用用滑动离合器机械装置来控制单个分压器从而获得带有相对可调同轴功能的同心轴，或是通过使用与每个通道串联以用于平衡/调整目的的附加分压器。前一种方法其缺陷是机械装置复杂并且由于一个补偿通道在其它通道之前将会干扰末端的停止点因此该方法不能很好地工作于非常低或非常高的音量设置情况。后种方法其缺陷是需要更多分压器。在VGA系统中，有必要使用具有基本匹配的增益控制功能的一些VGA。在数字域中，给定所包括的数字计算就可以容易地实现精确的跟踪。

音频音量控制电路还必须显示出宽的动态范围。用于音量控制系统的一个典型工作范围是80-100dB增益变化。理想地，音量控制系统最好能够通过包括在商用CD记录中的全部96dB的动态范围，即使是处于其最小增益设置之时，这意味着单个通道动态范围接近于196dB。当然，在最小增益设置时(在静噪抑制之前)，音量低得多数或大多数CD记录的96dB都不被人们所听见，因此，在实用时196dB图形是没有必要的。虽然如此，可以理解的是，一个好的音量控制电路所需的动态范围是超过它所经过的音频节目自身。对于基于分压器的音量控制，这通常是没有问题的，这是由于电阻的无源特性通常附加有小的噪声(如果电阻值低并且使用合适的材料)以及实际上没有失真。由于增益控制放大器电路的有源特性，因此，低失真对于GVA系统而言具有更大的挑战。VGA将附加一些有限的失真，该失真通常在较低增益设置时增加。如上所述，还可以附加某些程度的噪声。在全数字音量控制系统中，音量控制块的输出将不得不显著多于16位从而获得所需的动态范围类型。例如，如果音量控制字是8位而音频是16位，则得到的增益控制输出将是24位。这24位字在被馈送到功率放大器之前要经过相当于24位的DAC。并且，可以理解的是，那种分辨率的DAC是相当昂贵的。甚至一些人在争论，使用当前技术是否确实可以实现真正到24位DAC。

数字控制还是需要音频音量控制电路。随着诸如远程控制家用立体声接收机、电视以及其它家用娱乐系统这样的可数字操作的音频设备的出现，对于可数字操作音量控制的需求增加了。这里，使用相对低分辨率的大约6到8位的二进制控制字(即，64到256电平)在以对数为尺度的音量控制工作范围内选择增益电平。这个可以通过使用可远程操作的步进马达来激励分压器的旋转轴从而施加于基于分压器的音量控制系统中。这种设置的附加成本和所不希望有的复杂性是相对容易预测的。在基于VGA的系统中，可以使用DAC接收来自一些远程信源的控制指令并将它们转换为适当的增益控制信号。在全数字系统中，可以简单地将音量控制字(恰当地映射为对数形式)乘以音频信号从而产生音量控制结果。

当然，可靠性是音量控制电路所希望的一个特性。分压器是一种可以承受热、湿、灰尘、腐蚀、振动、以及简单包装以及磨损的有害影响的电磁产品。在许多消费电子器件中，该分压器是位于通常显示出由于脏或灰尘污染而引起的问题的产品的第一子系统之中。此外，如果使用某种马达来数字化或远程激励该分压器，则会增加电动机械装置的复杂性并且相关可靠性会降低。多数或完全使用带有一些无源元件的离散或集成半导体元件来建立VGA和数字音量控制实现电路，并且这些电路显示出与这些组成元件相关的高可靠性。

还希望音频音量控制电路都是易于实现并且易于使用的。分压器或甚至于两个或多个分压器都是非常容易就可以加入到音频系统中并且易于操作。如果使用步进马达激励器来进行数字或远程控制则情况就不是这样了。VGA系统可以相对容易地由一个有经验的电路设计师进行设计，但是，某种程度上讲还是复杂的。对于有经验的数字ASIC设计师来说，数字实现方式是相当简单的，但是对于DAC设计来说则增加了复杂性。

在多数音频销售部门中，借助于集成化电路可以简化系统并且降低成本。一个单独的、同轴连接的或伺服驱动的分压器是不能简单地集成在IC中。VGA处理过程可以被集成，但是如果要达到高性能，则会导致相当复杂的模拟IC功能。数字处理过程当然是要集成的。

最后，音频音量控制电路需要有低成本。单独或两个分压器是便宜的。同心滑动离合器分压器则要贵些，密封以阻挡灰尘并且具有好的分压器内跟随性的分压器组合甚至更贵。当附加上伺服操作机械装置时，成本则会急剧上升。VGA一般不贵，但是要比具有同样性能标称值的运算放大器要贵，这是因为VGA销售量较低。数字音量控制实现方式仅有与之相关的小成本增量，这是因为它仅包括相对于通常复杂度的数字音频ASIC而言适度数量的门电路，而这些门电路是作为该数字音频ASIC的一部分。

从上述讨论中可以清楚看出，用于实现音频系统中音量控制的当前每个可用技术相对于音量控制电路至少要有的希望特性而言都具有其缺陷。因此，就希望提供一种音量控制技术，该技术能显示与上述所讨论过的技术一样或更好的所有这些特性。

根据本发明，提供了一种电平控制电路，该电路满足所有上述需要并且至少与上述任何一种技术一样或较之更好。本发明利用公知的R-2R电阻网络拓扑的对数特性从而将任何数量通道中所引入的模拟音频信号精确衰减6dB阶梯。在地和由跟随在R-2R网络之后的运算放大器输入端所表示的虚拟地之间有选择地切换2R电阻。由于该网络的工作基本独立于网络的基本电阻值，因此R可以保持得较低因而能使由于电阻热噪声所引起的噪声对系统的影响最小。另外，由于有选择地耦合R-2R网络和运算放大器(并因此通过该音频信号)的这些开关在其两端没有电压变化，因此，基本上能消除由于这种变化所引起的失真。根据一个实施例，所包括的可变增益放大器与R-2R网络串联从而在每增量为1dB的6dB台阶中之间提供居中的增益选择。根据另一个实施例，在差分运算放大器之间插入两个R-2R网络。可以使用本发明的电平控制电路来例如控制诸如音频放大器这样的音频器件的输出电平。

因此，本发明提供包括具有若干电阻节点的R-2R电阻阶梯的电路。将若干开关耦合到若干电阻节点上以便于将若干电阻节点中的每一个与若干低阻抗节点中的一个相连。

根据一个更具体的实施例，提供一种控制电路以便于控制信号电平并将该信号传送到放大器中。该控制电路是基于具有若干电阻节点的R-2R电阻网络。若干开关可替换地将若干电阻节点中的每一个连接到若干低阻抗节点以及与该放大器相关的低阻抗输入节点中的一个。开关控制电路有选择地控制这些开关来将信号传送到低阻抗输入节点。

可以参考说明书的剩余部分以及附图来实现对于本发明特性以及效果的进一步理解。

图1是基于R-2R网络拓扑结构的数字-模拟转换器(DAC)示意框图；

图2是根据本发明一个具体实施例所设计的电平控制电路示意框图；

图3是根据本发明另一个具体实施例所设计的电平控制电路示意框图；

图4是根据本发明又一个具体实施例所设计的电平控制电路示意框图；

图5是根据本发明又一个具体实施例所设计的电平控制电路示意框图。

图1示出了基于公知R-2R电阻网络拓朴结构的电流DAC100。本发明的电平控制电路是基于这个结构。根据本发明的一个具体实施例，要选择使用一个模拟方案来避免与全数字处理有关的动态范围并且适应这样一个事实即当前的大多数音频源都是模拟的。同样，由于电阻具有低噪声和低失真(如果保持低值)并且当被集成时可以很好进行匹配，因此将电阻选为增益设置元件以替换VGA。为了获得一个对数增益控制转换函数，可以选择一个二进制DAC拓扑结构即R-2R电阻网络来作为基本构造块。来自构成DAC的二进制元件的加权彼此之间具有对数关系，即，将图1中的DAC电流吸收器加权为1.0、0.5、0.25、0.125等等。该加权本身提供了6dB的台阶。本发明通过将一个音频电压施加到网络中并且每次仅连接一个电流吸收器从而经R-2R拓扑结构来通过一个音频信号，并因此获得带有6dB台阶的对数音量控制。当然，对于典型的数字控制的音量控制中的1dB台阶而言，这6dB台阶是太大了。但是，根据本发明的各种实施例，可以通过多种技术可以接近位于6dB台阶之间的1dB居中增益选择。

电流DAC100的“R-2R”拓扑结构还说明了用于产生与对数有关的降低到一个很小值的电流而不需要具有很大值电阻的一个非常有效的方案。例如，如果将所有8个2R发射极负反馈电阻直接连接到V-(即，用导线来替换所有“R”电阻)并且要求进行二进制加权，则8个2R电阻值需要变为R、2R、4R、8R、16R、32R、64R以及128R。可以容易看出，需要在最右边的位置上有一个非常大的电阻值。当将电阻集成在硅片中时，这些高值电阻也是非常大的。此外，除非这样构成这些电阻：一个具有基本值电阻乘以这样连接的一个电阻从而产生较大值，否则将难于精确达到这些发散值这样的目标。另外，DAC转换函数的单调性将经调整被限制在9-10位，或12位。最后，这种基本电阻还必须被仔细构造在公共质心方向上以减小作用在其值上的衰耗倾斜度(die gradient)。

与R-2R结构相比，经过电流吸收器的电流通过从左到右的两个精确因子而减小而不需要增加电阻大小。因此，在设计中，出于面积和匹配这两个原因，容易控制仅使用R和2R电阻进行二进制加权工作。R-2R方案的另一个好处是可以将R的电阻值保持得相对低，并因此可以减小其热噪声影响。同样，由于每个低阶有效位是基于其前面的位，因此可以使用R-2R阶梯来确保单调性。给出了所有所述好处，选择R-2R结构作为本发明的基础。

图2示出了根据本发明特定实施例所设计的电平控制电路200，该电路包括插入在两个差分运算放大器Amp1和Amp2之间的R-2R电阻阶梯。为了简化起见，可以画出一条经过地线的水平线并忽略该方案的下半部分来对该电路进行基本分析。也就是，可以参考单端实施例来描述该电路操作。

注意上述列出的“dB”是该R-2R阶梯的上半部分节点。如上所述，这个R-2R结构本身能产生从0dB节点开始的并延伸到该阶梯末端(在这种情况中是-114dB)的精确-6dB(50％的衰减)的台阶。重要的是要注意到，由于Amp2运算放大器输入端构成了虚拟地节点，因此，每个2R电阻结束于一个零阻抗节点而不用考虑其相关开关的位置(SnA或SnB)。根据这个特定实施例，可以通过使用差分信号的虚拟接地影响来消除图2的电路地线，即，可以将开关对SnA和SnB的接地节点连在一起。

根据一个特定实施例，该开关操作方案如下：在任何一个给定时间，仅将一对垂直开关(例如，S1A和S1B)切换到Amp2输入端；所有其他开关接地。当S1A/B开关对是位于Amp2位置上并且所有其他开关处于接地位置时，S1A/B处的2R电阻其作用相当于Amp2的输入电阻(Rin)。Amp2的反馈电阻(Rf)也是2R，因此，从Amp1的输出到Amp2的输出的增益是一致的。当S2A/B开关对是位于Amp1输入位置上并且所有其他开关处于接地位置时，Amp1至Amp2的增益总是-6dB。将同样的开关控制次序应用到对于所有20个可能的增益选择阶梯长度上。当在该例子中将Amp2构造成具有统一增益时，可以理解的是，在不脱离本发明范围的情况下，可以使用不管是正的还是负的增益宽范围。

该结构具有许多显著特征。首先，除了位于或靠近0dB设置的地方其Amp2的Rin变为2R之外，从Amp2看去的输入电阻保持为恒定的3R。根据一个实施例，位于Amp1输出端的串联电阻的设置导致对于Amp2来说完全不变的Rin=3R。这意味着Amp2的噪声增益，即，输入的参考噪声乘以Rf/Rin，对于所有增益设置而言基本保持恒定。

其次，该设计工作是基本独立于对于R值的选择，因此可以使其保持得较低并因而减小电阻热噪声对该系统的影响。

第三，根据本发明特定实施例的这些开关是MOSFET，当有音频信号经过时，这些开关在其两端是体验不到电压变化的，这是因为它们一直位于实际接地或虚拟接地状态。这样消除了这些MOSFET中由于源极或漏极二极管电压变化所引入的任何失真，或是由相对于栅极电位变化所引起的失真。这些非线性的不存在还使得该器件被标定在相对小的尺寸上。例如，在其中R=13kΩ的系统中，150um/0.5umPMOS和NMOS成对传输栅极器件导致低于-120dB的总谐波失真而增益从0dB降低到-60dB。

第四，这个-6dB台阶可以不确定地被延伸。也就是，对于每个6dB台阶，仅微小增加复杂性以及大小就可以使该阶梯做得任意长。在阶梯长度增加的同时，噪声和失真仍能保持相对恒定。

第五，对于每个非常精确的增益台阶值，这些电阻可以相对容易地匹配。而其他现有的集成音量控制IC在衰减增加时丧失了绝对的增益精确度。与此相反，根据本发明所设计的电路在所有设置上保留了相对增益变化的精度，以及特定单调性。

最后，从Amp1输出端看过去的阻抗不变。这样使得该阶梯可替换地由诸如差分切换电流输出1位DAC这样的电流输出器件来驱动。

可以理解，可以根据各种技术来实现开关SnA和SnB的控制。例如，该开关控制电路可以包括逻辑门结构，该逻辑门结构可以恰当地将代表所需增益的数字输入字转换到可以控制沿着该阶梯的每个单独开关的导通/截止命令。由于有可用于控制这些开关的各种技术，因此，将该开关控制电路表示为图2中的开关控制202。

现在将解释将台阶大小从6dB降低的问题。根据本发明的特定实施例，可以通过适当选择加权支路的组合选择从而接近位于6dB台阶之间的1dB居中增益选择；即，将增益设置开关的组合设置为可以传送音频从而获得小于较高6dB增量台阶中的一个的接近于1dB的增益。例如，为了获得接近于-1dB的系统增益，可以使-6dB、-12dB、-18dB以及-36dB开关产生总共为-0.972dB的总增益。这是可接收地接近于1dB的结果，但是其缺陷是，从Amp2看去的Rin从3R降低到0.75R，因而将Amp2的噪声增益增加了12dB。

另一种提供居中增益选择的可替换技术由图3中的电平控制电路300来表示，其中，将运算放大器Amp1的输入构造为带有反馈电阻组的可变增益放大器从而允许可以进行增益选择。为了简单起见，没有示出用于开关SnA和SnB的控制电路。一个合理的结构是在每条上反馈支路和下反馈支路上包括一组6个反馈电阻，并带有适当选择的值从而允许该放大器在1.0dB台阶中从0dB移动到-5dB。注意，在运算放大器输入端虚拟地节点处设置传输栅极开关以得到上述相同的低失真。这些1.0dB台阶将提供阶梯中的较大6dB台阶之间的居中增益步进。作为如何实现降低增益序列的一个例子，Amp1增益可以简单地从0dB排到-5dB并且每次台阶完成-6dB步进时就跳回0dB，从而形成贯穿整个台阶范围的连续的每个步进1.0dB的总性能。如果要增加增益则当然执行相反的顺序。

图3方案中的另一个变化是可以将Amp2用作除Amp1之外的可变增益放大器。但是，由于通过在除最高音量设置之外的所有设置上的台阶来衰减与其增益改变相关的任何调制产物和噪声，因此，Amp1可以是一个更好的选择。与此相反，如果将Amp2用作可变增益放大器的话，则情况就不是这样。

可选择地，如果由诸如1位电流输出DAC这样的电流输出装置来驱动R-2R阶梯，则可以改变电流从而可以提供居中增益台阶。可以理解的是，可以使用各种可变增益技术以及除1.0dB之外的增益步进大小来实现居中增益步进功能。

还可以扩展来自R-2R阶梯的独立输出数。图4的控制电路400示出了所用的带有分开的一组沿着阶梯的成对支路的第三运算放大器Amp3。为了简便起见没有示出用于开关SnA和SnB的控制电路。可以将任何成对开关供给Amp2而其他任何对开关供给Amp3，条件是只要将所有余下开关接地并且Amp2和Amp3不试图共享相同的支路对。在这种结构中，如果所选的支路相邻，则可以将来自Amp2与输入有关的噪声稍微引入Amp3，反之亦然。但是，假设Amp2和Amp3具有相同的与输入有关的噪声，则其影响小于2dB。如果所选支路至少是一条分开的接地支路，则由于该阶梯的自然衰减特性，共享的噪声可以被忽略。

此外，如图5控制电路500所示，用所包含的S21A和S21B可以增强Amp2处的反馈网络使之有更好的线性度。可以看出，如果所有输入和反馈开关都被构造为基本相同，甚至于一些开关显示出某种程度的非线性性能，借助于所包括的这些附加开关，可以使反馈阻抗(即，2R+Z(S21A)和2R+Z(S21B))与输入阻抗(即，2R+Z(S1A)、2R+Z(S1B)、…2R+Z(S20A)和2R+Z(S20B))一致。这个可以从用于这种结构的运算放大器的增益等式中容易地体现：

可以理解的是，可以以不同的方式实现参考图2-5所述的本发明这些实施例。例如，可以使用分离元件。可选择地，可以将每个实施例以集成电路方式实现，其使用任何一种包括例如CMOS和BiCMOS处理过程的各种广泛的IC制造过程。

已经示出了本发明并且已经参考其具体实施例描述了本发明，可以理解的是，在不脱离本发明实质或范围的情况下，本领域技术人员可以对所公开实施例的形式和细节进行改变。例如，可以使用分离元件以及集成电路来实现上述实施例。另外，本发明的这些实施例可被用于控制各种信号类型的电平并且应该不仅限于控制音频信号电平。此外，如上所述，可以将本发明以差分和单端结构实现。因此，应参考后附权利要求来确定本发明的范围。

Claims (17)

1．一种控制电路，用于控制信号电平以及将该信号发送到第一放大器中，该电路包括：

第一R-2R电阻网络，用于接收该信号，该第一R-2R电阻网络具有第一若干电阻节点；

与第一若干电阻节点耦合的第一若干开关，用于可替换地将第一若干电阻节点中的每一个连接到若干低阻抗节点以及与第一放大器相连的第一低阻抗输入节点中的一个上；以及

开关控制电路，用于选择地控制第一若干开关来将信号传送到第一低阻抗输入节点上。

2．根据权利要求1的控制电路进一步包括一个与第一R-2R电阻网络相连的可变增益放大器，与该第一R-2R电阻网络相比，该可变增益放大器提供对于该信号电平的更高分辨率控制。

3．根据权利要求2的控制电路，其中第一R-2R电阻网络以接近6dB的增量控制信号电平，在每6dB增量中，该可变增益放大器以接近于1dB的增量控制该信号电平。

4．根据权利要求1的控制电路，其中该第一放大器包括能提供与第一R-2R电阻网络相比而言对于信号电平的控制具有更高分辨率的可变增益。

5．根据权利要求4的控制电路，其中第一R-2R电阻网络以接近6dB的增量控制信号电平，在每6dB增量中，该可变增益放大器以接近于1dB的增量控制该信号电平。

6．根据权利要求1的控制电路，其中若干低阻抗节点是接地的。

7．根据权利要求1的控制电路，其中第一组若干低阻抗节点接地，而第二组若干低阻抗节点耦合到与第二放大器相连的第二低阻抗输入节点上。

8．根据权利要求1的控制电路，其中第一放大器是具有与其相连的第二低阻抗输入节点的差分放大器，并且该信号的一个差分信号，该控制电路进一步包括：

第二R-2R电阻网络，用于接收该差分信号的一部分，该第二R-2R电阻网络具有第二若干电阻节点；和

与第二若干电阻节点耦合的第二若干开关，用于可替换地将第二若干电阻节点中的每一个连接到若干低阻抗节点以及第二低阻抗输入节点中的一个；

其中开关控制电路用于选择地控制第二若干开关来将差分信号部分传送到第二低阻抗输入节点上。

9．根据权利要求1的控制电路，其中将第一放大器构造为当开关控制电路设定第一若干开关使其将该信号传送到第一低阻抗输入节点时使增益统一。

10．根据权利要求1的控制电路，其中第一R-2R电阻网络具有与其相连的一个输入阻抗，该输入阻抗保持恒定而与第一若干电阻节点中的哪些与第一低阻抗输入节点相连无关。

11．一种电路，包括：

具有若干电阻节点的一个R-2R电阻网络；以及

与若干电阻节点耦合的若干开关，用于将若干电阻节点中的每一个连接到若干低阻抗节点的一个上。

12．一种用于控制信号电平并将该信号传送给一个放大器的方法，该方法包括：

将该信号引入到一个控制电路上，该控制电路包括具有若干电阻节点的一个R-2R电阻网络，该控制电路还包括与若干电阻节点耦合的若干开关，这些开关用于可替换地将若干电阻节点中的每一个连接到若干低阻抗节点以及与该放大器相连的低阻抗输入节点中的一个上；以及

有选择地控制这些开关使得将这些若干电阻节点中的至少一个连接到低阻抗输入节点上并因此控制该信号电平并将该信号传送到放大器上。

13．一种音频元件，包括一个音量控制电路，用于控制音频信号电平以及将该信号发送到第一放大器中，该音量控制电路包括：

一个R-2R电阻网络，用于接收该音频信号，该R-2R电阻网络具有若干电阻节点；

与若干电阻节点耦合的若干开关，用于可替换地将若干电阻节点中的每一个连接到若干低阻抗节点以及与该放大器相连的一个低阻抗输入节点中的一个上；

开关控制电路，用于选择地控制这些开关使其将该音频信号传送到低阻抗输入节点上。

14．一种用于控制差分音频信号电平的集成电路，该电路包括：

第一差分放大器，用于接收该差分音频信号，其中该第一差分放大器具有第一和第二差分输出端；

与该差分输出端相连的第一R-2R电阻网络，该第一R-2R电阻网络具有第一若干电阻节点；

与第一若干电阻节点耦合的第一若干开关，用于可替换地将第一若干电阻节点中的每一个连接到若干低阻抗节点以及第一低阻抗输入节点中的一个上；

用于与第二差分输出端相连的第二R-2R电阻网络，该第二R-2R电阻网络具有第二若干电阻节点；

与第二若干电阻节点耦合的第二若干开关，用于可替换地将第二若干电阻节点中的每一个连接到若干低阻抗节点以及第二低阻抗输入节点中的一个；

开关控制电路，用于选择地控制第一若干开关和第二若干开关；以及

第二差分放大器，具有与第一和第二低阻抗输入节点相连的第一和第二差分输入端。

15．根据权利要求14的集成电路，其中将第一差分放大器构造成一个可变增益放大器。

16．根据权利要求14的集成电路，其中将第二差分放大器构造成一个可变增益放大器。

17．根据权利要求14的集成电路，其中使用CMOS制造方法来形成第一和第二差分放大器、第一和第二R-2R电阻网络、第一和第二若干开关以及开关控制电路。

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