CN1306704A - 接收装置及均衡处理方法 - Google Patents

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Abstract

在根据传播路径估计部104算出的时间调整量来会聚接收信号分量的情况下,时间调整量控制部105检测合成信号分量具有何等的时间跨度,与维特比均衡器107内的复本生成部具有的延迟元件的数目进行比较,在不同的情况下,重新设定向多阵列合成部102内的时间调整部指示的时间调整量,使其一致。

Description

接收装置及均衡处理方法
技术领域
本发明涉及接收装置及均衡处理方法，特别涉及根据自适应算法来随时更新均衡器的抽头系数的接收装置及均衡处理方法。
背景技术
现有接收装置在均衡处理前，使时间轴上分布的接收信号分量会聚到均衡器能够补偿的范围内而且在时间上尽量短的范围内。
以下，用图1至图6来说明现有接收装置。图1是现有接收装置的概略结构要部方框图。图2是现有接收装置的多阵列合成部的概略结构要部方框图。图3是现有接收装置的传播路径估计部的概略结构要部方框图。图4A～图4D是延迟分布的示例图。图5是现有接收装置的维特比(ビタビ)均衡器的概略结构要部方框图。图6是现有接收装置的复本生成部的概略结构要部方框图。
首先，用图1来说明现有接收装置的整体结构。在图1中，多阵列合成部12具有与天线数相同数目个合成由各天线11接收到的信号的处理系统，进一步合成对每个天线进行加权后合成的结果。
定时控制部13根据多阵列合成部12内对每个天线设置的接收处理部的输出来获得符号同步定时。定时控制部13能够根据某一个接收处理部的输出来获得符号同步定时。
传播路径估计部14根据多阵列合成部12内对每个天线设置的接收处理部的输出来估计延迟分布，把握接收信号分量在时间轴上的分布状况。即，传播路径估计部14进行传播路径估计。然后，为了将接收信号分量的分布收敛到后述的维特比均衡器16能够进行延迟补偿的范围内，传播路径估计部14计算对延迟波的时间调整量(图4D所示的τ)，输出到多阵列合成部12内的时间调整部22。传播路径估计部14能够根据某一个接收处理部的输出来进行传播路径估计。
抽头系数估计部15估计使复本信号和接收信号之间的差分的平方平均值最小的系数(即，基于最小二乘法的加权系数)，将该估计出的系数输出到多阵列合成部12内的前馈滤波器(FFF)23和维特比均衡器16内的复本生成部56。该系数被使用在FFF 23及复本生成部56内的乘法器65～69中。
维特比均衡器16生成复本信号，将阵列合成过的接收信号分量和复本信号之间的差分作为似然信息，用维特比算法对接收信号进行判定。
接着，用图2来说明多阵列合成部12的结构。这里，例如说明阵列元为2个、路径组为2个的情况，但是阵列元数及路径组数是任意的。
在图2中，接收处理部21对来自各天线的接收信号分别进行接收处理。时间调整部22根据传播路径估计部14的输出来延迟接收处理后的接收信号。FFF 23根据抽头系数估计部15指示的抽头系数对接收信号进行加权处理。合成部24合成各阵列、各路径的FFF处理后的所有信号。
接着，用图3来说明传播路径估计部14的结构。在图3中，延迟分布估计部31估计接收信号分量的延迟分布。延迟分布的一例示于图4A。
最大值检测部32从估计出的延迟分布的时间轴上分布的接收信号分量的功率中检测最大值。阈值设定部33根据功率的最大值来设定只选择接收状态良好的路径的阈值。阈值的决定方法是任意的，例如，有最大值的几％这一决定方法、或从最大值中减去规定值这一决定方法等。阈值设定时的延迟分布示于图4B。
提取部34只提取接收功率超过阈值设定部33设定的阈值的路径。路径提取后的延迟分布示于图4C。
分组部35将提取出的路径分为组(路径组)。该分组是在考虑到维特比均衡器16中能够补偿的最大延迟时间的基础上使维特比算法的状态数尽量小来进行的。
例如，在图4C中，路径提取后最大延迟分量的延迟时间是6T。这里，如果假设维特比均衡器16中能够补偿的最大延迟时间为4T延迟，则在将具有图4C所示延迟分布的接收信号不进行时间调整而输入到维特比均衡器16中的情况下，由于补偿范围外的延迟波的影响会使接收性能大幅度恶化。
因此，这里，如果将每3T延迟间隔(每4个分量)定为1组，则如图4D所示，能够设定A组和B组这2组。在以后在时间调整部22中对这些组进行时间调整的情况下，由于最大延迟分量的延迟时间是3T，所以成为在最大可补偿4T延迟的维特比均衡器16中能够充分进行均衡处理的状态。
分组部35在超过阈值的接收信号分量的分布状况允许的范围内按尽可能少的延迟时间间隔来确定组，使得状态数尽量少，或者，按照均衡器能够补偿的范围进行分组。组数不限于2，而是任意的。
时间调整量检测部36检测时间调整量。即，时间调整量检测部36根据分组结果来检测为了在最大延迟组上合成其他组应该将各组分别延迟何种程度。这里，例如，在图4D中，组总共有2个，所以时间调整量检测部36检测用于在最大延迟组即B组上合成A组的、A组的时间调整量τ，传递给时间调整部22。即，时间调整量τ是各组的先头部分在时间轴上的距离。也即，时间调整量τ是按照各组的先行波来决定的。在最大延迟组以外的组有多个的情况下，时间调整量检测部36对每个组检测时间调整量。
接着，用图5来说明维特比均衡器16的结构。在图5中，减法器51从接收信号中减去复本信号。误差功率计算部52根据减法器51的减法结果来计算误差量的功率。
维特比运算部53是例如进行最大似然序列估计的MLSE电路，将算出的误差量的功率值作为似然信息来进行接收信号的判定。
存储器54保持已知信号。开关55根据定时控制部13输出的符号同步定时，在使用已知信号来估计抽头系数时将存储器54中存储的已知信号输出到复本生成部56，在其他时将维特比运算部53输出的接收信号的候选符号序列输出到复本生成部56。
复本生成部56通过根据传播路径估计部14的输出将延迟过的已知信号或接收信号的候选符号序列乘以抽头系数估计部15估计出的抽头系数，来生成复本信号。
接着，用图6来说明复本生成部56的结构。在图6中，由于接收装置取入各采样定时处的接收信号分量，所以延迟部61～64对输入信号进行延迟。延迟部的数目是任意的，这里设为4个。此外，如果设各延迟部中的延迟量为1个符号时间，则接收装置最大能够取入4T延迟波。
乘法器65～69将已知信号分量或候选符号序列分别乘以抽头系数估计部15估计出的抽头系数。加权处理过的各延迟波由加法器70相加。由此，生成复本信号。
这里，由于抽头系数是使接收信号和复本信号之差的平方平均最小来估计的，所以如果采用所有抽头系数由抽头系数估计部15自主估计的结构则所有抽头系数都会收敛到0，会丧失阵列及维特比均衡器的功能。
因此，通常将输入到与先行波对应的抽头所设的乘法器65中的抽头系数定为固定值(例如1)，在将先行波所乘以的抽头系数设为1的情况下由抽头系数估计部15来估计1T延迟波～4T延迟波所乘以的最佳抽头系数，由乘法器66～69相乘。
图6示出在现有接收装置复本生成部中使先行波所乘以的抽头系数为固定值1的情况，但是不限于此。即，作为固定值，只要是固定地决定的常数，则任何值都可以使用，但是通常大多使用要求最低限度处理的“1”。
这样，在现有接收装置中，通过对均衡器中能够补偿的范围外的延迟波进行时间调整，也能将时间轴上分布的接收信号分量收敛到均衡器能够补偿的范围内，提高接收性能。
然而，在现有接收装置中，按照各组的先行波来合成接收信号，所以有不能得到充分的路径分集效果这一问题。
即，例如，如果假设在复本生成部中设有5个延迟元件，使得接收装置最大能够取入5T延迟波，则包含先行波在内，最大能够得到6个路径的路径分集效果。然而，在现有接收装置中，只按照各组的先行波进行时间调整来合成接收信号，所以不一定总是能得到6个路径的路径分集效果。
发明概述
本发明的目的在于提供一种接收装置及均衡处理方法，与接收信号分量的分布状况无关，通过总是使用装置结构上尽可能最多的路径数进行路径分集，能够得到足够的路径分集效果。
为了实现上述目的，在本发明中，在分集合成时，按照接收信号分量在时间轴上的分布状况进行接收信号分量的时间调整，使得总是使用复本生成部具有的所有延迟部。
附图的简单说明
图1是现有接收装置的概略结构要部方框图。
图2是现有接收装置的多阵列合成部的概略结构要部方框图。
图3是现有接收装置的传播路径估计部的概略结构要部方框图。
图4A是延迟分布的示例图。
图4B是延迟分布的示例图。
图4C是延迟分布的示例图。
图4D是延迟分布的示例图。
图5是现有接收装置的维特比均衡器的概略结构要部方框图。
图6是现有接收装置的复本生成部的概略结构要部方框图。
图7是本发明一实施例的接收装置的概略结构要部方框图。
图8是本发明一实施例的接收装置的时间调整量控制部的概略结构要部方框图。
图9是本发明一实施例的接收装置的复本生成部的概略结构要部方框图。
图10A是接收信号的延迟分布的示例图。
图10B是接收信号的延迟分布的示例图。
图10C是接收信号的延迟分布的示例图。
实施发明的最好形式
以下，参照附图来详细说明本发明的实施例。
图7是本发明一实施例的接收装置的概略结构要部方框图。图8是本发明一实施例的接收装置的时间调整量控制部的概略结构要部方框图。图9是本发明一实施例的接收装置的复本生成部的概略结构要部方框图。图10A～10C是接收信号的延迟分布的示例图。
首先，用图7来说明本实施例的接收装置的整体结构。在图7中，多阵列合成部102具有与天线数相同数目个合成各天线101接收到的信号的处理系统，进一步合成对每个天线进行加权后合成的结果。多阵列合成部102的结构及功能与现有接收装置的多阵列合成部相同，所以省略对多阵列合成部102的详细说明。
定时控制部103从多阵列合成部102内对每个天线所设的接收处理部的输出中获得符号同步定时。定时控制部103能够从某一个接收处理部的输出中获得符号同步定时。
传播路径估计部104根据多阵列合成部102内对每个天线所设的接收处理部的输出来估计延迟分布，进行传播路径估计。传播路径估计部104的结构及功能与现有接收装置的传播路径估计部相同，所以省略对传播路径估计部104的详细说明。传播路径估计部104的输出的一例示于图10A。传播路径估计部104能够根据某一个接收处理部的输出进行传播路径估计。
在根据传播路径估计部104算出的时间调整量来会聚接收信号分量的情况下，时间调整量控制部105检测生成几个分量的合成信号分量。然后，时间调整量控制部105比较生成的合成信号分量的数目和后述的维特比均衡器107内的复本生成部具有的延迟元件的数目，在它们的数目不同的情况下，重新设定向多阵列合成部102内的时间调整部指示的时间调整量。细节待后述。
抽头系数估计部106估计使复本信号和接收信号之间的差分的平方平均值最小的系数(即基于最小二乘法的加权系数)，将该估计出的系数输出到多阵列合成部102内的FFF和维特比均衡器107内的复本生成部。该系数被使用于FFF及复本生成部内的乘法器305～309中。
维特比均衡器107生成复本信号，将进行过时间调整及阵列合成的接收信号分量和复本信号之间的差分作为似然信息，用维特比算法进行判定。
接着，用图8来说明时间调整量控制部105的结构。在图8中，临时合成部201根据传播路径估计部104算出的时间调整量(即，各组的先行波间的时间)来会聚、合成接收信号分量。
分布状况检测部202检测接收信号分量的分布状况。此外，分布状况检测部202根据临时合成部201的合成结果来计算合成信号分量最大存在几个符号延迟。
时间调整量重新设定部203根据接收信号分量的分布状况、在按照传播路径估计部104的指示来会聚接收信号分量的情况下生成的合成信号分量的时间跨度(即，合成信号分量存在于几个符号长度中)、以及维特比均衡器107中能够补偿的最大延迟量，来判定在按照传播路径估计部104的指示来会聚接收信号分量的情况下维特比均衡器107内的复本生成部的延迟元件是否都被使用。
即，时间调整量重新设定部203判定合成后的接收信号分量的数目是否与复本生成部的延迟元件的数目一致。然后，如果它们的数目不一致，则时间调整量重新设定部203计算使它们的数目一致的时间调整量，将算出的时间调整量输出到多阵列合成部102内的时间调整部。
换言之，时间调整量重新设定部203计算使提取出的接收信号分量中最大延迟分量的采样定时与维特比均衡器107中能够补偿的最大延迟时间一致的时间调整量。
接着，用图9来说明维特比均衡器107内的复本生成部的结构。在图9中，由于接收装置取入各采样定时处的接收信号分量，所以延迟部301～304对输入信号进行延迟。延迟部的数目是任意的，这里设为4个。这里，如果设各延迟部中的延迟量为1个符号时间，则接收装置最大能够取入4T延迟波。
乘法器305～309将已知信号分量或候选符号序列分别乘以抽头系数估计部106估计出的抽头系数。使先行波所乘以的抽头系数为固定值(这里是1)，以便不会使所有抽头系数都收敛到0。用抽头系数加权过的各延迟波由加法器310相加。由此，生成复本信号。
如图9所示，在本实施例的接收装置的复本生成部中，总是使用所有延迟部301～304。因此，能得到更好的路径分集效果，改善接收性能。
接着，说明具有上述结构的接收装置的操作。
在传播路径中受到各种失真的信号由天线101接收。多阵列合成部102对接收信号进行接收处理。定时控制部103用接收处理过的信号来检测符号同步定时。
传播路径估计部104用接收处理过的接收信号进行传播路径估计。此外，为了将接收信号分量的分布收敛到维特比均衡器107中能够进行延迟补偿的范围内，传播路径估计部104估计对延迟波的时间调整量。
估计出的时间调整量由时间调整量控制部105进行修正，以便使用维特比均衡器107内的复本生成部具有的所有延迟元件。
传播路径估计部104估计出的时间调整量τ示于图10A。这里，将A组的先头分量和B组的先头分量在时间轴上的距离估计为时间调整量τ，以便合成A组和B组。
然后，时间调整量控制部105内的临时合成部201根据该时间调整量τ来合成各组的延迟波。各组的延迟波被合成的情况示于图10B。分布状况检测部202用该合成结果来检测最大延迟波延迟多少，对检测出的最大延迟和复本生成部的延迟元件的数目进行大小比较。这里，作为临时合成的结果，如图10B所示，最大延迟为3T，此外，复本生成部的延迟部301～304的数目是4个，这样，延迟部304不被使用。因此，判断为不能足够地得到路径分集的效果，需要重新设定向多阵列合成部102内的时间调整部指示的时间调整量。
如果判断为需要重新设定时间调整量，则时间调整量重新设定部203对时间调整量τ加减单位延迟时间T，计算用于使合成的信号分量的最大延迟与复本生成部中延迟元件的数目一致的时间调整量τ’。此外，单位延迟时间T按照各延迟部中的延迟量来决定。因此，如果各延迟部中的延迟量是1个符号时间，则加减1个符号时间，而如果各延迟部中的延迟量是1/2个符号时间，则加减1/2个符号时间。
在图10B所示的情况下，如果设τ’＝τ-T，则如图10C所示，为了能够使最大延迟与复本生成部中延迟元件的数目一致，将该新的时间调整量τ’＝τ-T输出到多阵列合成部102内的时间调整部。
接收处理后的接收信号根据时间调整量控制部105输出的已修正的时间调整量进行时间调整，在各采样定时处进行阵列合成。
维特比均衡器107算出的接收信号和复本信号之间的差分被传递给抽头系数估计部106。然后，抽头系数估计部106估计新的抽头系数，使得接收信号和复本信号之间的差分的平方平均最小。估计出的抽头系数被传递给维特比均衡器107。由此，更新维特比均衡器107内的复本生成部中的抽头系数。
这样，根据本实施例，在分集合成时，按照接收信号分量在时间轴上的分布状况进行接收信号分量的时间调整，使得总是使用复本生成部具有的所有延迟部，所以能够总是使用装置结构上尽可能最多的路径数进行路径分集。
在本实施例中，说明了使用多个系列的自适应阵列天线的结构，但是本发明不限于该条件。即，本实施例也能够应用于只使用一个系列的自适应阵列天线的情况下、或者不使用自适应阵列天线而使用普通天线的情况下。
此外，在本实施例中，也可以按照接收信号分量的接收电平来改变在生成复本信号时输入固定值的抽头的位置。
如上所述，根据本发明，总是能够使用装置结构上尽可能最多的路径数进行路径分集，所以能够提高分集效果，改善差错率。
本说明书基于日本平成11年5月31日申请的特愿平11-152301号。其内容全部包含于此。
产业上的可利用性
本发明能够应用于无线通信系统中使用的基站装置、或与该基站装置进行无线通信的通信终端装置。

Claims (8)

1、一种接收装置，包括：合成器，在对时间轴上分布的固定数目的信号分量进行加权后进行合成；会聚器，进行会聚，以便将时间轴上分布的接收信号分量收敛到上述合成器中能够合成的范围内；以及控制器，控制上述会聚器，使得会聚过的接收信号分量中延迟量最大的信号分量的采样定时与上述合成器中能够合成的范围内的最大延迟时间一致。
2、如权利要求1所述的接收装置，其中，控制器控制会聚器，以便生成与合成器具有的延迟元件数目相同的信号分量。
3、如权利要求1所述的接收装置，包括：多个自适应阵列天线，只接收从规定方向到来的信号；和阵列接收器，对各自适应阵列天线接收到的信号进行加权后进行相加。
4、一种搭载接收装置的通信终端装置，其中，接收装置包括：合成器，在对时间轴上分布的固定数目的信号分量进行加权后进行合成；会聚器，进行会聚，以便将时间轴上分布的接收信号分量收敛到上述合成器中能够合成的范围内；以及控制器，控制上述会聚器，使得会聚过的接收信号分量中延迟量最大的信号分量的采样定时与上述合成器中能够合成的范围内的最大延迟时间一致。
5、一种与权利要求4所述的通信终端装置进行无线通信的基站装置。
6、一种搭载接收装置的基站装置，其中，接收装置包括：合成器，在对时间轴上分布的固定数目的信号分量进行加权后进行合成；会聚器，进行会聚，以便将时间轴上分布的接收信号分量收敛到上述合成器中能够合成的范围内；以及控制器，控制上述会聚器，使得会聚过的接收信号分量中延迟量最大的信号分量的采样定时与上述合成器中能够合成的范围内的最大延迟时间一致。
7、一种与权利要求6所述的基站装置进行无线通信的通信终端装置。
8、一种均衡处理方法，包括：合成步骤，在对时间轴上分布的固定数目的信号分量进行加权后进行合成；会聚步骤，进行会聚，以便将时间轴上分布的接收信号分量收敛到上述合成步骤中能够合成的范围内；以及控制步骤，控制上述会聚步骤，使得会聚过的接收信号分量中延迟量最大的信号分量的采样定时与上述合成步骤中能够合成的范围内的最大延迟时间一致。
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