CN1265571C - 用于补偿交织型频分多址中频偏的方法和设备 - Google Patents

Abstract

提供用于在交织型频分多址中补偿频偏的方法和设备。该方法包括：(a)从被确定为初始模式的第u个用户的接收信号和被确定为标准模式的反馈信号的选择信号中估计频偏；(b)估计多址干扰，其代表此时第i个其它用户(1≤i≤U-1)的接收信号与第u个用户的接收信号干扰的程度；(c)从第u个用户的接收信号中减去估计的多址干扰，并将该减法结果确定为反馈信号；(d)确定步骤(a)、(b)和(c)是否已经被重复预定次数，如果确定出步骤(a)、(b)和(c)没有被重复预定次数，返回步骤(a)；和(e)如果确定出步骤(a)、(b)和(c)已经被重复预定次数，则使用在步骤(c)中最后确定的反馈信号、以及所估计的频偏，来估计第u个用户的传输信号。

Description

用于补偿交织型频分多址中频偏的方法和设备

技术领域

本发明涉及频分多址，更具体地，涉及用于补偿交织型频分多址中频偏的方法和设备。

背景技术

交织型频分多址(interleaved frequency multiple access，IFDMA)通信装置中的频偏通过改变从发射机到接收机传输的信号的幅值和相位，降低信噪比(SNR)并在用户之间产生干扰。IFDMA指在时域中实现多载波的方法，其在1998年国际通信会议(ICC)报告集中由Uli Sorger，Isabellar de Broeck和Michael Schnell的论文“Interleaved FDMA-A New Spread Spectrum MultipleAccess Scheme”(1998，pp.1013-1-017)公开。这里，频偏是由在IFDMA通信装置发射机的传输振荡器和其接收机的接收振荡器产生的振荡频率之间的差引起的。为解决这个问题，即最小化频偏，在IFDMA通信装置的发射机和接收机中应当使用非常复杂的模拟射频(RF)/中频(IF)部件。但是，随着频偏增加，实现满足期望性能的模拟RF/IF部件是困难的。而且，尽管实现了模拟RF/IF部件，但其制造成本很高。

发明内容

本发明提供了补偿因IFDMA中频偏导致的影响的方法，代替去掉不使用信道特征的频偏。

本发明还提供了用于补偿IFDMA中频偏的设备来实现该方法。

根据本发明的一个方面，提供有在交织型频分多址中用于补偿在传输信号和第u个用户(1≤u≤U，这里U表示用户的数目)的接收信号之间的频偏的方法。该方法包括：(a)从被确定为初始模式的第u个用户的接收信号和被确定为标准模式的反馈信号的选择信号中估计频偏；(b)估计多址干扰，其代表此时第i个其它用户(1≤i≤U-1)的接收信号与第u个用户的接收信号干扰的程度；(c)从第u个用户的接收信号中减去估计的多址干扰，并将该减法结果确定为反馈信号；(d)确定步骤(a)、(b)和(c)已经被重复预定次数，如果确定出步骤(a)、(b)和(c)没有被重复预定次数，返回步骤(a)；和(e)如果确定出步骤(a)、(b)和(c)已经被重复预定次数，则使用在步骤(c)中最后确定的反馈信号、以及所估计的频偏，来估计第u个用户的传输信号。

根据本发明的又一个方面，提供有在交织型频分多址中用于补偿在传输信号和第u个用户(1≤u≤U，这里U表示用户的数目)的接收信号之间的频偏的设备。该设备包括：主频偏估计器，干扰估计器，减法器，控制器和传输信号估计器。主频偏估计器响应于第一控制信号而将初始模式中的第u个用户的接收信号或者标准模式中的反馈信号确定为选择信号，从选择信号中估计频偏，并输出估计的频偏。干扰估计器从第i个其它用户的接收信号、选择信号和估计的频偏中估计多址干扰，其代表第i个其它用户(1≤i≤U-1)的接收信号与第u个用户的接收信号干扰的程度，并且输出该估计的多址干扰。减法器从第u个用户的接收信号中减去估计的干扰，并将该减法结果输出作为反馈信号。控制器响应于通过分析用于补偿频偏的设备状态获得的结果来产生第一控制信号，检查预定时间周期是否已经过去，并输出响应于该检查结果的第二控制信号。传输信号估计器响应于第二控制信号从最后由减法器输入的反馈信号和估计频偏中估计第u个用户的传输信号并输出该估计的传输信号。优选的是，主频偏估计器，干扰估计器和减法器响应于第二控制信号被使能。

附图说明

本发明的上述和其它特征及优点将通过参考附图更详细地说明示例性实施例变得更清楚，其中：

图1是用于解释根据本发明补偿IFDMA中频偏之方法的流程图；

图2是根据本发明具有频偏补偿设备之IFDMA通信装置的方框图；

图3是根据本发明的频偏补偿设备的方框图；

图4是图3中表示的主频偏估计器之本发明优选实施例的方框图；

图5是图3中表示的传输信号估计器之本发明优选实施例的方框图；

图6是图3中表示的程度估计器之本发明优选实施例的方框图；

图7是图6中表示的第i个子频偏估计器之本发明优选实施例的方框图；

图8是图6中表示的第i个程度估计器之本发明优选实施例的方框图；

图9是图6中表示的反馈信号发生器之本发明优选实施例的方框图；

图10是用于说明不具有频偏之理想接收信号的构象的曲线；

图11是用于说明当频偏占副载波之间距离的3％时接收信号的构象的曲线；

图12是用于说明当本发明的方法和设备被用来补偿图11中表示的接收信号中的频偏时接收信号的构象的曲线；

图13是用于说明SNR对频偏的曲线；和

图14是用于说明位错误率(BER)对频偏的曲线。

具体实施方式

下面，参考附图说明根据本发明补偿IFDMA中频偏的方法。

图1是用于解释根据本发明补偿IFDMA中频偏之方法的流程图。该方法由估计频偏和干扰的步骤10和12、获得反馈信号的步骤14以及估计传输信号的步骤16和18构成。

在IFDMA通信期间，图1中表示的根据本发明的频偏补偿方法被用来补偿在传输信号和第u个用户(1≤u≤U，这里U表示用户的数目)的接收信号之间的频偏和从接收信号中估计传输信号。这里，频偏是由用在发射机中以产生传输信号的传输振荡器和用在接收机中以产生接收信号的接收振荡器产生的振荡频率之间的差引起的。

根据本发明的频偏补偿方法完成从选择信号中估计第u个用户的频偏 的步骤10。这里，在根据本发明频偏补偿方法开始的初始模式中接收的信号被确定为选择信号，然后反馈信号被确定为标准模式中的选择信号。频偏 能够使用方程1从选择信号中估计出：

$\widehat{{\mathrm{\ϵ}}_u}=\frac{\∠C_u}{2\mathrm{\π}}---\left(1\right)$

其中 $\left|\widehat{{\mathrm{\&epsiv;}}_u}\right|<\frac{1}{2},$ ∠C_u表示相关值C_u的角度，其能够使用方程2计算：

其中，N_u表示由第u个用户使用的载波的数目，k(k＝0，1，......，N_u-1)表示在帧中包含的多个接收信号之间第u个用户之接收信号的位置，N表示构成块的芯片的数目，

表示通过将选择信号

延迟N获得的结果， 示选择信号 的共轭。这里，选择信号

被确定为在初始模式中第u个用户的接收信号并由方程3表示：

$r_k^{\left[u\right]}=z_k^{\left(u\right)\left[u\right\}}+\underset{i=1,i\&NotEqual;u}{\overset{U}{\mathrm{\&Sigma;}}}{z}_k^{\left(i\right)\left[u\right]}+n_k^{\left[u\right]}---\left(3\right)$

其中，r_k ^[u]表示第u个用户的接收信号，n_k ^[u]表示在第u个用户的接收信号r_k ^[u]中包含的噪声分量，和z_k ^(i)[u]表示第i个其它用户(1≤i≤U-1)的接收信号与第u个用户的接收信号r_k ^[u]干扰的程度。

步骤10之后，在步骤12中估计第i个用户的接收信号与第u个用户的接收信号r_K ^[u]干扰。这里，表示第i个用户之一与第u个用户的干扰程度的多址干扰能够使用方程4估计：

其中

表示多址干扰(z_k ^(i)[u])的估计值，Δ_iu表示n_i-n_u，n_i表示被指定给第i个用户的频偏，n_u表示被指定给第u个用户的频偏，L_u表示在对第u个用户的发射机中重复用户码元的次数，L_i表示在对第i个用户的发射机中重复用户码元的次数， 表示第i个用户的接收信号的频偏，q_i表示第i个块的初始相位偏离量，k％N_i表示当k被N_i除时的余数，N_i表示由第i个用户使用的载波数，并且M_iu＝N_i/N_u＝L_u/L_i。这里，频偏n_i和n_u与根据本发明要被补偿的频偏不同。

因此，多址干扰

的和即U个用户的接收信号(从中排除第u个用户的接收信号)与第u个用户的接收信号干扰的程度能够被确定为总干扰和由方程5表示：

步骤12之后，在步骤14，使用方程6从第u个用户的接收信号r_k ^[u]中减去该干扰，然后减去结果被确定为反馈信号

其能够是前面说明的标准模式中的选择信号。

步骤14之后，在步骤16，确定步骤10，12，和14是否已经被重复预定次数。这里，确定预定次数为以SNR衰减率成比例。换言之，预定次数能够随SNR的衰减增加。

如果确定出步骤10，12和14没有被重复预定次数，则处理进行到步骤10，然后重复步骤10，12和14。这里，在根据本发明的频偏补偿方法中，当步骤10被初始完成时的选择信号被确定为接收信号，同时当步骤10被重复时选择的选择信号被确定为不作为接收信号的反馈信号。但是，如果在步骤16确定出步骤10，12和14已经被重复预定次数，在步骤18，从在步骤14被最后确定的反馈信号

和在步骤10被最后确定的频偏 中估计传输信号y_k ^[u]，然后，使用方程7获得估计传输信号

其中，q_u表示第u个块中的初始相位偏离量和

表示初始相位偏离量q_u的估计值。

根据本发明，具有用于完成根据本发明补偿在IFDMA中频偏之方法的频偏补偿设备的IFDMA通信装置的结构和操作将参考附图进行说明。

图2是具有根据本发明频偏补偿设备的IFDMA通信装置的方框图。参考图2，IFDMA通信装置包括用于从第一到第U个用户的第一，...第u，...和第U个发射机30，...32，...和34，第一，...第u，...和第U个信道40，...42，...和44，加法器46，和用于从第一到第U个用户的第一，...第u，...和第U个接收机50，...52，...和54。

图2中表示的第一个发射机30包括L₁重复器60，乘法器62，第一周期前置(CP)插入器64，和乘法器66。第u个发射机32包括L_u重复器70，乘法器72，第u个CP插入器74，和乘法器76。第U个发射机34包括L_U重复器80，乘法器82，第U个CP插入器84，和乘法器86。

这里，L₁重复器60将用于第一个用户的用户码元a_k ⁽¹⁾重复L₁次，然后将被重复的用户码元输出到乘法器62。L_u重复器70将用于第u个用户的用户码元a_k ^(u)重复L_u次，然后将被重复的用户码元输出到乘法器72。L_U重复器80用于第U个用户的用户码元a_k ^(U)重复L_U次，然后将被重复的用户码元输出到乘法器82。这里，用户码元a_k ⁽¹⁾由N₁个正交幅度调制(QAM)编码信号构成，用户码元a_k ^(u)由N_u个QAM编码信号构成，和用户码元a_k ^(U)由N_U个QAM编码信号构成。

乘法器62，72和82分别将从L₁，L_u和L_U重复器60，70和80输出的重复结果乘以

和

然后将乘法结果输出到第一，第u，和第U个CP插入器64，74和84。

第一，第u，或者第U个CP插入器64，74或者84去掉在块中的干扰，插入在从乘法器62，72或者82输出乘法结果之前的CP，和将插入结果输出到乘法器66，76或者86。

为了将插入结果变换到RF信号，乘法器66，76，和86将从第一，第u，和第U个CP插入器64，74和84输出的插入结果乘以e^j2πf0t，然后将乘法结果输出到第一，第u，和第U个信道40，...，42，...和44。

已经通过第一，第u，和第U个信道40，...，42，...和44的传输信号y_k ⁽¹⁾...，y_k ^(u)，...y_k ^(U)被相加，然后将加法结果通过加法器加到噪声。这里，加法器46不是实际存在的装置但其被表示出以概念性解释噪声把加法结果计算在内。

图2中表示的第一接收器50包括乘法器90，第一CP移去器92，乘法器94，第一重叠器/加法器96，频偏补偿设备98，和第一均衡器和检查器100。第u接收器52包括乘法器110，第u个CP移去器112，乘法器114，第u个重叠器/加法器116，频偏补偿设备118，和第u个均衡器和检查器120。第U个接收器54包括乘法器130，第U个CP移去器132，乘法器134，第U个重叠器/加法器136，频偏补偿设备138，和第U个均衡器和检查器140。

为了将RF信号即加法结果变换到基带信号，乘法器90，110和130将通过加法器46获得的加法结果乘以 然后将乘法结果分别输出到第一，第u，和第U个CP移去器91，112和132。这里，在由传输振荡器产生的频率f0和由接收振荡器产生的频率 之间的差对应于根据本发明要被补偿的频偏。

这里，第一，第u，和第U个CP移去器91，112或132从通过乘法器90，110或者130获得的乘法结果中去掉CP，然后将移去结果输出到乘法器94，114或者134。乘法器94，114和134将从第一，第u，和第U个CP移去器91，112和132输出的移去结果乘以

和 然后将乘法结果输出到第一，第u，和第U个重叠器/加法器96，116和136。

第一，第u，和第U个重叠器/加法器96，116和136对N1，N_u和N_U周期重叠从乘法器94，114和134输出的乘法结果，相加该重叠结果，和将加法结果输出到频偏补偿设备98，118和138。例如，第u个重叠器/加法器116可以将使用方程3计算的接收信号r_k ^(u)输出到频偏补偿设备118。

图2中表示的频偏补偿设备98，118或者138实现图1中表示的根据本发明的频偏补偿方法以估计传输信号y_k ⁽¹⁾，y_k ^(u)或者y_k ^(U)，和将估计的传输信号

或者 输出到第一，第u，和第U个均衡器和检查器100，120或者140。

第一，第u，和第U个均衡器和检查器100，120和140均衡从频偏补偿设备98、118和138输出的和具有第一、第u和第U个信道40，......42，......和44引起的码间干扰(ISI)之估计的传输信号

和 以从估计的传输信号 和

中去掉ISI，估计用户码元a_k ⁽¹⁾，a_k ^(u)，a_k ^(U)和输出估计的用户码元

用于实现根据本发明在IFDMA中补偿频偏之方法的频偏补偿设备118的结构和操作，将参考附图进行说明。这里图2中表示的频偏补偿设备98和138与频偏补偿设备118具有相同的结构和完成相同的操作。

图3是根据本发明频偏补偿设备的方框图。频偏补偿设备包括主频偏估计器160，干扰估计器162，减法器164，传输信号估计器166和控制器168。

为了实现图1的步骤10，图3中表示的主频偏估计器160响应于从控制器168输入的第一控制信号C1将接收信号r_k ^(u)和反馈信号

确定为选择信号，从由方程1表示的选择信号中估计第u个用户的频偏

和将估计的频偏 输出到干扰估计器162和传输信号估计器166。为此控制器168响应于通过分析图3中表示的频偏补偿设备的状态而获得的结果产生第一控制信号C1和将第一控制信号C1输出到主频偏估计器160。例如，控制器168产生第一控制信号C1，然后将第一控制信号C1输出到主频偏估计器160，使得当图3中表示的频偏补偿设备处于初始模式时将接收信号r_k ^(u)确定为选择信号和将当频偏补偿设备处于标准模式时的反馈信号 确定为选择信号。

图4是图3中表示的主频偏估计器160的本发明的优选实施例160A的方框图。主频偏估计器160A包括第一选择器180，第一延迟器182，第一共轭计算器184，第一乘法器186和第一偏移计算器188。

图4中表示的主频偏估计器160A的第一选择器180响应于从控制器168中输入的第一控制信号C1选择从减法器164中输入的一个反馈信号

和从外面输入的接收信号r_k ^(u)，然后将作为选择信号的选择结果输出到第一延迟器182和第一共轭计算器184以及通过输出端口OUT2。例如，如果通过从控制器168输入的第一控制信号C1确定出图3中表示的频偏补偿设备处于初始模式，则第一选择器180将从外部输入的接收信号r_k ^(u)确定为选择信号并输出该选择信号。如果通过第一控制信号C1确定出频偏补偿设备处于标准模式，则第一选择器180还将从减法器164输入的反馈信号

确定为选择信号并输出该选择信号。

第一延迟器182将从第一选择器180输入的选择信号延迟一个单位块N，然后将该延迟的选择信号输出到第一乘法器186。这里第一共轭计算器184计算从第一选择器180输入的选择信号的共轭，并将该选择信号的共轭输出到第一乘法器。

第一乘法器186将从第一共轭计算器184输入的选择信号的共轭乘以从第一延迟器182输入的延迟选择信号并将乘法结果输出到第一偏移计算器188。

第一偏移计算器188将从第一乘法器186输入的乘法结果累积(accumulateby)小于由第u个用户使用的载波数N_u的数N_u-1次，计算累积结果的角度∠C_u，按方程1中所示将角度∠C_u除2π，并将该除法结果输出作为估计的频偏

图4中表示的第一选择器180、第一延迟器182，第一共轭计算器184，第一乘法器186，和第一偏移计算器188响应于从控制器168输入的第二控制信号C2。这里，为了完成图1的步骤16，控制器168检查预定的时间周期是否已经过去，然后响应于检查的结果输出第二控制器信号C2被使能。这里，时间周期的过去表示步骤10，12和14被重复预定次数。因此，当其通过第二控制信号感应到预定时间周期还没有过去时，第一选择器180，第一延迟器182，第一共轭计算器184，第一乘法器186和第一偏移计算器188被使能。

为了完成步骤12，干扰估计器162从用于其它用户的接收信号r_k ⁽¹⁾，......，r_k ^(u-1)，r_k ^(u+1)，......和r_k ^(U)，图4中表示的从第一选择器180输出的选择信号和估计的频偏

估计多址干扰(如使用方程5计算的)，其表示第i个用户的接收信号r_k ⁽¹⁾，......r_k ^(u-1)，r_k ^(u+1)，......和r_k ^(U)与用于第u个用户的接收信号r_k ^(u)的干扰程度，然后将估计的多址干扰输出到减法器164。

为了完成步骤14，减法器164使用方程6从接收信号r_k ^(u)中减去估计的多址干扰，然后将该减法结果作为反馈信号

输出到主频偏估计器160和传输信号估计器166。

为了完成步骤18，传输信号估计器166响应于由控制器168产生的第二控制信号C2使用方程7从由减法器164最后输入的反馈信号 和从主频偏估计器160输入的估计频偏 中估计传输信号，然后通过输出端口OUT1输出该估计的传输信号 例如，如果传输信号估计器166通过第二控制信号C2感应出预定时间周期已经过去，传输信号估计器166完成估计传输信号

的操作。这里，干扰估计器162和减法器164也响应于由控制器168产生的第二控制信号C2而操作。换言之，如果干扰估计器162和减法器164通过第二控制信号C2感应出预定时间周期已经过去，则它们被使能。

参考下面图5和6说明图3中表示的传输信号估计器166和干扰估计器162之本发明的优选实施例的结构和操作。

图5是图3中表示的传输信号估计器166之本发明的优选实施例166A的方框图。传输信号估计器166A包括第一增益计算器190，逆变器192和第二乘法器194。

图5中表示的传输信号估计器166A的第一增益计算器190使用方程8从由主频偏估计器160输入的估计频偏 中计算增益并将计算结果作为第一增益输出到逆变器192。

${-e}^{-\mathrm{j\&pi;}[{\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{iu}}(2k/N-1/L_u)+1]}\frac{L_u\sin (\mathrm{\&pi;}\widehat{{\mathrm{\&epsiv;}}_u}/L_u)}{\widehat{q_u}\sin \left(\mathrm{\&pi;}\widehat{{\mathrm{\&epsiv;}}_u}\right)}---\left(8\right)$

这里，逆变器192逆变从第一增益计算器190输入的第一增益，然后将逆变结果输出到第二乘法器194。第二乘法器将由逆变器192逆变的第一增益乘以从减法器164最后输入的反馈信号

并输出该乘法结果作为估计的传输信号

图5中表示的第一增益计算器190，逆变器192和第二乘法器194响应于从控制器168输入的第二控制信号C2被使能。例如，如果第一增益计算器190，逆变器192和第二乘法器194通过第二控制信号C2感应出预定时间周期已经过去，则它们被使能。

图6是图3中表示的干扰估计器162之本发明的优选实施例162A的方框图。干扰估计器162A包括第一，......，第i个，......和第U-1个子频偏估计器200，......，202，......，和204，第一，......，第i个，......和第U-1个程度估计器210，......，212，......，和214，加法器216，和反馈信号发生器218。

第一，......，第i个，......和第U-1个子频偏估计器200，......，202，......，和204的第i个子频偏估计器202响应于从控制器168输入的第一控制信号C1选择用于第i个用户的反馈信号z_k ^(i)[i]或者用于第i个用户的接收信号r_k ^[i]，从选择结果估计第i个其它用户的频偏和将估计的频偏

输出到第i个程度估计器212。这里频偏是使用方程1和2计算的。在这种情况下，方程1和2中i能够被u替换。

例如，第一子频偏估计器200响应于从控制器168输入的第一控制信号C1选择用于第一其它用户的反馈信号z_k ^(1)[1]或者用于第一个其它用户的接收信号r_k ^[1]，从选择信号中估计用于第一个其它用户的频偏，和将估计的频偏信号输出到第一程度估计器210。第U-1个子频偏估计器204响应于从控制器168输入的第一控制信号C1选择用于第U-1个其它用户的反馈信号z_k ^(U-1)[U-1]或者用于第U-1个其它用户的接收信号r_k ^[U-1]，从选择结果中估计用于第U-1个其它用户的频偏，和将估计的频偏

输出到第U-1个程度估计器214。

图7是图6中表示的第i个子频偏估计器202的本发明的优选实施例202A的方框图。第i个子频偏估计器202A包括第二选择器230，第二延迟器232，第二共轭计算器234，第三乘法器236和第二偏移计算器238。

图7中表示的第二选择器230响应于第一控制信号C1选择用于第i个其它用户的反馈信号 和从外面输入的接收信号r_k ⁽ⁱ⁾之一，然后将选择结果输出到第二延迟器232和第二共轭计算器234以及通过输出端口OUT5到第i个程度估计器212。例如，如果通过第一控制信号C1感应出频偏补偿设备处于初始模式，则第二选择器230将选择用于第i个其它用户的接收信号r_k ⁽ⁱ⁾。但是，如果第二选择器230通过第一控制信号C1感应出频偏补偿设备处于标准模式，则第二选择器230选择用于第i个其它用户的反馈信号

第二延迟器232将从第二选择器230输入的选择结果延迟一个单位块N，然后将该延迟结果输出到第三乘法器236。第二共轭计算器234计算从第二选择器230输入的选择结果的共轭，并将该计算结果输出到第三乘法器236。第三乘法器236将从第二共轭计算器234输入的计算结果乘以从第二延迟器232输入的延迟结果并将乘法结果输出到第二偏移计算器238。

第二偏移计算器238将从第三乘法器236输入的乘法结果累积(accumulateby)小于由第i个其它用户使用的载波数N_i的数N_i-1次，计算累积结果的角度∠C_i，将角度∠C_i除预定数目例如2π，并将该除法结果输出作为用于第i个其它用户的估计频偏

第一，......，第i，......和第U-1个程度估计器210，......，212，......，和214估计第一，......，第i，......和第U-1个干扰，然后将该估计的第一，......，第i，......和第U-1个干扰

和 输出到加法器216和反馈信号发生器218。例如，第一，......，第i，......和第U-1个程度估计器210，......，212，......，和214的第i个程度估计器212从第i个其它用户的信号r_k ⁽ⁱ⁾的频偏 和由第i个子频偏估计器202选择的结果例如从图7中表示的第i个子频偏估计器202A之第二选择器230输出的选择结果通过输出端口OUT5估计第i个干扰

其对应于第i个其它用户的接收信号r_k ⁽ⁱ⁾与第u个用户的接收信号r_k ^(u)的干扰程度，然后将估计的结果

输出到加法器216和反馈信号发生器218。第1个程度估计器210从第1个其它用户的频偏

和由第1个子频偏估计器200选择的结果中估计第1个干扰

其对应于第1个其它用户的接收信号r_k ⁽¹⁾与第u个用户的接收信号r_k ^(u)的干扰程度，然后将估计的结果

输出到加法器216和反馈信号发生器218。第U-1个程度估计器214从第U-1个其它用户的频偏

和由第U-1个子频偏估计器204选择的结果中估计第U-1个干扰

其对应于第U-1个其它用户的接收信号r_k ^(U-1)与第u个用户的接收信号r_k ^(u)的干扰程度，然后将估计的结果

输出到加法器216和反馈信号发生器218。

图8是图6中表示的第i个程度估计器212之本发明优选实施例212A的方框图。第i个程度估计器212A包括比较器250，信号放大器和衰减器252，第2增益计算器254，第3增益计算器256，第4和第5乘法器258和260，以及第3选择器262。

比较器250将由第u个用户使用的副载波数N_u与由第i个用户使用的副载波数N_i比较，然后将该比较结果输出到第3选择器262和信号放大器和衰减器252。这里，信号放大器和衰减器252响应于从比较器250输入的比较结果放大或者衰减通过输入端口IN3从第二选择器230输入的选择结果的长度。例如，如果信号放大器和衰减器252通过从比较器250输入的比较结果感应出由第i个其它用户使用的副载波数N_i小于由第u个用户使用的副载波数N_u，则信号放大器和衰减器252使用下面的方程9放大从第二选择器230输入的选择结果

的长度，并将该放大结果输出到第四乘法器258。

但是，如果信号放大器和衰减器252通过从比较器250输入的比较结果感应出由第i个其它用户使用的副载波数N_i大于由第u个用户使用的副载波数N_u，则信号放大器和衰减器252使用下面的方程10衰减从第二选择器230输入的选择结果

的长度，并将该衰减结果输出到第五乘法器260。

第二增益计算机254使用下面的方程11计算来自第i个其它用户的频偏

和从第i个子频偏估计器202输入的增益，并将该计算结果作为第二增益输出到第四乘法器258。

$e^{\mathrm{j\&pi;}[{\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{iu}}(2k/N-1/L_u)+\widehat{{\mathrm{\&epsiv;}}_i}(1/L_i-1/L_u)]}\frac{q_i\sin (\mathrm{\&pi;}\widehat{{\mathrm{\&epsiv;}}_i}/L_i)}{L_i\sin [\mathrm{\&pi;}({\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{iu}}+\widehat{{\mathrm{\&epsiv;}}_i})/L_u]}---\left(11\right)$

第三增益计算机256使用下面的方程12计算来自第i个其它用户的频偏

和从第i个子频偏估计器202输入的增益，并将该计算结果作为第三增益输出到第五乘法器260。

$e^{\mathrm{j\&pi;}\left[{\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{iu}}(2k/N-1/L_i)\right]}\frac{q_i\sin (\mathrm{\&pi;}\widehat{{\mathrm{\&epsiv;}}_i}/L_i)}{L_i\sin [\mathrm{\&pi;}({\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{iu}}+\widehat{{\mathrm{\&epsiv;}}_i})/L_i]}---\left(12\right)$

第四乘法器258将从信号放大器和衰减器252输入的 的长度的放大结果乘以由第二增益计算器254输入的第二增益并将乘法结果输出到第三选择器262。第五乘法器260将从信号放大器和衰减器252输入的

的长度的衰减结果乘以由第三增益计算器256输入的第三增益并将乘法结果输出到第三选择器262。

第三选择器262响应于从比较器250输入的比较结果选择从第四和第五乘法器258和260输入的一个乘法结果，然后输出该选择结果作为第i个干扰

例如，如果第三选择器262通过从比较器250输入的比较结果感应出由第i个其它用户使用的副载波数N_i小于由第u个用户使用的副载波数N_u，则第三选择器262选择通过第四乘法器258获得的乘法结果。但是，如果第三选择器262通过从比较器250输入的比较结果感应出由第i个其它用户使用的副载波数N_i大于由第u个用户使用的副载波数N_u，则第三选择器262选择通过第五乘法器260获得的乘法结果。

图6中表示的加法器216将从第一，......，第i，......和第U-1个程度估计器210，......，212，......和214输出的第一，......，第i，......和第U-1个干扰相和将加法结果作为由方程5表示的干扰通过输出端口OUT4输出。

图6中表示的反馈信号发生器218从通过输入端口IN1输入的第一增益，通过输入端口IN2输入的选择信号，从第一，......，第i，......和第U-1个程度估计器210，......，212，......和214输入的第一，......，第i，......和第U-1个干扰，以及其它用户的接收信号r_k ^[1]，......，r_k ^[i]，......和r_k ^[U-1]中产生第一，......，第i，......和第U-1个子频偏估计器200，......，202，......和204中使用的反馈信号z_k ^(1)[1]，......，z_k ^(i)[i]，......和z_k ^(U-1)[U-1]。

图9是图6中表示的反馈信号发生器218之本发明优选实施例218A的方框图。反馈信号发生器218A包括第一，......，第i，......和第U-1个减法器280，......，282，......和284以及第6乘法器286。

根据本发明的实施例图9中表示的反馈信号发生器218A能够包括第6乘法器286，以通过输入端口IN4接收通过输出端口OUT3从图5中表示的传输信号估计器166A的第一增益计算器190输出的第一增益，以通过输入端口IN5接收通过输出端口OUT2从主频偏估计器160A的第一选择器180输出的选择信号，以将选择信号乘以第一增益并且将乘法结果输出到每一个第一，......，第i，......和第U-1个减法器280，......，282，......和284。

根据本发明的另一个实施例，图9中表示的反馈信号发生器218A还能够包括增益发生器(未表示)。在这种情况下，增益发生器能够通过输入端口IN1接收从主频偏估计器160输入的估计频偏

以使用方程8计算第一增益。这里，第六乘法器286接收由增益发生器产生的第一增益代替通过输入端口IN4从传输信号估计器166A接收第一增益，然后将第一增益乘以通过输入端口IN5输入的选择信号。

第一减法器280从第一其它用户的接收信号r_k ^[1]减去第二到第U-1个干扰的干扰z_k ^(2)[u]，...， 和 以及由第六乘法器286获得的乘法结果，然后通过输出端口OUT6输出减法结果作为在第一子频偏估计器200中使用的反馈信号z_k ^(1)[1]。

第一，......，第i，......和第U-1个减法器280，......，282，......和284的第i个减法器282从第i个其它用户的接收信号r_k ^[i]减去第一到第U-1个干扰(排除第i个干扰)的干扰 z_k ^(2)[u]...，

和 以及由第六乘法器286获得的乘法结果，然后通过输出端口OUT7输出减法结果作为在第i个子频偏估计器202中使用的反馈信号z_k ^(i)[i]。

第U-1个减法器284从第U-1个其它用户的接收信号r_k ^[U-1]减去第一到第U-2个干扰的干扰

z_k ^(2)[u]...， 和 以及由第六乘法器286获得的乘法结果，然后通过输出端口OUT8输出减法结果作为在第U-1个子频偏估计器204中使用的反馈信号z_k ^(U-1)[U-1]。

为了帮助理解根据本发明用于补偿IFDMA中频偏的方法和设备，让我们假设U是8，每个用户使用32个副载波，每个负载波使用求积分相位移动键(QPSK)，用户的频偏是相同的，并且附加白高斯噪声(AWGN)是通过信道输入的。

图10分别表示理想接收信号的构象，其不具有频偏，这里垂直和水平轴表示求积Q和同相位I。参考图10，在I和Q的坐标上表示接收信号的点[(-1，-1)，(1，-1)，(-1，1)和(1，1)]由于通过信道输入的噪声影响而环形地变大。

图11是用于表示当频偏占副载波之间距离的3％时接收信号的构象的曲线，图12表示当根据本发明的方法和设备应用于图11中表示的构象时接收信号的构象。

参考图11，由于频偏和用户之间的干扰，构象是环形的。当根据本发明的频偏补偿方法和设备被应用到环形构象时，该构象比图10中表示的构象更扩大，但不表示与图12相同的环形构象。

预定数目，SNR和位错误率(BER)之间的关系将在下面说明。

图13是用于表示SNR对频偏的曲线，这里水平和垂直轴分别表示频偏和SNR。图14是用于说明BER中变量对频偏的曲线，这里水平和垂直轴分别表示频偏和BER。

图13和14中，‘No OP’表示当频偏没有被补偿时的SNR，‘Iter 0′表示当步骤10，12和14没有被重复时的SNR，‘Iter 1’表示当预定次数是1时的SNR，‘Iter2’表示当预定次数是2时的SNR，‘Iter 3’表示当预定次数是3时的SNR，‘Iter 4’表示当预定次数是4时的SNR和‘Iter 5’表示当预定次数是5时的SNR。

如图13中可见，SNR突出地随重复预定数目的增加而改善。特别是，比较‘No Op′和‘Iter 1′，通过当频偏占副载波之间距离的10％时的频偏，SNR被增加12dB。因此，如果频偏为大，随着预定次数的增加，SNR能够被改善。如在图14中可见，如果频偏变大，则重复预定数应当被增加以获得大约10-6的BER。

如上述，不同于使用用于去掉频偏之模拟RF/IF端口的现有技术，根据本发明的用于补偿IFDMA中频偏的方法和设备能够去掉基带中由现有频偏和用户之间干扰引起的接收信号的幅值和相位失真，代替去掉频偏。因此，设计和实现电路的成本能够被降低，并且频偏在估计信道特征之前能够被补偿。

尽管本发明参考其示例实施例特别进行了表示和说明，本领域技术人员应当理解，形式和细节的各种改变可以在不脱离权利要求限定的本发明精神和范围的情况下实现。

Claims (13)

1.一种在交织型频分多址系统中补偿在传输信号和第u个用户的接收信号之间的频偏的方法，其中1≤u≤U，U表示用户的数目，该方法包括步骤：

(a)从被确定为初始模式的第u个用户的接收信号和被确定为标准模式的反馈信号的选择信号中估计频偏；

(b)估计多址干扰，其代表此时第i个其它用户的接收信号与第u个用户的接收信号干扰的程度，其中1≤i≤U-1；

(c)从第u个用户的接收信号中减去估计的多址干扰，并将该减法结果确定为反馈信号；

(d)确定步骤(a)、(b)和(c)已经被重复预定次数，如果确定出步骤(a)、(b)和(c)没有被重复预定次数，返回步骤(a)；和

(e)如果确定出步骤(a)、(b)和(c)已经被重复预定次数，则使用在步骤(c)中最后确定的反馈信号、以及所估计的频偏，来估计第u个用户的传输信号。

2.根据权利要求1的方法，其中在步骤(a)，频偏是从使用下面方程的选择信号中估计的：

$\widehat{{\mathrm{\&epsiv;}}_u}=\frac{\&angle;C_u}{2\mathrm{\&pi;}}$

这里， 表示频偏， $\left|\widehat{{\mathrm{\&epsiv;}}_u}\right|<\frac{1}{2},$ ∠C_u表示相关值 的角度，N_u表示由第u个用户使用的载波数，k表示帧中包含的多个信号中第u个用户的接收信号的幂次，其中k＝0，1，...，和N_u-1， 表示选择信号，N表示构成块的芯片数， 表示将选择信号 延迟N获得的结果，和 表示选择信号 的共轭。

3.根据权利要求2的方法，其中在步骤(b)，在其它用户之间的第i个其它用户与第u个用户干扰的程度 使用下面的方程进行估计：

这里k％N_i表示当k被N_i除时的余数，N_i表示由第i个用户使用的载波数，L_i表示在第i个用户的发射机中用户码元被重复的次数，L_u表示在第u个用户的发射机中用户码元被重复的次数，Δ_iu表示n_i-n_u，n_i表示被指定给第i个用户的频偏，n_u表示被指定给第u个用户的频偏，q_i表示在第i个块中的初始相位偏离量，以及M_iu＝N_i/N_u＝L_u/L_i。

4.根据权利要求3的方法，其中在步骤(c)，使用下面的方程从用于第u个用户的接收信号中减去估计干扰

这里， 是反馈信号，r_k ^[u]表示第u个用户的接收信号。

5.根据权利要求4的方法，其中预定次数是与信噪比下降的速率成比例确定的。

6.根据权利要求5的方法，其中在步骤(e)，如果确定出步骤(a)、(b)和(c)已经被重复预定次数，则第u个用户的传输信号y_k ^[u]是使用在步骤(c)最后确定的反馈信号 和估计频偏

根据下面的方程估计的：

这里，

表示第u个用户的估计传输信号， 表示在第u个块中初始相位偏离量的估计值。

7.一种在交织型频分多址中用于补偿在传输信号和第u个用户的接收信号之间的频偏的设备，其中1≤u≤U，U表示用户的数目，该设备包括：

主频偏估计器，其用于响应于第一控制信号而将初始模式中的第u个用户的接收信号或者标准模式中的反馈信号确定为选择信号，从选择信号中估计频偏，并输出估计的频偏；

干扰估计器，其从第i个其它用户的接收信号、选择信号和估计的频偏中估计多址干扰，其代表第i个其它用户的接收信号与第u个用户的接收信号干扰的程度，其中1≤i≤U-1，并且输出该估计的多址干扰；

减法器，用于从第u个用户的接收信号中减去估计的干扰，并将该减法结果输出作为反馈信号；

控制器，用于响应于通过分析用于补偿频偏的设备状态获得的结果来产生第一控制信号，检查预定时间周期是否已经过去，并输出响应于该检查结果的第二控制信号；以及

传输信号估计器，用于响应于第二控制信号从最后由减法器输入的反馈信号和估计频偏中估计第u个用户的传输信号并输出该估计的传输信号；

其中，主频偏估计器，干扰估计器和减法器响应于第二控制信号被使能。

8.根据权利要求7的设备，其中主频偏估计器包括：

第一选择器，用于响应于第一控制信号选择从减法器输入的反馈信号和从外面输入的第u个用户的接收信号之一，并输出作为选择信号的选择结果；

第一延迟器，用于将从第一选择器输入的选择信号延迟一个单位块，并将该延迟的选择信号输出；

第一共轭计算器，用于计算从第一选择器输入的选择信号的共轭，并将该计算的选择信号的共轭输出；

第一乘法器，用于将从第一共轭计算器输入的选择信号的共轭乘以从第一延迟器输入的延迟选择信号并将乘法结果输出；和

第一偏移计算器，用于将从第一乘法器输入的乘法结果累积小于由第u个用户使用的载波数N_u的数N_u-1次，计算累积结果的角度，将角度除以预定数，并将该除法结果输出作为估计的频偏，

其中，第一选择器，第一延迟器，第一共轭计算器，第一乘法器和第一频偏响应于第二控制信号被使能。

9.根据权利要求8的设备，其中传输信号估计器包括：

第一增益计算器，其使用下面的方程从由主频偏估计器输入的估计频偏中计算增益并将计算结果作为第一增益输出：

$-e^{-\mathrm{j\&pi;}[{\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{iu}}(2k/N-1/L_u)+1]}\frac{L_u\sin (\mathrm{\&pi;}{\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}}_u/L_u)}{{\hat{q}}_u\sin \left(\mathrm{\&pi;}\widehat{{\mathrm{\&epsiv;}}_u}\right)}$

这里，k表示帧中包含的多个接收信号中第u个用户的对应接收信号的幂次，其中k＝0，1，…，和N_u-1，N表示构成块的芯片数，L_u表示在第u个用户的发射机中用户码元被重复的次数， 表示第u个用户的频偏，Δ_iu表示n_i-n_u，n_i表示被指定给第i个用户的频偏，n_u表示被指定给第u个用户的频偏，和 表示在第u个块中的初始相位偏离量的估计值；

用于逆变第一增益的逆变器；和

第二乘法器，用于将从减法器最后输入的反馈信号乘以被逆变的第一增益并输出该乘法结果作为估计的传输信号，

其中，第一增益计算器，逆变器和第二乘法器响应于第二控制信号被使能。

10.根据权利要求9的设备，其中干扰估计器包括：

第一到第U-1个子频偏估计器；

第一到第U-1个程度估计器，其估计第一到第U-1个干扰；

加法器；和

反馈信号发生器，

其中第i个子频偏估计器响应于第一控制信号选择用于第i个用户的反馈信号或者用于第i个其它用户的接收信号，然后从选择结果估计第i个其它用户的频偏，第i个程度估计器从第i个其它用户的频偏和由第i个子频偏估计器选择的选择结果估计第i个干扰，其对应于第i个其它用户的接收信号与第u个用户的接收信号的干扰程度，加法器将第一到第U-1个干扰相加，然后将加法结果作为干扰输出，以及反馈信号发生器从第一增益、选择信号、第一到第U-1个干扰和用于其它用户的接收信号中产生在第一到第U-1个子频偏估计器中使用的反馈信号。

11.根据权利要求10的设备，其中第i个子频偏估计器包括：

第二选择器，用于响应于第一控制信号选择用于第i个其它用户的反馈信号和从外面输入的用于第i个其它用户的接收信号之一，并输出该选择结果；

第二延迟器，用于将从第二选择器输入的选择结果延迟一个单位块，然后将该延迟结果输出；

第二共轭计算器，用于计算从第二选择器输入的选择结果的共轭，并将该计算结果输出；

第三乘法器，用于将从第二共轭计算器输入的计算结果乘以从第二延迟器输入的延迟结果并将乘法结果输出；和

第二偏移计算器，用于将从第三乘法器输入的乘法结果累积小于由第i个其它用户使用的载波数N_i的数N_i-1次，计算累积结果的角度，将角度除以预定数目，并将该除法结果输出作为用于第i个其它用户的估计频偏。

12.根据权利要求10的设备，其中第i个程度估计器包括：

比较器，用于将由第u个用户使用的副载波数N_u与由第i个其它用户使用的副载波数N_i比较，然后将该比较结果输出；

信号放大器和衰减器，用于响应于从比较器输入的比较结果根据下面的方程放大或者衰减从第二选择器输入的选择结果

的长度，并将该放大或者衰减结果输出：

这里，

表示第i个用户的频偏；

第二增益计算器，用于根据下面的方程计算第i个其它用户的从第i个子频偏估计器输入的频偏的增益，并将该计算结果作为第二增益输出：

$e^{\mathrm{j\&pi;}[{\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{iu}}(2k/N-1/L_u)+{\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}}_i(1/L_i-1/L_u)]}\frac{q_i\sin (\mathrm{\&pi;}{\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}}_i/L_i)}{L_i\sin [\mathrm{\&pi;}({\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{iu}}+{\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}}_i)/L_u]}$

这里L_i表示用户码元在第i个用户的发射机中被重复的次数，q_i表示第i个块中初始相位偏离量；

第三增益计算器，用于根据下面的方程计算第i个其它用户的从第i个子频偏估计器输入的频偏的增益，并将该计算结果作为第三增益输出：

$e^{\mathrm{j\&pi;}\left[{\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{iu}}(2k/N-1/L_i)\right]}\frac{q_i\sin (\mathrm{\&pi;}{\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}}_i/L_i)}{L_i\sin [\mathrm{\&pi;}({\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{iu}}+{\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}}_i)/L_i]}$

这里，M_iu＝N_i/N_u＝L_u/L_i；

第四乘法器，用于将从信号放大器和衰减器输入的放大结果乘以第二增益并将乘法结果输出；

第五乘法器，用于将从信号放大器和衰减器输入的衰减结果乘以第三增益并将乘法结果输出；

第三选择器，用于响应于从比较器输入的比较结果选择从第四和第五乘法器输入的一个乘法结果，然后输出该选择结果作为第i个干扰。

13.根据权利要求10的设备，其中反馈信号发生器包括：

第六乘法器，用于将从第一增益计算器输入的第一增益乘以从第一选择器输入的选择信号并将乘法结果输出；和

第一到第U-1个减法器，

其中，第i个减法器从第i个其它用户的接收信号减去第一到第U-1个干扰中除第i个干扰之外的干扰和第六乘法器的乘法结果，然后输出减法结果作为在第i个子频偏估计器中使用的反馈信号。

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