JP4707577B2 - 周波数分割多重送受信装置及び送受信方法 - Google Patents
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Description
本発明は、移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送受信する周波数分割多重送受信装置及び送受信方法に係わり、特に送信シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施して送信する周波数分割多重送受信装置及び送受信方法に関する。
直接拡散符号分割多元接続DS-CDMA(Direct Sequence-Code Division Multiple Access)は、狭帯域の送信信号に拡散符号を乗算することにより、該送信信号を広帯域に拡散して伝送する。かかるDS-CDMAにおいて、各移動局が拡散率SFの拡散符号を送信信号に乗算して伝送すると情報伝送速度は１/SFになる。このため、TDMAと同等の周波数利用効率を実現するために、DS-CDMAではSF個分の移動局の信号を収容する必要がある。しかし、実際の上りリンクにおける無線伝搬環境では各移動局から基地局までの伝搬条件の相違、例えば、伝播遅延時間や伝播路変動の相違に起因して、各移動局からの信号が相互に干渉し合うマルチアクセス干渉MAI(Multiple Access Interference)の影響が支配的になり、周波数利用率が低減する。
このため、次世代移動通信方式において、MAIの影響を低減できる無線変調方式としてIFDMA（Interleaved Frequency Division Multiple Access）が検討されている(特許文献1及び非特許文献１参照)。このIFDMA変調方式は、移動局固有の速度で変化する位相を送信信号に乗算して伝送することにより、各移動局からの信号が周波数軸上で相互に重なり合わない様に配置してMAIを低減する。
このため、次世代移動通信方式において、MAIの影響を低減できる無線変調方式としてIFDMA（Interleaved Frequency Division Multiple Access）が検討されている(特許文献1及び非特許文献１参照)。このIFDMA変調方式は、移動局固有の速度で変化する位相を送信信号に乗算して伝送することにより、各移動局からの信号が周波数軸上で相互に重なり合わない様に配置してMAIを低減する。
図21はIFDMA変調方式を採用した移動局の構成図、図22はIFDMAシンボルの説明図である。チャネル符号化部1aは、入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部1bはチャネル符号化されたデータ列を例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。IFDMAにおける1フレーム期間に送信するシンボルをIFDMAシンボルと称し、１つのIFDMAシンボルは図22（a)に示すようにQ個のシンボルS0,S1,S2,S3 (図ではQ=4)で構成されている。
シンボル繰り返し・並び替え部1cは、IFDMAシンボルを構成する4個のシンボルS0,S1,S2,S3の時間領域をそれぞれ圧縮して各シンボルをL回(図ではL=4)繰り返し発生すると共に、該シンボル繰り返し系列を並び替えてシンボル系列S0,S1,S2,S3と同じ配列にする(図22(b))。シンボル繰り返し周期をTcとすれば、シンボル繰り返し周期Tsは、Ts=Tc×Qの関係がある。位相回転部1dは、複素乗算器CMLにより繰り返しシンボル列の各シンボルに対して移動局固有の位相回転を施し(図22(c))、無線送信部1eは位相回転部1dから入力する信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
シンボル繰り返し・並び替え部1cは、IFDMAシンボルを構成する4個のシンボルS0,S1,S2,S3の時間領域をそれぞれ圧縮して各シンボルをL回(図ではL=4)繰り返し発生すると共に、該シンボル繰り返し系列を並び替えてシンボル系列S0,S1,S2,S3と同じ配列にする(図22(b))。シンボル繰り返し周期をTcとすれば、シンボル繰り返し周期Tsは、Ts=Tc×Qの関係がある。位相回転部1dは、複素乗算器CMLにより繰り返しシンボル列の各シンボルに対して移動局固有の位相回転を施し(図22(c))、無線送信部1eは位相回転部1dから入力する信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
送信シンボル系列S0,S1,S2,S3の時間領域を圧縮して各送信シンボルを所定回数(L回)繰り返し、繰り返しシンボル列の各シンボルをシンボル系列S0,S1,S2,S3と同じ配列となるように並び替えると図23の(a)に示すように並び替え後の繰り返しシンボル列は櫛歯形状の周波数スペクトラムを有するようになる。また、この並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施すと、該櫛歯形状の周波数スペクトラムのスペクトラム位置が図23の(a)〜(d)に示すようにシフトし、周波数分割多重送信が可能になる。すなわち、位相回転部1dの出力信号の周波数スペクトラムは、位相回転速度が零の場合、図23(a)に示す櫛歯形状の周波数スペクトラム特性を示し、単位時間Tc当たりの位相回転変化量(周波数)が大きくなるにつれて周波数スペクトラムは図23(a)〜(d)に示すようにシフトする。
数値制御発振器NCO(Numerical Controlled Oscillator)1gは単位時間Tc毎に位相回転量θを計算し、位相回転部1dの複素乗算器CMLは繰り返しシンボル列の各シンボルに対して移動局固有の位相回転を施して周波数シフト処理を行う。
Q個のシンボルをL回繰り返したときのNCO 1gから出力する位相θk(t)は次式
により表される。ただし、Wはシンボル周波数、kは移動局に応じた値で0,1,2,…L-1のいずれかである。NCO 1gは(1)式により計算した位相θk(t)をθとしてTcの周期で出力し、IFDMA周期（＝L・Q・Tc＝16Tc）で位相回転量が2πとなるようにする（位相が1周するようにする）。
数値制御発振器NCO(Numerical Controlled Oscillator)1gは単位時間Tc毎に位相回転量θを計算し、位相回転部1dの複素乗算器CMLは繰り返しシンボル列の各シンボルに対して移動局固有の位相回転を施して周波数シフト処理を行う。
Q個のシンボルをL回繰り返したときのNCO 1gから出力する位相θk(t)は次式
NCO 1gにおいて、周波数シフト設定部1hは、単位時間Tc毎の位相回転変化量（角速度）Δωを設定する部分で、パラメータk, L, Qを用いて次式
により角速度Δωを計算して出力する。回転位相量決定部1iは、加算器ADDと遅延時間T（＝Tc）の遅延部DLYを備え、単位時間Tc毎に次式
θ=θ+Δω (3)
の演算を行なって回転位相量θをΔωづつ増加して出力する。変換部1jは、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部1dに入力する。位相回転部1dは繰り返しシンボル列を構成するシンボルをS(=X+jY)とすれば、次式
（X+jY）×(x+jy)
の演算を行なって演算結果を出力する。実際には、位相回転部1dの複素乗算部CMLは実数部、虚数部毎に（Xｘ−Yy）,(Xy+Yx)を演算して出力する。
θ=θ+Δω (3)
の演算を行なって回転位相量θをΔωづつ増加して出力する。変換部1jは、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部1dに入力する。位相回転部1dは繰り返しシンボル列を構成するシンボルをS(=X+jY)とすれば、次式
（X+jY）×(x+jy)
の演算を行なって演算結果を出力する。実際には、位相回転部1dの複素乗算部CMLは実数部、虚数部毎に（Xｘ−Yy）,(Xy+Yx)を演算して出力する。
k=0であれば、位相回転変化量Δω=0であるため、周波数スペクトラムは図23(a)に示すようになる。ｋ＝１であれば、(2)式より位相回転変化量Δω=2π/L×Qとなり、Q=L=4とすれば図24(c)に示すように位相がπ/8づつ変化し、周波数スペクトラムは図24(d)あるいは図23(b)に示すようになる。また、ｋ＝2であれば、(2)式より位相回転変化量Δω=4π/L×Qとなる。Q=L=4とすればTc毎に位相がπ/4づつ変化し、周波数スペクトラムは図23(c)に示すようになる。また、ｋ＝3であれば、(2)式より位相回転変化量Δω=6π/L×Qとなる。Q=L=4とすればTc毎に位相が3π/8づつ変化し、周波数スペクトラムは図23(d)に示すようになる。この結果、複数の移動局が同一の基地局に同時に接続した場合であっても、各移動局の周波数スペクトラムは周波数軸上で直交することになり、お互いの送信信号の干渉を低減できる。
図25はIFDMA変調方式を採用した移動局の別の構成図、図26はIFDMA変調送信の動作説明図である。図25に示す移動局は送信シンボルを拡散コードで拡散し、拡散により得られた拡散チップ系列の時間領域を圧縮して繰り返し、得られたチップ繰り返し系列の位相を単位時間Tc毎に回転する。
チャネル符号化部1aは、入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部1bはチャネル符号化されたデータを例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。１つのIFDMAシンボルは図26（a）に示すようにQ個のシンボル(図ではQ=2)で構成されている。
拡散符号乗算部1mは、シンボルS0,S1に拡散率SF(図ではSF=2)の拡散符号c0,0,c0,1,c1,0,c1,1を乗算して拡散後チップ系列を生成する(図21(b))。この結果、1つのIFDMAシンボルはQ×SF(=4個)のチップC00,C01,C10,C11で構成される。
チップ繰返し部1nは、該拡散後チップ系列を構成する4個のチップC00,C01,C10,C11の時間領域をそれぞれ圧縮して各チップをCRF回(図ではCRF=4)、繰り返し発生すると共に、該チップ繰り返し系列を並び替えて元のチップ系列C00,C01,C10,C11と同じ配列にする(図26(c),(d))。ここで、繰返し数CRFはChip Repetition Factor の略である。チップ繰り返し周期をTcとすれば繰り返しチップ列の周期TsはTc×Q×SFとなる。
位相回転部1dは、複素乗算器CMLによりチップ繰り返し系列に対して移動局固有の位相回転を施し(図26(e))、無線送信部1eは入力信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
チャネル符号化部1aは、入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部1bはチャネル符号化されたデータを例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。１つのIFDMAシンボルは図26（a）に示すようにQ個のシンボル(図ではQ=2)で構成されている。
拡散符号乗算部1mは、シンボルS0,S1に拡散率SF(図ではSF=2)の拡散符号c0,0,c0,1,c1,0,c1,1を乗算して拡散後チップ系列を生成する(図21(b))。この結果、1つのIFDMAシンボルはQ×SF(=4個)のチップC00,C01,C10,C11で構成される。
チップ繰返し部1nは、該拡散後チップ系列を構成する4個のチップC00,C01,C10,C11の時間領域をそれぞれ圧縮して各チップをCRF回(図ではCRF=4)、繰り返し発生すると共に、該チップ繰り返し系列を並び替えて元のチップ系列C00,C01,C10,C11と同じ配列にする(図26(c),(d))。ここで、繰返し数CRFはChip Repetition Factor の略である。チップ繰り返し周期をTcとすれば繰り返しチップ列の周期TsはTc×Q×SFとなる。
位相回転部1dは、複素乗算器CMLによりチップ繰り返し系列に対して移動局固有の位相回転を施し(図26(e))、無線送信部1eは入力信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
位相回転部1dの出力信号の周波数スペクトラムは、位相回転速度が零であれば図23(a)に示すような周波数スペクトラム特性を示し、単位時間Tc当たりの位相回転変化量(周波数)が大きくなるにつれて周波数スペクトラムは図23(a)〜(d)に示すようにシフトする。
数値制御発振器NCO(Numerical Controlled Oscillator)1gは単位時間Tc毎に位相回転量θを計算し、位相回転部1dの複素乗算器CMLは繰り返しチップ列の各チップに対して移動局固有の位相回転を施して周波数シフト処理を行う。NCO 1gから出力する位相θk(t)は次式
により表される。ただし、kは移動局に応じた値で0,1,2,…CRF-1のいずれかである。NCO 1gは(4)式により計算した位相θk(t)をθとしてTcの周期で出力し、IFDMA周期（＝16Tc）で位相回転量が2πとなるようにする（位相が1周するようにする）。
数値制御発振器NCO(Numerical Controlled Oscillator)1gは単位時間Tc毎に位相回転量θを計算し、位相回転部1dの複素乗算器CMLは繰り返しチップ列の各チップに対して移動局固有の位相回転を施して周波数シフト処理を行う。NCO 1gから出力する位相θk(t)は次式
NCO 1gにおいて、周波数シフト設定部1hは、単位時間Tc毎の位相回転変化量（角速度）Δωを設定する部分で、パラメータk, CRF, Q,SFを用いて次式
により角速度Δωを計算して出力する。回転位相量決定部1iは、加算器ADDと遅延時間T（＝Tc）の遅延部DLYを備え、単位時間Tc毎に次式
θ=θ+Δω （6）
の演算を行なって回転位相量θをΔωづつ増加して出力する。変換部1jは、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部1dに入力する。位相回転部1dは繰り返しチップ列の各チップに対して移動局固有の位相回転を施して周波数シフト処理を行う。
以上より、k=0であれば、位相回転変化量Δω=0であるため、周波数スペクトラムは図23(a)に示すようになる。ｋ＝１であれば、(5)式より位相回転変化量Δω=2π/CRF×SF×Qとなり、Q=SF=2,CRF=4とすれば位相がπ/8づつ変化し、周波数スペクトラムは図23(b)に示すようになる。また、ｋ＝2であれば、(5)式より位相回転変化量Δω=4π/ CRF×SF×Q となる。Q=SF=2,CRF=4とすればTc毎に位相がπ/4づつ変化し、周波数スペクトラムは図23(c)に示すようになる。また、ｋ＝3であれば、(5)式より位相回転変化量Δω=6π/CRF×SF×Q となる。Q=SF=2,CRF=4とすればTc毎に位相が3π/8づつ変化し、周波数スペクトラムは図23(d)に示すようになる。この結果、複数の移動局が同一の基地局に同時に接続した場合であっても、各移動局の周波数スペクトラムは周波数軸上で直交することになり、お互いの送信信号の干渉を低減できる。
θ=θ+Δω （6）
の演算を行なって回転位相量θをΔωづつ増加して出力する。変換部1jは、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部1dに入力する。位相回転部1dは繰り返しチップ列の各チップに対して移動局固有の位相回転を施して周波数シフト処理を行う。
以上より、k=0であれば、位相回転変化量Δω=0であるため、周波数スペクトラムは図23(a)に示すようになる。ｋ＝１であれば、(5)式より位相回転変化量Δω=2π/CRF×SF×Qとなり、Q=SF=2,CRF=4とすれば位相がπ/8づつ変化し、周波数スペクトラムは図23(b)に示すようになる。また、ｋ＝2であれば、(5)式より位相回転変化量Δω=4π/ CRF×SF×Q となる。Q=SF=2,CRF=4とすればTc毎に位相がπ/4づつ変化し、周波数スペクトラムは図23(c)に示すようになる。また、ｋ＝3であれば、(5)式より位相回転変化量Δω=6π/CRF×SF×Q となる。Q=SF=2,CRF=4とすればTc毎に位相が3π/8づつ変化し、周波数スペクトラムは図23(d)に示すようになる。この結果、複数の移動局が同一の基地局に同時に接続した場合であっても、各移動局の周波数スペクトラムは周波数軸上で直交することになり、お互いの送信信号の干渉を低減できる。
ところで、移動局は通常バッテリで動作しており、通話可能時間を長くするために無線部の送信アンプに高効率が要求されている。また、送信アンプには送信信号が歪まないようにリニア特性が要求されている。送信アンプの入出力特性は図27に示すように入力電力が低い状態ではリニア特性を示しているが、入力電力が大きくなってPmax以上になると点線で示すように非線形になる。この非線形特性により入力電力がPmax以上になると非線形歪が発生する。
高効率で送信アンプを使用するために動作点をPmaxに近づけると、送信信号が大きいときに入力電力がPmaxを越えて歪が発生し、一方、歪が発生しないように動作点を小さくして使用すると送信アンプの効率が低下する。この相反する要求にこたえるため、送信信号のPAPR(Peak to Average Power Ratio)を小さくすることが重要である。PAPRとは送信信号のピーク電力値と平均電力値の比である。PAPRが大きい場合、アンプの動作点をPmaxに近づけると送信信号のピーク時にアンプから出力される信号が歪むが、PAPRが小さければ送信信号のピーク時にアンプから出力される信号が歪まず、アンプを能率よく使用できる。
CDMA変調方式においてピークファクタ削減を目的とする従来技術がある(特許文献２参照)。この従来技術は、多重化されたCDMA信号が送信増幅器の入力制限値を越えた場合、所定のシンボル位置に近いデータに対して電力制御を行なうもので、ユーザのシンボルレートや所要SIRを考慮して電力レベル制御を行う。
特開２００４−２９７７５６号公報
特開２００５−５７５８２号公報
後藤他、「上りリンク可変拡散率・チップ繰り返しファクタ(VSCRF)-CDMA無線アクセスのマルチセル環境における特性評価」、社団法人 電子情報通信学会 Technical Report of IEICE. RCS2004-84 (204-06)
高効率で送信アンプを使用するために動作点をPmaxに近づけると、送信信号が大きいときに入力電力がPmaxを越えて歪が発生し、一方、歪が発生しないように動作点を小さくして使用すると送信アンプの効率が低下する。この相反する要求にこたえるため、送信信号のPAPR(Peak to Average Power Ratio)を小さくすることが重要である。PAPRとは送信信号のピーク電力値と平均電力値の比である。PAPRが大きい場合、アンプの動作点をPmaxに近づけると送信信号のピーク時にアンプから出力される信号が歪むが、PAPRが小さければ送信信号のピーク時にアンプから出力される信号が歪まず、アンプを能率よく使用できる。
CDMA変調方式においてピークファクタ削減を目的とする従来技術がある(特許文献２参照)。この従来技術は、多重化されたCDMA信号が送信増幅器の入力制限値を越えた場合、所定のシンボル位置に近いデータに対して電力制御を行なうもので、ユーザのシンボルレートや所要SIRを考慮して電力レベル制御を行う。
前記従来技術は、IFDMA変調方式における送信信号のPAPRを削減するものではない。
以上から本発明の目的は、IFDMA変調方式における送信信号のPAPRを削減することである。
本発明の別の目的は、送信信号のPAPRを削減することにより、送信アンプを効率よく、しかも歪が発生しないように使用することである。
以上から本発明の目的は、IFDMA変調方式における送信信号のPAPRを削減することである。
本発明の別の目的は、送信信号のPAPRを削減することにより、送信アンプを効率よく、しかも歪が発生しないように使用することである。
・第1の周波数分割多重送受信装置及び方法
本発明の第1の周波数分割多重送信装置は、移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信するものであり、チップ分解部、第1の位相回転部、チップ繰り返し・並び替え部、第2の位相回転部、送信部を備えている。チップ分解部は、送信シンボル列の各シンボルをチップに分解し、第1の位相回転部は前記分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施し、チップ繰り返し・並び替え部は位相回転後のチップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数（CRF回）繰り返し、得られた繰り返しチップ列の各チップを元のチップ列の配列と同じ配列となるように並び替え、第2の位相回転部は並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施し、送信部は前記位相回転されたチップを送信する。
第2の位相回転部は、位相回転に際して、前記繰り返しチップ列の各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/ CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する。
本発明の第1の周波数分割多重受信装置は、受信部、位相回転部、復調部を備えている。受信部は、前記送信装置より送信された繰り返しチップ列の各チップを受信し、位相回転部は移動局毎に、前記繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相回転を該受信チップに施し、復調部は該位相回転部から出力する同一チップ成分の偶数番目または奇数番目のチップに−π/2またはπ/2の位相回転を施して合成して送信シンボルを復調する。
本発明の第1の周波数分割多重送信装置は、移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信するものであり、チップ分解部、第1の位相回転部、チップ繰り返し・並び替え部、第2の位相回転部、送信部を備えている。チップ分解部は、送信シンボル列の各シンボルをチップに分解し、第1の位相回転部は前記分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施し、チップ繰り返し・並び替え部は位相回転後のチップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数（CRF回）繰り返し、得られた繰り返しチップ列の各チップを元のチップ列の配列と同じ配列となるように並び替え、第2の位相回転部は並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施し、送信部は前記位相回転されたチップを送信する。
第2の位相回転部は、位相回転に際して、前記繰り返しチップ列の各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/ CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する。
本発明の第1の周波数分割多重受信装置は、受信部、位相回転部、復調部を備えている。受信部は、前記送信装置より送信された繰り返しチップ列の各チップを受信し、位相回転部は移動局毎に、前記繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相回転を該受信チップに施し、復調部は該位相回転部から出力する同一チップ成分の偶数番目または奇数番目のチップに−π/2またはπ/2の位相回転を施して合成して送信シンボルを復調する。
・第2の周波数分割多重送受信装置及び方法
本発明の第2の周波数分割多重送信装置は、移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信するものであり、シンボル繰り返し・並び替え部、チップ分解部、第1の位相回転部、第2の位相回転部、送信部を有している。シンボル繰り返し・並び替え部は、送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数(CRF回)繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替え、チップ分解部は並び替え後の繰り返しシンボルをチップに分解し、第1の位相回転部は、前記分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施し、第2の位相回転部は位相回転後のチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施し、前記位相回転されたチップを送信する。
第2の位相回転部は、位相回転に際して、前記繰り返しチップの各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する。
本発明の第2の周波数分割多重受信装置は、受信部、第1の位相回転部、第2の位相回転部、復調部を備えている。受信部は、前記送信装置より送信された繰り返しチップ列の各チップを受信し、第1の位相回転部は移動局毎に、前記繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相回転を該受信チップに施し、第2の位相回転部は前記繰り返しチップ列の偶数番目または奇数番目のチップに−π/2またはπ/2の位相回転を施し、復調部は該第2の位相回転部から出力する同一チップ成分を合成して送信シンボルを復調する。
本発明の第2の周波数分割多重送信装置は、移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信するものであり、シンボル繰り返し・並び替え部、チップ分解部、第1の位相回転部、第2の位相回転部、送信部を有している。シンボル繰り返し・並び替え部は、送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数(CRF回)繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替え、チップ分解部は並び替え後の繰り返しシンボルをチップに分解し、第1の位相回転部は、前記分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施し、第2の位相回転部は位相回転後のチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施し、前記位相回転されたチップを送信する。
第2の位相回転部は、位相回転に際して、前記繰り返しチップの各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する。
本発明の第2の周波数分割多重受信装置は、受信部、第1の位相回転部、第2の位相回転部、復調部を備えている。受信部は、前記送信装置より送信された繰り返しチップ列の各チップを受信し、第1の位相回転部は移動局毎に、前記繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相回転を該受信チップに施し、第2の位相回転部は前記繰り返しチップ列の偶数番目または奇数番目のチップに−π/2またはπ/2の位相回転を施し、復調部は該第2の位相回転部から出力する同一チップ成分を合成して送信シンボルを復調する。
本発明の第1の周波数分割多重送信装置及び方法によれば、送信シンボル列の各シンボルをチップに分解し、分解したチップの偶数または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施し、位相回転後のチップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数（CRF回）繰り返し、得られた繰り返しチップ列の各チップを元のチップ列の配列と同じ配列となるように並び替え、並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施し、前記位相回転されたチップを送信するようにしたから、隣接チップ間の位相差を１つおきに±π/2にでき、これによりチップ間の位相差が極力πとならないようにでき、結果的にIFDMA変調方式における送信信号のピークを抑圧し、PAPRを小さくすることができる。
また、前記繰り返しチップ列の各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/ CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化するようにしたから、隣接シンボル間の位相差を１つおきに確実に±π/2にでき、IFDMA変調方式における送信信号のPAPR削減量を大きくすることができる。この結果、送信アンプをより効率よく、しかも歪が発生しないように使用することができる。
本発明の第1の周波数分割多重受信装置及び方法によれば、上記の送信方法に従って送信された送信シンボルを正しく復調することができる。
本発明の第2の周波数分割多重送信及び方法によれば、送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数(CRF回)繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替え、並び替え後の繰り返しシンボルをチップに分解し、前記分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施し、位相回転後のチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施し、前記位相回転されたチップを送信するようにしたから、隣接チップ間の位相差を１つおきに±π/2にでき、これによりチップ間の位相差が極力πとならないようにでき、結果的にIFDMA変調方式における送信信号のピークを抑圧し、PAPRを小さくすることができる。
また、前記繰り返しチップ列の各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/ CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化するようにしたから、隣接シンボル間の位相差を１つおきに確実に±π/2にでき、IFDMA変調方式における送信信号のPAPR削減量を大きくすることができる。この結果、送信アンプをより効率よく、しかも歪が発生しないように使用することができる。
本発明の第2の周波数分割多重受信装置及び方法によれば、上記の送信方法に従って送信された送信シンボルを正しく復調することができる。
本発明の第3の周波数分割多重送信装置及び方法によれば、隣り合う拡散コード間の位相差が±π/2とm・π/2(mは整数)とを交互に繰り返す拡散符号を送信シンボル列の各シンボルに乗算し、前記乗算により得られたチップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数(CRF回)繰り返し、得られた繰り返しチップ列の各チップを元のチップ列と同じ配列になるように並び替え、並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施すようにしたから、隣接チップ間の位相差を１つおきに±π/2にでき、これによりチップ間の位相差が極力πとならないようにでき、結果的にIFDMA変調方式における送信信号のピークを抑圧し、PAPRを小さくすることができる。
また、前記繰り返しチップ列の各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/ CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化するようにしたから、隣接シンボル間の位相差を１つおきに確実に±π/2にでき、IFDMA変調方式における送信信号のPAPR削減量を大きくすることができる。この結果、送信アンプをより効率よく、しかも歪が発生しないように使用することができる。
本発明の第3の周波数分割多重受信装置及び方法によれば、上記の送信方法に従って送信された送信シンボルを正しく復調することができる。
また、前記繰り返しチップ列の各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/ CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化するようにしたから、隣接シンボル間の位相差を１つおきに確実に±π/2にでき、IFDMA変調方式における送信信号のPAPR削減量を大きくすることができる。この結果、送信アンプをより効率よく、しかも歪が発生しないように使用することができる。
本発明の第1の周波数分割多重受信装置及び方法によれば、上記の送信方法に従って送信された送信シンボルを正しく復調することができる。
本発明の第2の周波数分割多重送信及び方法によれば、送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数(CRF回)繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替え、並び替え後の繰り返しシンボルをチップに分解し、前記分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施し、位相回転後のチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施し、前記位相回転されたチップを送信するようにしたから、隣接チップ間の位相差を１つおきに±π/2にでき、これによりチップ間の位相差が極力πとならないようにでき、結果的にIFDMA変調方式における送信信号のピークを抑圧し、PAPRを小さくすることができる。
また、前記繰り返しチップ列の各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/ CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化するようにしたから、隣接シンボル間の位相差を１つおきに確実に±π/2にでき、IFDMA変調方式における送信信号のPAPR削減量を大きくすることができる。この結果、送信アンプをより効率よく、しかも歪が発生しないように使用することができる。
本発明の第2の周波数分割多重受信装置及び方法によれば、上記の送信方法に従って送信された送信シンボルを正しく復調することができる。
本発明の第3の周波数分割多重送信装置及び方法によれば、隣り合う拡散コード間の位相差が±π/2とm・π/2(mは整数)とを交互に繰り返す拡散符号を送信シンボル列の各シンボルに乗算し、前記乗算により得られたチップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数(CRF回)繰り返し、得られた繰り返しチップ列の各チップを元のチップ列と同じ配列になるように並び替え、並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施すようにしたから、隣接チップ間の位相差を１つおきに±π/2にでき、これによりチップ間の位相差が極力πとならないようにでき、結果的にIFDMA変調方式における送信信号のピークを抑圧し、PAPRを小さくすることができる。
また、前記繰り返しチップ列の各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/ CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化するようにしたから、隣接シンボル間の位相差を１つおきに確実に±π/2にでき、IFDMA変調方式における送信信号のPAPR削減量を大きくすることができる。この結果、送信アンプをより効率よく、しかも歪が発生しないように使用することができる。
本発明の第3の周波数分割多重受信装置及び方法によれば、上記の送信方法に従って送信された送信シンボルを正しく復調することができる。
・本発明の原理
チャネル符号化されたデータ列をQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換して送信する場合、シンボルの信号点が図１（a）のIQ複素平面において
（−１，−１）→（１，１）→（１，１）→（−１，−１） (A)
と変化する場合に、送信アンプに入力する送信信号のピークが大きくなる。すなわち、上記のように対角線方向の信号点変化があると送信信号にピークが発生する。なお、ピークが発生するシンボル変化は、上記の変化に限らず、
（１，１）→（−１，−１）→（−１，−１）→（１，１） (B)
（１，−１）→（−１，１）→（−１，１）→（１，−１） (C)
（−１，１）→（１，−１）→（１，−１）→（−１，１） (D)
と変化する場合にも発生する。図１（B）は上記(C)の信号点変化説明図である。すなわち、隣り合うシンボル間の位相がπ→0→πと変化する場合にピークが発生する。
そこで、本発明では上記変化が発生しないように送信シンボル列の各シンボルをチップに分解し、分解したチップの偶数または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施し、隣接チップ間の位相差を１つおきに±π/2にし、これによりチップ間の位相差が極力πとならないようにして送信信号のピークを抑圧し、PAPRを小さくする。
チャネル符号化されたデータ列をQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換して送信する場合、シンボルの信号点が図１（a）のIQ複素平面において
（−１，−１）→（１，１）→（１，１）→（−１，−１） (A)
と変化する場合に、送信アンプに入力する送信信号のピークが大きくなる。すなわち、上記のように対角線方向の信号点変化があると送信信号にピークが発生する。なお、ピークが発生するシンボル変化は、上記の変化に限らず、
（１，１）→（−１，−１）→（−１，−１）→（１，１） (B)
（１，−１）→（−１，１）→（−１，１）→（１，−１） (C)
（−１，１）→（１，−１）→（１，−１）→（−１，１） (D)
と変化する場合にも発生する。図１（B）は上記(C)の信号点変化説明図である。すなわち、隣り合うシンボル間の位相がπ→0→πと変化する場合にピークが発生する。
そこで、本発明では上記変化が発生しないように送信シンボル列の各シンボルをチップに分解し、分解したチップの偶数または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施し、隣接チップ間の位相差を１つおきに±π/2にし、これによりチップ間の位相差が極力πとならないようにして送信信号のピークを抑圧し、PAPRを小さくする。
（A）第1実施例
図2は第１実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図、図3は周波数分割多重送信装置の動作説明図である。第1実施例の周波数分割多重送信装置は移動局として利用することができ、以降の実施例の周波数分割多重送信装置も同様である。
チャネル符号化部11は、入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部12はチャネル符号化されたデータ列を例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。１つのIFDMAシンボルは図3(a)に示すようにQ個のシンボルS0,S1 (図ではQ=2)で構成されている。
チップ分解部13は送信シンボルの各シンボルをSF個(図ではSF=2)のチップに分解し（図3（b））、π/2位相回転部14は分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す(図3（c）)。図では奇数番目のチップにπ/2の位相回転を施す。なお、位相回転を施されたチップに′を付している。
チップ繰り返し・並び替え部15は、チップ列を構成するQ×SF(=4)個のチップS0,S0′,S1,S1′の時間領域をそれぞれ圧縮して各チップをCRF回(図ではCRF=4)繰り返し発生すると共に、該チップ繰り返し系列を並び替えてチップ系列S0,S0′,S1,S1′と同じ配列にする(図3(d))。チップ繰り返し周期Tsは、Ts=Tc×SF×Qの関係がある。
位相回転部16は、複素乗算器CMLにより繰り返しチップ列の各チップに対して移動局固有の位相回転を施し、無線送信部17は位相回転部16から入力する信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
図2は第１実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図、図3は周波数分割多重送信装置の動作説明図である。第1実施例の周波数分割多重送信装置は移動局として利用することができ、以降の実施例の周波数分割多重送信装置も同様である。
チャネル符号化部11は、入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部12はチャネル符号化されたデータ列を例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。１つのIFDMAシンボルは図3(a)に示すようにQ個のシンボルS0,S1 (図ではQ=2)で構成されている。
チップ分解部13は送信シンボルの各シンボルをSF個(図ではSF=2)のチップに分解し（図3（b））、π/2位相回転部14は分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す(図3（c）)。図では奇数番目のチップにπ/2の位相回転を施す。なお、位相回転を施されたチップに′を付している。
チップ繰り返し・並び替え部15は、チップ列を構成するQ×SF(=4)個のチップS0,S0′,S1,S1′の時間領域をそれぞれ圧縮して各チップをCRF回(図ではCRF=4)繰り返し発生すると共に、該チップ繰り返し系列を並び替えてチップ系列S0,S0′,S1,S1′と同じ配列にする(図3(d))。チップ繰り返し周期Tsは、Ts=Tc×SF×Qの関係がある。
位相回転部16は、複素乗算器CMLにより繰り返しチップ列の各チップに対して移動局固有の位相回転を施し、無線送信部17は位相回転部16から入力する信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
数値制御発振器NCO(Numerical Controlled Oscillator)18は単位時間Tc毎に位相回転量θを計算し、位相回転部16の複素乗算器CMLは繰り返しチップ列の各チップに対して移動局固有の位相回転を施して周波数シフト処理を行う。
NCO 18おいて、周波数シフト設定部21は、単位時間Tc毎の位相回転変化量（角速度）Δωを設定する部分で、パラメータk, L, Qを用いて(5)式により角速度Δωを計算して出力する。回転位相量決定部22は、遅延時間設定部23で設定された遅延時間T（＝Tc）の遅延部DLYと加算器ADDとを備え、単位時間T毎に(6)式の演算を行なって回転位相量θをΔωづつ増加して出力する。変換部24は、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部16に入力する。位相回転部16は繰り返しシンボル列を構成するシンボルをS(=X+jY)とすれば、次式
（X+jY）×(x+jy)
の演算を行なって演算結果を出力する。実際には、位相回転部15の複素乗算部CMLは実数部、虚数部毎に（Xｘ−Yy）,(Xy+Yx)を演算して出力する。
第1実施例によれば、図3（d）に示すように、隣接チップ間の位相差を１つおきに±π/2にでき、これによりチップ間の位相差が極力πとならないようにでき、結果的にIFDMA変調方式における送信信号のピークを抑圧し、PAPRを小さくすることができる。
NCO 18おいて、周波数シフト設定部21は、単位時間Tc毎の位相回転変化量（角速度）Δωを設定する部分で、パラメータk, L, Qを用いて(5)式により角速度Δωを計算して出力する。回転位相量決定部22は、遅延時間設定部23で設定された遅延時間T（＝Tc）の遅延部DLYと加算器ADDとを備え、単位時間T毎に(6)式の演算を行なって回転位相量θをΔωづつ増加して出力する。変換部24は、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部16に入力する。位相回転部16は繰り返しシンボル列を構成するシンボルをS(=X+jY)とすれば、次式
（X+jY）×(x+jy)
の演算を行なって演算結果を出力する。実際には、位相回転部15の複素乗算部CMLは実数部、虚数部毎に（Xｘ−Yy）,(Xy+Yx)を演算して出力する。
第1実施例によれば、図3（d）に示すように、隣接チップ間の位相差を１つおきに±π/2にでき、これによりチップ間の位相差が極力πとならないようにでき、結果的にIFDMA変調方式における送信信号のピークを抑圧し、PAPRを小さくすることができる。
（B）第2実施例
第1実施例ではではチップ列の偶数番目または奇数番目のチップの位相をπ/2あるいは−π/2回転させてPAPRの低減を行なう。しかし、第1実施例では、位相回転部16においても移動局固有の周波数シフトを行っている。このため、移動局固有の周波数によってはPAPRの低減が図れない場合がある。図4はかかる場合を説明するための動作説明図であり、Q=1,SF=2,CRF=4の場合であり、図4(a)〜(d)は図3(a)〜(d)に対応する。
繰り返しチップ列（図4（d））の各シンボルに施される位相回転量θは(6)式により与えられる。Q=1,SF=2,CRF=4、k=2とすれば、位相回転部16において各チップに順次π/2づつ増加する位相回転が施される。この結果、各チップの位相回転量は(e),(f)に示すようになリ、周波数スペクトラムは(h)に示すようになる。
以上より、π/2位相回転部14と位相回転部16の両方において各チップC0,C1,C2,C3,C4,C5,C6,C7に施されるトータルの位相回転量は図5に示すようになる。図5より明らかなように各シンボルに施される位相回転量はπの整数倍である。このため、送信シンボルによっては隣接チップ間の位相差を１つおきに確実に±π/2にできず、これによりチップ間の位相差がπとなる回数が多くなり、ピークが発生し、PAPRを効果的に小さくできなくなる。
図6は第1実施例において隣接チップ間の位相差が１つおきに±π/2とならない例で、Q=1,SF=2,CRF=4である。図6(a)に示すように、送信シンボルS0が(0,0)(=π/4)、送信シンボルS１が(1,0)(=3π/4)…であるとすれば、チップ分解後のチップ列の各チップの位相は（b）示すようにπ/4、π/4、3π/4、3π/4となる。
奇数チップにそれぞれにπ/2位相回転部14でπ/2の位相回転を施され、各チップの信号点の位相は(c)に示すようにπ/4、3π/4、3π/4、5π/4となる。
チップ繰り返し・並び替え部15は、各チップS0,S0′,S1,S1′の時間領域をそれぞれ圧縮して各チップを4回繰り返し発生すると共に並び替える(図6(d))。この時点では（e）に示すように隣接チップ間の位相差が１つおきに±π/2となっている。
位相回転部16は、k=2,CRF=4,Q=1,SF=2の場合、繰り返しシンボル列の各シンボルに対して図６(f)に示す移動局固有の位相回転を施す。この結果、無線送信部16に入力する繰り返しシンボル列の各シンボルの位相は、図６(g)に示すようになり、（h）に示すように隣接チップ間の位相差が１つおきに±π/2とならず、しかも、隣り合うチップ間の位相がπ→0→πと変化する場合が多数発生し、送信信号にピーク(オーバーシュート)が発生する。
以上を考慮して、第2実施例は、位相回転部16において繰り返しチップル列の各チップに施す位相回転量を繰り返しチップ列の周期Ts(=Tc×Q×SF)でk・2π/CRF づつを変化させる。ただし、kは移動局固有の整数である。これにより、kにより周波数スペクトラムが変化するようにしつつ、繰り返しチップ列の各チップC0,C1,C2,C3,C4,C5,C6,C7（図4（g）参照)において、隣接チップ間の位相差を１つおきに確実に±π/2にする。
第1実施例ではではチップ列の偶数番目または奇数番目のチップの位相をπ/2あるいは−π/2回転させてPAPRの低減を行なう。しかし、第1実施例では、位相回転部16においても移動局固有の周波数シフトを行っている。このため、移動局固有の周波数によってはPAPRの低減が図れない場合がある。図4はかかる場合を説明するための動作説明図であり、Q=1,SF=2,CRF=4の場合であり、図4(a)〜(d)は図3(a)〜(d)に対応する。
繰り返しチップ列（図4（d））の各シンボルに施される位相回転量θは(6)式により与えられる。Q=1,SF=2,CRF=4、k=2とすれば、位相回転部16において各チップに順次π/2づつ増加する位相回転が施される。この結果、各チップの位相回転量は(e),(f)に示すようになリ、周波数スペクトラムは(h)に示すようになる。
以上より、π/2位相回転部14と位相回転部16の両方において各チップC0,C1,C2,C3,C4,C5,C6,C7に施されるトータルの位相回転量は図5に示すようになる。図5より明らかなように各シンボルに施される位相回転量はπの整数倍である。このため、送信シンボルによっては隣接チップ間の位相差を１つおきに確実に±π/2にできず、これによりチップ間の位相差がπとなる回数が多くなり、ピークが発生し、PAPRを効果的に小さくできなくなる。
図6は第1実施例において隣接チップ間の位相差が１つおきに±π/2とならない例で、Q=1,SF=2,CRF=4である。図6(a)に示すように、送信シンボルS0が(0,0)(=π/4)、送信シンボルS１が(1,0)(=3π/4)…であるとすれば、チップ分解後のチップ列の各チップの位相は（b）示すようにπ/4、π/4、3π/4、3π/4となる。
奇数チップにそれぞれにπ/2位相回転部14でπ/2の位相回転を施され、各チップの信号点の位相は(c)に示すようにπ/4、3π/4、3π/4、5π/4となる。
チップ繰り返し・並び替え部15は、各チップS0,S0′,S1,S1′の時間領域をそれぞれ圧縮して各チップを4回繰り返し発生すると共に並び替える(図6(d))。この時点では（e）に示すように隣接チップ間の位相差が１つおきに±π/2となっている。
位相回転部16は、k=2,CRF=4,Q=1,SF=2の場合、繰り返しシンボル列の各シンボルに対して図６(f)に示す移動局固有の位相回転を施す。この結果、無線送信部16に入力する繰り返しシンボル列の各シンボルの位相は、図６(g)に示すようになり、（h）に示すように隣接チップ間の位相差が１つおきに±π/2とならず、しかも、隣り合うチップ間の位相がπ→0→πと変化する場合が多数発生し、送信信号にピーク(オーバーシュート)が発生する。
以上を考慮して、第2実施例は、位相回転部16において繰り返しチップル列の各チップに施す位相回転量を繰り返しチップ列の周期Ts(=Tc×Q×SF)でk・2π/CRF づつを変化させる。ただし、kは移動局固有の整数である。これにより、kにより周波数スペクトラムが変化するようにしつつ、繰り返しチップ列の各チップC0,C1,C2,C3,C4,C5,C6,C7（図4（g）参照)において、隣接チップ間の位相差を１つおきに確実に±π/2にする。
（a）周波数分割多重送信装置
図7は第2実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図、図8は周波数分割多重送信装置の動作説明図であリ、Q=2,SF=2,CRF=4の場合である。
図7において図2の第1実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、数値制御発振器NCO(Numerical Controlled Oscillator)18が繰り返しシンボル列の周期Ts(＝Tc×Q×SF)毎に位相回転量θを計算し、位相回転部15の複素乗算器CMLが繰り返しシンボル列の各シンボルに対して該θの位相回転を施して周波数シフト処理を行う点である。NCO 18から出力する位相θk(t)は次式
により与えられる。ただし、kは移動局に応じた値で0,1,2,…CRF-1のいずれかであり、W=1/Ts、Ts=Q×SF×Tcである。従って、NCO 18から出力する位相θは繰り返しチップ列の周期Ts（= Q×SF×Tc )毎にk・２πCRF づつ増加し、IFDMA周期（＝４Ts）で1サイクルを形成する。
チャネル符号化部11は、入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部12はチャネル符号化されたデータ列を例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。１つのIFDMAシンボルは図8(a)に示すようにQ個のシンボルS0,S1 (図ではQ=2)で構成されている。
チップ分解部13は送信シンボル列の各シンボルをSF個(図ではSF=2)のチップに分解し（図8（b））、π/2位相回転部14は分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す(図8（c）)。図では奇数番目のチップにπ/2の位相回転を施す。なお、位相回転を施されたチップに′を付している。
チップ繰り返し・並び替え部15は、チップ列を構成するQ×SF(=4)個のチップS0,S0′,S1,S1′の時間領域をそれぞれ圧縮して各シンボルをCRF回(=4回)繰り返し発生すると共に該チップ繰り返し系列を並び替えてチップ系列S0,S0′,S1,S1′と同じ配列にする(図8(d))。
図7は第2実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図、図8は周波数分割多重送信装置の動作説明図であリ、Q=2,SF=2,CRF=4の場合である。
図7において図2の第1実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、数値制御発振器NCO(Numerical Controlled Oscillator)18が繰り返しシンボル列の周期Ts(＝Tc×Q×SF)毎に位相回転量θを計算し、位相回転部15の複素乗算器CMLが繰り返しシンボル列の各シンボルに対して該θの位相回転を施して周波数シフト処理を行う点である。NCO 18から出力する位相θk(t)は次式
チャネル符号化部11は、入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部12はチャネル符号化されたデータ列を例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。１つのIFDMAシンボルは図8(a)に示すようにQ個のシンボルS0,S1 (図ではQ=2)で構成されている。
チップ分解部13は送信シンボル列の各シンボルをSF個(図ではSF=2)のチップに分解し（図8（b））、π/2位相回転部14は分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す(図8（c）)。図では奇数番目のチップにπ/2の位相回転を施す。なお、位相回転を施されたチップに′を付している。
チップ繰り返し・並び替え部15は、チップ列を構成するQ×SF(=4)個のチップS0,S0′,S1,S1′の時間領域をそれぞれ圧縮して各シンボルをCRF回(=4回)繰り返し発生すると共に該チップ繰り返し系列を並び替えてチップ系列S0,S0′,S1,S1′と同じ配列にする(図8(d))。
位相回転部1６は、複素乗算器CMLにより繰り返しチップ列の各チップに対して移動局固有の位相回転を施す。具体的に位相回転部16は、各チップに施す位相回転量を図8(e)に示すように繰り返しシンボル列の周期Ts（=Tc×Q×SF）でk・２π/CRF づつ変化させる。ただし、kは移動局固有の整数で0,1,2,…CRF-1のいずれかである。無線送信部15は位相回転部16からの入力信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
図8(a)〜(d)に示すように、送信シンボル列の各シンボルをチップに分解し、分解したチップ列の奇数番目のチップにπ/2の位相回転を施し、位相回転後のチップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数繰り返し、得られた繰り返しチップ列の各チップを元のチップ列の配列と同じ配列となるように並び替えることにより、櫛歯形状の周波数スペクトラム(図8(h))が得られる。この並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに対して該繰り返しチップ列の周期Ts= Tc×Q×SF でk・2π/CRFづつ変化する位相回転を施すと、櫛歯形状の周波数スペクトラムのスペクトラム位置がkに依存して図23と同様にシフトする。
図8(a)〜(d)に示すように、送信シンボル列の各シンボルをチップに分解し、分解したチップ列の奇数番目のチップにπ/2の位相回転を施し、位相回転後のチップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数繰り返し、得られた繰り返しチップ列の各チップを元のチップ列の配列と同じ配列となるように並び替えることにより、櫛歯形状の周波数スペクトラム(図8(h))が得られる。この並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに対して該繰り返しチップ列の周期Ts= Tc×Q×SF でk・2π/CRFづつ変化する位相回転を施すと、櫛歯形状の周波数スペクトラムのスペクトラム位置がkに依存して図23と同様にシフトする。
NCO 18において、パラメータ設定部20は基地局から通知されたk，CRFを周波数シフト部21に設定し、周波数シフト設定部21はパラメータk, CRFを用いて繰り返しチップ列の周期Ts毎の位相回転変化量Δω(= k・２π/CRF)を計算して出力する。回転位相量決定部22は、加算器ADDと遅延時間T（=Tc×Q×SF）の遅延部DLYを備え、繰り返しシンボル列の周期Ts毎に次式
θ=θ+Δω
の演算を行なって回転位相量θをΔωづつ増加して出力する（図8(e)参照）。遅延時間設定部23は繰り返しシンボル列の周期Ts（=Tc×Q×SF)を遅延時間Tとして遅延部DLYに設定する。変換部24は、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部14に入力する。ｋ=2の場合、Ts毎の回転位相量θはπづつ変化し(図8(f)参照)、周波数スペクトラムは図8(h)に示すようになる。
位相回転部14の複素乗算器CMLは,繰り返しチップ列を構成するチップをS(=X+jY)とすれば、次式
（X+jY）×(x+jy)
の演算を行なって演算結果を出力する。実際には、複素乗算器CMLは実数部、虚数部毎に（Xｘ−Yy）,(Xy+Yx)を演算して出力する。
第2実施例の周波数分割多重送信装置によれば、k=2,CRF=4,Q=2,SF=2とすれば、繰り返しチップ列の各チップに位相回転部16において図8(f)に示す位相回転が施される。この結果、π/2位相回転部14と位相回転部16の両方において各チップC0,C1,C2,….C15(図8(g))に施される総位相回転量は図9に示すようになる。図9より明らかなように隣接チップ間の位相差が１つおきに±π/2となっており、IFDMA変調方式における送信信号のPAPR削減量を大きくすることができる。この結果、送信アンプをより効率よく、しかも歪が発生しないように使用することができる。
θ=θ+Δω
の演算を行なって回転位相量θをΔωづつ増加して出力する（図8(e)参照）。遅延時間設定部23は繰り返しシンボル列の周期Ts（=Tc×Q×SF)を遅延時間Tとして遅延部DLYに設定する。変換部24は、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部14に入力する。ｋ=2の場合、Ts毎の回転位相量θはπづつ変化し(図8(f)参照)、周波数スペクトラムは図8(h)に示すようになる。
位相回転部14の複素乗算器CMLは,繰り返しチップ列を構成するチップをS(=X+jY)とすれば、次式
（X+jY）×(x+jy)
の演算を行なって演算結果を出力する。実際には、複素乗算器CMLは実数部、虚数部毎に（Xｘ−Yy）,(Xy+Yx)を演算して出力する。
第2実施例の周波数分割多重送信装置によれば、k=2,CRF=4,Q=2,SF=2とすれば、繰り返しチップ列の各チップに位相回転部16において図8(f)に示す位相回転が施される。この結果、π/2位相回転部14と位相回転部16の両方において各チップC0,C1,C2,….C15(図8(g))に施される総位相回転量は図9に示すようになる。図9より明らかなように隣接チップ間の位相差が１つおきに±π/2となっており、IFDMA変調方式における送信信号のPAPR削減量を大きくすることができる。この結果、送信アンプをより効率よく、しかも歪が発生しないように使用することができる。
(b) 周波数分割受信装置
図10は周波数分割多重受信装置のブロック図であり、この周波数分割多重受信装置は基地局として利用することができる。
無線受信部31は無線信号を受信してベースバンド信号に周波数をダウンコンバートし、QPSK復調部32はベースバンド信号に対してQPSK復調処理を施し、AD変換器33は復調結果(シンボル)をディジタルに変換して位相回転部34に入力する。NCO 35は、周波数分割多重送信装置におけるNCO 18と同一の構成を備え、繰り返しチップ列の周期Ts（=Tc×Q)毎に次式
θ=θ−Δω (8)
の演算を行なって回転位相量θを−Δωづつ送信の場合と逆方向に回転する。
位相回転部34の複素乗算器CMLはAD変換器33より入力するチップに上式で計算される回転位相量θの位相回転を施して位相を元に戻し、図8(d)に示す繰り返しチップ列を発生してシンボル復調部36に入力する。シンボル復調部36は、繰り返しチップ列のチップS0,S0′を積算して送信シンボルS0を復調すると共に、繰り返しチップ列のチップS1,S1′を積算して送信シンボルS1を復調して出力する。すなわち、復調部36のスイッチ36aは2×Tcの周期で出力端子0〜1を切り替え、チップS0,S0′をπ/2位相回転部36b0に入力し、チップS1,S1′をπ/2位相回転部36b1に入力する。π/2位相回転部36b0は奇数番目のチップS0′に−π/2の位相回転を施してS0にし、積分器36c0はチップS0を積算して送信シンボルS0を復調し、同様にπ/2位相回転部36b1は奇数番目のチップS1′に−π/2の位相回転を施してS1にし、積分器36c1はチップS1を積算して送信シンボルS１を復調する。復号部37はシンボルS0,S1を入力されて誤り訂正復号処理を行って図示しないデータ処理部に入力する。なお、送信装置のπ/2位相回転部14において−π/2の位相回転をチップに施した場合にはπ/2位相回転部36b0、36b1はπ/2の位相回転を施す。
図10には、1つの移動局に対応する構成のみを示すが、移動局毎に位相回転部34、NCO 35、シンボル復調部36を設ける。
以上の周波数分割多重受信装置によれば、第2実施例の周波数分割多重送信装置より送信された送信シンボルを正しく復調することができる。
図10は周波数分割多重受信装置のブロック図であり、この周波数分割多重受信装置は基地局として利用することができる。
無線受信部31は無線信号を受信してベースバンド信号に周波数をダウンコンバートし、QPSK復調部32はベースバンド信号に対してQPSK復調処理を施し、AD変換器33は復調結果(シンボル)をディジタルに変換して位相回転部34に入力する。NCO 35は、周波数分割多重送信装置におけるNCO 18と同一の構成を備え、繰り返しチップ列の周期Ts（=Tc×Q)毎に次式
θ=θ−Δω (8)
の演算を行なって回転位相量θを−Δωづつ送信の場合と逆方向に回転する。
位相回転部34の複素乗算器CMLはAD変換器33より入力するチップに上式で計算される回転位相量θの位相回転を施して位相を元に戻し、図8(d)に示す繰り返しチップ列を発生してシンボル復調部36に入力する。シンボル復調部36は、繰り返しチップ列のチップS0,S0′を積算して送信シンボルS0を復調すると共に、繰り返しチップ列のチップS1,S1′を積算して送信シンボルS1を復調して出力する。すなわち、復調部36のスイッチ36aは2×Tcの周期で出力端子0〜1を切り替え、チップS0,S0′をπ/2位相回転部36b0に入力し、チップS1,S1′をπ/2位相回転部36b1に入力する。π/2位相回転部36b0は奇数番目のチップS0′に−π/2の位相回転を施してS0にし、積分器36c0はチップS0を積算して送信シンボルS0を復調し、同様にπ/2位相回転部36b1は奇数番目のチップS1′に−π/2の位相回転を施してS1にし、積分器36c1はチップS1を積算して送信シンボルS１を復調する。復号部37はシンボルS0,S1を入力されて誤り訂正復号処理を行って図示しないデータ処理部に入力する。なお、送信装置のπ/2位相回転部14において−π/2の位相回転をチップに施した場合にはπ/2位相回転部36b0、36b1はπ/2の位相回転を施す。
図10には、1つの移動局に対応する構成のみを示すが、移動局毎に位相回転部34、NCO 35、シンボル復調部36を設ける。
以上の周波数分割多重受信装置によれば、第2実施例の周波数分割多重送信装置より送信された送信シンボルを正しく復調することができる。
（C）第3実施例
図11は第3実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図、図12は周波数分割多重送信装置の動作説明図であり、図11において図2の第1実施例と同一部分には同一符号を付している。
第3実施例が第1実施例と異なる点は、（1）送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数(CRF回)繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替え、しかる後、チップ分解、π/2位相回転している点であり、その他の部分の動作は同じである。
チャネル符号化部11は、入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部12はチャネル符号化されたデータ列を例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。１つのIFDMAシンボルは図12(a)に示すようにQ個のシンボルS0,S1 (図ではQ=2)で構成されている。
シンボル繰り返し・並び替え部31は送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルをCRF回(図ではCRF=4)繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替える(図12(b))。ついで、チップ分解部32は並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルをSF個(図ではSF=2)のチップに分解し（図12（c）、π/2位相回転部33は分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す(図12(d))。図では奇数番目のチップにπ/2の位相回転を施す。なお、位相回転を施されたチップに′を付している。
以後、第2実施例と同様の制御が行われる。すなわち 位相回転部16は、複素乗算器CMLにより繰り返しチップ列の各チップに対して移動局固有の位相回転を施し、無線送信部17は位相回転部33から入力する信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
図11は第3実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図、図12は周波数分割多重送信装置の動作説明図であり、図11において図2の第1実施例と同一部分には同一符号を付している。
第3実施例が第1実施例と異なる点は、（1）送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数(CRF回)繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替え、しかる後、チップ分解、π/2位相回転している点であり、その他の部分の動作は同じである。
チャネル符号化部11は、入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部12はチャネル符号化されたデータ列を例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。１つのIFDMAシンボルは図12(a)に示すようにQ個のシンボルS0,S1 (図ではQ=2)で構成されている。
シンボル繰り返し・並び替え部31は送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルをCRF回(図ではCRF=4)繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替える(図12(b))。ついで、チップ分解部32は並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルをSF個(図ではSF=2)のチップに分解し（図12（c）、π/2位相回転部33は分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す(図12(d))。図では奇数番目のチップにπ/2の位相回転を施す。なお、位相回転を施されたチップに′を付している。
以後、第2実施例と同様の制御が行われる。すなわち 位相回転部16は、複素乗算器CMLにより繰り返しチップ列の各チップに対して移動局固有の位相回転を施し、無線送信部17は位相回転部33から入力する信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
数値制御発振器（NCO）18は単位時間Tc毎に位相回転量θを計算し、位相回転部16の複素乗算器CMLは繰り返しシンボル列の各シンボルに対して移動局固有の位相回転を施して周波数シフト処理を行う。NCO 18から出力する位相θk(t)は(4)式により表される。
NCO 18おいて、周波数シフト設定部21は、単位時間Tc毎の位相回転変化量（角速度）Δωを設定する部分で、パラメータk, L, Qを用いて(5)式により角速度Δωを計算して出力する。回転位相量決定部22は、遅延時間設定部23で設定された遅延時間T（＝Tc）の遅延部DLYと加算器ADDとを備え、単位時間T毎に(6)式の演算を行なって回転位相量θをΔωづつ増加して出力する。変換部24は、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部16に入力する。位相回転部16は繰り返しシンボル列を構成するシンボルをS(=X+jY)とすれば、次式
（X+jY）×(x+jy)
の演算を行なって演算結果を出力する。
第3実施例によれば、図12（d）に示すように、隣接チップ間の位相差を１つおきに±π/2にでき、これによりチップ間の位相差が極力πとならないようにでき、結果的にIFDMA変調方式における送信信号のピークを抑圧し、PAPRを小さくすることができる。
NCO 18おいて、周波数シフト設定部21は、単位時間Tc毎の位相回転変化量（角速度）Δωを設定する部分で、パラメータk, L, Qを用いて(5)式により角速度Δωを計算して出力する。回転位相量決定部22は、遅延時間設定部23で設定された遅延時間T（＝Tc）の遅延部DLYと加算器ADDとを備え、単位時間T毎に(6)式の演算を行なって回転位相量θをΔωづつ増加して出力する。変換部24は、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部16に入力する。位相回転部16は繰り返しシンボル列を構成するシンボルをS(=X+jY)とすれば、次式
（X+jY）×(x+jy)
の演算を行なって演算結果を出力する。
第3実施例によれば、図12（d）に示すように、隣接チップ間の位相差を１つおきに±π/2にでき、これによりチップ間の位相差が極力πとならないようにでき、結果的にIFDMA変調方式における送信信号のピークを抑圧し、PAPRを小さくすることができる。
（D）第4実施例
第3実施例ではではチップ列の偶数番目または奇数番目のチップの位相をπ/2あるいは−π/2回転させてPAPRの低減を行なう。しかし、第3実施例では、位相回転部16においても移動局固有の周波数シフトを行っている。このため、移動局固有の周波数によってはPAPRの低減が図れない場合がある。すなわち、移動局固有の周波数によっては隣接チップ間の位相差が１つおきに±π/2とならず、しかも、隣り合うチップ間の位相がπ→0→πと変化する場合が発生し、送信信号にピーク(オーバーシュート)が発生し、PAPRの低減が図れない場合がある。
そこで、第4実施例は、第2実施例と同様に、位相回転部16において繰り返しチップル列の各チップに施す位相回転量を繰り返しチップ列の周期Ts(=Tc×Q×SF)でk・2π/CRF づつを変化させる。ただし、kは移動局固有の整数である。これにより、kにより周波数スペクトラムが変化するようにしつつ、繰り返しチップ列の各チップC0,C1,C2,….C15において、隣接チップ間の位相差を１つおきに確実に±π/2にする。
第3実施例ではではチップ列の偶数番目または奇数番目のチップの位相をπ/2あるいは−π/2回転させてPAPRの低減を行なう。しかし、第3実施例では、位相回転部16においても移動局固有の周波数シフトを行っている。このため、移動局固有の周波数によってはPAPRの低減が図れない場合がある。すなわち、移動局固有の周波数によっては隣接チップ間の位相差が１つおきに±π/2とならず、しかも、隣り合うチップ間の位相がπ→0→πと変化する場合が発生し、送信信号にピーク(オーバーシュート)が発生し、PAPRの低減が図れない場合がある。
そこで、第4実施例は、第2実施例と同様に、位相回転部16において繰り返しチップル列の各チップに施す位相回転量を繰り返しチップ列の周期Ts(=Tc×Q×SF)でk・2π/CRF づつを変化させる。ただし、kは移動局固有の整数である。これにより、kにより周波数スペクトラムが変化するようにしつつ、繰り返しチップ列の各チップC0,C1,C2,….C15において、隣接チップ間の位相差を１つおきに確実に±π/2にする。
（a）周波数分割多重送信装置
図13は第4実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図、図14は周波数分割多重送信装置の動作説明図であリ、Q=2,SF=2,CRF=4の場合である。図13において図7の第2実施例と同一部分には同一符号を付している。第4実施例が第2実施例と異なる点は、（1）送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数(CRF回)繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替え、しかる後、チップ分解、π/2位相回転している点であり、その他の部分の動作は同じである。
チャネル符号化部11は、入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部12はチャネル符号化されたデータ列を例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。１つのIFDMAシンボルは図14(a)に示すようにQ個のシンボルS0,S1 (図ではQ=2)で構成されている。
シンボル繰り返し・並び替え部31は送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルをCRF回(図ではCRF=4)繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替える(図1４(b))。ついで、チップ分解部32は並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルをSF個(図ではSF=2)のチップに分解し（図14（c）、π/2位相回転部33は分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す(図14(d))。図では奇数番目のチップにπ/2の位相回転を施している。なお、位相回転を施されたチップに′を付している。
図13は第4実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図、図14は周波数分割多重送信装置の動作説明図であリ、Q=2,SF=2,CRF=4の場合である。図13において図7の第2実施例と同一部分には同一符号を付している。第4実施例が第2実施例と異なる点は、（1）送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数(CRF回)繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替え、しかる後、チップ分解、π/2位相回転している点であり、その他の部分の動作は同じである。
チャネル符号化部11は、入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部12はチャネル符号化されたデータ列を例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。１つのIFDMAシンボルは図14(a)に示すようにQ個のシンボルS0,S1 (図ではQ=2)で構成されている。
シンボル繰り返し・並び替え部31は送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルをCRF回(図ではCRF=4)繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替える(図1４(b))。ついで、チップ分解部32は並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルをSF個(図ではSF=2)のチップに分解し（図14（c）、π/2位相回転部33は分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す(図14(d))。図では奇数番目のチップにπ/2の位相回転を施している。なお、位相回転を施されたチップに′を付している。
以後、第2実施例と同様の制御が行われる。すなわち、位相回転部16は、複素乗算器CMLにより繰り返しチップ列の各チップに対して移動局固有の位相回転を施す。具体的に位相回転部16は、各チップに施す位相回転量を図14(e)に示すように繰り返しシンボル列の周期Ts（=Q×SF×Tc）でk・２π/CRF づつ変化させる。ただし、kは移動局固有の整数で0,1,2,…CRF-1のいずれかである。無線送信部17は位相回転部16からの入力信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
図14(a)〜(d)に示すように、送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替え、並び替え後の繰り返しシンボルをチップに分解することにより、櫛歯形状の周波数スペクトラム(図14(h))が発生する。この並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに対して該繰り返しシンボル列の周期Ts=Q×SF×Tcでk・2π/CRF づつ変化する位相回転を施すと、櫛歯形状の周波数スペクトラムのスペクトラム位置がkに依存して図23と同様にシフトする。
図14(a)〜(d)に示すように、送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替え、並び替え後の繰り返しシンボルをチップに分解することにより、櫛歯形状の周波数スペクトラム(図14(h))が発生する。この並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに対して該繰り返しシンボル列の周期Ts=Q×SF×Tcでk・2π/CRF づつ変化する位相回転を施すと、櫛歯形状の周波数スペクトラムのスペクトラム位置がkに依存して図23と同様にシフトする。
NCO 18において、パラメータ設定部20は基地局から通知されたk，CRFを周波数シフト部21に設定し、周波数シフト設定部21はパラメータk, CRFを用いて繰り返しチップ列の周期Ts毎の位相回転変化量Δω(= k・２π/CRF)を計算して出力する。回転位相量決定部22は、加算器ADDと遅延時間T（=Tc×Q×SF）の遅延部DLYを備え、繰り返しチップ列の周期Ts毎に次式
θ=θ+Δω
の演算を行なって回転位相量θをΔωづつ増加して出力する（図14(e)参照）。遅延時間設定部23は繰り返しシンボル列の周期Ts（=Tc×Q×SF)を遅延時間Tとして遅延部DLYに設定する。変換部24は、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部14に入力する。ｋ=2の場合、Ts毎の回転位相量θはπづつ変化し(図14(f)参照)、周波数スペクトラムは図14(h)に示すようになる。
位相回転部14の複素乗算器CMLは,繰り返しシンボル列を構成するシンボルをS(=X+jY)とすれば、次式
（X+jY）×(x+jy)
の演算を行なって演算結果を出力する。
第4実施例の周波数分割多重送信装置によれば、k=2,CRF=4,Q=2,SF=2とすれば、繰り返しチップ列の各チップに位相回転部16において図14(f)に示す位相回転が施される。この結果、π/2位相回転部33と位相回転部16の両方において各チップC0,C1,C2,….C15 C0,C1,C2,….C15(図14(g))に施される総位相回転量は図15に示すようになる。図15より明らかなように隣接チップ間の位相差が１つおきに±π/2となっており、IFDMA変調方式における送信信号のPAPR削減量を大きくすることができる。この結果、送信アンプをより効率よく、しかも歪が発生しないように使用することができる。
θ=θ+Δω
の演算を行なって回転位相量θをΔωづつ増加して出力する（図14(e)参照）。遅延時間設定部23は繰り返しシンボル列の周期Ts（=Tc×Q×SF)を遅延時間Tとして遅延部DLYに設定する。変換部24は、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部14に入力する。ｋ=2の場合、Ts毎の回転位相量θはπづつ変化し(図14(f)参照)、周波数スペクトラムは図14(h)に示すようになる。
位相回転部14の複素乗算器CMLは,繰り返しシンボル列を構成するシンボルをS(=X+jY)とすれば、次式
（X+jY）×(x+jy)
の演算を行なって演算結果を出力する。
第4実施例の周波数分割多重送信装置によれば、k=2,CRF=4,Q=2,SF=2とすれば、繰り返しチップ列の各チップに位相回転部16において図14(f)に示す位相回転が施される。この結果、π/2位相回転部33と位相回転部16の両方において各チップC0,C1,C2,….C15 C0,C1,C2,….C15(図14(g))に施される総位相回転量は図15に示すようになる。図15より明らかなように隣接チップ間の位相差が１つおきに±π/2となっており、IFDMA変調方式における送信信号のPAPR削減量を大きくすることができる。この結果、送信アンプをより効率よく、しかも歪が発生しないように使用することができる。
(b) 周波数分割受信装置
図16は周波数分割多重受信装置のブロック図であり、図10の第2実施例の周波数分割多重受信装置と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、π/2位相回転部を1つにし、かつ、スイッチ36aの前段に配置した点である。
無線受信部31は無線信号を受信してベースバンド信号に周波数をダウンコンバートし、QPSK復調部32はベースバンド信号に対してQPSK復調処理を施し、AD変換器33は復調結果(シンボル)をディジタルに変換して位相回転部34に入力する。NCO 35は、周波数分割多重送信装置におけるNCO 18と同一の構成を備え、繰り返しチップ列の周期Ts（=Tc×Q×SF)毎に次式
θ=θ−Δω
の演算を行なって回転位相量θを−Δωづつ送信の場合と逆方向に回転する。
位相回転部34の複素乗算器CMLはAD変換器33より入力するチップに上式で計算される回転位相量θの位相回転を施して位相を元に戻し、図14(d)に示す繰り返しチップ列を発生してシンボル復調部36に入力する。シンボル復調部36において、π/2位相回転部36bは繰り返しチップ列の奇数番目のチップS0′，S1′に−π/2の位相回転を施してS0、S1にして図14（c）に示すチップ列を出力する。スイッチ36aは2×Tcの周期で出力端子0〜1を切り替え、チップS0をπ/2位相回転部36ｃ0に入力し、チップS1をπ/2位相回転部36ｃ1に入力する。積分器36c0はチップS0を積算して送信シンボルS0を復調し、積分器36c1はチップS1を積算して送信シンボルS１を復調する。復号部37はシンボルS0,S1を入力されて誤り訂正復号処理を行って図示しないデータ処理部に入力する。なお、送信装置のπ/2位相回転部14において−π/2の位相回転をチップに施した場合にはπ/2位相回転部36bはπ/2の位相回転を施す。
図10には、1つの移動局に対応する構成のみを示すが、移動局毎に位相回転部34、NCO 35、シンボル復調部36を設ける。
図16には、1つの移動局に対応する構成のみを示すが、移動局毎に位相回転部34、NCO 35、シンボル復調部36を設ける。
以上の周波数分割多重受信装置によれば、第4実施例の周波数分割多重送信装置より送信された送信シンボルを正しく復調することができる。
図16は周波数分割多重受信装置のブロック図であり、図10の第2実施例の周波数分割多重受信装置と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、π/2位相回転部を1つにし、かつ、スイッチ36aの前段に配置した点である。
無線受信部31は無線信号を受信してベースバンド信号に周波数をダウンコンバートし、QPSK復調部32はベースバンド信号に対してQPSK復調処理を施し、AD変換器33は復調結果(シンボル)をディジタルに変換して位相回転部34に入力する。NCO 35は、周波数分割多重送信装置におけるNCO 18と同一の構成を備え、繰り返しチップ列の周期Ts（=Tc×Q×SF)毎に次式
θ=θ−Δω
の演算を行なって回転位相量θを−Δωづつ送信の場合と逆方向に回転する。
位相回転部34の複素乗算器CMLはAD変換器33より入力するチップに上式で計算される回転位相量θの位相回転を施して位相を元に戻し、図14(d)に示す繰り返しチップ列を発生してシンボル復調部36に入力する。シンボル復調部36において、π/2位相回転部36bは繰り返しチップ列の奇数番目のチップS0′，S1′に−π/2の位相回転を施してS0、S1にして図14（c）に示すチップ列を出力する。スイッチ36aは2×Tcの周期で出力端子0〜1を切り替え、チップS0をπ/2位相回転部36ｃ0に入力し、チップS1をπ/2位相回転部36ｃ1に入力する。積分器36c0はチップS0を積算して送信シンボルS0を復調し、積分器36c1はチップS1を積算して送信シンボルS１を復調する。復号部37はシンボルS0,S1を入力されて誤り訂正復号処理を行って図示しないデータ処理部に入力する。なお、送信装置のπ/2位相回転部14において−π/2の位相回転をチップに施した場合にはπ/2位相回転部36bはπ/2の位相回転を施す。
図10には、1つの移動局に対応する構成のみを示すが、移動局毎に位相回転部34、NCO 35、シンボル復調部36を設ける。
図16には、1つの移動局に対応する構成のみを示すが、移動局毎に位相回転部34、NCO 35、シンボル復調部36を設ける。
以上の周波数分割多重受信装置によれば、第4実施例の周波数分割多重送信装置より送信された送信シンボルを正しく復調することができる。
（E）第5実施例
（a）周波数分割多重送信装置
図17は本発明の第5実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図、図18は周波数分割多重送信装置の動作説明図であり、周波数分割多重送信装置は移動局として利用することができる。図17において、図7の第2実施例の周波数分割多重送信装置と異なる点は、
(1)隣り合う拡散コード間の位相差が±π/2とm・π/2(mは整数で例えば0，±1，2である)とを交互に繰り返す拡散系列、例えばHPSK（Hybrid Phase Shift Keying）拡散系列を生成するHPSK拡散系列生成部41を設けた点、
（2）データ変調部12の後段に、入力シンボルS0,S1(図18(a)参照)にHPSK拡散系列c00,c01,c10,c11を乗算して拡散後チップ列C00,C01,C10,C11 (図18(b))を生成する拡散符号乗算部(拡散部)18を設けている点、
(3)チップ繰り返し・並び替え部43は、拡散部42から出力するチップ系列C00,C01,C10,C11の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数(=CRF)繰り返し(図18(c))、繰り返しチップ列の各チップを元のチップ配列と同じ配列となるように並び替えて出力する点(図18（c）)、
点である。
（a）周波数分割多重送信装置
図17は本発明の第5実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図、図18は周波数分割多重送信装置の動作説明図であり、周波数分割多重送信装置は移動局として利用することができる。図17において、図7の第2実施例の周波数分割多重送信装置と異なる点は、
(1)隣り合う拡散コード間の位相差が±π/2とm・π/2(mは整数で例えば0，±1，2である)とを交互に繰り返す拡散系列、例えばHPSK（Hybrid Phase Shift Keying）拡散系列を生成するHPSK拡散系列生成部41を設けた点、
（2）データ変調部12の後段に、入力シンボルS0,S1(図18(a)参照)にHPSK拡散系列c00,c01,c10,c11を乗算して拡散後チップ列C00,C01,C10,C11 (図18(b))を生成する拡散符号乗算部(拡散部)18を設けている点、
(3)チップ繰り返し・並び替え部43は、拡散部42から出力するチップ系列C00,C01,C10,C11の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数(=CRF)繰り返し(図18(c))、繰り返しチップ列の各チップを元のチップ配列と同じ配列となるように並び替えて出力する点(図18（c）)、
点である。
チャネル符号化部11は、入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部12はチャネル符号化されたデータを例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。１つのIFDMAシンボルは図18(a)に示すようにQ(＝2)個のシンボルS0,S1で構成されているものとする。拡散符号乗算部18は、シンボルS0,S1にHPSK拡散符号c0,c1,c2,c3を乗算して拡散率SF(図ではSF=2)で拡散し、拡散後チップ系列を生成する(図18(b))。この結果、1つのIFDMAフレームは4個(=Q×SF)のチップC00,C01,C10,C11で構成される。ただし、
C00=S0×c0
C01=S0×c1
C10=S1×c2
C11=S1×c3
であり、c0とc1の位相差は±π/2、c2とc3の位相差は±π/2である。
チップ繰り返し・並び替え部43は、該拡散後チップ系列を構成する4個のチップC00,C01,C10,C11の時間領域をそれぞれ圧縮して各チップをCRF回(図ではCRF=4)、繰り返し発生すると共に、該チップ繰り返し系列を並び替えて元のチップ系列C00,C01,C10,C11と同じ配列にする(図18(c))。位相回転部16は繰り返しチップ列の周期Ts毎に位相回転量を図18(d)に示すようにk・２π/CRF づつ変化して繰り返しチップ列の各チップの位相を回転する。ただし、kは移動局固有の整数で0,1,2,…CRF-1のいずれかである。無線送信部17は位相回転部16から入力する信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
C00=S0×c0
C01=S0×c1
C10=S1×c2
C11=S1×c3
であり、c0とc1の位相差は±π/2、c2とc3の位相差は±π/2である。
チップ繰り返し・並び替え部43は、該拡散後チップ系列を構成する4個のチップC00,C01,C10,C11の時間領域をそれぞれ圧縮して各チップをCRF回(図ではCRF=4)、繰り返し発生すると共に、該チップ繰り返し系列を並び替えて元のチップ系列C00,C01,C10,C11と同じ配列にする(図18(c))。位相回転部16は繰り返しチップ列の周期Ts毎に位相回転量を図18(d)に示すようにk・２π/CRF づつ変化して繰り返しチップ列の各チップの位相を回転する。ただし、kは移動局固有の整数で0,1,2,…CRF-1のいずれかである。無線送信部17は位相回転部16から入力する信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
図18(b)〜(d)に示すように、チップ系列C00,C01,C10,C11の各チップの時間領域を圧縮して各チップを所定回数(CRF=4)繰り返し、繰り返しにより得られたチップを元のチップ列と同じ配列となるように並び替えることにより、並び替え後の繰り返しチップ列は図18(g)に示すような櫛歯形状の周波数スペクトラムを有するようになる。また、この並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施すと、例えば、繰り返しチップ列の周期Tsでk・２π/CRF づつ位相回転量を変化すると、周波数スペクトラムがシフトし、周波数分割多重送信が可能になる。図18(e), (g)はそれぞれｋ＝2、Q=2、SF=2、CRF=４の場合の位相回転量、周波数スペクトラムである。
数値制御発振器（NCO）18は、繰り返しチップ列の周期Tsでk・2π/CRF づつ変化するように位相回転量θを計算し、位相回転部16の複素乗算器CMLは繰り返しシンボル列の各シンボルに対して該位相回転量θの位相回転を施して周波数シフト処理を行う。NCO 18から出力する位相θ(t)は次式
により与えられる。ただし、kは移動局に応じた値で0,1,2,…CRF-1のいずれかである。従って、NCO 18から出力する位相θは繰り返しチップ列の周期Ts（=Tc×Q×SF）毎にk・２π/CRF づつ増加し、IFDMA周期で一周する。
第5実施例の周波数分割多重送信装置によれば、k=2、Q=2、SF=2、CRF=4とすれば、繰り返しチップ列の各チップに位相回転部16において図18（e)に示す位相回転が施される。この結果、繰り返しチップ列の各チップC0,C1,C2,….C15 C0,C1,C2,….C15(図18（f))に施される総位相回転量は図19に示すようになる。図19より明らかなように隣接チップ間の位相差が１つおきに±π/2となっており、IFDMA変調方式における送信信号のPAPR削減量を大きくすることができる。この結果、送信アンプをより効率よく、しかも歪が発生しないように使用することができる。
数値制御発振器（NCO）18は、繰り返しチップ列の周期Tsでk・2π/CRF づつ変化するように位相回転量θを計算し、位相回転部16の複素乗算器CMLは繰り返しシンボル列の各シンボルに対して該位相回転量θの位相回転を施して周波数シフト処理を行う。NCO 18から出力する位相θ(t)は次式
第5実施例の周波数分割多重送信装置によれば、k=2、Q=2、SF=2、CRF=4とすれば、繰り返しチップ列の各チップに位相回転部16において図18（e)に示す位相回転が施される。この結果、繰り返しチップ列の各チップC0,C1,C2,….C15 C0,C1,C2,….C15(図18（f))に施される総位相回転量は図19に示すようになる。図19より明らかなように隣接チップ間の位相差が１つおきに±π/2となっており、IFDMA変調方式における送信信号のPAPR削減量を大きくすることができる。この結果、送信アンプをより効率よく、しかも歪が発生しないように使用することができる。
(b)周波数分割受信装置
図20は周波数分割多重受信装置のブロック図であり、この周波数分割多重受信装置は基地局として利用することができる。図20において、図10の第2実施例の周波数分割受信装置と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、
(1) 隣り合う拡散コード間の位相差が±π/2とm・π/2(mは0，±1，2である)とを交互に繰り返すHPSK拡散系列を生成するHPSK拡散系列生成部51を設けた点、
（2）拡散系列生成部51から発生するHPSK拡散系列の各コードをCRF回繰り返し発生し、該繰り返し発生したHPSK拡散系列を出力するコード繰り返し部52を設けた点、
（3）位相回転部34の後段に受信した繰り返しチップ系列にHPSK拡散系列を乗算して逆拡散する逆拡散部53を設けている点である。
図20は周波数分割多重受信装置のブロック図であり、この周波数分割多重受信装置は基地局として利用することができる。図20において、図10の第2実施例の周波数分割受信装置と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、
(1) 隣り合う拡散コード間の位相差が±π/2とm・π/2(mは0，±1，2である)とを交互に繰り返すHPSK拡散系列を生成するHPSK拡散系列生成部51を設けた点、
（2）拡散系列生成部51から発生するHPSK拡散系列の各コードをCRF回繰り返し発生し、該繰り返し発生したHPSK拡散系列を出力するコード繰り返し部52を設けた点、
（3）位相回転部34の後段に受信した繰り返しチップ系列にHPSK拡散系列を乗算して逆拡散する逆拡散部53を設けている点である。
無線受信部31は無線信号を受信してベースバンド信号に周波数をダウンコンバートし、QPSK復調部32はベースバンド信号に対してQPSK復調処理を施し、AD変換器33は復調結果（繰り返しチップ系列)をディジタルに変換して位相回転部34に入力する。NCO 35は、周波数分割多重送信装置におけるNCO 18と同一の構成を備え、繰り返しチップ列の周期Ts毎に次式
θ=θ−Δω
の演算を行なって回転位相量θを−Δω づつ送信の場合と逆方向に回転する。位相回転部34の複素乗算器CMLはAD変換器33より入力するQPSK復調信号(チップ系列)に上式で計算されるθの位相回転を施して図18（c）に示すチップ列を逆拡散部53に入力する。
逆拡散部41は、CRF回繰り返し発生するHPSK拡散系列を位相回転部34から出力されるチップ列に乗算して逆拡散し、逆拡散結果をシンボル復調部36に入力する。
シンボル復調部36は、送信シンボルS0の期間、逆拡散部53の出力を積算して送信シンボルS0を復調し、また、送信シンボルS1の期間、逆拡散部53の出力を積算して送信シンボルS1を復調して出力する。すなわち、シンボル復調部36のスイッチ36aは2×Tcの周期で出力端子0〜1を切り替え、シンボルS0用の積分器36ｂ0は入力チップC00,C01信号を積算して送信シンボルS0を復調し、同様にシンボルS1用の積分器36b1は入力チップC10,C11を積算して送信シンボルS1を復調出力する。
図20は、1つの移動局に対応する構成のみを示すが、移動局毎に位相回転部34、逆拡散部53、NCO 35、シンボル復調部36などを設ける。
以上の周波数分割多重受信装置によれば、第5実施例の周波数分割多重送信装置より送信された送信シンボルを正しく復調することができる。
θ=θ−Δω
の演算を行なって回転位相量θを−Δω づつ送信の場合と逆方向に回転する。位相回転部34の複素乗算器CMLはAD変換器33より入力するQPSK復調信号(チップ系列)に上式で計算されるθの位相回転を施して図18（c）に示すチップ列を逆拡散部53に入力する。
逆拡散部41は、CRF回繰り返し発生するHPSK拡散系列を位相回転部34から出力されるチップ列に乗算して逆拡散し、逆拡散結果をシンボル復調部36に入力する。
シンボル復調部36は、送信シンボルS0の期間、逆拡散部53の出力を積算して送信シンボルS0を復調し、また、送信シンボルS1の期間、逆拡散部53の出力を積算して送信シンボルS1を復調して出力する。すなわち、シンボル復調部36のスイッチ36aは2×Tcの周期で出力端子0〜1を切り替え、シンボルS0用の積分器36ｂ0は入力チップC00,C01信号を積算して送信シンボルS0を復調し、同様にシンボルS1用の積分器36b1は入力チップC10,C11を積算して送信シンボルS1を復調出力する。
図20は、1つの移動局に対応する構成のみを示すが、移動局毎に位相回転部34、逆拡散部53、NCO 35、シンボル復調部36などを設ける。
以上の周波数分割多重受信装置によれば、第5実施例の周波数分割多重送信装置より送信された送信シンボルを正しく復調することができる。
・付記
（付記１）
移局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信シンボル列の各シンボルをチップに分解するチップ分解部、
前記分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す第1の位相回転部、
位相回転後のチップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数繰り返し、得られた繰り返しチップ列の各チップを元のチップ列の配列と同じ配列となるように並び替えるチップ繰り返し・並び替え部、
並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第2の位相回転部、
前記位相回転されたチップを送信する送信部、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
（付記２）
移局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信シンボル列の各シンボルをチップに分解するチップ分解部、
前記分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す第1の位相回転部、
位相回転後のチップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数（CRF回）繰り返し、得られた繰り返しチップ列の各チップを元の送信チップ列の配列と同じ配列となるように並び替えるチップ繰り返し・並び替え部、
並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第2の位相回転部、
前記位相回転されたチップを送信する送信部、
を備え、前記第2の位相回転部は、前記繰り返しチップ列の各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/ CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する、
ことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
（付記３）
前記位相回転部は、
前記繰り返しチップ列の周期でk・２π/CRF づつ増加する位相を発生する回転位相発生部、
該発生した位相に応じた位相回転を前記繰り返しチップ列の各チップに施す複素乗算器、
を備えたことを特徴とする付記２記載の周波数分割多重送信装置。
（付記４）
前記送信装置より送信された繰り返しチップ列の各チップを受信する受信部、
移動局毎に、前記繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相回転を該受信チップに施す位相回転部、
該位相回転部から出力する同一チップ成分の偶数番目または奇数番目のチップに−π/2またはπ/2の位相回転を施して合成し、送信シンボルを復調する復調部、
を備えたことを特徴とする付記2記載の周波数分割多重受信装置。
（付記５）
移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替えるシンボル繰り返し・並び替え部、
並び替え後の繰り返しシンボルをチップに分解するチップ分解部、
前記分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す第1の位相回転部、
位相回転後のチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第2の位相回転部、
前記位相回転されたチップを送信する送信部、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
（付記６）
移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数(CRF回)繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替えるシンボル繰り返し・並び替え部、
並び替え後の繰り返しシンボルをチップに分解するチップ分解部、
前記分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す第1の位相回転部、
位相回転後のチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第2の位相回転部、
前記位相回転されたチップを送信する送信部、
を備え、前記第2の位相回転部は、前記繰り返しチップの各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する、
ことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
（付記７）
前記第2の位相回転部は、
前記繰り返しチップ列の周期でk・２π/CRF づつ増加する位相を発生する回転位相発生部、
該発生した位相に応じた位相回転を前記繰り返しチップ列の各チップに施す複素乗算器、
を備えたことを特徴とする付記6記載の周波数分割多重送信装置。
（付記８）
前記送信装置より送信された繰り返しチップ列の各チップを受信する受信部、
移動局毎に、前記繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相回転を該受信チップに施す第1の位相回転部、
前記繰り返しチップ列の偶数番目または奇数番目のチップに−π/2またはπ/2の位相回転を施す第2の位相回転部、
該第2の位相回転部から出力する同一チップ成分を合成し、送信シンボルを復調する復調部、
を備えたことを特徴とする付記6の周波数分割多重受信装置。
（付記９）
移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
隣り合う拡散コード間の位相差が±π/2とm・π/2(mは整数)とを交互に繰り返す拡散符号を生成する拡散コード生成部、
送信シンボル列の各シンボルに該拡散符号を乗算する拡散部、
前記乗算により得られたチップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数(CRF回)繰り返し、得られた繰り返しチップ列の各チップを元のチップ列と同じ配列になるように並び替えるチップ繰り返し・並び替え部、
並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す位相回転部、
前記位相回転されたチップを送信する送信部、
を備え、前記位相回転部は、前記繰り返しチップ列の各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRFづつ(kは移動局固有の整数)変化する
こと特徴とする周波数分割多重送信装置。
（付記１０）
前記位相回転部は、
前記繰り返しチップ列の周期でk・２π/CRF づつ増加する位相を発生する回転位相発生部、
該発生した位相に応じた位相回転を前記繰り返しチップ列の各チップに施す複素乗算器、
を備えたことを特徴とする付記9記載の周波数分割多重送信装置。
（付記１１）
前記送信装置より送信された繰り返しチップ列の各チップを受信する受信部、
移動局毎に、前記繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF(kは移動局固有の整数)づつ変化する位相回転を該受信チップに施す位相回転部、
前記送信装置の拡散符号と同一の拡散符号を生成する拡散コード生成部、
位相回転を施されたチップ列と前記生成された拡散符号を用いて逆拡散処理を行う逆拡散部、
逆拡散後のチップ列の同一シンボル成分を合成して送信シンボルを復調する復調部、
を備えたことを特徴とする付記9記載の周波数分割多重受信装置。
（付記１２）
移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信方法において、
送信シンボル列の各シンボルをチップに分解する第1ステップ、
前記分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す第2ステップ、
位相回転後のチップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数（CRF回）繰り返し、得られた繰り返しチップ列の各チップを元の送信チップ列の配列と同じ配列となるように並び替える第3ステップ、
並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第4ステップ、
前記位相回転されたチップを送信する第5ステップ、
を備え前記第4ステップにおいて、前記繰り返しチップ列の各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/ CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する、
ことを特徴とする周波数分割多重送信方法。
（付記１３）
前記第4ステップは、
前記繰り返しチップ列の周期でk・２π/CRF づつ増加する位相を発生し、
該発生した位相に応じた位相回転を前記繰り返しチップ列の各チップに施す、
ことを特徴とする付記12記載の周波数分割多重送信方法。
（付記１４）
前記送信装置より送信された繰り返しチップ列の各チップを受信するステップ、
移動局毎に、前記繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相回転を該受信チップに施すステップ、
該位相回転部から出力する同一チップ成分の偶数番目または奇数番目のチップに−π/2またはπ/2の位相回転を施して合成し、送信シンボルを復調するステップ、
を備えたことを特徴とする付記12記載の周波数分割多重受信方法。
（付記１５）
移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信方法において、
送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数(CRF回)繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替える第1ステップ、
並び替え後の繰り返しシンボルをチップに分解する第2ステップ、
前記分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す第3ステップ、
位相回転後のチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第4ステップ、
前記位相回転されたチップを送信する第５ステップ、
を備え、前記第4ステップにおいて、前記繰り返しチップの各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する、
ことを特徴とする周波数分割多重送信方法。
（付記１６）
前記第4ステップにおいて、前記繰り返しチップ列の周期でk・２π/CRF づつ増加する位相を発生し、
該発生した位相に応じた位相回転を前記繰り返しチップ列の各チップに施す、
ことを特徴とする付記15記載の周波数分割多重送信方法。
（付記１７）
前記送信装置より送信された繰り返しチップ列の各チップを受信する第1ステップ、
移動局毎に、前記繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相回転を該受信チップに施す第2ステップ、
前記繰り返しチップ列の偶数番目または奇数番目のチップに−π/2またはπ/2の位相回転を施す第3ステップ、
該第3ステップにおいて位相回転を施されたチップ列における同一チップ成分を合成して送信シンボルを復調する第4ステップ、
を備えたことを特徴とする付記15の周波数分割多重受信方法。
（付記１８）
移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信方法において、
隣り合う拡散コード間の位相差が±π/2とm・π/2(mは整数)とを交互に繰り返す拡散符号を生成する第１ステップ、
送信シンボル列の各シンボルに該拡散符号を乗算する第2ステップ、
前記乗算により得られたチップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数(CRF回)繰り返し、得られた繰り返しチップ列の各チップを元のチップ列と同じ配列になるように並び替える第3ステップ、
並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第4ステップ、
前記位相回転されたチップを送信する第５ステップ、
を備え、前記第4ステップにおいて、前記繰り返しチップ列の各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRFづつ(kは移動局固有の整数)変化する、
こと特徴とする周波数分割多重送信方法。
（付記１９）
前記第4ステップにおいて、前記繰り返しチップ列の周期でk・２π/CRF づつ増加する位相を発生し、
該発生した位相に応じた位相回転を前記繰り返しチップ列の各チップに施す、
ことを特徴とする付記１８記載の周波数分割多重送信方法。
（付記２０）
前記送信装置より送信された繰り返しチップ列の各チップを受信するステップ、
移動局毎に、前記繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相回転を該受信チップに施すステップ、
前記送信装置の拡散符号と同一の拡散符号を生成し、前記位相回転を施されたチップ列と該生成された拡散符号を用いて逆拡散処理を行うステップ、
逆拡散後のチップ列のうち同一シンボル成分を合成して送信シンボルを復調するステップ、
を備えたことを特徴とする付記18記載の周波数分割多重受信方法。
（付記１）
移局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信シンボル列の各シンボルをチップに分解するチップ分解部、
前記分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す第1の位相回転部、
位相回転後のチップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数繰り返し、得られた繰り返しチップ列の各チップを元のチップ列の配列と同じ配列となるように並び替えるチップ繰り返し・並び替え部、
並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第2の位相回転部、
前記位相回転されたチップを送信する送信部、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
（付記２）
移局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信シンボル列の各シンボルをチップに分解するチップ分解部、
前記分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す第1の位相回転部、
位相回転後のチップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数（CRF回）繰り返し、得られた繰り返しチップ列の各チップを元の送信チップ列の配列と同じ配列となるように並び替えるチップ繰り返し・並び替え部、
並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第2の位相回転部、
前記位相回転されたチップを送信する送信部、
を備え、前記第2の位相回転部は、前記繰り返しチップ列の各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/ CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する、
ことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
（付記３）
前記位相回転部は、
前記繰り返しチップ列の周期でk・２π/CRF づつ増加する位相を発生する回転位相発生部、
該発生した位相に応じた位相回転を前記繰り返しチップ列の各チップに施す複素乗算器、
を備えたことを特徴とする付記２記載の周波数分割多重送信装置。
（付記４）
前記送信装置より送信された繰り返しチップ列の各チップを受信する受信部、
移動局毎に、前記繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相回転を該受信チップに施す位相回転部、
該位相回転部から出力する同一チップ成分の偶数番目または奇数番目のチップに−π/2またはπ/2の位相回転を施して合成し、送信シンボルを復調する復調部、
を備えたことを特徴とする付記2記載の周波数分割多重受信装置。
（付記５）
移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替えるシンボル繰り返し・並び替え部、
並び替え後の繰り返しシンボルをチップに分解するチップ分解部、
前記分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す第1の位相回転部、
位相回転後のチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第2の位相回転部、
前記位相回転されたチップを送信する送信部、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
（付記６）
移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数(CRF回)繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替えるシンボル繰り返し・並び替え部、
並び替え後の繰り返しシンボルをチップに分解するチップ分解部、
前記分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す第1の位相回転部、
位相回転後のチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第2の位相回転部、
前記位相回転されたチップを送信する送信部、
を備え、前記第2の位相回転部は、前記繰り返しチップの各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する、
ことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
（付記７）
前記第2の位相回転部は、
前記繰り返しチップ列の周期でk・２π/CRF づつ増加する位相を発生する回転位相発生部、
該発生した位相に応じた位相回転を前記繰り返しチップ列の各チップに施す複素乗算器、
を備えたことを特徴とする付記6記載の周波数分割多重送信装置。
（付記８）
前記送信装置より送信された繰り返しチップ列の各チップを受信する受信部、
移動局毎に、前記繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相回転を該受信チップに施す第1の位相回転部、
前記繰り返しチップ列の偶数番目または奇数番目のチップに−π/2またはπ/2の位相回転を施す第2の位相回転部、
該第2の位相回転部から出力する同一チップ成分を合成し、送信シンボルを復調する復調部、
を備えたことを特徴とする付記6の周波数分割多重受信装置。
（付記９）
移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
隣り合う拡散コード間の位相差が±π/2とm・π/2(mは整数)とを交互に繰り返す拡散符号を生成する拡散コード生成部、
送信シンボル列の各シンボルに該拡散符号を乗算する拡散部、
前記乗算により得られたチップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数(CRF回)繰り返し、得られた繰り返しチップ列の各チップを元のチップ列と同じ配列になるように並び替えるチップ繰り返し・並び替え部、
並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す位相回転部、
前記位相回転されたチップを送信する送信部、
を備え、前記位相回転部は、前記繰り返しチップ列の各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRFづつ(kは移動局固有の整数)変化する
こと特徴とする周波数分割多重送信装置。
（付記１０）
前記位相回転部は、
前記繰り返しチップ列の周期でk・２π/CRF づつ増加する位相を発生する回転位相発生部、
該発生した位相に応じた位相回転を前記繰り返しチップ列の各チップに施す複素乗算器、
を備えたことを特徴とする付記9記載の周波数分割多重送信装置。
（付記１１）
前記送信装置より送信された繰り返しチップ列の各チップを受信する受信部、
移動局毎に、前記繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF(kは移動局固有の整数)づつ変化する位相回転を該受信チップに施す位相回転部、
前記送信装置の拡散符号と同一の拡散符号を生成する拡散コード生成部、
位相回転を施されたチップ列と前記生成された拡散符号を用いて逆拡散処理を行う逆拡散部、
逆拡散後のチップ列の同一シンボル成分を合成して送信シンボルを復調する復調部、
を備えたことを特徴とする付記9記載の周波数分割多重受信装置。
（付記１２）
移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信方法において、
送信シンボル列の各シンボルをチップに分解する第1ステップ、
前記分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す第2ステップ、
位相回転後のチップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数（CRF回）繰り返し、得られた繰り返しチップ列の各チップを元の送信チップ列の配列と同じ配列となるように並び替える第3ステップ、
並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第4ステップ、
前記位相回転されたチップを送信する第5ステップ、
を備え前記第4ステップにおいて、前記繰り返しチップ列の各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/ CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する、
ことを特徴とする周波数分割多重送信方法。
（付記１３）
前記第4ステップは、
前記繰り返しチップ列の周期でk・２π/CRF づつ増加する位相を発生し、
該発生した位相に応じた位相回転を前記繰り返しチップ列の各チップに施す、
ことを特徴とする付記12記載の周波数分割多重送信方法。
（付記１４）
前記送信装置より送信された繰り返しチップ列の各チップを受信するステップ、
移動局毎に、前記繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相回転を該受信チップに施すステップ、
該位相回転部から出力する同一チップ成分の偶数番目または奇数番目のチップに−π/2またはπ/2の位相回転を施して合成し、送信シンボルを復調するステップ、
を備えたことを特徴とする付記12記載の周波数分割多重受信方法。
（付記１５）
移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信方法において、
送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数(CRF回)繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替える第1ステップ、
並び替え後の繰り返しシンボルをチップに分解する第2ステップ、
前記分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す第3ステップ、
位相回転後のチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第4ステップ、
前記位相回転されたチップを送信する第５ステップ、
を備え、前記第4ステップにおいて、前記繰り返しチップの各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する、
ことを特徴とする周波数分割多重送信方法。
（付記１６）
前記第4ステップにおいて、前記繰り返しチップ列の周期でk・２π/CRF づつ増加する位相を発生し、
該発生した位相に応じた位相回転を前記繰り返しチップ列の各チップに施す、
ことを特徴とする付記15記載の周波数分割多重送信方法。
（付記１７）
前記送信装置より送信された繰り返しチップ列の各チップを受信する第1ステップ、
移動局毎に、前記繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相回転を該受信チップに施す第2ステップ、
前記繰り返しチップ列の偶数番目または奇数番目のチップに−π/2またはπ/2の位相回転を施す第3ステップ、
該第3ステップにおいて位相回転を施されたチップ列における同一チップ成分を合成して送信シンボルを復調する第4ステップ、
を備えたことを特徴とする付記15の周波数分割多重受信方法。
（付記１８）
移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信方法において、
隣り合う拡散コード間の位相差が±π/2とm・π/2(mは整数)とを交互に繰り返す拡散符号を生成する第１ステップ、
送信シンボル列の各シンボルに該拡散符号を乗算する第2ステップ、
前記乗算により得られたチップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数(CRF回)繰り返し、得られた繰り返しチップ列の各チップを元のチップ列と同じ配列になるように並び替える第3ステップ、
並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第4ステップ、
前記位相回転されたチップを送信する第５ステップ、
を備え、前記第4ステップにおいて、前記繰り返しチップ列の各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRFづつ(kは移動局固有の整数)変化する、
こと特徴とする周波数分割多重送信方法。
（付記１９）
前記第4ステップにおいて、前記繰り返しチップ列の周期でk・２π/CRF づつ増加する位相を発生し、
該発生した位相に応じた位相回転を前記繰り返しチップ列の各チップに施す、
ことを特徴とする付記１８記載の周波数分割多重送信方法。
（付記２０）
前記送信装置より送信された繰り返しチップ列の各チップを受信するステップ、
移動局毎に、前記繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相回転を該受信チップに施すステップ、
前記送信装置の拡散符号と同一の拡散符号を生成し、前記位相回転を施されたチップ列と該生成された拡散符号を用いて逆拡散処理を行うステップ、
逆拡散後のチップ列のうち同一シンボル成分を合成して送信シンボルを復調するステップ、
を備えたことを特徴とする付記18記載の周波数分割多重受信方法。
１１ チャネル符号化部
１２ データ変調部
１３ チップ分解部
１４ π/2位相回転部
１５ チップ繰り返し・並び替え部
１６ 位相回転部
１７ 無線送信部
１８ 数値制御発振器NCO(Numerical Controlled Oscillator)
２１ 周波数シフト設定部
２２ 回転位相量決定部
２３ 遅延時間設定部
２４ 変換部
１２ データ変調部
１３ チップ分解部
１４ π/2位相回転部
１５ チップ繰り返し・並び替え部
１６ 位相回転部
１７ 無線送信部
１８ 数値制御発振器NCO(Numerical Controlled Oscillator)
２１ 周波数シフト設定部
２２ 回転位相量決定部
２３ 遅延時間設定部
２４ 変換部
Claims (8)
- 移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信シンボル列の各シンボルをチップに分解するチップ分解部、
前記分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す第1の位相回転部、
位相回転後のチップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数繰り返し、得られた繰り返しチップ列の各チップを元のチップ列の配列と同じ配列となるように並び替えるチップ繰り返し・並び替え部、
並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第2の位相回転部、
前記位相回転されたチップを送信する送信部、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信装置。 - 移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信シンボル列の各シンボルをチップに分解するチップ分解部、
前記分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す第1の位相回転部、
位相回転後のチップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数（CRF回）繰り返し、得られた繰り返しチップ列の各チップを元の送信チップ列の配列と同じ配列となるように並び替えるチップ繰り返し・並び替え部、
並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第2の位相回転部、
前記位相回転されたチップを送信する送信部、
を備え、前記第2の位相回転部は、前記繰り返しチップ列の各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/ CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する、
ことを特徴とする周波数分割多重送信装置。 - 請求項２記載の周波数分割多重送信装置より信号を受信する周波数分割多重受信装置において、
前記送信装置より送信された繰り返しチップ列の各チップを受信する受信部、
移動局毎に、前記繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相回転を該受信チップに施す位相回転部、
該位相回転部から出力する同一チップ成分の偶数番目または奇数番目のチップに−π/2またはπ/2の位相回転を施して合成し、送信シンボルを復調する復調部、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重受信装置。 - 移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替えるシンボル繰り返し・並び替え部、
並び替え後の繰り返しシンボルをチップに分解するチップ分解部、
前記分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す第1の位相回転部、
位相回転後のチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第2の位相回転部、
前記位相回転されたチップを送信する送信部、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信装置。 - 移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数(CRF回)繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替えるシンボル繰り返し・並び替え部、
並び替え後の繰り返しシンボルをチップに分解するチップ分解部、
前記分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す第1の位相回転部、
位相回転後のチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第2の位相回転部、
前記位相回転されたチップを送信する送信部、
を備え、前記第2の位相回転部は、前記繰り返しチップの各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する、
ことを特徴とする周波数分割多重送信装置。 - 請求項５記載の周波数分割多重送信装置より信号を受信する周波数分割多重受信装置において、
前記送信装置より送信された繰り返しチップ列の各チップを受信する受信部、
移動局毎に、前記繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相回転を該受信チップに施す第1の位相回転部、
前記繰り返しチップ列の偶数番目または奇数番目のチップに−π/2またはπ/2の位相回転を施す第2の位相回転部、
該第2の位相回転部から出力する同一チップ成分を合成し、送信シンボルを復調する復調部、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重受信装置。 - 移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信方法において、
送信シンボル列の各シンボルをチップに分解する第1ステップ、
前記分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す第2ステップ、
位相回転後のチップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数（CRF回）繰り返し、得られた繰り返しチップ列の各チップを元の送信チップ列の配列と同じ配列となるように並び替える第3ステップ、
並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第4ステップ、
前記位相回転されたチップを送信する第5ステップ、
を備え前記第4ステップにおいて、前記繰り返しチップ列の各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/ CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する、
ことを特徴とする周波数分割多重送信方法。 - 移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信方法において、
送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数(CRF回)繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替える第1ステップ、
並び替え後の繰り返しシンボルをチップに分解する第2ステップ、
前記分解して得られたチップ列の偶数番目または奇数番目のチップにπ/2または−π/2の位相回転を施す第3ステップ、
位相回転後のチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第4ステップ、
前記位相回転されたチップを送信する第５ステップ、
を備え、前記第4ステップにおいて、前記繰り返しチップの各チップに施す位相回転量を該繰り返しチップ列の周期でk・2π/CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する、
ことを特徴とする周波数分割多重送信方法。
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