JP2011078105A - 波数分割多重送受信装置及びその送信方法 - Google Patents
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Abstract
【目的】マルチパスキャンセラを用いることなく、OFDM方式と同等にマルチパス干渉（MPI）を低減することである。
【構成】シンボル及び移動局固有の波数スペクトラムでデータを送信する波数分割多重送信方法において、送信データを符号化し、該符号化データを変調し、データ変調された送信シンボル系列の各シンボルの時間領域を圧縮して、該シンボルを所定回数繰り返し、得られた繰り返しシンボル系列の各シンボルを前記送信シンボル系列の配列となるように並び替え、前記繰り返しシンボル系列のシンボル毎に該シンボルの拡散コードとしてウォルシュコードを構成する所定の波数のコードを発生し、該繰り返しシンボル系列の各シンボルに該拡散コードを乗算して拡散する。
【選択図】図１０
【構成】シンボル及び移動局固有の波数スペクトラムでデータを送信する波数分割多重送信方法において、送信データを符号化し、該符号化データを変調し、データ変調された送信シンボル系列の各シンボルの時間領域を圧縮して、該シンボルを所定回数繰り返し、得られた繰り返しシンボル系列の各シンボルを前記送信シンボル系列の配列となるように並び替え、前記繰り返しシンボル系列のシンボル毎に該シンボルの拡散コードとしてウォルシュコードを構成する所定の波数のコードを発生し、該繰り返しシンボル系列の各シンボルに該拡散コードを乗算して拡散する。
【選択図】図１０
Description
本発明は、波数分割多重送受信装置およびその送信方法に係わり、特に、波数スペクトラムでデータを送受信する波数分割多重送受信装置及びその送信方法に関する。
直接拡散符号分割多元接続DS-CDMA(Direct Sequence-Code Division Multiple Access)は、狭帯域の送信信号に拡散符号を乗算することにより、該送信信号を広帯域に拡散して伝送する。かかるDS-CDMAにおいて、各移動局が拡散率SFの拡散符号を送信信号に乗算して伝送すると情報伝送速度は１/SFになる。このため、TDMAと同等の周波数利用効率を実現するために、DS-CDMAではSF個分の移動局の信号を収容する必要がある。しかし、実際の上りリンクにおける無線伝搬環境では各移動局から基地局までの伝搬条件の相違、例えば、伝播遅延時間や伝播路変動の相違に起因して、各移動局からの信号が相互に干渉し合うマルチアクセス干渉MAI(Multiple Access Interference)の影響が支配的になり、周波数利用率が低減する。
このため、次世代移動通信方式において、MAIの影響を低減できる無線変調方式としてIFDMA（Interleaved Frequency Division Multiple Access）が検討されている(特許文献1及び非特許文献１参照)。このIFDMA変調方式は、移動局固有の速度で変化する位相を送信信号に乗算して伝送することにより、各移動局からの信号が周波数軸上で相互に重なり合わない様に配置してMAIを低減する。
このため、次世代移動通信方式において、MAIの影響を低減できる無線変調方式としてIFDMA（Interleaved Frequency Division Multiple Access）が検討されている(特許文献1及び非特許文献１参照)。このIFDMA変調方式は、移動局固有の速度で変化する位相を送信信号に乗算して伝送することにより、各移動局からの信号が周波数軸上で相互に重なり合わない様に配置してMAIを低減する。
図２１はIFDMA変調方式を採用した移動局の構成図、図２２はIFDMAシンボルの説明図である。チャネル符号化部1aは、入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部1bはチャネル符号化されたデータ列を例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。IFDMAにおける1フレーム期間に送信するシンボルをIFDMAシンボルと称し、１つのIFDMAシンボルは図２２(a)に示すようにQ個のシンボルS0,S1,S2,S3 (図ではQ=4)で構成されている。
シンボル繰り返し・並び替え部1cは、IFDMAシンボルを構成する4個のシンボルS0,S1,S2,S3の時間領域をそれぞれ圧縮して各シンボルをL回(図ではL=4)繰り返し発生すると共に、該シンボル繰り返し系列を並び替えてシンボル系列S0,S1,S2,S3と同じ配列にする(図２２(b))。シンボル繰り返し系列のシンボル周期をTcとすれば、シンボル繰り返し周期Tsは、Ts=Tc×Qの関係がある。位相回転部1dは、複素乗算器CMLにより繰り返しシンボル列の各シンボルに対して移動局固有の位相回転を施し(図２２(c))、無線送信部1eは位相回転部1dから入力する信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
シンボル繰り返し・並び替え部1cは、IFDMAシンボルを構成する4個のシンボルS0,S1,S2,S3の時間領域をそれぞれ圧縮して各シンボルをL回(図ではL=4)繰り返し発生すると共に、該シンボル繰り返し系列を並び替えてシンボル系列S0,S1,S2,S3と同じ配列にする(図２２(b))。シンボル繰り返し系列のシンボル周期をTcとすれば、シンボル繰り返し周期Tsは、Ts=Tc×Qの関係がある。位相回転部1dは、複素乗算器CMLにより繰り返しシンボル列の各シンボルに対して移動局固有の位相回転を施し(図２２(c))、無線送信部1eは位相回転部1dから入力する信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
送信シンボル系列S0,S1,S2,S3の時間領域を圧縮して各送信シンボルを所定回数(L回)繰り返し、繰り返しシンボル列の各シンボルをシンボル系列S0,S1,S2,S3と同じ配列となるように並び替えると図２３の(a)に示すように並び替え後の繰り返しシンボル列は櫛歯形状の周波数スペクトラムを有するようになる。また、この並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施すと、該櫛歯形状の周波数スペクトラムのスペクトラム位置が図２３の(a)〜(d)に示すようにシフトし、周波数分割多重送信が可能になる。すなわち、位相回転部1dの出力信号の周波数スペクトラムは、位相回転速度が零の場合、図２３(a)に示す櫛歯形状の周波数スペクトラム特性を示し、単位時間Tc当たりの位相回転変化量(周波数)が大きくなるにつれて周波数スペクトラムは図２３(a)〜(d)に示すようにシフトする。
数値制御発振器NCO(Numerical Controlled Oscillator)1gは単位時間Tc毎に位相回転量θを計算し、位相回転部1dの複素乗算器CMLは繰り返しシンボル列の各シンボルに対して移動局固有の位相回転を施して周波数シフト処理を行う。
Q個のシンボルをL回繰り返したときのNCO 1gから出力する位相θk(t)は次式
により表される。ただし、Wはシンボル周波数、kは移動局に応じた値で0,1,2,…L-1のいずれかである。NCO 1gは(1)式により計算した位相θk(t)をTcの周期で出力し、IFDMA周期（＝L・Q・Tc＝16Tc）で位相回転量が2πとなるようにする（位相が1周するようにする）。
数値制御発振器NCO(Numerical Controlled Oscillator)1gは単位時間Tc毎に位相回転量θを計算し、位相回転部1dの複素乗算器CMLは繰り返しシンボル列の各シンボルに対して移動局固有の位相回転を施して周波数シフト処理を行う。
Q個のシンボルをL回繰り返したときのNCO 1gから出力する位相θk(t)は次式
NCO 1gにおいて、周波数シフト設定部1hは、単位時間Tc毎の位相回転変化量（角速度）Δωを設定する部分で、パラメータk, L, Qを用いて次式
により角速度Δωを計算して出力する。回転位相量決定部1iは、加算器ADDと遅延時間T（＝Tc）の遅延部DLYを備え、単位時間Tc毎に次式
θ=θ+Δω (3)
の演算を行なって回転位相量θをΔωづつ増加して出力する。変換部1jは、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部1dに入力する。位相回転部1dは繰り返しシンボル列を構成するシンボルをS(=X+jY)とすれば、次式
（X+jY）×(x+jy)
の演算を行なって演算結果を出力する。実際には、位相回転部1dの複素乗算部CMLは実数部、虚数部毎に（Xｘ−Yy）,(Xy+Yx)を演算して出力する。
k=0であれば、周波数シフト量Δf=0であるため、周波数スペクトラムは図２３の(a)に示すようになる。ｋ＝１であれば、(2)式より周波数シフト量Δｆ=2π/L×Qとなり、Q=L=4とすれば位相がπ/8づつ変化し、周波数スペクトラムは図２３の(b)に示すようになる。また、ｋ＝2であれば、(2)式より周波数シフト量Δｆ=4π/L×Qとなる。Q=L=4とすればTc毎に位相が2π/8づつ変化し、周波数スペクトラムは図２３の(c)に示すようになる。また、ｋ＝3であれば、(2)式より周波数シフト量Δｆ=6π/L×Qとなる。Q=L=4とすればTc毎に位相が3π/8づつ変化し、周波数スペクトラムは図２３の(d)に示すようになる。この結果、複数の移動局が同一の基地局に同時に接続した場合であっても、各移動局の周波数スペクトラムは周波数軸上で直交することになり、お互いの送信信号の干渉を低減できる。
移動体無線通信では伝搬路によって、MPI(Multi-Path Interference)が生じ、回線品質を劣化させる。このため、従来のIFDMAでは、特許文献１の段落0010〜0014で説明するようにMPIを低減するためにマルチパス干渉キャンセラを使用する。しかし、このマルチパス干渉キャンセラを使用する方法では、処理量が増加し、また、追従性に問題があった。
そこで、MPIの影響が低減可能なOFDM方式が変調方式として検討されている。しかし、OFDM方式では直交する周波数上に送信シンボルが多重化されているため、平均電力対ピーク電力比PAPR（Peak to Average Power Ratio)が大きくなリ、送信増幅器の送信効率が悪くなる。PAPRが大きくなるのを防止するために、送信部において閾値以上の信号部分をクリッピング処理等により削除してピーク電力抑圧を行い、送信増幅器に入力するピーク電力の低減を図っている。しかし、ピーク電力抑圧による符号誤り率が増加する問題が発生している。
θ=θ+Δω (3)
の演算を行なって回転位相量θをΔωづつ増加して出力する。変換部1jは、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部1dに入力する。位相回転部1dは繰り返しシンボル列を構成するシンボルをS(=X+jY)とすれば、次式
（X+jY）×(x+jy)
の演算を行なって演算結果を出力する。実際には、位相回転部1dの複素乗算部CMLは実数部、虚数部毎に（Xｘ−Yy）,(Xy+Yx)を演算して出力する。
k=0であれば、周波数シフト量Δf=0であるため、周波数スペクトラムは図２３の(a)に示すようになる。ｋ＝１であれば、(2)式より周波数シフト量Δｆ=2π/L×Qとなり、Q=L=4とすれば位相がπ/8づつ変化し、周波数スペクトラムは図２３の(b)に示すようになる。また、ｋ＝2であれば、(2)式より周波数シフト量Δｆ=4π/L×Qとなる。Q=L=4とすればTc毎に位相が2π/8づつ変化し、周波数スペクトラムは図２３の(c)に示すようになる。また、ｋ＝3であれば、(2)式より周波数シフト量Δｆ=6π/L×Qとなる。Q=L=4とすればTc毎に位相が3π/8づつ変化し、周波数スペクトラムは図２３の(d)に示すようになる。この結果、複数の移動局が同一の基地局に同時に接続した場合であっても、各移動局の周波数スペクトラムは周波数軸上で直交することになり、お互いの送信信号の干渉を低減できる。
移動体無線通信では伝搬路によって、MPI(Multi-Path Interference)が生じ、回線品質を劣化させる。このため、従来のIFDMAでは、特許文献１の段落0010〜0014で説明するようにMPIを低減するためにマルチパス干渉キャンセラを使用する。しかし、このマルチパス干渉キャンセラを使用する方法では、処理量が増加し、また、追従性に問題があった。
そこで、MPIの影響が低減可能なOFDM方式が変調方式として検討されている。しかし、OFDM方式では直交する周波数上に送信シンボルが多重化されているため、平均電力対ピーク電力比PAPR（Peak to Average Power Ratio)が大きくなリ、送信増幅器の送信効率が悪くなる。PAPRが大きくなるのを防止するために、送信部において閾値以上の信号部分をクリッピング処理等により削除してピーク電力抑圧を行い、送信増幅器に入力するピーク電力の低減を図っている。しかし、ピーク電力抑圧による符号誤り率が増加する問題が発生している。
後藤他、「上りリンク可変拡散率・シンボル繰り返しファクタ(VSCRF)-CDMA無線アクセスのマルチセル環境における特性評価」、社団法人 電子情報通信学会 Technical Report of IEICE. RCS2004-84 (204-06)
以上から本発明の目的は、マルチパスキャンセラを用いることなく、マルチパス干渉（MPI）を低減することである。
又、本発明の別の目的は、OFDMでは多重化によるPAPRが大きくなるが、該PAPRが大きくなるのを防止することである。
又、本発明の別の目的は、OFDMでは多重化によるPAPRが大きくなるが、該PAPRが大きくなるのを防止することである。
本発明はシンボル及び移動局固有の波数スペクトラムでデータを送信する波数分割多重送受信装置及びその送信方法である。
・波数分割多重送受信装置
本願発明の波数分割多重送信装置は、送信データを符号化する符号化部、該符号化部の出力データを変調するデータ変調部、該データ変調部から出力する送信シンボル系列の各シンボルの時間領域を圧縮して、該シンボルを所定回数繰り返す時間領域圧縮・繰り返し部、得られた繰り返しシンボル系列の各シンボルを前記送信シンボル系列の配列となるように並び替えるシンボル並び替え部、前記繰り返しシンボル系列のシンボル毎に、該シンボルの拡散コードとしてウォルシュコードを構成する所定の波数のコードを発生する拡散コード発生部、前記繰り返しシンボル系列の各シンボルに前記拡散コードを乗算して拡散する拡散部、前記拡散部の出力を送信する送信部、を備えている。
本願発明の波数分割多重受信装置は、上記波数分割多重送信装置から送信される信号を受信する受信部、受信信号より前記繰り返しシンボル系列の各シンボルを復調する直交復調部、受信したシンボル系列のフレームシンボルタイミングを検出するタイミング検出部、タイミング検出部において検出されたタイミングで受信シンボル系列を切り出し、該受信シンボル系列にウォルシュのWFT変換処理を施して波数スペクトルに変換するウォルシュのWFT処理部、移動局及びシンボル毎に、該移動局に応じた波数スペクトラムのうち該シンボル固有の波数スペクトルを合成する合成部、各シンボルの合成信号からデータを復号する復号部、を備えている。
・波数分割多重送信方法
本願発明の波数分割多重送信方法は、送信データを符号化し、該符号化データを変調する第１ステップ、データ変調された送信シンボル系列の各シンボルの時間領域を圧縮して、該シンボルを所定回数繰り返す第２ステップ、得られた繰り返しシンボル系列の各シンボルを前記送信シンボル系列の配列となるように並び替える第３ステップ、前記繰り返しシンボル系列のシンボル毎に該シンボルの拡散コードとしてウォルシュコードを構成する所定の波数のコードを発生し、該繰り返しシンボル系列の各シンボルに該拡散コードを乗算して拡散する第４ステップ、前記拡散出力を送信する第５ステップ、を備えている。
・波数分割多重送受信装置
本願発明の波数分割多重送信装置は、送信データを符号化する符号化部、該符号化部の出力データを変調するデータ変調部、該データ変調部から出力する送信シンボル系列の各シンボルの時間領域を圧縮して、該シンボルを所定回数繰り返す時間領域圧縮・繰り返し部、得られた繰り返しシンボル系列の各シンボルを前記送信シンボル系列の配列となるように並び替えるシンボル並び替え部、前記繰り返しシンボル系列のシンボル毎に、該シンボルの拡散コードとしてウォルシュコードを構成する所定の波数のコードを発生する拡散コード発生部、前記繰り返しシンボル系列の各シンボルに前記拡散コードを乗算して拡散する拡散部、前記拡散部の出力を送信する送信部、を備えている。
本願発明の波数分割多重受信装置は、上記波数分割多重送信装置から送信される信号を受信する受信部、受信信号より前記繰り返しシンボル系列の各シンボルを復調する直交復調部、受信したシンボル系列のフレームシンボルタイミングを検出するタイミング検出部、タイミング検出部において検出されたタイミングで受信シンボル系列を切り出し、該受信シンボル系列にウォルシュのWFT変換処理を施して波数スペクトルに変換するウォルシュのWFT処理部、移動局及びシンボル毎に、該移動局に応じた波数スペクトラムのうち該シンボル固有の波数スペクトルを合成する合成部、各シンボルの合成信号からデータを復号する復号部、を備えている。
・波数分割多重送信方法
本願発明の波数分割多重送信方法は、送信データを符号化し、該符号化データを変調する第１ステップ、データ変調された送信シンボル系列の各シンボルの時間領域を圧縮して、該シンボルを所定回数繰り返す第２ステップ、得られた繰り返しシンボル系列の各シンボルを前記送信シンボル系列の配列となるように並び替える第３ステップ、前記繰り返しシンボル系列のシンボル毎に該シンボルの拡散コードとしてウォルシュコードを構成する所定の波数のコードを発生し、該繰り返しシンボル系列の各シンボルに該拡散コードを乗算して拡散する第４ステップ、前記拡散出力を送信する第５ステップ、を備えている。
本発明によれば、マルチパスキャンセラを用いることなく、擬似的なOFDM方式による送受信を行なえるためOFDM方式と同等のマルチパス干渉（MPI）の低減が可能になり、周波数ダイバーシチの効果も発生する。
又、本発明によれば、１つのシンボルを直交する周波数あるいは波数で送信するため、拡散利得が得られ、PAPRを小さくできる。
又、本発明によれば、１つのシンボルを直交する周波数あるいは波数で送信するため、拡散利得が得られ、PAPRを小さくできる。
（Ａ）第１実施例
（ａ）周波数分割多重送信装置
図１は第１実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図、図２は図１の周波数分割多重送信装置の動作説明用タイミングチャートである。第１実施例の周波数分割多重送信装置は移動局として利用することができる。
符号化部１１は入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部１２はチャネル符号化されたデータ列を例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。１つのIFDMAシンボル(フレームシンボル)は図２(a)に示すようにQ個のシンボルD0,D1 (図ではQ=2)で構成されている。
時間領域圧縮および繰り返し部１３は、図２(b)に示すようにIFDMAシンボルを構成する２個のシンボルD0,D1の時間領域をそれぞれ圧縮して各シンボルをL回(図ではL=４)繰り返し発生し、並び替え部１４は、該シンボル繰り返し系列を並び替えてシンボル系列D0,D1と同じ配列にする(図２(c))。この繰り返しにより得られたシンボルの周期をTcとすれば、シンボル繰り返し周期Tsは、Ts=Tc×Qの関係がある。
シンボル位相回転部１５は、並び替え後の繰り返しシンボルに対してシンボル固有の位相回転処理を施す。例えば、図２(d)に示すようにシンボル位相回転部１５は、並び替えされたシンボル系列のうちD0のシンボルはそのままにし(位相回転を施さず)、D1のシンボルにはシンボル毎に０、π、２π（＝０）、３π(＝−π)、・・・とπづつ増加するシンボル固有の位相回転を施す。 UE位相回転部１６は、シンボル位相回転部１５から出力する各シンボルに対して移動局(UE：User Equipment)固有の位相回転を施し、CP付加部１７は図２(ｅ）に示すようにIFDMAシンボル毎に繰り返しシンボル系列の先頭にCP(Cyclic Prefix)を付加し、送信部１８は該CPが付加されたシンボル系列の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
数値制御発振器NCO(Numerical Controlled Oscillator)１９は単位時間Tc毎に位相回転量θを計算し、位相回転部１６の複素乗算器(図示せず)は入力する繰り返しシンボル列の各シンボルに対して移動局固有の位相回転を施して周波数シフト処理を行う。Q（＝2）個のシンボルをL（＝4）回繰り返したときのNCO１９から出力する位相θk(t)は(1)式により表される。NCO １９おいて、周波数シフト設定部１９ａは、単位時間Tc毎の位相回転変化量（角速度）Δωを設定する部分で、パラメータ設定部１９ｂより設定されたパラメータk, L, Qを用いて(2)式により角速度Δωを計算して出力する。回転位相量決定部１９ｃは、遅延時間設定部１９ｄで設定された遅延時間T（＝Tc）の遅延部DLYと加算器ADDとを備え、単位時間T毎に(3)式の演算を行なって回転位相量θをΔωづつ増加して出力する。変換部１９ｅは、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部１６に入力する。位相回転部１６はシンボル位相回転部１５から出力するシンボルをS(=X+jY)とすれば、次式
（X+jY）×(x+jy)
の演算を行なって演算結果を出力する。
（ａ）周波数分割多重送信装置
図１は第１実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図、図２は図１の周波数分割多重送信装置の動作説明用タイミングチャートである。第１実施例の周波数分割多重送信装置は移動局として利用することができる。
符号化部１１は入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部１２はチャネル符号化されたデータ列を例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。１つのIFDMAシンボル(フレームシンボル)は図２(a)に示すようにQ個のシンボルD0,D1 (図ではQ=2)で構成されている。
時間領域圧縮および繰り返し部１３は、図２(b)に示すようにIFDMAシンボルを構成する２個のシンボルD0,D1の時間領域をそれぞれ圧縮して各シンボルをL回(図ではL=４)繰り返し発生し、並び替え部１４は、該シンボル繰り返し系列を並び替えてシンボル系列D0,D1と同じ配列にする(図２(c))。この繰り返しにより得られたシンボルの周期をTcとすれば、シンボル繰り返し周期Tsは、Ts=Tc×Qの関係がある。
シンボル位相回転部１５は、並び替え後の繰り返しシンボルに対してシンボル固有の位相回転処理を施す。例えば、図２(d)に示すようにシンボル位相回転部１５は、並び替えされたシンボル系列のうちD0のシンボルはそのままにし(位相回転を施さず)、D1のシンボルにはシンボル毎に０、π、２π（＝０）、３π(＝−π)、・・・とπづつ増加するシンボル固有の位相回転を施す。 UE位相回転部１６は、シンボル位相回転部１５から出力する各シンボルに対して移動局(UE：User Equipment)固有の位相回転を施し、CP付加部１７は図２(ｅ）に示すようにIFDMAシンボル毎に繰り返しシンボル系列の先頭にCP(Cyclic Prefix)を付加し、送信部１８は該CPが付加されたシンボル系列の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
数値制御発振器NCO(Numerical Controlled Oscillator)１９は単位時間Tc毎に位相回転量θを計算し、位相回転部１６の複素乗算器(図示せず)は入力する繰り返しシンボル列の各シンボルに対して移動局固有の位相回転を施して周波数シフト処理を行う。Q（＝2）個のシンボルをL（＝4）回繰り返したときのNCO１９から出力する位相θk(t)は(1)式により表される。NCO １９おいて、周波数シフト設定部１９ａは、単位時間Tc毎の位相回転変化量（角速度）Δωを設定する部分で、パラメータ設定部１９ｂより設定されたパラメータk, L, Qを用いて(2)式により角速度Δωを計算して出力する。回転位相量決定部１９ｃは、遅延時間設定部１９ｄで設定された遅延時間T（＝Tc）の遅延部DLYと加算器ADDとを備え、単位時間T毎に(3)式の演算を行なって回転位相量θをΔωづつ増加して出力する。変換部１９ｅは、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部１６に入力する。位相回転部１６はシンボル位相回転部１５から出力するシンボルをS(=X+jY)とすれば、次式
（X+jY）×(x+jy)
の演算を行なって演算結果を出力する。
シンボル位相回転量生成部２０はシンボル系列のうちD0のシンボルの位相回転量を生成するもの、シンボル位相回転量生成部２１はシンボル系列のうちD1のシンボルの位相回転量を生成するものである。シンボルD0、D1は交互にシンボル位相回転部１５に入力するため、それに同期してスイッチ２２によりシンボル位相回転量生成部２０，２１で発生した位相回転量を交互にシンボル位相回転部１５に入力する。図２の例ではシンボルD0に施す回転位相量は０、シンボルD1に施す回転位相量はπであるから、シンボル位相回転量生成部２０は繰り返しシンボル周期Ts毎に０、０、０・・・と位相回転量０を発生してシンボル位相回転部１５に入力し、シンボル位相回転量生成部２１は繰り返しシンボル周期Ts毎に０、π、２π（＝０）、３π(＝−π)、・・・とπづつ増加する位相回転量を発生してシンボル位相回転部１５に入力する。
シンボル位相回転量生成部２０，２１は数値制御発振器NCO１９と同一の構成を備えている。図３はシンボル位相回転量生成部２１の構成図であり、周波数シフト設定部２１ａは、単位時間Ts毎の位相回転変化量πを設定する部分で、パラメータ設定部２１ｂより設定されたパラメータπを出力する。回転位相量決定部２１ｃは、遅延時間設定部２１ｄで設定された遅延時間T（＝Ts）の遅延部DLYと加算器ADDとを備え、単位時間Ts毎に(3)式の演算を行なって回転位相量θをπづつ増加して出力する。変換部２１ｅは、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部１５に入力する。
シンボル位相回転部１５においてシンボルに位相回転を施さなければ、k=0の第１移動局の周波数スペクトラムは図４(A)に示すようになるが、シンボル位相回転部１５においてシンボルD1のみにπずつ増加する位相回転を施すと、周波数スペクトラムは図４(B)に示すようになる。この図４(B) より、第１実施例によれば、(1)シンボルD0は周波数f0及びf4の直交した周波数で送信され、(2)シンボルD1は周波数f2及びf6の直交した周波数で送信され、また、(3)シンボルD0及びD1は互いに直交した周波数で送信されるようになる。これはIFDMAシンボルを構成する全シンボルD0,D1をあたかもOFDM方式で複数のサブキャリアで送信したのと同じであり、CP時間以内の遅延波によるマルチパス干渉による劣化は生じない。
シンボル位相回転量生成部２０，２１は数値制御発振器NCO１９と同一の構成を備えている。図３はシンボル位相回転量生成部２１の構成図であり、周波数シフト設定部２１ａは、単位時間Ts毎の位相回転変化量πを設定する部分で、パラメータ設定部２１ｂより設定されたパラメータπを出力する。回転位相量決定部２１ｃは、遅延時間設定部２１ｄで設定された遅延時間T（＝Ts）の遅延部DLYと加算器ADDとを備え、単位時間Ts毎に(3)式の演算を行なって回転位相量θをπづつ増加して出力する。変換部２１ｅは、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部１５に入力する。
シンボル位相回転部１５においてシンボルに位相回転を施さなければ、k=0の第１移動局の周波数スペクトラムは図４(A)に示すようになるが、シンボル位相回転部１５においてシンボルD1のみにπずつ増加する位相回転を施すと、周波数スペクトラムは図４(B)に示すようになる。この図４(B) より、第１実施例によれば、(1)シンボルD0は周波数f0及びf4の直交した周波数で送信され、(2)シンボルD1は周波数f2及びf6の直交した周波数で送信され、また、(3)シンボルD0及びD1は互いに直交した周波数で送信されるようになる。これはIFDMAシンボルを構成する全シンボルD0,D1をあたかもOFDM方式で複数のサブキャリアで送信したのと同じであり、CP時間以内の遅延波によるマルチパス干渉による劣化は生じない。
（ｂ） 第１実施例の周波数分割多重受信装置
図５は第１実施例の周波数分割多重受信装置のブロック図である。
無線受信部３１は無線信号を受信してベースバンド信号に周波数をダウンコンバートし、直交復調部３２はベースバンド信号に対して例えばQPSK復調処理を施し、図示しないAD変換器は復調結果(受信シンボル系列)をディジタルに変換してシンボルタイミング検出部３３とシリアル/パラレル変換部３４に入力する。シンボルタイミング検出部３３は、受信シンボル系列からIFDMAシンボルタイミングを検出し、シリアル/パラレル変換部３４は該IFDMAシンボルタイミング(フレームシンボルタイミング)に基づいてCPを受信シンボル系列から削除し、かつ、該受信シンボル系列をシリアル/パラレル変換する。ＦＦＴ部３５はパラレル変換された各シンボルデータにＦＦＴ変換処理を施して複数のサブキャリア成分（周波数スペクトラム）を発生する。図３の例ではサブキャリア成分として、周波数f0、f2、f4、f6に応じたシンボルデータD0,D1,D0,D1を出力する。
サブキャリア合成部３６は、周波数f0、f4の成分を合成してシンボルデータD0として出力し、周波数f2、f6のサブキャリア成分を合成してシンボルデータD１として出力する。復号部３７はシンボルD0,D1を入力されて誤り訂正復号処理を行って図示しないデータ処理部に入力する。
図５は第１実施例の周波数分割多重受信装置のブロック図である。
無線受信部３１は無線信号を受信してベースバンド信号に周波数をダウンコンバートし、直交復調部３２はベースバンド信号に対して例えばQPSK復調処理を施し、図示しないAD変換器は復調結果(受信シンボル系列)をディジタルに変換してシンボルタイミング検出部３３とシリアル/パラレル変換部３４に入力する。シンボルタイミング検出部３３は、受信シンボル系列からIFDMAシンボルタイミングを検出し、シリアル/パラレル変換部３４は該IFDMAシンボルタイミング(フレームシンボルタイミング)に基づいてCPを受信シンボル系列から削除し、かつ、該受信シンボル系列をシリアル/パラレル変換する。ＦＦＴ部３５はパラレル変換された各シンボルデータにＦＦＴ変換処理を施して複数のサブキャリア成分（周波数スペクトラム）を発生する。図３の例ではサブキャリア成分として、周波数f0、f2、f4、f6に応じたシンボルデータD0,D1,D0,D1を出力する。
サブキャリア合成部３６は、周波数f0、f4の成分を合成してシンボルデータD0として出力し、周波数f2、f6のサブキャリア成分を合成してシンボルデータD１として出力する。復号部３７はシンボルD0,D1を入力されて誤り訂正復号処理を行って図示しないデータ処理部に入力する。
（ｃ） 1パスモデルの受信信号の利得
1パスモデルの各サンプリング点(繰り返しシンボル系列の各シンボルタイミング)での受信信号は下式で表される。ここでnは各サンプル点での雑音を表す。
複素表現した周波数fkのフーリエ係数Skは
で、表わせるから周波数f0の信号成分は下式で表される。
1パスモデルの各サンプリング点(繰り返しシンボル系列の各シンボルタイミング)での受信信号は下式で表される。ここでnは各サンプル点での雑音を表す。
（ｄ） 2パスモデルの受信信号の利得およびMPIの低減
図６はマルチパス干渉時の受信信号例であり、（a）は直接波、(b)は遅延波、(c)は直接波と遅延波を合成してなる受信サンプル系列である。図では、遅延波が直接波から１サンプル遅延している例を示している。かかる2パスモデルの環境における受信信号は下式
で表される。周波数f0の信号成分は下式
で表される。
図６はマルチパス干渉時の受信信号例であり、（a）は直接波、(b)は遅延波、(c)は直接波と遅延波を合成してなる受信サンプル系列である。図では、遅延波が直接波から１サンプル遅延している例を示している。かかる2パスモデルの環境における受信信号は下式
また、周波数f4の信号成分は下式
で表される。この結果、周波数f0と周波数f4の同相合成した信号成分は
となり、SNRは下式
で与えられる。
以上から、マルチパス環境においても拡散利得が得られており、MPIが低減し、しかもOFDMによる周波数ダイバーシティ効果も発生する。
以上から、マルチパス環境においても拡散利得が得られており、MPIが低減し、しかもOFDMによる周波数ダイバーシティ効果も発生する。
（ｅ）第２の移動局
図４はk=0とした第１の移動局の周波数スペクトラムであるが、k=１とした第２の移動局の周波数スペクトラムは図７(B)に示すようになる。すなわち、シンボル位相回転部１５においてシンボルに位相回転を施さなければ、k=１の第２移動局の周波数スペクトラムは図７(A)に示すようになるが、シンボル位相回転部１５においてシンボルD1のみにπずつ増加する位相回転を施すと、周波数スペクトラムは図７(B)に示すようになる。図７(B) より、(1)シンボルD0は周波数f１及びf５の直交した周波数で送信され、(2)シンボルD1は周波数f3及びf7の直交した周波数で送信され、また、(3)シンボルD0及びD1は互いに直交した周波数で送信されるようになる。
以上より、図８に示すように第１ユーザUE0のデータは周波数f0,f2,f4,f6で送られ、第２ユーザUE1のデータは周波数f1,f3,f5,f7で送られ、互いに直交した周波数で送信され、干渉することはない。
第１実施例によれば、擬似的なOFDMが実現可能なので、マルチパス干渉キャンセラを必要とせず、マルチパス干渉を低減することが可能である。
図４はk=0とした第１の移動局の周波数スペクトラムであるが、k=１とした第２の移動局の周波数スペクトラムは図７(B)に示すようになる。すなわち、シンボル位相回転部１５においてシンボルに位相回転を施さなければ、k=１の第２移動局の周波数スペクトラムは図７(A)に示すようになるが、シンボル位相回転部１５においてシンボルD1のみにπずつ増加する位相回転を施すと、周波数スペクトラムは図７(B)に示すようになる。図７(B) より、(1)シンボルD0は周波数f１及びf５の直交した周波数で送信され、(2)シンボルD1は周波数f3及びf7の直交した周波数で送信され、また、(3)シンボルD0及びD1は互いに直交した周波数で送信されるようになる。
以上より、図８に示すように第１ユーザUE0のデータは周波数f0,f2,f4,f6で送られ、第２ユーザUE1のデータは周波数f1,f3,f5,f7で送られ、互いに直交した周波数で送信され、干渉することはない。
第１実施例によれば、擬似的なOFDMが実現可能なので、マルチパス干渉キャンセラを必要とせず、マルチパス干渉を低減することが可能である。
（Ｂ）第２実施例
図９は第２実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図であり、図１の第１実施例の構成と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、第１実施例の２つの位相回転部１５，１６を１つに統合した点である。
符号化部１１は入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部１２はチャネル符号化されたデータ列を例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。時間領域圧縮および繰り返し部１３は、図２(b)に示すようにIFDMAシンボルを構成する２個のシンボルD0,D1の時間領域をそれぞれ圧縮して各シンボルをL回(図ではL=４)繰り返し発生し、並び替え部１４は、該シンボル繰り返し系列を並び替えてシンボル系列D0,D1と同じ配列にする(図２(c))。この繰り返しにより得られたシンボルの周期をTcとすれば、シンボル繰り返し周期Tsは、Ts=Tc×Qの関係がある。
位相回転部２５は、並び替え後の繰り返しシンボルに対して移動局およびシンボルそれぞれに固有の位相回転処理を施し、CP付加部１７は図２(ｅ）に示すようにIFDMAシンボル毎に繰り返しシンボル系列の先頭にCP(Cyclic Prefix)を付加し、送信部１８は該CPが付加されたシンボル系列の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
図９は第２実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図であり、図１の第１実施例の構成と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、第１実施例の２つの位相回転部１５，１６を１つに統合した点である。
符号化部１１は入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部１２はチャネル符号化されたデータ列を例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。時間領域圧縮および繰り返し部１３は、図２(b)に示すようにIFDMAシンボルを構成する２個のシンボルD0,D1の時間領域をそれぞれ圧縮して各シンボルをL回(図ではL=４)繰り返し発生し、並び替え部１４は、該シンボル繰り返し系列を並び替えてシンボル系列D0,D1と同じ配列にする(図２(c))。この繰り返しにより得られたシンボルの周期をTcとすれば、シンボル繰り返し周期Tsは、Ts=Tc×Qの関係がある。
位相回転部２５は、並び替え後の繰り返しシンボルに対して移動局およびシンボルそれぞれに固有の位相回転処理を施し、CP付加部１７は図２(ｅ）に示すようにIFDMAシンボル毎に繰り返しシンボル系列の先頭にCP(Cyclic Prefix)を付加し、送信部１８は該CPが付加されたシンボル系列の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
移動局/シンボル位相回転量生成部２６は移動局及びシンボルD0に応じた位相回転量を生成するもの、移動局/シンボル位相回転量生成部２７は移動局及びシンボルD1に応じた位相回転量を生成するものである。シンボルD0、D1は交互に位相回転部１５に入力するため、それに同期してスイッチ２８は移動局/シンボル位相回転量生成部２６，２７で発生した位相回転量を交互に位相回転部２５に入力する。
移動局に応じた位相回転量は2πk/LQ(図２の例ではLQ=8であるからπk/４)、シンボルD0に応じた回転位相量は０、シンボルD1に応じた位相回転量はπであるから、移動局/シンボル位相回転量生成部２６は、シンボル繰り返し周期Ts毎に、
０→０＋２×πk/４→０＋４×πk/４→０＋６×πk/４→・・・・
とシンボルD0の位相回転量を発生する。また、移動局/シンボル位相回転量生成部２７は、シンボル繰り返し周期Ts毎に、
０＋πk/４→π＋３×πk/４→２π＋５×πk/４→３π＋７×πk/４→・・・・
とシンボルD１の位相回転量を発生する。スイッチ２８はこれらシンボルD0、D１の位相回転量をシンボル周期Tc毎に交互に位相回転部２５に入力する。
第２実施例によれば、第１実施例と同等の効果を奏することができ、しかも位相回転部を１つにできる。なお、第２実施例の周波数分割多重受信装置は、図５の第１実施例の周波数分割多重受信装置と同一構成になる。
移動局に応じた位相回転量は2πk/LQ(図２の例ではLQ=8であるからπk/４)、シンボルD0に応じた回転位相量は０、シンボルD1に応じた位相回転量はπであるから、移動局/シンボル位相回転量生成部２６は、シンボル繰り返し周期Ts毎に、
０→０＋２×πk/４→０＋４×πk/４→０＋６×πk/４→・・・・
とシンボルD0の位相回転量を発生する。また、移動局/シンボル位相回転量生成部２７は、シンボル繰り返し周期Ts毎に、
０＋πk/４→π＋３×πk/４→２π＋５×πk/４→３π＋７×πk/４→・・・・
とシンボルD１の位相回転量を発生する。スイッチ２８はこれらシンボルD0、D１の位相回転量をシンボル周期Tc毎に交互に位相回転部２５に入力する。
第２実施例によれば、第１実施例と同等の効果を奏することができ、しかも位相回転部を１つにできる。なお、第２実施例の周波数分割多重受信装置は、図５の第１実施例の周波数分割多重受信装置と同一構成になる。
（Ｃ）第３実施例
（ａ）波数分割多重送信装置
図１０は第３実施例の波数スペクトラムでデータを送信する波数分割多重送信装置のブロック図、図１１は図１０の波数分割多重送信装置の動作説明用タイミングチャートである。第３実施例の波数分割多重送信装置は移動局として利用することができる。
符号化部５１は入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部５２はチャネル符号化されたデータ列を例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。１つのIWDMAシンボルは図１１(a)に示すようにQ個のシンボルD0,D1 (図ではQ=2)で構成されている。
時間領域圧縮および繰り返し部５３は、図１１(b)に示すようにIWDMAシンボルを構成する２個のシンボルD0,D1の時間領域をそれぞれ圧縮して各シンボルをL回(図ではL=４)繰り返し発生してシンボル繰り返し系列を発生し、シンボル並び替え部５４は、該シンボル繰り返し系列を並び替えてシンボル系列D0,D1と同じ配列にする(図１１(c))。繰り返しにより得られたシンボルの周期をTcとすれば、シンボル繰り返し周期Tsは、Ts=Tc×Qの関係がある。
（ａ）波数分割多重送信装置
図１０は第３実施例の波数スペクトラムでデータを送信する波数分割多重送信装置のブロック図、図１１は図１０の波数分割多重送信装置の動作説明用タイミングチャートである。第３実施例の波数分割多重送信装置は移動局として利用することができる。
符号化部５１は入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部５２はチャネル符号化されたデータ列を例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。１つのIWDMAシンボルは図１１(a)に示すようにQ個のシンボルD0,D1 (図ではQ=2)で構成されている。
時間領域圧縮および繰り返し部５３は、図１１(b)に示すようにIWDMAシンボルを構成する２個のシンボルD0,D1の時間領域をそれぞれ圧縮して各シンボルをL回(図ではL=４)繰り返し発生してシンボル繰り返し系列を発生し、シンボル並び替え部５４は、該シンボル繰り返し系列を並び替えてシンボル系列D0,D1と同じ配列にする(図１１(c))。繰り返しにより得られたシンボルの周期をTcとすれば、シンボル繰り返し周期Tsは、Ts=Tc×Qの関係がある。
拡散コード生成部５５，５６は、図１１(d)に示すようにシンボル及び移動局固有の互いに直交する拡散コードを、Walshコードを用いて発生する。たとえば、Walshコードにおける第i波数コードの第j要素をWal(m,n)と表現すると、拡散コード生成部５５はシンボル周期Tc毎にシンボルD0に乗算する拡散コード列
Wal(0,0)，Wal(0,1)，Wal(0,2)，Wal(0,3)，Wal(0,4)，Wal(0,5)，Wal(0,6)，Wal(0,7)
を発生し、拡散コード生成部５６はシンボル周期Tc毎にシンボルD1に乗算する拡散コード列
Wal(2,0)，Wal(2,1)，Wal(2,2)，Wal(2,3)，Wal(2,4)，Wal(2,5)，Wal(2,6)，Wal(2,7)
を発生する。スイッチ６０はシンボル周期Tc毎に交互に拡散コード生成部５５，５６から発生するコードを選択して拡散コード乗算部５７に入力し、拡散コード乗算部５７はシンボル並び替え後の繰り返しシンボルD0,D1に対して該拡散コードを乗算して拡散処理を行う。拡散後のシンボル系列は図１１(e)に示すようになる。
CP付加部５８は図１１(f)に示すようにIWDMAシンボル毎に拡散コードを乗算されたシンボル系列の先頭にCP(Cyclic Prefix)を付加し、送信部５９は該CPが付加されたシンボル系列の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
Wal(0,0)，Wal(0,1)，Wal(0,2)，Wal(0,3)，Wal(0,4)，Wal(0,5)，Wal(0,6)，Wal(0,7)
を発生し、拡散コード生成部５６はシンボル周期Tc毎にシンボルD1に乗算する拡散コード列
Wal(2,0)，Wal(2,1)，Wal(2,2)，Wal(2,3)，Wal(2,4)，Wal(2,5)，Wal(2,6)，Wal(2,7)
を発生する。スイッチ６０はシンボル周期Tc毎に交互に拡散コード生成部５５，５６から発生するコードを選択して拡散コード乗算部５７に入力し、拡散コード乗算部５７はシンボル並び替え後の繰り返しシンボルD0,D1に対して該拡散コードを乗算して拡散処理を行う。拡散後のシンボル系列は図１１(e)に示すようになる。
CP付加部５８は図１１(f)に示すようにIWDMAシンボル毎に拡散コードを乗算されたシンボル系列の先頭にCP(Cyclic Prefix)を付加し、送信部５９は該CPが付加されたシンボル系列の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
（ｂ）拡散コード
拡散コード生成部５５，５６はシンボル及び移動局固有の互いに直交する拡散コードを、Walsh(ウォルシュ)コードを用いて以下のように発生する。以下は8次のWalshコードを用いる場合であり、8次のWalshコードは次式で表現される。
この8次のWalshコードにおいて各波数wi，wjのコードは互いに直交し、wi×wj=0の関係がある。
シンボルD0を波数w0のコードを用いて拡散する場合(拡散コード=w0)、シンボルD0には波数w0のコードが1つおきに乗算される。この乗算タイミングでは波数w0と波数w7が同じコードであるため、図１２に示すようシンボルD0は波数w0、w7に出力される。また、シンボルD1を波数w2のコードを用いて拡散する場合、シンボルD1には波数w2のコードが1つおきに乗算される。この乗算タイミングでは波数w2と波数-1×w5が同じコードであるため、図１２に示すようにシンボルD1は波数w2、w5(位相は逆相)に出力される。
拡散コード生成部５５，５６はシンボル及び移動局固有の互いに直交する拡散コードを、Walsh(ウォルシュ)コードを用いて以下のように発生する。以下は8次のWalshコードを用いる場合であり、8次のWalshコードは次式で表現される。
シンボルD0を波数w0のコードを用いて拡散する場合(拡散コード=w0)、シンボルD0には波数w0のコードが1つおきに乗算される。この乗算タイミングでは波数w0と波数w7が同じコードであるため、図１２に示すようシンボルD0は波数w0、w7に出力される。また、シンボルD1を波数w2のコードを用いて拡散する場合、シンボルD1には波数w2のコードが1つおきに乗算される。この乗算タイミングでは波数w2と波数-1×w5が同じコードであるため、図１２に示すようにシンボルD1は波数w2、w5(位相は逆相)に出力される。
この図１２の波数スペクトラムは送信信号をWalsh変換して求めることができる。
Walsh変換式G(m)は次式
で定義される。図１１の例では
であるから、Walsh変換式は次式で表される。
Walsh変換式G(m)は次式
（ｃ）波数分割多重受信装置
図１３は第３実施例の波数分割多重受信装置のブロック図である。
無線受信部７１は無線信号を受信してベースバンド信号に周波数をダウンコンバートし、直交復調部７２はベースバンド信号に対して例えばQPSK復調処理を施し、図示しないAD変換器は復調結果(受信シンボル系列)をディジタルに変換してシンボルタイミング検出部７３とシリアル/パラレル変換部７４に入力する。シンボルタイミング検出部７３は、受信シンボル系列からIWDMAシンボルタイミング(フレームシンボルタイミング)を検出し、シリアル/パラレル変換部７４は該IWDMAシンボルタイミングに基づいてCPを受信シンボル系列から削除し、かつ、該受信シンボル系列をシリアル/パラレル変換する。WalshのWＦＴ部7５はパラレル変換された各シンボルデータにＷＦＴ変換処理を施して複数の波数成分（波数スペクトラム）を発生する。図１２の例では波数成分として、波数w0,w2,w5,w7に応じたシンボルデータD0,D1,D0,D1を出力する。
波数合成部７６は、波数w0、w7の成分を合成してシンボルデータD0として出力し、波数w2、w5のサブキャリア成分を合成してシンボルデータD１として出力する。復号部７７はシンボルD0,D1を入力されて誤り訂正復号処理を行って図示しないデータ処理部に入力する。
図１３は第３実施例の波数分割多重受信装置のブロック図である。
無線受信部７１は無線信号を受信してベースバンド信号に周波数をダウンコンバートし、直交復調部７２はベースバンド信号に対して例えばQPSK復調処理を施し、図示しないAD変換器は復調結果(受信シンボル系列)をディジタルに変換してシンボルタイミング検出部７３とシリアル/パラレル変換部７４に入力する。シンボルタイミング検出部７３は、受信シンボル系列からIWDMAシンボルタイミング(フレームシンボルタイミング)を検出し、シリアル/パラレル変換部７４は該IWDMAシンボルタイミングに基づいてCPを受信シンボル系列から削除し、かつ、該受信シンボル系列をシリアル/パラレル変換する。WalshのWＦＴ部7５はパラレル変換された各シンボルデータにＷＦＴ変換処理を施して複数の波数成分（波数スペクトラム）を発生する。図１２の例では波数成分として、波数w0,w2,w5,w7に応じたシンボルデータD0,D1,D0,D1を出力する。
波数合成部７６は、波数w0、w7の成分を合成してシンボルデータD0として出力し、波数w2、w5のサブキャリア成分を合成してシンボルデータD１として出力する。復号部７７はシンボルD0,D1を入力されて誤り訂正復号処理を行って図示しないデータ処理部に入力する。
（ｄ）1パスモデルの受信信号の利得
1パスモデルの各サンプリング点(繰り返しシンボル系列の各シンボルタイミング)での受信信号は下式で表される。ここでnは各サンプル点での雑音を表す。
波数w0の信号成分は下式
で表される。
1パスモデルの各サンプリング点(繰り返しシンボル系列の各シンボルタイミング)での受信信号は下式で表される。ここでnは各サンプル点での雑音を表す。
波数w7の信号成分は下式
波で表される。この結果、波数w0とw7の合成信号成分は
となり、SNRは下式
で与えられる。これより、拡散利得が得られていることがわかる。これは、1シンボルを複数の波数で送信しているからである。
（ｅ） 2パスモデルの受信信号の利得およびMPIの低減
図１４はマルチパス干渉時の受信信号例であり、（a）は直接波、(b)は遅延波、(c)は直接波と遅延波を合成してなる受信サンプル系列である。図では、遅延波が直接波から１サンプル遅延している例を示している。かかる2パスモデルの環境における受信信号は下式
で表され、波数w0の信号成分は下式で表される。
図１４はマルチパス干渉時の受信信号例であり、（a）は直接波、(b)は遅延波、(c)は直接波と遅延波を合成してなる受信サンプル系列である。図では、遅延波が直接波から１サンプル遅延している例を示している。かかる2パスモデルの環境における受信信号は下式
（ｆ）第２の移動局
図１５は第２の移動局の動作説明用タイミングチャートであり、第２の移動局用の拡散コードとしてw1,w6,w3,w4を用いる例である。シンボルD0を波数w1のコードを用いて拡散する場合(拡散コード=w1)、シンボルD0には波数w1のコードが1つおきに乗算される。この乗算タイミングでは波数w1と波数w6が同じコードであるため、図１６に示すようシンボルD0は波数w1、w6に出力される。また、シンボルD1を波数w3のコードを用いて拡散する場合、シンボルD1には波数w3のコードが1つおきに乗算される。この乗算タイミングでは波数w3と波数-1×w4が同じコードであるため、図１６に示すようにシンボルD1は波数w3、w4に出力される。
この図１６の波数スペクトラムは送信信号をWalsh変換して求めることができる。第１の移動局の場合と同様に第２の移動局の信号及びWalsh変換した結果を下式に示す。
図１７に第１の移動局（UE0）と第２の移動局（UE1）の合成された波数スペクトラムを示す。図１７に示す様に第１の移動局と第２の移動局は直交した波数に多重化されている。このため、MAIの低減が図れる。
以上より、第３実施例によれば、マルチパス干渉キャンセラを必要とせず、マルチパス干渉を低減することが可能である。
図１５は第２の移動局の動作説明用タイミングチャートであり、第２の移動局用の拡散コードとしてw1,w6,w3,w4を用いる例である。シンボルD0を波数w1のコードを用いて拡散する場合(拡散コード=w1)、シンボルD0には波数w1のコードが1つおきに乗算される。この乗算タイミングでは波数w1と波数w6が同じコードであるため、図１６に示すようシンボルD0は波数w1、w6に出力される。また、シンボルD1を波数w3のコードを用いて拡散する場合、シンボルD1には波数w3のコードが1つおきに乗算される。この乗算タイミングでは波数w3と波数-1×w4が同じコードであるため、図１６に示すようにシンボルD1は波数w3、w4に出力される。
この図１６の波数スペクトラムは送信信号をWalsh変換して求めることができる。第１の移動局の場合と同様に第２の移動局の信号及びWalsh変換した結果を下式に示す。
以上より、第３実施例によれば、マルチパス干渉キャンセラを必要とせず、マルチパス干渉を低減することが可能である。
(D）第４実施例
図１８は本発明の第４実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図、図１９は図１８の周波数分割多重送信装置の動作説明用タイミングチャートである。第４実施例の周波数分割多重送信装置は基地局として利用することができる。
符号化部８１は入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部８２はチャネル符号化されたデータ列を例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。１つのIFDMAシンボルは図１９(a)に示すようにQ個のシンボルD0,D1 ,D2,D3(図ではQ=4)で構成されている。
時間領域圧縮および繰り返し部８３は、図１９(b)に示すようにIFDMAシンボルを構成する４個のシンボルD0,D1 ,D2,D3の時間領域をそれぞれ圧縮して各シンボルをL回(図ではL=４)繰り返し発生してシンボル繰り返し系列を発生し、並び替え部８４は、該シンボル繰り返し系列を並び替えてシンボル系列D0,D1,D2,D3と同じ配列にする。繰り返しにより得られたシンボルの周期をTcとすれば、シンボル繰り返し周期Tsは、Ts=Tc×Qの関係がある。
図１８は本発明の第４実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図、図１９は図１８の周波数分割多重送信装置の動作説明用タイミングチャートである。第４実施例の周波数分割多重送信装置は基地局として利用することができる。
符号化部８１は入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部８２はチャネル符号化されたデータ列を例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。１つのIFDMAシンボルは図１９(a)に示すようにQ個のシンボルD0,D1 ,D2,D3(図ではQ=4)で構成されている。
時間領域圧縮および繰り返し部８３は、図１９(b)に示すようにIFDMAシンボルを構成する４個のシンボルD0,D1 ,D2,D3の時間領域をそれぞれ圧縮して各シンボルをL回(図ではL=４)繰り返し発生してシンボル繰り返し系列を発生し、並び替え部８４は、該シンボル繰り返し系列を並び替えてシンボル系列D0,D1,D2,D3と同じ配列にする。繰り返しにより得られたシンボルの周期をTcとすれば、シンボル繰り返し周期Tsは、Ts=Tc×Qの関係がある。
位相回転量生成部８５のシンボル位相回転量生成部８５0、８５1、８５2、８５3はシンボルD0,D1,D2,D3に対してシンボル固有の位相回転量を発生し、セレクタ８６はシンボルD0,D1,D2,D3のタイミングで、対応するシンボル位相回転量生成部８５0、８５1、８５2、８５3から出力する位相回転量をデータ位相回転部８７に入力する。
シンボル位相回転量生成部８５0はシンボルD0の位相回転量として0を発生し、シンボル位相回転量生成部８５1はシンボルD1の位相回転量として図１９に示すようにπ/2づつ増加するAi（i=0,1,2,…）を発生し、シンボル位相回転量生成部８５2はシンボルD2の位相回転量として図１９に示すように2π/2づつ増加するBi（i=0,1,2,…）を発生し、シンボル位相回転量生成部８５3はシンボルD3の位相回転量として図１９に示すように3π/2づつ増加するCi（i=0,1,2,…）を発生する。
データ位相回転部８７はシンボル並び替え後の繰り返しシンボルD0,D1,D2,D3に対してセレクタ８６から出力する各シンボル固有の位相回転量を乗算する。位相回転後のシンボル系列は図１９(c)に示すようになる。
CP付加部８８は図１９(d)に示すようにIFDMAシンボル毎に位相回転を施されたシンボル系列の先頭にCP(Cyclic Prefix)を付加し、送信部８９は該CPが付加されたシンボル系列の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。図２０は第４実施例の周波数スペクトラムを示す図である。
シンボル位相回転量生成部８５0はシンボルD0の位相回転量として0を発生し、シンボル位相回転量生成部８５1はシンボルD1の位相回転量として図１９に示すようにπ/2づつ増加するAi（i=0,1,2,…）を発生し、シンボル位相回転量生成部８５2はシンボルD2の位相回転量として図１９に示すように2π/2づつ増加するBi（i=0,1,2,…）を発生し、シンボル位相回転量生成部８５3はシンボルD3の位相回転量として図１９に示すように3π/2づつ増加するCi（i=0,1,2,…）を発生する。
データ位相回転部８７はシンボル並び替え後の繰り返しシンボルD0,D1,D2,D3に対してセレクタ８６から出力する各シンボル固有の位相回転量を乗算する。位相回転後のシンボル系列は図１９(c)に示すようになる。
CP付加部８８は図１９(d)に示すようにIFDMAシンボル毎に位相回転を施されたシンボル系列の先頭にCP(Cyclic Prefix)を付加し、送信部８９は該CPが付加されたシンボル系列の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。図２０は第４実施例の周波数スペクトラムを示す図である。
第４実施例の周波数分割多重受信装置は、図示しないが、無線受信部、直交復調部、CP削除部、送信装置と逆の位相回転を施す位相回転部、周波数f0、f4の成分を合成してシンボルデータD0として出力し、周波数f1、f5のサブキャリア成分を合成してシンボルデータD１として出力し、周波数f2、f6の成分を合成してシンボルデータD2として出力し、周波数f3、f7のサブキャリア成分を合成してシンボルデータD3として出力するサブキャリア合成部、シンボルD0,D1、D2,D3を入力されて誤り訂正復号処理を行ってデータ処理部に入力する復号部をそなえている。
第４実施例によれば、シンボルD0は周波数f0,f4に、シンボルD1は周波数f1,f5に、シンボルD2は周波数f2,f6に、シンボルD3は周波数f3,f7に出力される。この結果、擬似的なOFDM信号となり、マルチパス干渉に対する耐性が向上するとともに、周波数ダイバーシティ効果も発生する。また、時分割多重処理により、信号を生成しているため、PAPRが大きくなることは無い。
第４実施例によれば、シンボルD0は周波数f0,f4に、シンボルD1は周波数f1,f5に、シンボルD2は周波数f2,f6に、シンボルD3は周波数f3,f7に出力される。この結果、擬似的なOFDM信号となり、マルチパス干渉に対する耐性が向上するとともに、周波数ダイバーシティ効果も発生する。また、時分割多重処理により、信号を生成しているため、PAPRが大きくなることは無い。
（付記）
（付記１）
シンボル及び移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信データを符号化する符号化部、
該符号化部の出力データを変調するデータ変調部、
該データ変調部から出力する送信シンボル系列の各シンボルの時間領域を圧縮して、該シンボルを所定回数繰り返す時間領域圧縮・繰り返し部、
得られた繰り返しシンボル系列の各シンボルを前記送信シンボル系列の配列となるように並び替えるシンボル並び替え部、
シンボル固有の速度で変化する位相を生成する第１の位相生成部、
並び替え後の繰り返しシンボル系列の各シンボルに前記シンボル固有の位相の回転を施す第１の位相回転部、
移動局固有の速度で変化する位相を生成する第２の位相生成部、
前記第１の位相回転部から出力するシンボル系列に前記移動局固有の位相回転を施す第２の位相回転部、
前記第２の位相回転部出力を送信する送信部、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
（付記２）
シンボル及び移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信データを符号化する符号化部、
該符号化部の出力データを変調するデータ変調部、
該データ変調部から出力する送信シンボル系列の各シンボルの時間領域を圧縮して、該シンボルを所定回数繰り返す時間領域圧縮・繰り返し部、
得られた繰り返しシンボル系列の各シンボルを前記送信シンボル系列の配列となるように並び替えるシンボル並び替え部、
シンボルと移動局のそれぞれに固有の速度で変化する位相を生成する位相生成部、
前記並び替え後の繰り返しシンボル系列の各シンボルに前記位相生成部から出力する位相の回転を施す位相回転部、
前記の位相回転部出力を送信する送信部、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
（付記３）
前記送信装置より送信された信号を受信する受信部、
受信信号より前記繰り返しシンボル系列の各シンボルを復調する直交復調部、
受信したシンボル系列のフレームシンボルタイミングを検出するタイミング検出部、
タイミング検出部において検出されたタイミングで受信シンボル系列を切り出し、該受信シンボル系列にFFT変換処理を施して周波数スペクトラムに変換するFFT処理部、
移動局及びシンボル毎に、該移動局に応じた周波数スペクトラムのうち該シンボル固有の周波数スペクトラムを合成する合成部、
各シンボルの合成信号からデータを復号する復号部、
を備えたことを特徴とする付記１または２記載の周波数分割多重受信装置。
（付記４）
シンボル及び移動局固有の波数スペクトラムでデータを送信する波数分割多重送信装置において、
送信データを符号化する符号化部、
該符号化部の出力データを変調するデータ変調部、
該データ変調部から出力する送信シンボル系列の各シンボルの時間領域を圧縮して、該シンボルを所定回数繰り返す時間領域圧縮・繰り返し部、
得られた繰り返しシンボル系列の各シンボルを前記送信シンボル系列の配列となるように並び替えるシンボル並び替え部、
前記繰り返しシンボル系列のシンボル毎に、該シンボルの拡散コードとしてウォルシュコードを構成する所定の波数のコードを発生する拡散コード発生部、
前記繰り返しシンボル系列の各シンボルに前記拡散コードを乗算して拡散する拡散部、
前記拡散部の出力を送信する送信部、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
（付記５）
前記拡散コード発生部は、前記拡散コードとして移動局毎にウォルシュコードを構成する異なる波数のコードを発生する、
ことを特徴とする付記４記載の波数分割多重送信装置。
（付記６）
前記送信装置より送信された信号を受信する受信部、
受信信号より前記繰り返しシンボル系列の各シンボルを復調する直交復調部、
受信したシンボル系列のフレームシンボルタイミングを検出するタイミング検出部、
タイミング検出部において検出されたタイミングで受信シンボル系列を切り出し、該受信シンボル系列にウォルシュのWFT変換処理を施して波数スペクトルに変換するウォルシュのWFT処理部、
移動局及びシンボル毎に、該移動局に応じた波数スペクトラムのうち該シンボル固有の波数スペクトルを合成する合成部、
各シンボルの合成信号からデータを復号する復号部、
を備えたことを特徴とする付記４または５記載の波数分割多重受信装置。
（付記７）
シンボル及び移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信データを符号化する符号化部、
該符号化部の出力データを変調するデータ変調部、
該データ変調部から出力する送信シンボル系列の各シンボルの時間領域を圧縮して、該シンボルを所定回数繰り返す時間領域圧縮・繰り返し部、
得られた繰り返しシンボル系列の各シンボルを前記送信シンボル系列の配列となるように並び替えるシンボル並び替え部、
シンボル固有の速度で変化する位相を生成する位相生成部、
並び替え後の繰り返しシンボル系列の各シンボルに前記シンボル固有の位相の回転を施す位相回転部、
前記の位相回転部を送信する送信部、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
（付記８）
シンボル及び移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信方法において、
送信データを符号化し、該符号化データを変調する第１ステップ、
データ変調された送信シンボル系列の各シンボルの時間領域を圧縮して、該シンボルを所定回数繰り返す第２ステップ、
得られた繰り返しシンボル系列の各シンボルを前記送信シンボル系列の配列となるように並び替える第３ステップ、
シンボル固有の速度で変化する位相を生成し、前記並び替え後の繰り返しシンボル系列の各シンボルに該シンボル固有の位相の回転を施す第４ステップ、
移動局固有の速度で変化する位相を生成し、前記位相回転を施されたシンボル系列に該移動局固有の位相回転を施す第５ステップ、
前記位相回転を施されたシンボル系列を送信する第６ステップ、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信方法。
（付記９）
シンボル及び移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信方法において、
送信データを符号化し、該符号化データを変調する第１ステップ、
データ変調された送信シンボル系列の各シンボルの時間領域を圧縮して、該シンボルを所定回数繰り返す第２ステップ、
得られた繰り返しシンボル系列の各シンボルを前記送信シンボル系列の配列となるように並び替える第３ステップ、
シンボルと移動局のそれぞれに固有の速度で変化する位相を生成し、前記並び替え後の繰り返しシンボル系列の各シンボルに該位相の回転を施す第４ステップ、
前記位相回転を施されたシンボル系列を送信する第５ステップ、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信方法。
（付記１０）
前記送信装置より送信された信号を受信し、該受信信号より前記繰り返しシンボル系列の各シンボルを復調する第１ステップ、
受信したシンボル系列のフレームシンボルタイミングを検出し、該検出されたタイミングで受信シンボル系列を切り出し、該受信シンボル系列にFFT変換処理を施して周波数スペクトラムに変換する第２ステップ、
移動局及びシンボル毎に、該移動局に応じた周波数スペクトラムのうち該シンボル固有の周波数スペクトラムを合成する第３ステップ、
各シンボルの合成信号からデータを復号する第４ステップ、
を備えたことを特徴とする付記８または９記載の周波数分割多重受信方法。
（付記１１）
シンボル及び移動局固有の波数スペクトラムでデータを送信する波数分割多重送信方法において、
送信データを符号化し、該符号化データを変調する第１ステップ、
データ変調された送信シンボル系列の各シンボルの時間領域を圧縮して、該シンボルを所定回数繰り返す第２ステップ、
得られた繰り返しシンボル系列の各シンボルを前記送信シンボル系列の配列となるように並び替える第３ステップ、
前記繰り返しシンボル系列のシンボル毎に該シンボルの拡散コードとしてウォルシュコードを構成する所定の波数のコードを発生し、該繰り返しシンボル系列の各シンボルに該拡散コードを乗算して拡散する第４ステップ、
前記拡散出力を送信する第５ステップ、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信方法。
（付記１２）
前記拡散コードとして移動局毎にウォルシュコードを構成する異なる波数のコードを発生する、
ことを特徴とする付記１１記載の周波数分割多重送信方法。
（付記１３）
前記送信装置より送信された信号を受信し、該受信信号より前記繰り返しシンボル系列の各シンボルを復調する第１ステップ、
受信したシンボル系列のフレームシンボルタイミングを検出し、該検出されたタイミングで受信シンボル系列を切り出し、該受信シンボル系列にウォルシュのWFT変換処理を施して波数スペクトルに変換する第２ステップ、
移動局及びシンボル毎に、該移動局に応じた波数スペクトラムのうち該シンボル固有の波数スペクトルを合成する第３ステップ、
各シンボルの合成信号からデータを復号する第４ステップ、
を備えたことを特徴とする付記１１または１２記載の波数分割多重受信方法。
（付記１４）
シンボル及び移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信方法において、
送信データを符号化し、該符号化データを変調する第１ステップ、
データ変調された送信シンボル系列の各シンボルの時間領域を圧縮して、該シンボルを所定回数繰り返す第２ステップ、
得られた繰り返しシンボル系列の各シンボルを前記送信シンボル系列の配列となるように並び替える第３ステップ、
シンボル固有の速度で変化する位相を生成し、並び替え後の繰り返しシンボル系列の各シンボルに該シンボル固有の位相の回転を施す第４ステップ、
前記位相回転を施されたシンボル系列を送信する第５ステップ、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信方法。
（付記１）
シンボル及び移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信データを符号化する符号化部、
該符号化部の出力データを変調するデータ変調部、
該データ変調部から出力する送信シンボル系列の各シンボルの時間領域を圧縮して、該シンボルを所定回数繰り返す時間領域圧縮・繰り返し部、
得られた繰り返しシンボル系列の各シンボルを前記送信シンボル系列の配列となるように並び替えるシンボル並び替え部、
シンボル固有の速度で変化する位相を生成する第１の位相生成部、
並び替え後の繰り返しシンボル系列の各シンボルに前記シンボル固有の位相の回転を施す第１の位相回転部、
移動局固有の速度で変化する位相を生成する第２の位相生成部、
前記第１の位相回転部から出力するシンボル系列に前記移動局固有の位相回転を施す第２の位相回転部、
前記第２の位相回転部出力を送信する送信部、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
（付記２）
シンボル及び移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信データを符号化する符号化部、
該符号化部の出力データを変調するデータ変調部、
該データ変調部から出力する送信シンボル系列の各シンボルの時間領域を圧縮して、該シンボルを所定回数繰り返す時間領域圧縮・繰り返し部、
得られた繰り返しシンボル系列の各シンボルを前記送信シンボル系列の配列となるように並び替えるシンボル並び替え部、
シンボルと移動局のそれぞれに固有の速度で変化する位相を生成する位相生成部、
前記並び替え後の繰り返しシンボル系列の各シンボルに前記位相生成部から出力する位相の回転を施す位相回転部、
前記の位相回転部出力を送信する送信部、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
（付記３）
前記送信装置より送信された信号を受信する受信部、
受信信号より前記繰り返しシンボル系列の各シンボルを復調する直交復調部、
受信したシンボル系列のフレームシンボルタイミングを検出するタイミング検出部、
タイミング検出部において検出されたタイミングで受信シンボル系列を切り出し、該受信シンボル系列にFFT変換処理を施して周波数スペクトラムに変換するFFT処理部、
移動局及びシンボル毎に、該移動局に応じた周波数スペクトラムのうち該シンボル固有の周波数スペクトラムを合成する合成部、
各シンボルの合成信号からデータを復号する復号部、
を備えたことを特徴とする付記１または２記載の周波数分割多重受信装置。
（付記４）
シンボル及び移動局固有の波数スペクトラムでデータを送信する波数分割多重送信装置において、
送信データを符号化する符号化部、
該符号化部の出力データを変調するデータ変調部、
該データ変調部から出力する送信シンボル系列の各シンボルの時間領域を圧縮して、該シンボルを所定回数繰り返す時間領域圧縮・繰り返し部、
得られた繰り返しシンボル系列の各シンボルを前記送信シンボル系列の配列となるように並び替えるシンボル並び替え部、
前記繰り返しシンボル系列のシンボル毎に、該シンボルの拡散コードとしてウォルシュコードを構成する所定の波数のコードを発生する拡散コード発生部、
前記繰り返しシンボル系列の各シンボルに前記拡散コードを乗算して拡散する拡散部、
前記拡散部の出力を送信する送信部、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
（付記５）
前記拡散コード発生部は、前記拡散コードとして移動局毎にウォルシュコードを構成する異なる波数のコードを発生する、
ことを特徴とする付記４記載の波数分割多重送信装置。
（付記６）
前記送信装置より送信された信号を受信する受信部、
受信信号より前記繰り返しシンボル系列の各シンボルを復調する直交復調部、
受信したシンボル系列のフレームシンボルタイミングを検出するタイミング検出部、
タイミング検出部において検出されたタイミングで受信シンボル系列を切り出し、該受信シンボル系列にウォルシュのWFT変換処理を施して波数スペクトルに変換するウォルシュのWFT処理部、
移動局及びシンボル毎に、該移動局に応じた波数スペクトラムのうち該シンボル固有の波数スペクトルを合成する合成部、
各シンボルの合成信号からデータを復号する復号部、
を備えたことを特徴とする付記４または５記載の波数分割多重受信装置。
（付記７）
シンボル及び移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信データを符号化する符号化部、
該符号化部の出力データを変調するデータ変調部、
該データ変調部から出力する送信シンボル系列の各シンボルの時間領域を圧縮して、該シンボルを所定回数繰り返す時間領域圧縮・繰り返し部、
得られた繰り返しシンボル系列の各シンボルを前記送信シンボル系列の配列となるように並び替えるシンボル並び替え部、
シンボル固有の速度で変化する位相を生成する位相生成部、
並び替え後の繰り返しシンボル系列の各シンボルに前記シンボル固有の位相の回転を施す位相回転部、
前記の位相回転部を送信する送信部、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
（付記８）
シンボル及び移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信方法において、
送信データを符号化し、該符号化データを変調する第１ステップ、
データ変調された送信シンボル系列の各シンボルの時間領域を圧縮して、該シンボルを所定回数繰り返す第２ステップ、
得られた繰り返しシンボル系列の各シンボルを前記送信シンボル系列の配列となるように並び替える第３ステップ、
シンボル固有の速度で変化する位相を生成し、前記並び替え後の繰り返しシンボル系列の各シンボルに該シンボル固有の位相の回転を施す第４ステップ、
移動局固有の速度で変化する位相を生成し、前記位相回転を施されたシンボル系列に該移動局固有の位相回転を施す第５ステップ、
前記位相回転を施されたシンボル系列を送信する第６ステップ、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信方法。
（付記９）
シンボル及び移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信方法において、
送信データを符号化し、該符号化データを変調する第１ステップ、
データ変調された送信シンボル系列の各シンボルの時間領域を圧縮して、該シンボルを所定回数繰り返す第２ステップ、
得られた繰り返しシンボル系列の各シンボルを前記送信シンボル系列の配列となるように並び替える第３ステップ、
シンボルと移動局のそれぞれに固有の速度で変化する位相を生成し、前記並び替え後の繰り返しシンボル系列の各シンボルに該位相の回転を施す第４ステップ、
前記位相回転を施されたシンボル系列を送信する第５ステップ、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信方法。
（付記１０）
前記送信装置より送信された信号を受信し、該受信信号より前記繰り返しシンボル系列の各シンボルを復調する第１ステップ、
受信したシンボル系列のフレームシンボルタイミングを検出し、該検出されたタイミングで受信シンボル系列を切り出し、該受信シンボル系列にFFT変換処理を施して周波数スペクトラムに変換する第２ステップ、
移動局及びシンボル毎に、該移動局に応じた周波数スペクトラムのうち該シンボル固有の周波数スペクトラムを合成する第３ステップ、
各シンボルの合成信号からデータを復号する第４ステップ、
を備えたことを特徴とする付記８または９記載の周波数分割多重受信方法。
（付記１１）
シンボル及び移動局固有の波数スペクトラムでデータを送信する波数分割多重送信方法において、
送信データを符号化し、該符号化データを変調する第１ステップ、
データ変調された送信シンボル系列の各シンボルの時間領域を圧縮して、該シンボルを所定回数繰り返す第２ステップ、
得られた繰り返しシンボル系列の各シンボルを前記送信シンボル系列の配列となるように並び替える第３ステップ、
前記繰り返しシンボル系列のシンボル毎に該シンボルの拡散コードとしてウォルシュコードを構成する所定の波数のコードを発生し、該繰り返しシンボル系列の各シンボルに該拡散コードを乗算して拡散する第４ステップ、
前記拡散出力を送信する第５ステップ、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信方法。
（付記１２）
前記拡散コードとして移動局毎にウォルシュコードを構成する異なる波数のコードを発生する、
ことを特徴とする付記１１記載の周波数分割多重送信方法。
（付記１３）
前記送信装置より送信された信号を受信し、該受信信号より前記繰り返しシンボル系列の各シンボルを復調する第１ステップ、
受信したシンボル系列のフレームシンボルタイミングを検出し、該検出されたタイミングで受信シンボル系列を切り出し、該受信シンボル系列にウォルシュのWFT変換処理を施して波数スペクトルに変換する第２ステップ、
移動局及びシンボル毎に、該移動局に応じた波数スペクトラムのうち該シンボル固有の波数スペクトルを合成する第３ステップ、
各シンボルの合成信号からデータを復号する第４ステップ、
を備えたことを特徴とする付記１１または１２記載の波数分割多重受信方法。
（付記１４）
シンボル及び移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信方法において、
送信データを符号化し、該符号化データを変調する第１ステップ、
データ変調された送信シンボル系列の各シンボルの時間領域を圧縮して、該シンボルを所定回数繰り返す第２ステップ、
得られた繰り返しシンボル系列の各シンボルを前記送信シンボル系列の配列となるように並び替える第３ステップ、
シンボル固有の速度で変化する位相を生成し、並び替え後の繰り返しシンボル系列の各シンボルに該シンボル固有の位相の回転を施す第４ステップ、
前記位相回転を施されたシンボル系列を送信する第５ステップ、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信方法。
５１ 符号化部
５２ データ変調部
５３ 時間領域圧縮および繰り返し部
５４ シンボル並び替え部
５５、５６ 拡散コード生成部
５７ 拡散コード乗算部
５８ CP付加部
５９ 送信部
６０ スイッチ
５２ データ変調部
５３ 時間領域圧縮および繰り返し部
５４ シンボル並び替え部
５５、５６ 拡散コード生成部
５７ 拡散コード乗算部
５８ CP付加部
５９ 送信部
６０ スイッチ
Claims (3)
- シンボル及び移動局固有の波数スペクトラムでデータを送信する波数分割多重送信装置において、
送信データを符号化する符号化部、
該符号化部の出力データを変調するデータ変調部、
該データ変調部から出力する送信シンボル系列の各シンボルの時間領域を圧縮して、該シンボルを所定回数繰り返す時間領域圧縮・繰り返し部、
得られた繰り返しシンボル系列の各シンボルを前記送信シンボル系列の配列となるように並び替えるシンボル並び替え部、
前記繰り返しシンボル系列のシンボル毎に、該シンボルの拡散コードとしてウォルシュコードを構成する所定の波数のコードを発生する拡散コード発生部、
前記繰り返しシンボル系列の各シンボルに前記拡散コードを乗算して拡散する拡散部、
前記拡散部の出力を送信する送信部、
を備えたことを特徴とする波数分割多重送信装置。 - 請求項１記載の波数分割多重送信装置から送信される信号を受信する波数分割多重受信装置において、
前記送信装置より送信された信号を受信する受信部、
受信信号より前記繰り返しシンボル系列の各シンボルを復調する直交復調部、
受信したシンボル系列のフレームシンボルタイミングを検出するタイミング検出部、
タイミング検出部において検出されたタイミングで受信シンボル系列を切り出し、該受信シンボル系列にウォルシュのWFT変換処理を施して波数スペクトルに変換するウォルシュのWFT処理部、
移動局及びシンボル毎に、該移動局に応じた波数スペクトラムのうち該シンボル固有の波数スペクトルを合成する合成部、
各シンボルの合成信号からデータを復号する復号部、
を備えたことを特徴とする波数分割多重受信装置。 - シンボル及び移動局固有の波数スペクトラムでデータを送信する波数分割多重送信方法において、送信データを符号化し、該符号化データを変調する第１ステップ、
データ変調された送信シンボル系列の各シンボルの時間領域を圧縮して、該シンボルを所定回数繰り返す第２ステップ、
得られた繰り返しシンボル系列の各シンボルを前記送信シンボル系列の配列となるように並び替える第３ステップ、
前記繰り返しシンボル系列のシンボル毎に該シンボルの拡散コードとしてウォルシュコードを構成する所定の波数のコードを発生し、該繰り返しシンボル系列の各シンボルに該拡散コードを乗算して拡散する第４ステップ、
前記拡散出力を送信する第５ステップ、
を備えたことを特徴とする波数分割多重送信方法。
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|---|
| JPN6012058970; 後藤 喜和，他２名: '上りリンク可変拡散率・チップ繰り返しファクタ（ＶＳＣＲＦ）-ＣＤＭＡブロードバンド無線アクセスにおけ' 電子通信情報学会技術研究報告 , 20041022 * |
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