JP2010206537A - 送信装置、受信装置および通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】周波数帯域上でフラットな振幅特性を実現する送信装置を得ること。
【解決手段】本発明は、ＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムの送信側の通信装置を構成する送信装置であって、拡散率単位で周期性を有する第１の位相回転系列を用いて入力変調信号を拡散する乗算器（２１）と、周波数軸上で一定の周波数幅で変化する第２の位相回転系列を用いて前記乗算器（２１）からの入力を拡散する乗算器（２２）と、を備えることを特徴としている。
【選択図】図１

Description

本発明は、符号系列により直接スペクトラム拡散を行うＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式に対応した送信装置、受信装置および通信装置に関する。

直接拡散（ＤＳ：Direct Spread）方式のＣＤＭＡ（以下、ＤＳ−ＣＤＭＡと記載する）に対応した従来の通信装置は、たとえば、変調部、符号系列を乗算する乗算器、ベースバンド信号をＲＦ信号に変換する周波数変換部および増幅器を含んだ送信機と、増幅器、ＲＦ信号をベースバンド信号に変換する周波数変換部、符号系列を乗算し、１シンボル相当積分する相関器および復調部を含んだ受信機と、により構成されていた。

上記構成の従来の通信装置の動作について説明する。送信機では、送信情報が変調部に入力され、変調部は、入力情報を変調して変調信号を生成する。変調部から出力された変調信号は、乗算器において、符号系列が乗算され、広帯域の信号に拡散変調される。そして、この拡散変調された信号は、周波数変換部でＲＦ信号に周波数変換され、さらに増幅器で増幅された後、アンテナから対向する通信装置（受信機）に向けて送信される。一方、受信機では、対向する通信装置（送信機）からの信号をアンテナで受信し、受信信号は増幅器で増幅される。そして、この増幅された受信ＲＦ信号は、周波数変換部でベースバンド信号に周波数変換された後、相関器において符号系列が乗算され、またシンボル単位で積分する相関演算が行われ、相関値が出力される。この相関値は復調部にて復調され、送信されてきた情報が再生される。復調部は一般に、マルチパス伝送路に対応するため、ＲＡＫＥ合成処理によりパスダイバーシチ効果が得られるように構成されている。

横山光雄著 「スペクトル拡散通信システム」科学技術出版社（１９８８年）

ＤＳ−ＣＤＭＡ方式による広帯域伝送では、電波伝搬時にマルチパス遅延波の影響を受ける。このマルチパス遅延波の影響を低減する方法の一つに、受信側でマルチパス遅延波をＲＡＫＥ合成し、パスダイバーシチ利得を得る方法があるが、マルチパス波の数が増大すると、すべてのパスを合成できなくなるとともに、ＲＡＫＥ合成を行う復調器の構成が複雑になるという問題がある。そこで、周波数領域でマルチパス遅延波に対して等化を行う手法（以下、周波数領域等化と呼ぶ）が検討されている。

しかしながら、周波数領域等化を行う際には、既知系列であるパイロットシンボルを用いてチャネルインパルス応答を周波数領域で推定する必要があるため、マルチパス遅延波が存在しない条件下においては周波数帯域上でフラットな振幅特性を有する必要があり、ＤＳ−ＣＤＭＡに適用する場合には、符号系列およびパイロットシンボルとして相関特性のよいものを使用しなければならない、という問題があった。

また、周波数領域等化によるマルチパス遅延波対策としてシンボルブロックごとにサイクリック・プリフィックス（ＣＰと記載する場合もある）を付加する場合、シンボルブロックの同期を実現するために、ＣＰとシンボルブロック後部との相関処理を行い、同期タイミングを推定するが、ＣＰおよびシンボルブロック後部もマルチパス遅延波の影響を受けているために、相関特性が劣化することなり同期タイミング推定精度が劣化する、という問題があった。

また、ＤＳ−ＣＤＭＡにおいて複数のユーザを多重化して送信する（複数のユーザが同時に送信する）際には、Ｗａｌｓｈ符号などの直交符号がユーザごとに割り当てられるが、符号が基本的に２値であるため、情報を変調する変調方式に依存し、ユーザ多重時には変調信号のベクトルが同一方向で合成される可能性がある。このため、送信信号のピークファクタを大きくする必要があり、送信側の増幅器の電力効率が劣化する、という問題があった。

また、複数のユーザを多重化して送信した場合、受信側ではユーザ間の直交性を保ちつつユーザごとのチャネル推定を精度よく行うことが困難となる、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式の通信において、周波数帯域上でフラットな振幅特性を実現する送信装置、受信装置および通信装置を得ることを目的とする。さらに、各ユーザに個別に符号系列を割り当てる場合でも周波数帯域上でフラットな振幅特性が得られる送信装置、受信装置および通信装置を得ることを目的とする。

また、シンボルサイクリック・プリフィックスを付加した送受信動作において、高精度の同期タイミング推定および周波数偏差補償を実現する送信装置、受信装置および通信装置を得ることを目的とする。

また、複数のユーザを多重化した送受信動作において、送信ピーク電力の低減を実現する送信装置、受信装置および通信装置を得ることを目的とする。

また、複数のユーザを多重化した送受信動作においても、受信側でユーザ間の直交性を保ちながら、ユーザごとのチャネル推定結果を得ることが可能な通信を実現する送信装置、受信装置および通信装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、ＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムの送信側の通信装置を構成する送信装置であって、拡散率単位で周期性を有する第１の位相回転系列を用いて入力変調信号を拡散する第１の拡散手段と、周波数軸上で一定の周波数幅で変化する第２の位相回転系列を用いて前記第１の拡散手段からの入力を拡散する第２の拡散手段と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、拡散率単位で周期性を有する位相回転系列と周波数軸上で一定の周波数幅で変化する位相回転系列とを用いて拡散処理を行うこととしたので、ユーザ間の直交性を保ちながら、周波数帯域上の振幅特性をフラットな特性にすることができ、受信側ではマルチパス遅延波が存在する場合でもチャネル推定を精度良く行うことができる、という効果を奏する。

図１は、本発明にかかる送信装置の実施の形態１の構成例を示す図である。 図２は、実施の形態１の通信装置が送受信するフレームの構成を示す図である。 図３は、ユーザ番号によって決定される変調信号の周波数配置のイメージを示す図である。 図４は、位相回転系列Ｃ₁の位相変化の例を示す図である。 図５は、位相回転系列Ｃ₁の位相変化の他の例を示す図である。 図６は、位相回転系列Ｃ₂に対応した変調信号の周波数軸上の振る舞いおよび周波数スペクトラムを示した図である。 図７は、位相回転系列Ｃ₂の周波数スペクトラムを示す図である。 図８は、実施の形態１の受信装置の構成例を示す図である。 図９は、本発明にかかる送信装置の実施の形態２の構成例を示す図である。 図１０は、実施の形態２の通信装置が送受信するフレームの構成を示す図である。 図１１は、実施の形態２の受信装置の構成例を示す図である。 図１２は、実施の形態２の等化器の構成例を示す図である。 図１３は、実施の形態３の受信装置の構成例を示す図である。 図１４は、実施の形態３の等化器の構成例を示す図である。 図１５は、本発明にかかる送信装置の実施の形態４の構成例を示す図である。 図１６は、実施の形態４の通信装置が送受信するフレームの構成を示す図である。 図１７は、実施の形態５の送信装置の構成例を示す図である。 図１８は、実施の形態５の通信装置が送受信するフレームの構成を示す図である。 図１９は、実施の形態５の受信装置の構成例を示す図である。 図２０は、実施の形態５の等化器の構成例を示す図である。 図２１−１は、時間領域マスク処理部の動作を説明するための図である。 図２１−２は、時間領域マスク処理部の動作を説明するための図である。

以下に、本発明にかかる送信装置、受信装置および通信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明にかかる送信装置の実施の形態１の構成例を示す図である。本実施の形態の送信装置は、変調部１０、拡散処理部２０、波形整形フィルタ３０、周波数変換部４０および増幅器５０を備え、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式の通信システムにおいて、信号送信側の通信装置を構成する。また、拡散処理部２０は乗算器２１および２２を備え、これらの乗算器２１および２２は、それぞれ異なる位相回転系列Ｃ₁(φ_u)およびＣ₂(θ)を入力信号に対して乗算する。各位相回転系列の詳細については後述する。

図２は、本実施の形態の通信装置が送受信するフレームの構成を示す図である。図２において、Ｎ_symはフレームを構成するシンボルの総数、Ｎ_kは既知系列部分を構成するシンボル（既知シンボル）の数、Ｎ_dはデータ部分を構成するシンボル（データシンボル）の数、ＳＦはＤＳ−ＣＤＭＡで使用されている拡散率である。

図１に示した送信装置の動作について説明する。対向する通信装置（受信装置）へ送信する情報系列は変調部１０に入力され、変調部１０は、情報系列を変調する。変調部１０から出力された変調信号は拡散処理部２０に入力され、拡散処理部２０では、まず、乗算器２１が、次式（１）で表される位相回転系列Ｃ₁（φ_u(ｊ)）を入力信号に対して乗算する。式（１）において、ｕはユーザ番号であり（ｕ＝０〜Ｎ−１，Ｎ≦ＳＦ）、ｊはシンボルごとのチップ番号（ｊ＝０〜ＳＦ−１）である。

図３は、ユーザ番号ｕによって決定される変調信号の周波数配置のイメージを示す図であり、具体的には、位相回転系列Ｃ₁（φ）に対応するユーザ個別の符号（符号＃０〜＃Ｎ−１）を用いた場合の、変調信号の周波数軸上での周波数配置を示している。図示したように、各変調信号は、直交するように配置される。また、図４は、位相回転系列Ｃ₁の位相変化の例を示す図である。

図４に示したように、上式（１）で表される位相回転系列Ｃ₁は、拡散率ＳＦ単位で位相がのこぎり波状に変化する複素系列となる。この複素系列（Ｃ₁）に必要なことは、拡散率ＳＦ単位でのこぎり波状となるように位相が変化する性質を有することである。そのため、例えば、シンボルブロックにおいて、図５および次式（２）で示されるような、拡散率ＳＦ単位で位相が増加しながらのこぎり波状に変化する位相回転系列であってもよい。なお、図５は、位相回転系列Ｃ₁の位相変化の他の例を示すである。また、式（２）において、ｕはユーザ番号（ｕ＝０〜Ｎ−１，Ｎ≦ＳＦ）、ｉはシンボル番号（ｉ＝０〜Ｎ_sym−１）、ｊはシンボルごとのチップ番号（ｊ＝０〜ＳＦ−１）である。図４や図５に示したような性質の位相回転系列を使用すると、ユーザ間で位相が直交するようになる。

乗算器２１から出力された、位相回転系列Ｃ₁が乗算された後の信号は、乗算器２２に入力される。乗算器２２は、乗算器２１からの入力信号に対して次式（３）で表される位相回転系列Ｃ₂（θ）を乗算し、広帯域な信号に変換する。次式（３）において、ｉはシンボル番号であり（ｉ＝０〜Ｎ_sym−１）、ｊはシンボルごとのチップ番号（ｊ＝０〜ＳＦ−１）、ｍは整数である。

ここで、位相回転系列Ｃ₂の性質は、拡散処理時の占有帯域幅Ｂｗとすると、図６の上段に示したように、１シンボルブロック間でＢｗ／（Ｎ_sym・ＳＦ）に比例した周波数Δｆにより拡散用チップ時間の間隔で一定の周波数変化量で変化していくものである。その結果、乗算器２２の出力は、図６の下段に示したような周波数スペクトラムとなる。なお、図６は、位相回転系列Ｃ₂に対応した変調信号の周波数軸上の振る舞いおよび周波数スペクトラムを示した図である。このようなチップ時間間隔で周波数が一定変化する性質を有する拡散系列例として、一般化すると次式（４）のように表される。次式（４）において、ｉはシンボル番号であり（ｉ＝０〜Ｎ_sym−１）、ｊはシンボルごとのチップ番号（ｊ＝０〜ＳＦ−１）、ｍ，ｈは整数である。

特に、図２に示した構成のフレーム（既知系列＋データ部分）がオール“０”の場合、位相回転系列Ｃ₁およびＣ₂の符号がそれぞれ、拡散率ＳＦ単位で位相が増加しながら周期的に、のこぎり波状に変化する性質（Ｃ₁の性質）、および周波数帯域Ｂｗで変化していく性質（Ｃ₂の性質）を有するため、マルチパス遅延波がない場合には、上記乗算器２２の出力（拡散処理部２０の出力）は、周波数スペクトルが、図７に示したようにフラットになり、周波数領域の面で、マルチパス遅延波の分離が精度よく行える。その結果、チャネル推定精度の向上が図れる。なお、図７は、位相回転系列Ｃ₂の周波数スペクトラムを示す図である。

拡散処理部２０で広帯域に拡散された変調信号は、波形整形フィルタ３０に入力され、波形整形が行われた後、周波数変換部４０において周波数変換され、増幅器５０に入力される。増幅器５０の出力は、アンテナを介して対向する通信装置に向けて送信される。

つづいて、上述した送信装置から送信された信号を受信する受信装置（対向する通信装置）の動作について説明する。図８は、図１に示した送信装置の通信相手先（対向する通信装置）となる受信装置（実施の形態１の受信装置）の構成例を示す図である。この受信装置は、周波数変換部６０、波形整形フィルタ７０、逆拡散処理部８０および復調部９０を備える。また、逆拡散処理部８０は乗算器８１および相関器８２を備え、乗算器８１は、入力信号に対して逆位相回転系列Ｄ₂（−θ）を乗算する。また、相関器８２は、逆位相回転系列Ｄ₁（−φ_u）を用いて入力信号の相関処理を行う。なお、これらの逆位相回転系列は、送信側の通信装置（図１で示した送信装置）の拡散処理部２０で乗算された各位相回転系列と逆の性質を有する位相回転系列である。

受信装置において、対向する通信装置（送信装置）からの信号はアンテナで受信され、周波数変換部６０に入力され、ベースバンド信号に周波数変換される。周波数変換部６０から出力されたベースバンド信号は、波形整形フィルタ７０でフィルタリングされた後、逆拡散処理部８０に入力される。逆拡散処理部８０では、まず、乗算器８１が、次式（５）で表される逆位相回転系列Ｄ₂を入力信号に乗算し、位相θに相当する逆回転を与える。式（５）において、＊は複素共役を示す記号である。
Ｄ₂＝Ｃ₂ ^* …（５）

逆拡散処理部８０では、次に、相関器８２が、乗算器８１からの出力信号に対して逆拡散処理を行う。具体的には、次式（６）で表される逆位相回転系列Ｄ₁を乗算器８１からの出力信号に乗算し、位相φ_uに相当する逆回転を与えた後、拡散率ＳＦに相当するチップ数分だけシンボル単位で合成する。なお、＊は複素共役を示す記号である。
Ｄ₁＝Ｃ₁ ^* …（６）

相関器８２（逆拡散処理部８０）からの出力は、復調部９０に入力され、フレーム中の既知系列のシンボル部分（図２参照）を用いてチャネル推定が行われ、チャネル推定結果を用いてＲＡＫＥ合成が行われた後、データの判定が行われ、復調結果が得られる。

このように、本実施の形態の通信装置（送信装置，受信装置）は、拡散率単位で周期性を有する位相回転系列（Ｃ₁）と周波数軸上で一定の周波数幅で変化する位相回転系列（Ｃ₂）を用いて拡散処理を行い、また、これらの位相回転系列と逆の性質を有する逆位相回転系列（Ｄ₁，Ｄ₂）を用いて逆拡散処理を行うこととした。これにより、ユーザ間の直交性を保ちながら、周波数帯域上の振幅特性をフラットな特性にすることができ、マルチパス遅延波が存在する場合でもチャネル推定を精度良く行うことができる。

また、ＤＳ−ＣＤＭＡにおいて、ユーザ識別のためにユーザごとに割り当てる符号として、シンボルブロック単位で、ユーザ間で固有の直交した位相回転を有する符号系列を用いているため、ユーザ間で信号を分離できる。さらに、拡散処理後の信号のコンステレーションが基本的に単位円周上を回転することとなり、原点を通過する頻度を抑えることができ、送信装置の増幅器において電力効率化が図れる。

実施の形態２．
本実施の形態では、周波数領域等化のために、ＤＳ−ＣＤＭＡにおいてシンボルサイクリック・プリフィックス（ＣＰ）を付加して送受信を行う通信装置（送信装置，受信装置）について説明する。また、シンボルブロックの同期を実現するために、マルチパス遅延波の影響を受けたシンボルブロックと後部との相関処理によらずに、同期タイミングを推定する通信装置について説明する。

図９は、本発明にかかる送信装置の実施の形態２の構成例を示す図である。図示したように、本実施の形態の送信装置は、実施の形態１で説明した送信装置（図１参照）の拡散処理部２０を拡散処理部２０ａに置き換えたものである。また、拡散処理部２０ａは、拡散処理部２０に対してＣＰ付加部２３を追加したものである。その他の構成要素については実施の形態１の送信装置と同様であるため、同一の符号を付して説明を省略する。

ＣＰ付加部２３は、乗算器２２からの出力信号に対してシンボルサイクリック・プリフィックス（ＣＰ）を付加し、ＣＰを付加した後の信号を波形整形フィルタ３０に対して出力する。

図１０は、実施の形態２の通信装置が送受信するフレームの構成を示す図である。本実施の形態の送信装置では、図１０に示したように、Ｍ個（Ｍは１以上の任意の整数）のチャネル推定用のスロットおよびＬ個（Ｌは１以上の任意の整数）のデータ用スロットからなる構成のフレームを送信する。このフレームに含まれるチャネル推定用スロットおよびデータ用スロットはともに、Ｎ_sym＋Ｎ_cpシンボルからなるシンボルブロックで構成されている。ここで、Ｎ_cpはＣＰ部分のシンボル数、ＳＦはＤＳ−ＣＤＭＡにおける拡散率、Ｎ_symは周波数領域変換対象部分のシンボル数、Ｎ_dはデータシンボル数、Ｎ_kは既知系列部分のシンボル数である。図１０に示したように、Ｎ_k≧Ｎ_cpのときにＣＰ部分のシンボルも完全に既知シンボルとすることができる。その際にパイロットシンボルの末尾部分と既知系列部分が全く同じになるようにしておけば、受信側では、予め用意しておいたＣＰ部分の系列を用いて相関処理を行うことができる。この結果、マルチパス遅延波の影響を受けずに同期タイミングの推定を行うことができる。さらに、パイロットシンボル部分の系列は実施の形態１でも示したように、オール“０”のパターン（無変調相当）としておけば、位相回転系列Ｃ₁，Ｃ₂の２つの位相回転系列の性質により、パイロットシンボルを拡散処理した場合でも、周波数帯域上の振幅特性をフラットな特性にでき、マルチパス遅延波が存在する場合でもチャネル推定を高精度に行うことができる。

実施の形態１の送信装置と異なる動作を行う拡散処理部２０ａについて説明する。拡散処理部２０ａでは、乗算器２２の出力がＣＰ付加部２３に入力され、ＣＰ付加部２３は、図１０に示したように、スロットの末尾部分をコピーし、スロットの先頭部分にＣＰとして付加される。ＣＰが付加された信号は、後段の波形整形フィルタ３０に対して出力される。

つづいて、本実施の形態の送信装置（図９参照）から送信された信号を受信する受信装置の動作について説明する。図１１は、実施の形態２の受信装置の構成例を示す図である。この受信装置は、実施の形態１で説明した受信装置（図８参照）の逆拡散処理部８０を逆拡散処理部８０ａに置き換えたものである。また、逆拡散処理部８０ａは、逆拡散処理部８０に対してＣＰ除去部８３および等化器８４を追加したものである。その他の構成要素については実施の形態１の受信装置と同様であるため、同一の符号を付して説明を省略する。

逆拡散処理部８０ａにおいて、ＣＰ除去部８３は、波形整形フィルタ７０の出力信号を受け取り、スロットまたはシンボルブロックごとに、各スロットに付加されているＣＰを除去する。等化器８４は、ＣＰ除去部８３でＣＰが除去された後の信号を等化する。

図１２は、等化器８４の構成例を示す図である。図示したように、等化器８４は、ナイキスト点を抽出するナイキスト点抽出部８４１と、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するＦＦＴ部８４２および８４７と、チャネル推定結果に基づきマルチパス遅延波による歪みを補償する補償部８４３と、周波数領域の信号を時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ部８４４と、１スロット分のパイロット系列に対して、逆位相回転系列Ｄ₂を乗算する乗算器８４５と、乗算器８４５からの出力信号に対して逆位相回転系列Ｄ₁を乗算する８４６と、ＦＦＴ部８４２からの出力信号とＦＦＴ部８４７からの出力信号とを乗算する乗算器８４８を備える。なお、乗算器８４５および８４６とＦＦＴ部８４７は、１スロット分の逆拡散ための符号系列を周波数領域で生成する逆位相回転系列生成部８４９を構成している。

実施の形態１の受信装置と異なる動作を行う逆拡散処理部８０ａについて説明する。逆拡散処理部８０ａでは、波形整形フィルタ７０からの出力信号をＣＰ除去部８３が受け取り、ＣＰを除去した後、等化器８４へ入力する（図１１，図１２参照）。等化器８４ではまず、ナイキスト点抽出部８４１が、ＣＰ除去後の信号（ＣＰ除去部８３の出力信号）からナイキスト点サンプルを抽出する。ナイキスト点抽出部８４１の出力は、ＦＦＴ部８４２に入力され、ＦＦＴ部８４２は、入力信号（ナイキスト点サンプル信号）を時間領域のサンプルから周波数領域のサンプルに変換し、得られた信号（周波数領域に変換後の信号）を補償部８４３および乗算器８４８に対して出力する。

一方、逆位相回転系列生成部８４９では、逆拡散ための符号系列を周波数領域で生成する。具体的には、まず、サンプル数がＮ_sym×ＳＦのパイロット系列（例えばオール“０”パターン）が乗算器８４５に入力され、逆位相回転系列Ｄ₂＝Ｃ₂ ^*（Ｃ₂は送信装置の乗算器２２で乗算される位相回転系列、＊は複素共役を表す）を用いて位相θに相当する逆回転処理が行われる。さらに、乗算器８４５の出力は、乗算器８４６に入力され、逆位相回転系列Ｄ₁＝Ｃ₁ ^*（Ｃ₁は送信装置の乗算器２１で乗算される位相回転系列、＊は複素共役を表す）が乗算されることで、ＣＰ部分を除いた１スロット分（Ｎ_sym×ＳＦサンプル）の逆拡散用の逆位相回転系列が生成される。またさらに、乗算器８４６の出力は、ＦＦＴ部８４７に入力され、時間領域から周波数領域に変換される。

乗算器８４８（チャネル推定手段に相当）では、ＦＦＴ部８４２からの入力のうちのチャネル推定用スロットのＮ_sym×ＳＦサンプルに対し、逆位相回転系列８４９（ＦＦＴ部８４７）から出力された周波数領域の逆位相回転系列を乗算して周波数領域でのチャネル推定値Ｈ（ｉ）（ｉ＝０〜Ｎ_sym・ＳＦ−１）を算出する。このチャネル推定値Ｈ（ｉ）は補償部８４３に入力され、補償部８４３は、ＦＦＴ部８４２からの入力信号を周波数領域で補償する。この補償部８４３が行う周波数領域での補償方法では、例えば、次式（７）で表されるＭＭＳＥ（最小二乗誤差）規範に従った周波数領域上の補償量Ｗ（ｉ）により、データ用スロットに対してマルチパス遅延波による歪みの補償処理を行う。なお、式（７）において、γは信号電力対雑音電力の比を表し、＊は複素共役を示す記号である。

補償部８４３の出力は、ＩＦＦＴ部８４４に入力され、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換された後、後段の乗算器８１へ出力される（図１１参照）。乗算器８１および相関器８２の動作は、実施の形態１で説明したとおりである。

相関器８２（逆拡散処理部８０ａ）の出力は復調部９０に入力され、復調部９０は、フレーム中の既知系列のシンボル部分を用いて、時間領域での周波数偏差の推定およびチャネル推定を行い、周波数偏差推定結果およびチャネル推定結果に基づき、入力された信号の補償を行い、さらにデータの判定を行って復調結果を得る。

このように、本実施の形態の通信装置（送信装置，受信装置）は、拡散率単位で周期性を有する位相回転系列（Ｃ₁）と周波数軸上で一定の周波数幅で変化する位相回転系列（Ｃ₂）を用いて拡散処理を行い、また、これらの位相回転系列と逆の性質を有する逆位相回転系列（Ｄ₁，Ｄ₂）を用いて逆拡散処理を行うこととした。また、ＣＰを付加したフレームの送受信を行うこととし、また、スロット（シンボルブロック）の末尾を既知系列とすることで、ＣＰ部分についても既知系列とすることとした。これにより、実施の形態１で得られる効果に加え、マルチパス遅延波の影響を受けていないＣＰに相当する部分の既知系列と受信されたＣＰ部分の信号との相関によりスロット（シンボルクロック）同期を高精度に行うことができる。また、スロット中の末尾にある既知系列のシンボル部分を用いて、時間領域での周波数偏差の推定、チャネル推定を行い、これらの推定結果を用いて入力信号を補償することにより、良好な復調結果を得ることができる。

実施の形態３．
本実施の形態では、全体的な動作は実施の形態２の通信装置と同様であるが、受信側の通信装置の構成が一部異なる通信装置について説明する。すなわち、受信装置の構成が実施の形態２と異なる。本実施の形態では実施の形態２と異なる部分である受信装置について説明する。

図１３は、実施の形態３の受信装置の構成例を示す図である。この受信装置は、実施の形態２で説明した受信装置（図１１参照）の逆拡散処理部８０ａを逆拡散処理部８０ｂに置き換えた構成をとる。また、逆拡散処理部８０ｂは、逆拡散処理部８０ａの乗算器８１および相関器８２に代えて合成部８５を備え、さらに、等化器８４を等化器８４ｂに置き換えたものである。等化器８４ｂは、周波数領域で等化処理を行うとともに逆位相回転系列Ｄ₂（−θ）と逆位相回転系列Ｄ₁（−φ_u）の乗算を周波数領域で行う。合成部８５は、拡散率ＳＦに基づきシンボル単位で合成を行う。なお、その他の構成要素については実施の形２の受信装置と同様であるため、同一の符号を付して説明を省略する。

図１４は、等化器８４ｂの構成例を示す図である。図示したように、等化器８４ｂは、実施の形態２で説明した等化器８４（図１２参照）の逆位相回転系列生成部８４９を逆位相回転系列生成部８４９ｂに置き換え、さらに、乗算器８５０を追加したものである。ここでは、等化器８４と異なる部分について説明を行う。

逆位相回転系列生成部８４９ｂは、１スロット分の逆拡散ための符号系列（逆位相回転系列Ｆ（Ｄ₁・Ｄ₂））を周波数領域で生成する。乗算器８５０は、補償部８４３からの出力に対し、逆位相回転系列生成部８４９ｂで生成された逆位相回転系列Ｆ（Ｄ₁・Ｄ₂）を周波数領域で乗算する。以下、等化器８４ｂの詳細動作について説明する。

等化器８４ｂにおいて、逆位相回転系列生成部８４９ｂは、１スロット分のパイロット系列（オール“０”パターン相当）に対して逆位相回転系列Ｄ₁＝Ｃ₁ ^*（Ｃ₁は送信装置の乗算器２１で乗算される位相回転系列、＊は複素共役を表す）とＤ₂＝Ｃ₂ ^*（Ｃ₂は送信装置の乗算器２２で乗算される位相回転系列、＊は複素共役を表す）を乗算し、時間領域から周波数領域に変換して、周波数領域で逆位相回転処理を行った、逆位相回転系列（Ｆ（Ｄ₁・Ｄ₂），系列長：Ｎ_sym×ＳＦ）を予め生成し、保存しておく。また、この逆位相回転系列Ｆ（Ｄ₁・Ｄ₂）を必要に応じて乗算器８４８および８５０に対して出力する。

乗算器８５０は、補償部８４３からの入力信号に対し、逆位相回転系列８４９ｂから出力された逆位相回転系列Ｆ（Ｄ₁・Ｄ₂）を１スロット分乗算して、拡散の際に使用された符号系列が除去された１スロット分のサンプルデータ（Ｎ_sym×ＳＦ）を抽出する。このサンプルデータはＩＦＦＴ部８４４で時間領域の信号に変換された後、合成部８５（図１３参照）へ入力される。

このように、本実施の形態の受信装置では、予め、逆拡散処理で使用する位相回転系列を周波数領域で準備しておくこととした。これにより、位相回転系列を算出するためのＦＦＴ処理が不要になるとともに、相関器を拡散率ＳＦ単位で合成する合成器に変更できるため、回路の構成を簡単化できる。

実施の形態４．
本実施の形態では、実施の形態２および３と同様に、ＣＰを付加して送受信を行う通信装置（送信装置，受信装置）について説明するが、特に下りリンクを想定した、ユーザ（コード）多重機能を実現する通信装置（送信装置）について説明する。

図１５は、本発明にかかる送信装置の実施の形態４の構成例を示す図である。図示したように、本実施の形態の送信装置は、変調部１０−１〜１０−Ｎ、拡散処理部２０ａ−１〜２０ａ−Ｎ、チャネル推定用スロット生成部２４、チャネル推定用スロット付加部２５、加算器２６、波形整形フィルタ３０、周波数変換部４０および増幅器５０を備える。拡散処理部２０ａ−１〜２０ａ−Ｎは同じ構成であり、乗算器２１，２２およびＣＰ付加部２３をそれぞれ含む。また、チャネル推定用スロット生成部２４は、乗算器２２およびＣＰ付加部２３を含み、これらは、拡散処理部２０ａ−１〜２０ａ−Ｎに含まれている乗算器２２およびＣＰ付加部２３と同じ処理を行う。

なお、変調部１０−１〜１０−Ｎは実施の形態１で説明した送信装置の変調部１０と同じ動作を行い、拡散処理部２０ａ−１〜２０ａ−Ｎは実施の形態２で説明した送信装置の拡散処理部２０ａと同じ動作を行う。波形整形フィルタ３０、周波数変換部４０および増幅器５０も実施の形態１で説明した送信装置の波形整形フィルタ３０、周波数変換部４０および増幅器５０とそれぞれ同じ動作を行う。本実施の形態では、実施の形態１または２で既に説明した構成要素の動作については説明を省略する。すなわち、チャネル推定用スロット生成部２４、チャネル推定用スロット付加部２５および加算器２６の動作についてのみ説明を行う。

図１６は、実施の形態４の通信装置が送受信するフレームの構成を示す図である。このフレームは、各ユーザ（コード）共通のＭ個（Ｍは１以上の任意の整数）のチャネル推定用のスロット及びＬ個（Ｌは１以上の任意の整数）のデータ用スロットから構成され、データ用スロットはＮ個多重されている。また、チャネル推定用スロットおよびデータ用スロットはともに、Ｎ_sym＋Ｎ_cpシンボルからなるシンボルブロックで構成されており、実施の形態２の送信装置から送信されるスロット（図１０参照）と同じ構成となっている。

本実施の形態の送信装置において、各変調部（変調部１０−１〜１０−Ｎ）およびこれらの後段に配置された各拡散処理部（拡散処理部２０ａ−１〜２０ａ−Ｎ）は、実施の形態１で説明した送信装置の変調部１０および拡散処理部２０と同様の処理を入力信号に対して実行する。具体的には、各変調部は、入力された情報系列＃ｕ（ｕはユーザ番号であり、ｕ＝０〜Ｎ−１，Ｎ≦ＳＦ）を変調し、各拡散処理部では、前段の変調部からの入力信号に対し、位相回転系列Ｃ₁（φ_u）および位相回転系列Ｃ₂（θ）を順に乗算した後、ＣＰを付加する。

各拡散処理部からの出力信号は加算器２６に入力され、加算器２６は、各拡散処理部から入力されたＮユーザ（コード）分の拡散信号を加算する。

チャネル推定用スロット生成部２４にはパイロット部分がオール０（無変調相当）のパイロット系列が入力され、チャネル推定用スロット生成部２４では、乗算器２２が入力信号に対してＣ₂（θ）を乗算した後、ＣＰ付加部２３がＣＰを付加することによりチャネル推定用スロットを生成する。この動作は、拡散処理部２０ａ−１〜２０ａ−Ｎにおける動作から位相回転系列Ｃ₁（φ_u）を乗算する処理（乗算器２１で実行する処理）を除いたものである。チャネル推定用スロット生成部２４の出力は、位相回転系列Ｃ₂（θ）が周波数帯域Ｂｗで変化していく性質を有しており、マルチパス遅延波がない場合には、周波数スペクトルをフラットにすることができる。この結果、周波数領域でチャネル推定を行う際には、マルチパス遅延波の分離を精度よく行うことができ、チャネル推定精度の向上が図れる。ここで、位相回転系列Ｃ₁（φ_u）を乗算しないということは、ユーザ番号ｕ＝０としたときのＣ₁（φ_u）を乗算した場合と等しい処理である。

チャネル推定用スロット生成部２４からの出力（チャネル推定用スロット）は、加算部２６の出力とともに、チャネル推定用スロット付加部２５に入力され、チャネル推定用スロット付加部２５は、加算器２６から受け取ったデータ用スロットとチャネル推定用スロット生成部２４から受け取ったチャネル推定用スロットを用いて、Ｌ個のデータ用スロットの前段にＭ個のチャネル推定用スロットが付加されたフレーム（図１６参照）を生成する。Ｎユーザ（コード）分のデータ用スロットを多重する場合には、チャネル推定用スロットの電力をＮ個分相当の電力まで大きくすることにより、チャネル推定精度を改善できる効果がある。

チャネル推定用スロット付加部２５の出力は波形整形フィルタ３０へ入力され、その後、周波数変換部４０および増幅器５０を経由し、アンテナから送信される。

このように、本実施の形態の送信装置では、下り送信側において、拡散率単位で周期性を有する位相回転系列と周波数軸上で一定の周波数幅で変化する位相回転系列とを用いて拡散処理を行うこととした。これにより、ユーザ間の直交性を保ちつつ多重化することが可能となる。

また、チャネル推定用スロットの振幅特性を周波数帯域上でフラットな特性にすることができ、多重化したユーザ数分、チャネル推定用スロットの電力を大きくすることで、マルチパス遅延波が存在する伝送路の影響を受ける場合でもチャネル推定を高精度に行うことができる。

実施の形態５．
本実施の形態では、実施の形態２〜４と同様に、ＣＰを付加して送受信を行う通信装置（送信装置，受信装置）について説明するが、特に上りリンクを想定した、ユーザ（コード）多重機能を実現する通信装置（送信装置）について説明する。

なお、本実施の形態の通信装置における送受信動作は、実施の形態２で説明した通信装置と基本的に同じであるが、基地局と複数の端末からなる通信システムの上り受信を想定しており、基地局（受信側）と端末（送信側）の距離差に応じて、各端末からの送信タイミングが異なる場合の送受信動作（送／受信装置の構成，フレーム構成）についてのみ説明を行う。すなわち、本実施の形態では、図１７に示したように、各ユーザ（端末）で上り送信を行うことを想定しているが、ユーザ（端末）間では、端末の位置が異なるため、端末と基地局との距離の差により、基地局側（受信側）では各受信タイミングが微妙にずれていることを前提とする。図１７は、実施の形態５の通信システムにおいて送信側となる端末（送信装置）の構成例を示す図である。図１７に示した各端末（送信装置）の構成および動作は、実施の形態２で説明した送信装置（図９参照）と同一である。ただし、各送信装置の拡散処理部２０ａでは、ユーザ識別のため、それぞれ異なる位相回転系列Ｃ₁（φ_u(ｊ)）を使用する。ｕはユーザ番号（ｕ＝０〜Ｎ−１，Ｎ≦ＳＦ）であり、ｊはシンボルごとのチップ番号（ｊ＝０〜ＳＦ−１）である。

図１８は、実施の形態５の通信装置が送受信するフレームの構成を示す図であり、このフレームは、Ｍ個（Ｍは１以上の任意の整数）のチャネル推定用スロットとおよびＬ個（Ｌは１以上の任意の整数）のデータ用スロットから構成される。また、図示したように、フレームに含まれるチャネル推定用スロットおよびデータ用スロットはともに、Ｎ_sym＋２・Ｎ_cpシンボルからなるシンボルブロックで構成されている。ここで、Ｎ_cpはＣＰ部分のシンボル数、ＳＦはＤＳ−ＣＤＭＡにおける拡散率、Ｎ_symは周波数領域変換対象部分のシンボル数、Ｎ_dはデータシンボル数、Ｎ_kは既知系列部分のシンボル数である。図１８に示したように、Ｎ_k≧Ｎ_cpのときにＣＰ部分のシンボルも完全に既知シンボルとすることができる。その際にパイロットシンボルの先頭／末尾部分と既知系列部分が全く同じになるようにしておけば、受信側では、予め用意しておいたＣＰ部分の系列を用いて相関処理を行うことができる。この結果、マルチパス遅延波の影響を受けずに同期タイミングの推定を行うことができる。さらに、パイロットシンボル部分の系列は実施の形態１でも示したように、オール“０”のパターン（無変調相当）としておけば、位相回転系列Ｃ₁，Ｃ₂の２つの位相回転系列の性質により、パイロットシンボルを拡散処理した場合でも、周波数帯域上の振幅特性をフラットな特性にでき、マルチパス遅延波が存在する場合でもチャネル推定を高精度に行うことができる。なお、ＣＰ部分を各スロットの先頭および末尾の部分に配置しているのは、各ユーザ（端末）で上り送信を行うことを想定しており、ユーザ（端末）間では、端末の位置が異なるため、基地局との距離差が異なることにより、基地局受信側では受信タイミングが前後に微妙なずれを生じた際に、ＣＰ部分で吸収することで、ユーザ間の直交を維持するためである。

図１９は、実施の形態５の受信側の通信装置（受信装置）の構成例を示す図である。図示したように、本実施の形態の受信装置は、周波数変換部６０、波形整形フィルタ７０、ＣＰ除去部８３、逆拡散処理部８０ｄ−１〜８０ｄ−Ｎおよび復調部９０−１〜９０−Ｎを備える。周波数変換部６０および波形整形フィルタ７０は、実施の形態２で説明した受信装置（図１１参照）が備えていた周波数変換部６０および波形整形フィルタ７０と同じものである。逆拡散処理部８０ｄ−１〜８０ｄ−Ｎは同じ構成であり、乗算器８１、相関器８２および等化器８４ｄをそれぞれ含む。なお、各逆拡散処理部の乗算器８１および相関器８２は、実施の形態２で説明した受信装置が備えていた乗算器８１および相関器８２と同じ処理を行う。ただし、各相関器８２では、それぞれ異なる逆位相回転系列を使用する。また、上記ＣＰ除去部８３は、実施の形態２で説明した受信装置が備えていたＣＰ除去部８３と同じものである。復調部９０−１〜９０−Ｎは、実施の形態２で説明した受信装置が備えていた復調部９０と同じ処理を行う。

図２０は、各逆拡散処理部の等化器８４ｄの構成例を示す図である。図示したように、等化器８４ｄは、実施の形態２で説明した等化器８４（図１２参照）の逆位相回転系列生成部８４９を逆位相回転系列生成部８４９ｂに置き換え、さらに、ＩＦＦＴ部８５１、時間領域マスク処理部８５２およびＦＦＴ部８５３を追加したものである。なお、逆位相回転系列生成部８４９ｂは、実施の形態３で説明した等化器８４ｂ（図１４参照）が備えていた逆位相回転系列生成部８４９ｂと同じものである。ここでは、実施の形態２または３で説明した等化器８４または８４ｂと異なる部分について説明を行う。なお、ＩＦＦＴ部８５１、時間領域マスク処理部８５２およびＦＦＴ部８５３がチャネル推定結果抽出手段を構成する。

一例として、０番目のユーザ（ｕ＝０）に対する等化器８４ｄの動作を説明する。等化器８４ｄのＩＦＦＴ部８５１は、乗算部８４８からの信号を受け取ると、それを時間領域の信号に変換する。ＩＦＦＴ部８５１からの出力である時間領域のチャネル推定結果は、時間領域マスク処理部８５２へ入力される。

ここで、時間領域マスク処理部８５２に入力されたチャネル推定結果（ユーザ番号：＃０）は、マルチパス遅延波の影響を受けた状態であり、たとえば、図２１−１に示したような時間波形となっている。図２１−１において、時間領域のサンプルは０〜Ｎ_sym・ＳＦ−１で表現され、逆位相回転系列Ｄ₁・Ｄ₂の巡回性の性質により、Ｄ₁（φ_u）の位相回転量によって、拡散率ＳＦ個分のチャネル推定結果が同時に見えるものとなる。この例での乗算器８４８は、ユーザ番号＃０に対する逆位相回転系列（Ｆ(Ｄ₁・Ｄ₂)、系列長：Ｎ_sym×ＳＦ）の乗算処理を行っているため、対象となる０番目のユーザのチャネル推定結果は０〜Ｎ_symに出てくる。これ以外の時間領域（Ｎ_sym〜Ｎ_sym・ＳＦ）に出てくるチャネル推定結果は、ユーザ＃０以外のチャネル推定結果となる。このため、他のユーザ＃１〜Ｎ（≦ＳＦ）のチャネル推定結果は、ユーザ＃０での等化（補償）処理には不要であるため、マスクする必要がある。そこで、時間領域マスク処理部８５２は、入力されたチャネル推定結果のうち、対象ユーザ（ユーザ＃０）以外のチャネル推定結果に対してマスク処理を行い、図２１−２に示したように、ユーザ＃０のチャネル推定結果を抽出し、ＦＦＴ部８５３へ出力する。ＦＦＴ部８５３は、入力された信号を周波数領域の信号に変換し、補償部８４３へ出力する。

なお、一例として０番目のユーザに対する動作を説明したが、０番目以外のユーザに対する等化器８４ｄの動作も同様である。

復調部９０−１〜９０−Ｎでは、前段の相関器８２からの入力があると、フレーム中の先頭と末尾にある既知系列のシンボル部分を用いて、時間領域での周波数偏差の推定およびチャネル推定を行い、得られた各推定結果に基づき、入力された信号の補償およびデータの判定を行い、復調結果を得る。

このように、本実施の形態の通信装置（送信装置，受信装置）は、拡散率単位で周期性を有する位相回転系列（Ｃ₁）と周波数軸上で一定の周波数幅で変化する位相回転系列（Ｃ₂）を用いて拡散処理を行い、また、これらの位相回転系列と逆の性質を有する逆位相回転系列（Ｄ₁，Ｄ₂）を用いて逆拡散処理を行うこととした。さらに、先頭および末尾にＣＰを付加したフレームの送受信を行うこととし、また、スロット（シンボルブロック）の先頭および末尾を既知系列とすることで、各ＣＰ部分についても既知系列とすることとした。これにより、ユーザ間の直交性を保ちながら、ユーザごとのチャネル推定結果を時間領域上で分離できるため、マルチパス遅延波が存在する場合でもユーザごとのチャネル推定を行うことができる。また、マルチパス遅延波の影響を受けていないＣＰに相当する部分の既知系列と受信されたＣＰ部分の信号との相関によりスロット（シンボルクロック）同期を高精度に行うことができる。さらに、スロットの前後にある既知系列を使用して、時間領域での周波数偏差の推定、チャネル推定を行い、これらの推定結果を用いて入力信号の補償を行うことにより、良好な復調結果を得ることができる。

また、拡散処理後の信号のコンステレーションが基本的に単位円周上を回転することとなり、原点を通過する頻度を抑えることができ、送信装置の増幅器において電力効率化が図れる。

以上のように、本発明にかかる送信装置、受信装置および通信装置は、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式の通信システムに有用であり、特に、ユーザ間の直交性を保ちながら、周波数帯域上の振幅特性をフラットにした通信の実現に適している。

１０，１０−１〜１０−Ｎ 変調部
２０，２０ａ，２０ａ−１〜２０ａ−Ｎ 拡散処理部
２１，２２，８１，８４５，８４６，８４８，８５０ 乗算器
２３ ＣＰ付加部
２４ チャネル推定用スロット生成部
２５ チャネル推定用スロット付加部
２６ 加算器
３０，７０ 波形整形フィルタ
４０，６０ 周波数変換部
５０ 増幅器
８０，８０ａ，８０ｂ，８０ｄ−１〜８０ｄ−Ｎ 逆拡散処理部
８２ 相関器
８３ ＣＰ除去部
８４，８４ｂ，８４ｄ 等化器
８５ 合成部
８４１ ナイキスト点抽出部
８４２，８４７，８５３ ＦＦＴ部
８４３ 補償部
８４４，８５１ ＩＦＦＴ部
８４９，８４９ｂ 逆位相回転系列生成部
８５２ 時間領域マスク処理部
９０，９０−１〜９０−Ｎ 復調部

Claims (13)

1. ＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムの送信側の通信装置を構成する送信装置であって、
   拡散率単位で周期性を有する第１の位相回転系列を用いて入力変調信号を拡散する第１の拡散手段と、
   周波数軸上で一定の周波数幅で変化する第２の位相回転系列を用いて前記第１の拡散手段からの入力を拡散する第２の拡散手段と、
   を備えることを特徴とする送信装置。
2. 前記第２の拡散手段から出力されたシンボルブロックに対し、当該シンボルブロックの末尾にある所定数のシンボルブロックをサイクリック・プリフィックス（ＣＰ）として当該シンボルブロックの先頭に複写するＣＰ付加手段、
   をさらに備え、
   データシンボル列を送信する場合、
   前記第１の拡散手段への入力変調信号を、前記ＣＰとして複写されるシンボルブロックが全て既知シンボルとなるように既知系列が配置された信号とすることを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
3. 前記第２の拡散手段から出力されたシンボルブロックに対し、当該シンボルブロックの末尾にある所定数のシンボルブロックを当該シンボルブロックの先頭に複写するとともに当該シンボルブロックの先頭にある所定数のシンボルブロックを当該シンボルブロックの末尾に複写し、先頭および末尾にサイクリック・プリフィックス（ＣＰ）が付加されたスロットを生成するＣＰ付加手段、
   をさらに備え、
   データシンボル列を送信する場合、
   前記第１の拡散手段への入力変調信号を、前記ＣＰとして複写されるシンボルブロックが全て既知シンボルとなるように既知系列が配置された信号とすることを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
4. ＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムの送信側の通信装置を構成する送信装置であって、
   拡散率単位で周期性を有する第１の位相回転系列および周波数軸上で一定の周波数幅で変化する第２の位相回転系列を用いて入力変調信号の拡散処理を行い、得られたシンボルブロックに対し、当該シンボルブロックの末尾にある所定数のシンボルブロックをサイクリック・プリフィックス（ＣＰ）として当該シンボルブロックの先頭に複写してデータスロットを生成する複数のデータスロット生成手段と、
   前記各データスロット生成手段からの出力を加算する加算手段と、
   パイロットシンボル系列に前記第２の位相回転系列を乗算し、さらに、当該乗算結果の末尾にある所定数のシンボルブロックを当該乗算結果の先頭に複写してチャネル推定用スロットを生成するチャネル推定用スロット生成手段と、
   前記加算結果および前記チャネル推定用スロットに基づいて送信フレームを生成するフレーム生成手段と、
   を備え、
   前記複数のデータスロット生成手段の各々では、前記第１の位相回転系列として互いに直交する位相回転系列を用いることを特徴とする送信装置。
5. 前記第１の位相回転系列を、拡散率単位で位相が０〜２πの整数倍で変化する位相回転系列とすることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の送信装置。
6. 前記第１の位相回転系列を、拡散率単位で位相が０〜２πの整数倍で変化するとともに、シンボルブロック間で位相が０〜２πの整数倍かつチップ単位で変化する回転系列とすることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の送信装置。
7. 前記第２の位相回転系列を、周波数帯域に対して、拡散率×シンボルブロックのシンボル数分の１した周波数で変化する位相回転系列とすることを特徴とする請求項１〜６のいずれか一つに記載の送信装置。
8. ＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムの受信側の通信装置を構成する受信装置であって、
   周波数軸上で一定の周波数幅で変化する第１の逆位相回転系列を用いて入力信号を逆拡散する第１の逆拡散手段と、
   拡散率単位で周期性を有する第２の逆位相回転系列を用いて前記第１の逆拡散手段からの入力を逆拡散する第２の逆拡散手段と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
9. 既知シンボルブロックにより構成されたサイクリック・プリフィックス（ＣＰ）を除去するＣＰ除去手段と、
   前記ＣＰ除去手段の出力に対して、周波数領域で等化処理を行う等化手段と、
   をさらに備え、
   前記等化手段の出力を前記第１の逆拡散手段への入力信号とすることを特徴とする請求項８に記載の受信装置。
10. 前記等化手段は、
    入力信号からナイキスト点を抽出するナイキスト点抽出手段と、
    前記ナイキスト点抽出手段の出力に対してＦＦＴ処理を行い、周波数領域の信号に変換するＦＦＴ手段と、
    前記第１の逆位相回転系列および前記第２の逆位相回転系列をパイロットシンボル系列に乗算し、さらに周波数領域に変換した系列を生成する逆位相回転系列生成手段と、
    前記逆位相回転系列生成手段の出力および前記ＦＦＴ手段の出力を用いて周波数領域でチャネル推定を行うチャネル推定手段と、
    前記チャネル推定手段によるチャネル推定結果を用いて、前記ＦＦＴ手段から出力された周波数領域の信号のマルチパス遅延波による歪みを補償する補償手段と、
    前記補償手段の出力信号を時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ手段と、
    を備えることを特徴とする請求項９に記載の受信装置。
11. ＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムの受信側の通信装置を構成する受信装置であって、
    既知シンボルブロックにより構成されたサイクリック・プリフィックス（ＣＰ）を除去するＣＰ除去手段と、
    前記ＣＰ除去手段の出力に対して、周波数領域で等化処理を行う等化手段と、
    前記等化手段の出力信号を拡散率に基づきシンボル単位で合成する合成手段と、
    を備え、
    前記等化手段は、
    入力信号からナイキスト点を抽出するナイキスト点抽出手段と、
    前記ナイキスト点抽出手段の出力に対してＦＦＴ処理を行い、周波数領域の信号に変換するＦＦＴ手段と、
    前記第１の逆位相回転系列および前記第２の逆位相回転系列をパイロットシンボル系列に乗算し、さらに周波数領域に変換した系列を生成する逆位相回転系列生成手段と、
    前記逆位相回転系列生成手段の出力および前記ＦＦＴ手段の出力を用いて周波数領域でチャネル推定を行うチャネル推定手段と、
    前記チャネル推定手段によるチャネル推定結果を用いて、前記ＦＦＴ手段から出力された周波数領域の信号のマルチパス遅延波による歪みを補償する補償手段と、
    前記補償手段の出力に対して前記逆位相回転系列生成手段の出力を乗算し、周波数領域上で拡散処理を解除する乗算手段と、
    前記乗算手段の出力信号を時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ手段と、
    を備えることを特徴とする受信装置。
12. ＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムの受信側の通信装置を構成する受信装置であって、
    既知シンボルブロックにより構成されたサイクリック・プリフィックス（ＣＰ）を除去するＣＰ除去手段と、
    前記ＣＰ除去手段の出力に対して、周波数領域で等化処理を行い、得られた信号に対して、周波数軸上で一定の周波数幅で変化する第１の逆位相回転系列および拡散率単位で周期性を有する第２の逆位相回転系列を用いた逆拡散処理を実行する複数の逆拡散処理手段と、
    を備え、
    前記複数の逆拡散処理手段は、等化処理を行うための構成として、
    入力信号からナイキスト点を抽出するナイキスト点抽出手段と、
    前記ナイキスト点抽出手段の出力に対してＦＦＴ処理を行い、周波数領域の信号に変換するＦＦＴ手段と、
    前記第１の逆位相回転系列および前記第２の逆位相回転系列をパイロットシンボル系列に乗算し、さらに周波数領域に変換した系列を生成する逆位相回転系列生成手段と、
    前記逆位相回転系列生成手段の出力および前記ＦＦＴ手段の出力を用いて周波数領域でチャネル推定を行うチャネル推定手段と、
    前記チャネル推定結果に対して、ＩＦＦＴ処理により時間波形を抽出し、拡散率分抽出される複数ユーザのチャネル推定結果を時間波形で抽出し、対象ユーザ以外のチャネル推定結果にマスク処理を行った後、ＦＦＴ処理により周波数変換を行って、対象ユーザの周波数領域のチャネル推定結果を抽出するチャネル推定結果抽出手段と、
    前記チャネル推定手段によるチャネル推定結果を用いて、前記ＦＦＴ手段から出力された周波数領域の信号のマルチパス遅延波による歪みを補償する補償手段と、
    前記補償手段の出力信号を時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ手段と、
    を備えることを特徴とする受信装置。
13. 請求項１〜７のいずれか一つに記載の送信装置と、
    請求項８〜１２のいずれか一つに記載の受信装置と、
    を備えることを特徴とする通信装置。

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