JP2008283514A - 雑音成分推定装置及び受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】フェージング環境下でも良好にＳＮ比を推定する。
【解決手段】受信機（２）は、拡散用ＰＮ系列を用いてスペクトラム拡散された信号を受信する。データ用相関器（２４）は、拡散用ＰＮ系列と同じＰＮ系列を用いて逆拡散を行い、データを復元する。雑音推定用相関器（２６）は、受信信号と拡散用ＰＮ系列に直交する雑音推定用ＰＮ系列との相関演算を実施することにより受信信号に含まれる信号成分を除去する。ＳＮ比算出部（３１）は、データ用相関器（２４）の出力と雑音推定用相関器（２６）の出力に基づいてＳＮ比を推定算出する。
【選択図】図２

Description

本発明は、受信機の受信信号に含まれる雑音成分を推定する雑音成分推定装置に関する。また、本発明は、その雑音成分推定装置を利用した受信機に関する。

無線通信において、ＳＮ比（信号対雑音比）推定は重要な技術となっている。例えば、ターボ符号に基づく復号化処理の精度向上、電力制御、アンテナの指向性制御は、推定されたＳＮ比を基に行われる。

ＳＮ比の推定手法として様々な手法が提案されているが（例えば、下記非特許文献１及び２参照）、多くの方法は信号振幅が変動するフェージング環境下での適用が困難である。

非特許文献１には、フェージング環境下でも適用できる手法が提案されている。しかしながら、この手法では、フェージングの種類によってＳＮ比推定用の演算式のパラメータが変わる。このため、前もってフェージングの種類が分かっている必要があり、実用性が低い。また、演算式そのものが複雑であり、演算負荷が重くなる。尚、ＳＮ比を良好に推定するためには、当然、雑音成分を良好に推定する必要がある。

A.Ramesh、他２名，「SNR Estimation in Generalized Fading Channels and its Application to Turbo Decoding」，Proceedings 2001 IEEE International Conference on Communications，Finland，２００１年，vol. 4，p.1094-1098 滝沢賢一、他２名，「ＳＮ比ブラインド推定を用いたエスパアンテナ適応ビーム形成規範」，信学技報（technical report of IEICE.），社団法人電子情報通信学会，２００２年，A・P2002-114（2002-12），p.13-18

そこで本発明は、フェージング環境下でも良好に雑音成分を推定可能な雑音成分推定装置及びこれを利用した受信機を提供することを目的とする。

本発明に係る雑音成分推定装置は、受信機の受信信号に含まれる雑音成分を推定する雑音成分推定装置において、前記受信信号に含まれる信号成分に対して直交する信号、又は、該信号を基準として設定された、前記信号成分に対して直交するとみなせる信号を、雑音推定用信号として発生する雑音推定用信号発生手段と、前記受信信号と前記雑音推定用信号との相関を検出する相関検出手段と、を備え、前記相関の検出結果に基づいて前記雑音成分を推定することを特徴とする。

受信信号に含まれる信号成分と雑音推定用信号との相関はゼロ又は極めて小さくなるので、その相関の検出結果から信号成分が略除去されることとなる。従って、相関検出手段による相関の検出結果に基づいて雑音成分を推定することが可能である。この推定はフェージング環境下でも良好に行うことができる。

尚、「直交する」とは、完全に直交するだけでなく、実質的に直交することをも含む概念と捉えることができる。つまり、「直交する」とは、対比する信号間における相互相関が完全にゼロとなることを意味するだけでなく、該相互相関が実質的にゼロになることをも含む概念と捉えることができる。このように考えた場合、上記の「該信号を基準として設定された、前記信号成分に対して直交するとみなせる信号」は、「前記受信信号に含まれる信号成分に対して直交する信号」に含まれる概念ともなる。この考え方は、後述の「拡散用符号系列と雑音推定用符号系列との間に関する直交」にも、後述の「各サブキャリアと直交信号との間に関する直交」にも当てはまる。

具体的には例えば、前記受信機は、スペクトラム拡散伝送方式に従って送信された信号を受信し、前記信号成分のスペクトラムは拡散用符号系列によって拡散されており、前記雑音推定用信号発生手段は、前記拡散用符号系列に直交する雑音推定用符号系列、又は、その雑音推定用符号系列を基準として設定された、前記拡散用符号系列に対して直交するとみなせる雑音推定用符号系列を、前記雑音推定用信号として発生し、前記相関検出手段は、前記受信信号と前記雑音推定用信号発生手段によって発生された前記雑音推定用符号系列との相関を検出する。

そして例えば、前記雑音推定用信号発生手段は、前記雑音推定用信号としての前記雑音推定用符号系列を複数発生し、前記複数の雑音推定用符号系列は互いに異なり、前記相関検出手段は、前記受信信号と前記複数の雑音推定用符号系列の夫々との相関を検出し、当該雑音成分推定装置は、各相関の検出結果に基づいて前記雑音成分を推定するようにしてもよい。

これにより、雑音成分の推定精度の向上が期待される。

また具体的には例えば、前記受信機は、ＯＦＤＭ伝送方式に従って送信された信号を受信し、前記受信信号は複数のサブキャリアが多重化されたＯＦＤＭ信号であり、前記雑音推定用信号発生手段は、各サブキャリアに直交する直交信号を前記雑音推定用信号として発生する。

尚、直交信号の周波数を適切に設定することで各サブキャリアと直交信号とを直交させることができるが、実際の直交信号の周波数には、通常、誤差が含まれる。従って、各サブキャリアと直交信号との関係を規定する「直交」という文言は、誤差に由来する周波数ずれをも含んだ概念と捉えられるべきである。

そして例えば、前記雑音推定用信号発生手段は、前記雑音推定用信号としての前記直交信号を複数発生し、前記複数の直交信号の周波数は互いに異なり、前記相関検出手段は、前記受信信号と前記複数の直交信号の夫々との相関を検出し、当該雑音成分推定装置は、各相関の検出結果に基づいて前記雑音成分を推定するようにしてもよい。

これにより、雑音成分の推定精度の向上が期待される。

また、本発明に係る雑音成分推定装置は、スペクトラム拡散伝送方式に従って送信された信号を受信する受信機に用いられ、前記受信機の受信信号に含まれる雑音成分を推定する雑音成分推定装置において、前記受信信号に含まれる信号成分のスペクトラムは拡散用符号系列によって拡散されており、当該雑音成分推定装置は、前記受信機に伝送されるべきデータを復元するために前記受信信号に作用させる逆拡散用符号系列よりも前記拡散用符号系列との類似性が低い雑音推定用符号系列を発生する雑音推定用信号発生手段と、前記受信信号と前記雑音推定用符号系列との相関を検出する相関検出手段と、を備え、前記相関の検出結果に基づいて前記雑音成分を推定することを特徴とする。

また、本発明に係る雑音成分推定装置は、規定された区間内の信号成分の平均がゼロ又はゼロ近傍の所定値以下となる信号を受信する受信機に用いられ、前記受信機の受信信号に含まれる雑音成分を推定する雑音成分推定装置において、前記区間内における前記受信信号の平均に応じた信号を出力する平均化手段を備え、前記平均化手段の出力信号に基づいて前記雑音成分を推定することを特徴とする。

規定された区間内の信号成分の平均がゼロ又はゼロ近傍の所定値以下となる信号を受信する場合、前記区間内における受信信号を平均化すれば、信号成分が完全に或いは殆ど除去される。このため、前記平均化手段の出力信号から雑音成分を推定することが可能である。この推定はフェージング環境下でも良好に行うことができる。

また、本発明に係る雑音成分推定装置は、スペクトラム拡散伝送方式に従って送信された信号を受信する受信機に用いられ、前記受信機の受信信号に含まれる雑音成分を推定する雑音成分推定装置において、前記受信信号に含まれる信号成分のスペクトラムは拡散用符号系列によって拡散されており、前記拡散用符号系列のビット区間内平均の絶対値がゼロ又はゼロ近傍の所定値以下であり、当該雑音成分推定装置は、前記ビット区間内における前記受信信号の平均に応じた信号を出力する平均化手段を備え、前記平均化手段の出力信号に基づいて前記雑音成分を推定することを特徴とする。

拡散用符号系列のビット区間内平均の絶対値がゼロ又はゼロ近傍の所定値以下である場合、ビット区間内における受信信号を平均化すれば、信号成分が完全に或いは殆ど除去される。このため、前記平均化手段の出力信号から雑音成分を推定することが可能である。この推定はフェージング環境下でも良好に行うことができる。

また、本発明に係る受信機は、上記の何れかに記載の雑音成分推定装置を備えている。

本発明によれば、フェージング環境下でも良好に雑音成分を推定可能となる。

本発明の意義ないし効果は、以下に示す実施の形態の説明により更に明らかとなろう。ただし、以下の実施の形態は、あくまでも本発明の一つの実施形態であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以下の実施の形態に記載されたものに制限されるものではない。

以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。

＜＜第１実施形態＞＞
まず、本発明の第１実施形態について説明する。本発明の第１実施形態に係る通信システムは、図１の送信機１と図２の受信機２を有して構成される。図１は、送信機１の機能ブロック図であり、図２は、受信機２の機能ブロック図である。送信機１と受信機２は、ＳＳ伝送方式（スペクトラム拡散伝送方式）を用いて通信を行う。特に、本実施形態に係る通信システムでは、ＤＳ（直接拡散）方式を採用したＳＳ伝送方式が用いられる。

図１の送信機１は、符号１１〜１４にて参照される各部位を備えて構成される。送信機１内で、受信機２に伝達されるべき送信データが生成される。送信データは、例えば、音声や映像を表すデータである。変調部１１は、送信データを表す信号によって、送信機１内で生成されたキャリア（搬送波）を変調する。この変調の方式としてＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）方式を用いる。乗算器１２は、変調後の信号に対してＰＮ系列発生部１４で発生された拡散用ＰＮ（Pseudorandom Noise）系列を乗じることにより、信号のスペクトラムを拡散させる。スペクトラムが拡散された信号は、アンテナ１３を介し、無線信号として送信される。

図２の受信機２は、符号２１〜３１にて参照される各部位を備えて構成される。周波数変換部２２は、送信機１から送信された無線信号を、アンテナ２１を介して受信し、受信した無線信号に周波数変換処理を施すことによりベースバンド信号を生成及び出力する。周波数変換部２２によって実施される周波数変換処理は、送信機１の変調部１１にて実施された変調を復調するための処理に相当する。従って、周波数変換部２２から出力されるベースバンド信号は、送信機１で生成される送信データにＰＮ系列発生部１４で発生された拡散用ＰＮ系列を乗じた信号となる。但し、実際には、この信号に雑音成分が重畳している。以下、周波数変換部２２の出力信号を、「受信ＰＮ系列信号」と呼ぶ。

データ用ＰＮ系列発生部２３は、拡散用ＰＮ系列と同じＰＮ系列を発生して出力する。尚、受信機２は、送信データの受信に先立って、拡散用ＰＮ系列を認識している。データ用ＰＮ系列発生部２３にて発生されるＰＮ系列を、以下、「データ用ＰＮ系列」と呼ぶ。データ用相関器２４は、受信ＰＮ系列信号にデータ用ＰＮ系列を作用させる逆拡散を行い、これによって送信データを復元する。より具体的には、受信ＰＮ系列信号とデータ用ＰＮ系列との相関を求めるための相関演算を行い、この相関演算によって得られた信号を出力する。データ用ＰＮ系列は、逆拡散を行うための逆拡散用ＰＮ系列である。

雑音推定用ＰＮ系列発生部２５は、拡散用ＰＮ系列に直交するＰＮ系列を発生して出力する。雑音推定用ＰＮ系列発生部２５にて発生されるＰＮ系列を、以下、「雑音推定用ＰＮ系列」と呼ぶ。雑音推定用相関器２６は、受信ＰＮ系列信号と雑音推定用ＰＮ系列との相関を求めるための相関演算を行い、この相関演算によって得られた信号を出力する。

ここで、相関演算とは、２つの対象信号の各瞬時値を乗算し、その乗算結果を所定の積分区間、積分することによって得られる積分値を導出する処理を言うものとする。積分区間とは、送信データの１ビット分の区間である。導出された積分値は、一般的に相関値と呼ばれ、送信データの１ビット分の区間は、一般的にビット区間と呼ばれる。データ用相関器２４にとっての上記２つの対象信号は、受信ＰＮ系列信号とデータ用ＰＮ系列であり、雑音推定用相関器２６にとっての上記２つの対象信号は、受信ＰＮ系列信号と雑音推定用ＰＮ系列である。

２つの対象信号の各時刻における瞬時値に類似性が全くない場合、相関値はゼロとなり、類似性が増加するに従って相関値の絶対値は増大する。相関値の最大値を１で正規化して考えた場合、２つの対象信号の波形が完全に一致すれば相関値は１となる。一方、２つの対象信号の内の一方の対象信号が他方の対象信号の反転信号であれば、相関値は−１となる。

データ用相関器２４の出力信号によって表される相関値は、送信機１にて生成された送信データの値を表している。従って、受信機２は、データ用相関器２４の出力信号に基づいて送信データによって表される音声や映像等を復元し、音声出力や映像出力等を行う。

受信機２にて送信データを復元するためには、受信ＰＮ系列信号に含まれる拡散用ＰＮ系列の位相とデータ用ＰＮ系列の位相が一致している必要がある。即ち、両ＰＮ系列が同期している必要があるが、この同期は、受信機２に備えられた同期制御部（不図示）によって確立されているものとする。この同期制御部は、同期の初期位相を捕捉する同期捕捉及び捕捉した同期を維持する同期追跡を実施する。同期捕捉及び同期追跡の手法は公知であるため、詳細な説明を割愛する。また、受信ＰＮ系列信号に含まれる拡散用ＰＮ系列の位相と雑音推定用ＰＮ系列の位相も一致しているものとする。

図２の符号２７〜３１にて参照される各部位の説明は後に行うこととし、本実施形態に係るＳＮ比（信号対雑音比）推定手法の原理を、従来技術との対比を交えながら説明する。

まず、送信機１から送信される信号ｑ（ｔ）は、下記式（１）にて表すことができる。信号ｑ（ｔ）は、電圧信号である。ｄ（ｔ）は、時刻ｔにおける送信データであり、１又は−１の値をとる。ｐｎ（ｔ）は、時刻ｔにおける拡散用ＰＮ符号のチップの値であり、１又は−１の値をとる。Ｓは、信号の電力を表す。ωは、図１の変調部１１の変調（ＢＰＳＫ）を用いられるキャリアの角周波数であり、θは、該キャリア信号の位相である。

送信機１からは、第１、第２、第３、・・・第（ｋ−１）、第ｋ番目のビットの送信データが順次送信される（ｋは任意の自然数）。信号ｑ（ｔ）が、フェージングの影響と加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ；Additive White Gaussian Noise）の影響を受けた場合、ｋ番目のビットの送信データについてのデータ用相関器２４の出力信号ｒ_kは、下記式（２）で表される。信号ｒ_kは、電圧信号である。ここで、ｄ_kは、第ｋ番目のビットの送信データの値であり、１又は−１の値をとる。α_kは、第ｋ番目のビットの送信データについての伝送信号に作用した、フェージングによる振幅の変動成分である。今、フェージングによる振幅の変動が、送信データの伝送速度に比べて十分に遅い場合を考える。Ｎ_kは、第ｋ番目のビットの送信データについての伝送信号に重畳した加法性白色ガウス雑音（単位は電圧）である。

フェージング伝送路モデルとして一般的な所謂「仲上ｍモデル」を想定する。仲上ｍモデルにおいて、フェージングによる振幅の変動成分の電力が１となるように正規化した場合、フェージングの振幅の確率密度関数Ｐ（ｘ）は下記式（３）で表される。ここで、ｘは、フェージングの振幅を表し、ｍは、いわゆる仲上パラメータである。Γ（ｍ）は、ｍを変数とするガンマ関数である。

仲上ｍモデルのフェージング下におけるＳＮ比推定手法として、上記非特許文献１の手法がある。非特許文献１の手法を簡単に説明する。非特許文献１の手法では、下記式（４）に従って、パラメータｚを求めている。

ここで、Ｅ（ ）は、平均演算子であり、それはカッコ内の確率変数（標本）の平均値を示す。例えば、Ｅ（ｒ_k ²）は、ｒ_k ²の平均値を表す。例えば、ｋが１〜１０００の間の各整数をとると考えた場合、Ｅ（ｒ_k ²）は、ｒ₁ ²、ｒ₂ ²、ｒ₃ ²、・・・、ｒ₉₉₉ ²及びｒ₁₀₀₀ ²の平均値を表す。この場合、Ｅ（ｒ_k ²）についての平均回数は１０００である。

推定されるＳＮ比をγで表した場合、ｚとγは一定の関係を満たす。この関係を規定する関数としてｆを導入する。つまり、下記式（５）が成立するとする。

ＳＮ比γを求めるためには、ｆ（γ）の逆関数を求める必要がある。また、ｆ（γ）は、仲上パラメータｍに依存する。例えば、レイリーフェージングを想定した場合、つまりｍ＝１の場合には、ｆ（γ）は下記式（６）の右辺のように表されることになる。

非特許文献１の手法では、ｆ（γ）がｍの関数となるため、前もってｍが定まったフェージング環境でしかＳＮ比を推定できない。また、式（６）のような複雑な関数の逆関数を計算する必要があるため演算負荷が重くなる。

非特許文献１の手法においてＳＮ比推定用の演算式が複雑になる要因は、式（４）においてＥ（ｒ_k ²）及びＥ（｜ｒ_k｜）²がα_k及びＮ_kの関数になることにある。

本発明では、非特許文献１の手法の不具合を解消するべく、雑音電力のみを独立に求める手法を提案する。

ＤＳ方式を採用したＳＳ伝送方式では、拡散用ＰＮ符号の符号長が偶数である場合、必ず、それに直交するＰＮ系列が存在する。今、符号長がＬの２つのＰＮ系列ＰＮ１及びＰＮ２を想定する（Ｌは正の偶数）。そして、ＰＮ系列ＰＮ１及びＰＮ２は、互いに直交しているものとする。即ち、ＰＮ系列ＰＮ１とＰＮ２との間において、下記式（７）が成立するものとする。ここで、ｊは、ＰＮ系列におけるチップ番号を表す。つまり、ＰＮ１_jは、ＰＮ系列ＰＮ１を形成するｊ番目のチップの値を表し、ＰＮ２_jは、ＰＮ系列ＰＮ２を形成するｊ番目のチップの値を表す。ＰＮ１_j及びＰＮ２_jは、夫々、１又は−１の値をとる。

例えば、ＰＮ系列ＰＮ１及びＰＮ２は、符号長が８であって以下のようなデータを有する。或るＰＮ系列に関し、｛ ｝内に表記された１又は−１は、そのＰＮ系列を形成する各チップの値を表している。
ＰＮ１＝｛１，−１，１，１，１，−１，１，１｝
ＰＮ２＝｛１，１，１，−１，１，１，−１，１｝

そして、送信機１における拡散用ＰＮ系列及び受信機２におけるデータ用ＰＮ系列がＰＮ系列ＰＮ１であり、且つ、受信機２における雑音推定用ＰＮ系列がＰＮ系列ＰＮ２である場合を考える。

相関演算前の信号、即ち、図２のデータ用相関器２４及び雑音推定用相関器２６への入力信号（受信ＰＮ系列信号）は、下記式（８）にて表すことができる。ここで、式（９）及び式（１０）が成立する。ｒ_kj、ｐｎ１_kj及びＮ_kjは、第ｋ番目のビットの送信データについての記号であって、且つ、ｒ_kjは、相関演算前の信号の内の、ｊ番目のチップ区間における信号を表し、ｐｎ１_kjは、ＰＮ系列ＰＮ１におけるｊ番目のチップの値を表し、Ｎ_kjは、ｊ番目のチップ区間における伝送信号に重畳した加法性白色ガウス雑音を表す。

データ用相関器２４は、ＰＮ系列ＰＮ１を用いて相関演算を行うため、その出力信号は上記式（２）によって表されるｒ_kとなるが、雑音推定用相関器２６は、ＰＮ系列ＰＮ２を用いて相関演算を行うため、その出力信号ｃ_kは、下記式（１１）にて表されることとなる。ｃ_kは、ｋ番目のビットの送信データについての雑音推定用相関器２６の出力信号を表す。Ｎ_k’は、Ｎ_kと略同じの性質を持つ加法性白色ガウス雑音（単位は電圧）である。

受信機２の受信信号の信号成分の推定電力値及び雑音成分の推定電力値を、それぞれ推定信号電力及び推定雑音電力と呼び、それらを夫々Ｓ_e及びＮ_eで表すとすると、推定雑音電力Ｎ_eは下記式（１２）より求めることができる。また、Ｅ（ｒ_k ²）は、下記式（１３）で表すことができるから、最終的に求めるべきＳＮ比γは、下記式（１４）で表すことができる。

上述のＳＮ比推定手法は、図２の構成に適用される。つまり、自乗部２７は、ｒ_kに対応するデータ用相関器２４の出力信号値を自乗した信号値を、順次、平均化処理部２８に送る。平均化処理部２８は、自乗部２７から与えられるｒ_k ²に対応する信号値を所定の平均回数にて平均化し、平均化後の信号値を出力する。平均回数１０００回にて平均化を行う場合、例えば、ｒ₁ ²、ｒ₂ ²、ｒ₃ ²、・・・、ｒ₉₉₉ ²及びｒ₁₀₀₀ ²の平均値を出力する。

一方、自乗部２９は、ｃ_kに対応する雑音推定用相関器２６の出力信号値を自乗した信号値を、順次、平均化処理部３０に送る。平均化処理部３０は、自乗部２９から与えられるｃ_k ²に対応する信号値を所定の平均回数にて平均化し、平均化後の信号値を出力する。平均化処理部２８と平均化処理部３０における平均回数は、通常、同じである。

上述の説明では、説明の簡略化上、受信信号における実部と虚部の存在を意識していなかったが、実際には、受信機２の受信信号は複素信号である。そして、この複素信号の内、雑音成分についての虚部は、ＢＰＳＫ復調を担う周波数変換部２２で除去される。このため、実際には、上記式（１２）の右辺は真に推定されるべき推定雑音電力Ｎ_eの半分であり、上記式（１３）の左辺は、真に推定されるべき推定雑音電力Ｎ_eの半分と推定信号電力Ｓ_eとの和に等しい。従って、ＳＮ比算出部３１は、平均化処理部２８から出力される信号値より平均化処理部３０から出力される信号値を差し引いた値を推定信号電力とし且つ平均化処理部３０から出力される信号値に２を乗じた値を推定雑音電力とした上で、推定信号電力と推定雑音電力の比から受信機２の受信信号のＳＮ比を推定算出する。

［シミュレーション結果］
図２の受信機２におけるＳＮ比推定方式と非特許文献１におけるＳＮ比推定方式との比較を、シミュレーションによって行った。各方式で推定されたＳＮ比を、推定ＳＮ比と呼ぶ。このシミュレーションでは、フェージングモデルとしてレイリーフェージングモデルを用いた。尚、非特許文献１のＳＮ比推定方式を用いた場合、上記式（６）の右辺の逆関数を求めることが必要となるが、この逆関数を解析的に求めることはできない。そこで、非特許文献１の手法に基づく推定ＳＮ比を１ｄＢ刻みで見積もった。例えば、パラメータｚから逆算されるγが２．５ｄＢと３．５ｄＢの間にある時、推定ＳＮ比は３ｄＢであると考える。

行ったシミュレーションは、第１〜第３のシミュレーションから成る。各シミュレーションにおいて、平均回数とは、式（４）及び式（１２）〜（１４）に対応する平均回数（図２の構成の場合、平均化処理部２８及び３０における各平均回数）を意味する。

第１のシミュレーションでは、平均回数を１０００回で固定し、推定ＳＮ比と真のＳＮ比との差が±０．５ｄＢ以下となる確率を、各ＳＮ比について求めた。図３は、第１のシミュレーションの結果を表している。図３において、横軸はＳＮ比を表し、縦軸は求めるべき確率を表している。図３において、曲線３０１及び３０２は求めるべき確率のＳＮ比依存性を表し、曲線３０１は受信機２についてのそれを、曲線３０２は非特許文献１についてのそれを表している。各ＳＮ比において、受信機２についての確率の方が、非特許文献１のそれよりも高いことが分かる。

第２のシミュレーションでは、平均回数を１０００回で固定し且つ真のＳＮ比を４ｄＢで固定した上で、推定ＳＮ比の分布を求めた。ＳＮ比４ｄＢは、ビット誤り率が約１０^-2となるＳＮ比に相当する。図４は、第２のシミュレーションの結果を表している。図４において、横軸はＳＮ比（推定ＳＮ比）を表し、縦軸は推定ＳＮ比の分布を確率で表している。図４において、黒棒は、受信機２の推定ＳＮ比の分布を表す棒グラフであり、白棒は、非特許文献１の推定ＳＮ比の分布を表す棒グラフである。特に、符号３１１が付された黒棒は受信機２の推定ＳＮ比が３．５ｄＢと４．５ｄＢの間となった確率を表し、符号３１２が付された白棒は非特許文献１の推定ＳＮ比が３．５ｄＢと４．５ｄＢの間となった確率を表している。符合３１１に対応する前者の方が、符号３１２に対応する後者よりも随分高いことが分かる。

第３のシミュレーションでは、真のＳＮ比を４ｄＢで固定した上で平均回数を変化させ、推定ＳＮ比が３．５ｄＢと４．５ｄＢの間に収まる確率を求めた。図５は、第３のシミュレーションの結果を表している。図５において、横軸は平均回数を表し、縦軸は求めるべき確率で表している。図５において、曲線３２１及び３２２は平均回数と求めるべき確率との関係を表し、曲線３２１は受信機２についてのそれを、曲線３２２は非特許文献１についてのそれを表している。受信機２の方が、より少ない平均回数でより高精度にＳＮ比を推定できていることが分かる。

本実施形態に係る手法によれば、複雑な関数を用いる必要がなく、少ない演算量にてＳＮ比を高速且つ高精度に推定することができる。また、非特許文献１の手法と異なり、フェージング環境を前もって知る必要もなく、フェージングによる振幅変動の性質によらずＳＮ比を求めることができるため、実用性が高い。特に、フェージングによる振幅の変動が、送信データの伝送速度に比べて十分に遅い場合に有益である。

尚、雑音推定用ＰＮ系列と拡散用ＰＮ系列を直交させる上述したが、雑音推定用ＰＮ系列は、拡散用ＰＮ系列に実質的に直交しておればよく、完全に直交する必要は必ずしもない。拡散用ＰＮ系列に完全に直交するＰＮ系列を完全直交ＰＮ系列と呼ぶとすると、完全直交ＰＮ系列との類似性が高いＰＮ系列（換言すれば相関が大きいＰＮ系列）を雑音推定用ＰＮ系列とすればよく、完全直交ＰＮ系列の一部と雑音推定用ＰＮ系列の一部が異なっていても良い。完全直交ＰＮ系列と雑音推定用ＰＮ系列との間に相違があると、相違がない場合に比べて推定ＳＮ比の精度が劣化するが、受信機２が適用される通信システムにおいて許容される精度が確保されるならそれらに相違があっても構わない。

受信機２は、拡散用ＰＮ系列に直交するとみなせる程度に完全直交ＰＮ系列と類似するＰＮ系列を設定し、これを雑音推定用ＰＮ系列として用いればよい。このような雑音推定用ＰＮ系列は、送信データの受信に先立って、完全直交ＰＮ系列を基準にして予め設定しておくことが可能である。

同様の事が、データ用ＰＮ系列にも当てはまる。つまり、データ用ＰＮ系列が拡散用ＰＮ系列と完全に同一である必要は必ずしも無い。拡散用ＰＮ系列と類似性が高いＰＮ系列をデータ用ＰＮ系列とすればよく、通信システムが許容できる範囲内で、拡散用ＰＮ系列の一部とデータ用ＰＮ系列の一部を異ならせることも可能である。

上述の如く求められた推定ＳＮ比は、誤り訂正や電力制御などに利用することができる。推定ＳＮ比を利用した実施形態として、以下に、第２〜第４実施形態を例示する。第１実施形態に記載した事項は、矛盾なき限り、第２〜第４実施形態にも適用される。また、第２〜第４実施形態に記載した事項を、任意に組み合わせることも可能であり、また、他の実施形態（例えば、後述の第５、第６実施形態等）に適用することも可能である。

＜＜第２実施形態＞＞
第２実施形態に係る通信システムは図１の送信機１と図６の受信機２ａから形成される。図６は、受信機２ａの機能ブロック図である。受信機２ａは、図２の受信機２に誤り訂正部４１を追加したものとなっており、この追加を除いて、受信機２と２ａは同様である。従って、誤り訂正部４１に関する説明のみを行う。但し、第２実施形態においては、送信機１側で生成される送信データが、誤り訂正用の符号化がなされた符号化データであるとする。この場合、データ用相関器２４の出力信号によって表されるデータは、符号化データとなる。具体的には例えば、送信機１側にてターボ符号を用いて誤り訂正用の符号化を行う。

誤り訂正部４１は、データ用相関器２４の後段に配置され、データ用相関器２４の出力信号にて表される符号化データに対して誤り訂正を施しつつ符号化データを復号し、符号化前の送信データを復元する。この際、ターボ符号による誤り訂正は、ＳＮ比算出部３１にて算出された推定ＳＮ比に基づいて実施される。ターボ符号による誤り訂正の精度は、良好に推定されたＳＮ比によって向上することが知られている。誤り訂正の内容自体は公知であるため、詳細な説明を割愛する。

＜＜第３実施形態＞＞
第３実施形態に係る通信システムは図１の送信機１と図７の受信機２ｂから形成される。図７は、受信機２ｂの機能ブロック図である。受信機２ｂは、図２の受信機２に送信部４５及び電力制御部４６を追加したものとなっており、この追加を除いて、受信機２と２ｂは同様である。従って、送信部４５及び電力制御部４６に関する説明のみを行う。但し、第３実施形態では、受信機２ｂが送信側で送信機１が受信側になることをも想定している。例えば、受信機２ｂは、携帯電話機（不図示）に搭載される。

受信機２ｂが送信側となる場合、受信機２ｂから送信機１に対して送信されるべきデータは、送信部４５によって変調されて無線信号に変換され、その無線信号の電力が電力制御部４６によって制御された後に、アンテナ２１を介して送信機１に伝送される。この際、電力制御部４６は、ＳＮ比算出部３１にて算出された推定ＳＮ比に基づいて無線信号の電力制御を行う。具体的には例えば、推定ＳＮ比が比較的高い場合に受信機２ｂから送信される無線信号の電力が比較的小さくなるように、推定ＳＮ比が比較的低い場合に受信機２ｂから送信される無線信号の電力が比較的大きくなるように、電力制御を行う。

尚、推定ＳＮ比に応じた制御信号を送信機１に伝達することにより、送信機１から送信される信号の電力を制御することも可能である。例えば、推定ＳＮ比が所望の基準ＳＮ比付近に維持されるように送信機１からの送信電力を制御すればよい。

＜＜第４実施形態＞＞
第４実施形態に係る通信システムは図１の送信機１と図８の受信機２ｃから形成される。図８は、受信機２ｃの機能ブロック図である。受信機２ｃは、図２の受信機２にアンテナ５１を含む１以上のアンテナを追加したものとなっており、この追加を除いて、受信機２と２ｃは同様である。従って、アンテナの追加に関する説明のみを行う。

受信機２ｃに設けられた、アンテナ２１及び５１を含む複数のアンテナは、アレーアンテナを構成している。本実施形態では、アレーアンテナを形成する各アンテナの出力を重み付け加算した合成信号を、受信信号として周波数変換部２２に与えるようにする。重み付け加算によって合成信号を生成する際の、各アンテナ出力に対する重み付けを調整することにより、アレーアンテナ全体の指向性を制御できることが知られている。そこで、本実施形態では、ＳＮ比算出部３１にて算出された推定ＳＮ比に基づいて上記重み付けを調整し、これによって推定ＳＮ比が最大値付近に保たれるようにする。

＜＜第５実施形態＞＞
次に、第５実施形態について説明する。第１実施形態では、拡散用ＰＮ系列に直交する１つのＰＮ系列を用いて雑音成分を推定している。しかしながら、拡散用ＰＮ系列に直交するＰＮ系列は複数存在する。第５実施形態では、拡散用ＰＮ系列に直交する複数のＰＮ系列を利用して雑音推定を行う。

第５実施形態に係る通信システムは図１の送信機１と図９の受信機２ｄから形成される。図９は、受信機２ｄの機能ブロック図である。受信機２ｄは、符号２１〜２９及び３１にて参照される各部位を備えており、それらは、図２の受信機２におけるそれらと同様のものである。受信機２ｄは、第１実施形態の受信機２の一部を変形したものであり、両者間で共通の部分の説明を原則として割愛する。第１実施形態で述べた事項は、矛盾なき限り本実施形態にも適用される。受信機２ｄは、受信機２における平均化処理部３０の代わりに平均化処理部３０ａを備えている。受信機２ｄは、更に、雑音推定用ＰＮ系列発生部６５、雑音推定用相関器６６及び自乗部６９を備えている。

雑音推定用ＰＮ系列発生部６５は、雑音推定用ＰＮ系列発生部２５と同様に、拡散用ＰＮ系列に直交するＰＮ系列を発生して出力する。本実施形態において、雑音推定用ＰＮ系列発生部２５及び６５にて発生されるＰＮ系列を、夫々、第１の雑音推定用ＰＮ系列及び第２の雑音推定用ＰＮ系列と呼ぶ。第１及び第２の雑音推定用ＰＮ系列は、互いに直交している。

雑音推定用相関器２６は、受信ＰＮ系列信号と第１の雑音推定用ＰＮ系列との相関を求めるための相関演算を行い、この相関演算によって得られた信号を出力する一方、雑音推定用相関器６６は、受信ＰＮ系列信号と第２の雑音推定用ＰＮ系列との相関を求めるための相関演算を行い、この相関演算によって得られた信号を出力する。

例えば、拡散用ＰＮ系列が｛１，−１，１，−１｝である場合を考える。この場合、第１の雑音推定用ＰＮ系列を｛１，１，−１，−１｝とすれば、拡散用ＰＮ系列と第１の雑音推定用ＰＮ系列の積は、｛１，−１，−１，１｝となる。そして、
第２の雑音推定用ＰＮ系列を｛１，−１，−１，１｝とすれば、拡散用ＰＮ系列と第２の雑音推定用ＰＮ系列の積は、｛１，１，−１，−１｝となる。

第１及び第２の雑音推定用ＰＮ系列の間で直交性をもたせると、上記の２つの積同士も互いに直交することになる。つまり、雑音推定用相関器２６と６６の出力は、互いに独立となる。

自乗部２９は、雑音推定用相関器２６の出力信号値を自乗した信号値を、順次、平均化処理部３０ａに送る。同様に、自乗部６９は、雑音推定用相関器６６の出力信号値を自乗した信号値を、順次、平均化処理部３０ａに送る。平均化処理部３０ａは、自乗部２９及び６９から与えられる各信号値の平均値を算出し、更に該平均値を所定の平均回数にて平均化する。そして、平均化後の信号値を出力する。

ＳＮ比算出部３１は、平均化処理部２８から出力される信号値より平均化処理部３０ａから出力される信号値を差し引いた値を推定信号電力とし且つ平均化処理部３０ａから出力される信号値に２を乗じた値を推定雑音電力とした上で、推定信号電力と推定雑音電力の比から受信機２ｄの受信信号のＳＮ比を推定算出する。

図５からも分かるように、雑音推定用の信号値の平均回数が増大すれば雑音推定精度は高まる。受信機２ｄの如く構成すれば、平均化処理に対する単位時間当たりの標本数が、図２の受信機２におけるそれの２倍となる。このため、本実施形態のように構成すれば、雑音推定精度をより高めることが可能となる。

尚、第１及び第２の雑音推定用ＰＮ系列の夫々と拡散用ＰＮ系列とが直交する場合を上述したが、第１実施形態で述べたように、各雑音推定用ＰＮ系列は、拡散用ＰＮ系列に実質的に直交しておればよく、完全に直交する必要は必ずしもない。拡散用ＰＮ系列に完全に直交するＰＮ系列を完全直交ＰＮ系列と呼ぶとすると、完全直交ＰＮ系列との類似性が高いＰＮ系列（換言すれば相関が大きいＰＮ系列）を各雑音推定用ＰＮ系列とすればよく、完全直交ＰＮ系列の一部と各雑音推定用ＰＮ系列の一部が異なっていても良い。

受信機２ｄは、拡散用ＰＮ系列に直交するとみなせる程度に完全直交ＰＮ系列と類似する複数のＰＮ系列（上述の例の場合、２つのＰＮ系列）を設定し、これらを各雑音推定用ＰＮ系列として用いればよい。このような各雑音推定用ＰＮ系列は、送信データの受信に先立って、完全直交ＰＮ系列を基準にして予め設定しておくことが可能である。

また、第１及び第２の雑音推定用ＰＮ系列が互いに直交する場合を上述したが、両者が完全に直交する必要は必ずしもない。仮に、第１及び第２の雑音推定用ＰＮ系列を完全に同じとした場合、雑音推定用相関器２６及び６６からは同じ信号が出力されることとなって自乗部６９の出力を平均化処理部３０ａに与える意味がなくなる（即ち、雑音推定精度の向上に寄与しない）。

雑音推定精度の最大化を目指すためには、第１及び第２の雑音推定用ＰＮ系列を完全に直交させて雑音推定用相関器２６及び６６の出力を独立にすればよいのであるが、究極的には、第１及び第２の雑音推定用ＰＮ系列が少しでも異なっていれば足る。第１及び第２の雑音推定用ＰＮ系列が少しでも異なれば、雑音推定用相関器２６及び６６からは異なる信号が出力されることになるため、若干なりとも雑音推定精度の向上に寄与するからである。但し、雑音推定精度をより向上させるためには、第１及び第２の雑音推定用ＰＮ系列の相関（類似性）はなるだけ低い方がよく、第１及び第２の雑音推定用ＰＮ系列を完全に或いは実質的に直交させるとよい。

また、雑音推定用ＰＮ系列を２つとする場合を例示したが、勿論、雑音推定用ＰＮ系列を３つ以上とすることも可能である。雑音推定用ＰＮ系列の個数を増大させれば、雑音推定精度の更なる向上が見込める。勿論、生成される複数の雑音推定用ＰＮ系列は、互いに異なり、望ましくは互いに直交している。

＜＜第６実施形態＞＞
次に、第６実施形態を説明する。第１〜第５実施形態では、雑音推定用ＰＮ系列を発生し、相関演算を介して雑音推定を行っているが、拡散用ＰＮ系列の１ビット区間内平均がゼロである場合は信号の加算のみで信号成分が除去されるため、相関演算を行うことなく雑音成分を推定することが可能である。この手法を適用した実施形態として、第６実施形態を説明する。

第６実施形態に係る通信システムは図１の送信機１と図１０の受信機２ｅから形成される。図１０は、受信機２ｅの機能ブロック図である。受信機２ｅは、符号２１〜２４、２７、２８及び３１にて参照される各部位を備えており、それらは、図２の受信機２におけるそれらと同様のものである。受信機２ｅは、第１実施形態の受信機２の一部を変形したものであり、両者間で共通の部分の説明を原則として割愛する。第１実施形態で述べた事項は、矛盾なき限り本実施形態にも適用される。受信機２ｅには、符号７１〜７３にて参照される各部位が備えられている。

本実施形態では、拡散用ＰＮ系列の１ビット区間内平均がゼロである場合を想定している。拡散用ＰＮ系列の１ビット区間内平均とは、拡散用ＰＮ系列を形成する各チップの値の総和を符号長で割ったものである。例えば、拡散用ＰＮ系列は｛１，−１，１，−１，１，−１，１，−１｝である。この場合、相関演算を行うことなく、１ビット区間分の受信信号を加算するだけで信号成分を除去することができる。

具体的には、加算処理部７１は、周波数変換部２２から出力される受信ＰＮ系列信号を１ビット区間分加算し、その加算結果を出力する（換言すれば、受信ＰＮ系列信号を１ビット区間分積分し、その積分結果を出力する）。この加算によって信号成分が除去されることになる。複数の被演算値の加算値と平均値は正比例関係にあるため、加算処理部（平均化手段）７１による処理は、１ビット区間分の受信ＰＮ系列信号を平均化する処理であるとも解釈される。尚、送信機１と受信機２ｅの間で同期が確立されており、受信機２ｅは、受信ＰＮ系列信号に含まれる拡散用ＰＮ系列の位相を正しく認識しているものとする。そして、加算処理部７１は、認識している位相に基づき、各送信データについての１ビット区間に対して加算処理を実行する。

自乗部７２及び平均化処理部７３の機能は、図２の自乗部２９及び平均化処理部３０の機能と同様である。即ち、自乗部７２は、加算処理部７１の出力信号値を自乗した信号値を、順次、平均化処理部７３に送る。平均化処理部７３は、自乗部７２から与えられる信号値を所定の平均回数にて平均化し、平均化後の信号値を出力する。

ＳＮ比算出部３１は、平均化処理部２８から出力される信号値より平均化処理部７３から出力される信号値を差し引いた値を推定信号電力とし且つ平均化処理部７３から出力される信号値に２を乗じた値を推定雑音電力とした上で、推定信号電力と推定雑音電力の比から受信機２ｅの受信信号のＳＮ比を推定算出する。

上述のように構成することにより、受信信号の平均化（加算）という簡素な処理にて、信号成分を除去することができ、これによってＳＮ比を推定することができる。勿論、第１実施形態で実現される効果も期待される。

尚、拡散用ＰＮ系列の１ビット区間内平均がゼロであることが最も望ましいのであるが、その１ビット区間内平均が厳密にゼロである必要は必ずしもなく、それが実施的にゼロであればよい。例えば、拡散用ＰＮ系列の１ビット区間内平均の絶対値がゼロ近傍の上限値以下であればよい。この上限値は正の値であり、通信システムで許容されるＳＮ比推定精度が確保されるように該上限値を予め規定しておくことができる。

＜＜第７実施形態＞＞
上述してきた雑音推定方法を、ＯＦＤＭ（直交周波数多重分割；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）伝送方式に従って通信を行う通信システムに適用することもできる。この通信システムに関する実施形態として、第７実施形態を説明する。

一般的に知られるように、ＯＦＤＭ伝送方式は、１チャンネルの帯域内に互いに直交する多数のサブキャリアを多重して伝送する方式である。図１１に、第７実施形態に係る受信機１０２を示す。図示されない送信機から受信機１０２にＯＦＤＭ伝送方式に従ったＯＦＤＭ信号が伝送される。受信機１０２は、符号１１１〜１１５、１２１〜１２６及び１３０で参照される各部位を備える。

図示されない送信機では、サブキャリアごとに、伝送すべきベースバンド信号に応じてサブキャリアをＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などの変調方式で変調し、その変調によって得られる信号に対して逆高速フーリエ変換（IFFT；Inverse Fast Fourier Transform）を施すことでＯＦＤＭ信号を生成する。ベースバンド信号は、伝送されるべき映像信号や音声信号を含む。生成されたＯＦＤＭ信号は、所定の搬送波帯域に周波数変換された後、受信機１０２に対して送信機から送信される。尚、送信機と受信機１０２との間で同期が確立されているものとする。

互いに直交するＮ本のサブキャリアを多重することによってＯＦＤＭ信号は形成される（Ｎは、２以上の整数）。Ｎ本のサブキャリアは、第１〜第Ｎのサブキャリアから成り、第ｎのサブキャリアの周波数をｎｆ₀で表す（ｎは整数であって、１≦ｎ≦Ｎ）。ｆ₀は、周波数軸上で隣接するサブキャリア間の周波数間隔（所謂キャリア間隔）である。また、ＯＦＤＭ信号を時間ｔの関数ｓ_B（ｔ）で表す。そうすると、ＯＦＤＭ信号ｓ_B（ｔ）は、下記式（１５）のように表現される。

ここで、ａ_n及びｂ_nは、第ｎのサブキャリアを変調するためのベースバンド信号に応じたデータシンボルである。ＯＦＤＭ信号ｓ_B（ｔ）の全体は、Ｎ組のデータシンボルを含んでいる。実際には、ｓ_B（ｔ）にて表されるＯＦＤＭ信号を所定の搬送波帯域に周波数変換した信号を、無線信号として受信機１０２に送信する。

また、Ｎ本のサブキャリアは互いに直交しているため、下記式（１６）を満たす。換言すれば、式（１６）が満たされるようにｆ₀が設定されている。ｐ及びｑは整数であり、Ｔ＝１／ｆ₀である。

図１１の受信機１０２の各部位の説明を行う。受信部１１２は、アンテナ１１１を介して受信した送信機（不図示）からの信号に対して周波数変換等の処理を行い、ｓ_B（ｔ）にて表されるＯＦＤＭ信号を出力する。但し、受信部１１２の出力信号は、ｓ_B（ｔ）にて表されるＯＦＤＭ信号に雑音成分が重畳した信号となっている。

ＦＦＴ処理部１１３は、受信部１１２からのＯＦＤＭ信号を、高速フーリエ変換（FFT；Fast Fourier Transform）を用いて時間軸上の信号から周波数軸上の信号に変換する。この変換によって得られた周波数軸上のＯＦＤＭ信号は、等化処理部１１４に送られ、歪みを除去する等化処理を行ってから復調処理部１１５に送られる。復調処理部１１５は、歪みが除去された信号からベースバンド信号を復調する。

自乗部１２１は、受信部１１２の出力信号の各瞬時値を自乗した信号値を、ベースバンド信号の１シンボル分の区間分（即ちＴの時間長さを有する区間分）積分し、その積分値を順次、平均化処理部１２２に出力する。平均化処理部１２２は、自乗部１２１の出力信号値を所定の平均回数にて平均化し、平均化後の信号値を出力する。

直交信号発生器１２３は、ＯＦＤＭ信号を形成するＮ本のサブキャリアの全てに対して直交する信号を発生する。発生した信号を直交信号と呼ぶ。直交信号は、例えば、（Ｎ＋１）ｆ₀の周波数を有する正弦波である。勿論、その周波数は（Ｎ＋２）ｆ₀や（Ｎ＋３）ｆ₀等であってもよい。

相関器１２４は、受信部１１２の出力信号と直交信号との相関を求めるための相関演算を行う。つまり、受信部１１２の出力信号と直交信号の各瞬時値を乗算し、その乗算結果をベースバンド信号の１シンボル分の区間分（即ちＴの時間長さを有する区間分）積分する。そして、その積分によって得られた積分値を出力する。直交信号は各サブキャリアと直交しているため、上記相関演算によって信号成分が除去され、相関器１２４の出力には雑音成分しか含まれないことになる。

自乗部１２５は、相関器１２４の出力信号値を自乗した信号値を、順次、平均化処理部１２６に送る。平均化処理部１２６は、自乗部１２５から与えられる信号値を所定の平均回数にて平均化し、平均化後の信号値を出力する。

平均化処理部１２２の出力信号値は、受信機１０２の受信信号における信号成分の電力に雑音成分の電力が重畳した値となっており、平均化処理部１２６の出力信号値は、受信機１０２の受信信号における雑音成分の電力を表す。従って、これらから、受信機１０２の受信信号におけるＳＮ比を推定可能である。即ち、ＳＮ比算出部１３０は、平均化処理部１２２及び１２６の各出力信号値に基づいてＳＮ比を推定算出する。

上述のように構成することにより、ＯＦＤＭ信号を受信する受信機において、簡素な構成にて高精度のＳＮ比推定が可能となる。

尚、直交信号発生器１２３が各サブキャリアに対して直交する直交信号を発生すると述べたが、ここにおける直交とは、勿論、誤差を含む概念である。例えば、直交信号発生器１２３が（Ｎ＋１）ｆ₀の周波数を有する直交信号を発生する場合、実際に発生される信号は誤差を含むため、その信号の周波数は（Ｎ＋１）ｆ₀から若干ずれる。この種の周波数ずれがあったとしても、直交信号発生器１２３が発生する直交信号は各サブキャリアに直交していると解釈される。これは後述する第８実施形態でも同様である。

＜＜第８実施形態＞＞
図２の受信機２を図９の受信機２ｄに変形したように、図１１の受信機１０２を図１２の受信機１０２ａのように変形することも可能である。この変形例を、第８実施形態として説明する。第７実施形態に記載した事項は、矛盾無き限り、本実施形態にも適用される。図１２は、受信機１０２ａの機能ブロック図である。受信機１０２ａは、受信機１０２に、符号１３３〜１３５にて参照される各部位を追加した構成となっている。また、この追加に伴い、受信機１０２における平均化処理部１２６の代わりに受信機１０２ａには平均化処理部１２６ａが設けられている。

直交信号発生器１３３は、ＯＦＤＭ信号を形成するＮ本のサブキャリアの全てに対して直交し、且つ、直交信号発生器１２３が発生する信号にも直交する信号を発生する。例えば、直交信号発生器１２３が（Ｎ＋１）ｆ₀の周波数を有する直交信号を発生する一方、直交信号発生器１３３が（Ｎ＋２）ｆ₀の周波数を有する直交信号を発生する。

相関器１３４は、受信部１１２の出力信号と直交信号発生器１３３からの直交信号との相関を求めるための相関演算を行う。つまり、受信部１１２の出力信号と直交信号発生器１３３からの直交信号の各瞬時値を乗算し、その乗算結果をベースバンド信号の１シンボル分の区間分（即ちＴの時間長さを有する区間分）積分する。そして、その積分によって得られた積分値を出力する。

自乗部１３５は、相関器１３４の出力信号値を自乗した信号値を、順次、平均化処理部１２６ａに送る。一方で、自乗部１２５は、相関器１２４の出力信号値を自乗した信号値を、順次、平均化処理部１２６ａに送る。平均化処理部１２６ａは、自乗部１２５及び１３５から与えられる各信号値の平均値を算出し、更に該平均値を所定の平均回数にて平均化する。そして、平均化後の信号値を出力する。ＳＮ比算出部１３０は、平均化処理部１２２及び１２６ａの各出力信号値に基づいてＳＮ比を推定算出する。

受信機１０２ａの如く構成すれば、平均化処理に対する単位時間当たりの標本数が、図１１の受信機１０２のそれの２倍になる。このため、雑音推定精度をより高めることが可能となる。

尚、２つの直交信号を用いる場合を例示したが、直交信号を３つ以上とすることも可能である。雑音推定用の直交信号の個数を増大させれば、雑音推定精度の更なる向上が見込める。勿論、生成される複数の直交信号は互いに直交し、且つ、各直交信号はＮ本のサブキャリアの全てに対して直交している。

＜＜変形等＞＞
上述した説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。矛盾なき限り、或る実施形態に記載した事項を他の任意の実施形態に適用することも可能である。上述の実施形態の変形例または注釈事項として、以下に、注釈１〜注釈３を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。

［注釈１］
各実施形態で説明した受信機（２、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ、２ｅ、１０２又は１０２ａ）は、ハードウェア、或いは、ハードウェアとソフトウェアの組み合わせによって実現可能であり、受信機の一部の部位（例えば、図２等の雑音推定用相関器２６）の機能をソフトウェアにて実現することも可能である。

［注釈２］
各実施形態で説明した受信機（２、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ、２ｅ、１０２又は１０２ａ）を様々な通信機器（又は通信機器を含む電子機器）に搭載することが可能である。例えば、各実施形態で説明した受信機は、携帯電話機（不図示）に搭載され、携帯電話機における通話やデータ受信に利用される。

［注釈３］
例えば、以下のように考えることができる。各実施形態の受信機は雑音成分推定装置を備える。図２等の受信機（２、２ａ、２ｂ又は２ｃ）において、雑音成分推定装置は、符号２５、２６、２９及び３０で参照される各部位を含む。また、図９の受信機２ｄにおいて、雑音成分推定装置は、符号２５、２６、２９、３０ａ、６５、６６及び６９で参照される各部位を含む。また、図１０の受信機２ｅにおいて、雑音成分推定装置は、符号７１〜７３で参照される各部位を含む。また、図１１の受信機１０２において、雑音成分推定装置は、符号１２３〜１２６で参照される各部位を含む。また、図１２の受信機１０２ａにおいて、雑音成分推定装置は、符号１２３〜１２５、１２６ａ、１３３〜１３５で参照される各部位を含む。

本発明の第１実施形態などに係る送信機の機能ブロック図である。 本発明の第１実施形態に係る受信機の機能ブロック図である。 従来技術に係るＳＮ比推定の能力と図２の受信機によるＳＮ比推定の能力とを対比したシミュレーション結果を示す図である。 従来技術に係るＳＮ比推定の能力と図２の受信機によるＳＮ比推定の能力とを対比したシミュレーション結果を示す図である。 従来技術に係るＳＮ比推定の能力と図２の受信機によるＳＮ比推定の能力とを対比したシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る受信機の機能ブロック図である。 本発明の第３実施形態に係る受信機の機能ブロック図である。 本発明の第４実施形態に係る受信機の機能ブロック図である。 本発明の第５実施形態に係る受信機の機能ブロック図である。 本発明の第６実施形態に係る受信機の機能ブロック図である。 本発明の第７実施形態に係る受信機の機能ブロック図である。 本発明の第８実施形態に係る受信機の機能ブロック図である。

符号の説明

１ 送信機
２、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ、２ｅ、１０２、１０２ａ 受信機
２５ 雑音推定用ＰＮ系列発生部
２６ 雑音推定用相関器
１２３ 直交信号発生器
１２４ 相関器

Claims (9)

1. 受信機の受信信号に含まれる雑音成分を推定する雑音成分推定装置において、
   前記受信信号に含まれる信号成分に対して直交する信号、又は、該信号を基準として設定された、前記信号成分に対して直交するとみなせる信号を、雑音推定用信号として発生する雑音推定用信号発生手段と、
   前記受信信号と前記雑音推定用信号との相関を検出する相関検出手段と、を備え、
   前記相関の検出結果に基づいて前記雑音成分を推定する
   ことを特徴とする雑音成分推定装置。
2. 前記受信機は、スペクトラム拡散伝送方式に従って送信された信号を受信し、前記信号成分のスペクトラムは拡散用符号系列によって拡散されており、
   前記雑音推定用信号発生手段は、前記拡散用符号系列に直交する雑音推定用符号系列、又は、その雑音推定用符号系列を基準として設定された、前記拡散用符号系列に対して直交するとみなせる雑音推定用符号系列を、前記雑音推定用信号として発生し、
   前記相関検出手段は、前記受信信号と前記雑音推定用信号発生手段によって発生された前記雑音推定用符号系列との相関を検出する
   ことを特徴とする請求項１に記載の雑音成分推定装置。
3. 前記雑音推定用信号発生手段は、前記雑音推定用信号としての前記雑音推定用符号系列を複数発生し、
   前記複数の雑音推定用符号系列は互いに異なり、
   前記相関検出手段は、前記受信信号と前記複数の雑音推定用符号系列の夫々との相関を検出し、
   当該雑音成分推定装置は、各相関の検出結果に基づいて前記雑音成分を推定する
   ことを特徴とする請求項２に記載の雑音成分推定装置。
4. 前記受信機は、ＯＦＤＭ伝送方式に従って送信された信号を受信し、前記受信信号は複数のサブキャリアが多重化されたＯＦＤＭ信号であり、
   前記雑音推定用信号発生手段は、各サブキャリアに直交する直交信号を前記雑音推定用信号として発生する
   ことを特徴とする請求項１に記載の雑音成分推定装置。
5. 前記雑音推定用信号発生手段は、前記雑音推定用信号としての前記直交信号を複数発生し、
   前記複数の直交信号の周波数は互いに異なり、
   前記相関検出手段は、前記受信信号と前記複数の直交信号の夫々との相関を検出し、
   当該雑音成分推定装置は、各相関の検出結果に基づいて前記雑音成分を推定する
   ことを特徴とする請求項４に記載の雑音成分推定装置。
6. スペクトラム拡散伝送方式に従って送信された信号を受信する受信機に用いられ、前記受信機の受信信号に含まれる雑音成分を推定する雑音成分推定装置において、
   前記受信信号に含まれる信号成分のスペクトラムは拡散用符号系列によって拡散されており、
   当該雑音成分推定装置は、
   前記受信機に伝送されるべきデータを復元するために前記受信信号に作用させる逆拡散用符号系列よりも前記拡散用符号系列との類似性が低い雑音推定用符号系列を発生する雑音推定用信号発生手段と、
   前記受信信号と前記雑音推定用符号系列との相関を検出する相関検出手段と、を備え、
   前記相関の検出結果に基づいて前記雑音成分を推定する
   ことを特徴とする雑音成分推定装置。
7. 規定された区間内の信号成分の平均がゼロ又はゼロ近傍の所定値以下となる信号を受信する受信機に用いられ、前記受信機の受信信号に含まれる雑音成分を推定する雑音成分推定装置において、
   前記区間内における前記受信信号の平均に応じた信号を出力する平均化手段を備え、
   前記平均化手段の出力信号に基づいて前記雑音成分を推定する
   ことを特徴とする雑音成分推定装置。
8. スペクトラム拡散伝送方式に従って送信された信号を受信する受信機に用いられ、前記受信機の受信信号に含まれる雑音成分を推定する雑音成分推定装置において、
   前記受信信号に含まれる信号成分のスペクトラムは拡散用符号系列によって拡散されており、前記拡散用符号系列のビット区間内平均の絶対値がゼロ又はゼロ近傍の所定値以下であり、
   当該雑音成分推定装置は、
   前記ビット区間内における前記受信信号の平均に応じた信号を出力する平均化手段を備え、
   前記平均化手段の出力信号に基づいて前記雑音成分を推定する
   ことを特徴とする雑音成分推定装置。
9. 請求項１〜請求項８の何れかに記載の雑音成分推定装置を備えた
   ことを特徴とする受信機。

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