CN1251226C - 信息录放装置及信号处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开的信息录放装置具有对要记录在媒体中的信号进行多相正交角度变换，生成用相位差及频率差表示的调制信号的多相正交角度调制器、生成以某一电平为基准将利用该正交角度调制器生成的调制信号的振幅离散化的信号的量化器、将该量化器的输出信号记录在记录媒体上用的记录头(writehead)、将记录在该记录媒体上的信息读出的重放头(read head)、对用该重放头读出的信号的相位及振幅进行校正的重放校正电路、以及对该重放校正电路输出的信号进行多相正交角度变换后进行解调的多相正交角度解调器。这样，用相位差及频率差表示要记录的信息，能在振幅变化时刻录放信息，而且通过控制振幅变化的时刻能抑制位翻转间隔。

Description

信息录放装置及信号处理方法

技术领域

本发明涉及信息录放装置，特别是涉及磁盘装置等信息录放装置的信号处理方法、信号处理电路及信号处理装置，还涉及信号的调制及解调方法和调制、解调装置。

背景技术

磁盘装置那样的磁录放装置用的信号处理方式采用局部响应最大似然译码方式(PRML：Partial Response Maximum Likelihood，下面简称为“PRML”方式)。PRML方式是将PR方式与ML译码法加以组合的信号处理方式。PR方式是能够通过积极利用相邻信号间产生的干扰限制代码频带的方法。在PR方法中，由于信号之间产生相关，因此ML译码法能够利用该相关，进行每个序列的译码。

图2所示为采用已有的PRML方式的磁盘装置的构成图，图3所示为已有的PRML方式的记录电流波形及重放波形。

在图2中，在记录侧，记录的数据101利用纠错编码器111进行纠错编码。纠错编码信号112利用游程长度受限(RLL：Run Length Limited，下面简称为RLL)编码器113进行RLL编码，生成RLL编码信号114。然后，重放辅助信号生成电路12由Preamble(前同步)信号生成器121及Sync(同步)生成器123构成，Preamble信号生成器121生成具有数据时钟信息及振幅校正信息的Preamble信号122。而Sync信号生成器123生成包含重放时钟信息的Sync(同步)信号124。RLL编码信号114、Preamble信号122及Sync信号124利用信号配置电路125按照格式依次配置。

记录校正电路131生成校正记录媒体上接受的失真分量的记录信号132，用记录放大器133将信号放大。磁头即记录头135根据记录电流波形134在记录媒体103上记录信息。关于记录信号134所示的记录电流波形，将在下面利用图3叙述。

接着，在重放侧用重放头151读出记录媒体103上记录的信息，得到读出电流波形152。重放放大器153将读出电流波形152放大，通过重放校正电路161送至均衡器163。这里，重放辅助电路165抽取Preamble信号122及Sync信号124。再进一步从Sync信号124抽取重放时钟信息，从Preamble信号122抽取数据时钟信息167及振幅校正信息166。

利用这些重放辅助信号，均衡器163输出对所希望的PR特性进行了波形整形的均衡信号164。将该均衡信号164输入至最大似然译码器171，最大似然译码器送出PR译码信号170。RLL译码器181从PR译码信号170得到RLL译码信号182。纠错译码器183对RLL译码信号182进行纠错处理，得到重放数据102。

下面用图3表示PRML方式的记录电流波形134及读出电流波形152。在PRML方式那样的已有的记录方式中，信息是根据记录位(bit)的输入由记录电流波形134有无振幅翻转来决定。若输入“1”，则电流波形翻转(191)，若输入“0”，则维持输入以前的状态，电流波形不翻转(192)。在连续记录“1”的情况下(194)，电流波形以位周期进行翻转，记录电流翻转间隔为最小(193)。该记录电流波形134能够取得的值为正负(±1)的2个值，电流值在每个位周期产生变化。因此，每个位周期记录的信息为1位。

另外，重放信号随着高密度化而最小磁化翻转间隔变短，在相邻的记录磁化翻转时(194)，由于干扰使重放信号微弱(195)。另外，越是高密度，媒体噪声及热去磁的影响越大，将产生引起磁化消失、出错增加等问题。

作为这样的磁盘装置所用的信号处理技术，有对PRML方式进行改进的扩展PRML(Extended PRML，下面简称为“EPRML”)及扩展EPRML(ExtendedEPRML，下面简称为“EEPRML”)方式等。这些方式是将每1位的能量扩大至几个时间点加以利用，通过这样有效利用被干扰减弱的信号的能量的方式。

作为其他以多值表现信号、进行录放的技术，有一种利用正交调制技术的多值调制记录方式。有一种方式是将信息分割为同相及相位分量再进行调制，再将其组合，通过这样实现多值记录的方式。作为与该技术有关的专利，公开于日本专利特开平6-325493号公报。在特开平6-325493号公报中，将记录的信息分割，一部分不编码，另一部分进行卷积(convolutionally)编码。各信号系列输入到称为信号变换器(mapper)的电路中，在圆周上配置的相位点上配置信号，使得信号间的距离为最大。信号点配置后，利用以系统时钟为基准的载波频率以同相(sin)分量及相位(cos)分量进行调制。该技术是将这些调制波形量化为多个电平，再将经过D/A变换的信号波形加以记录的技术。

另外，作为一种多相正交角度调制方式，已知有J.G.Proakis的著作等所示的连续相位调制方式(CPM：Continuous Phase Modulation，下面简称为“CPM方式”)。

CPM方式是用相位差、频率差表示信息的调制方式。该CPM方式的调制波形与一般性的相位调制方式不同，在符号(symbol)周期中波形连续，没有陡峭的波形变化。因此，能够使调制波形的频带变窄。因而，是作为以提高频率利用效率为目的的无线通信等通信装置用的调制方式被了解的。作为已有的技术，在J.G.Proakis的著作Digital Communications、第3版、pp.190-301、1995年(第1版1989年)中叙述了提高频率利用效率、用作通信用调制方式的技术。最近，在卫星通信等不能得到足够精度的状况下，作为CPM方式的解调法，在特开平9-289529号公报等揭示一种关于通信装置用的技术的，将差动检波及维特比译码加以组合的技术。

在通信装置中的调制解调中采用载波。在通信装置中有两种情况，一种是将作为实数值表示的同相分量的余弦波形(cos(2πfct)，fc表示载波频率，t表示时间)作为载波，另一种是将除了同相分量还包含作为虚数分量表示的相位分量的用欧拉定理表示的exp(j2πfct)(j表示虚数单位)作为载波。在将载波记为exp(j2πfct)的情况下，能够免除高次谐波的影响，得到良好的S/N(信号/噪声)比。

在已有的记录技术中，由于信号是用每个位周期有无位翻转来表示的，因此最小磁化翻转间隔由位周期决定。因而，随着记录密度的提高，位周期相应缩短，最小磁化翻转间隔变小。由于这种最小磁化翻转间隔变小，导致S/N比恶化。

与上述不同的是，EPRML及EEPRML等高次PRML方式不是改善最小磁化翻转间隔的方式。另外，日本专利特开平6-325493号公报的技术由于卷积编码器及载波频率是以系统时钟为基础的，因此记录电流的振幅翻转以位周期的整数倍发生。另外，在将振幅离散化决定能够取得的振幅电平那样的装置中，量化电平受到限制。这样，在像磁盘装置那样只能取得2个(±1)振幅值的装置中，不能提高记录密度，而且也不会增加磁化翻转间隔。

如果记录同相及相位这两种信号，则记录密度降低，因此不适用于记录装置。再者，由于对记录密度降低这样的问题也还没有研究解决的办法，因此不具有振幅离散化及位翻转间隔控制等这种记录装置特有的信号处理功能，没有将CPM方式用于记录装置的例子。另外，也没有利用CPM方式改善记录频带的例子。

发明内容

本发明的目的在于，提供在信号能够取得的振幅值被限制的信息录放装置中能够将该振幅值以上的多电平的信号用于录放的信号处理方法。本发明的其他目的在于，提供在用相位差、频率差表示信息时能够通过控制振幅变化的时刻控制记录的信号的位翻转间隔的信号处理方法。

本发明在将信号的振幅值离散化，录放的信号具有一定的振幅电平的信息录放装置中，在信号发生变化的时刻显示数据，而且将信号翻转间隔控制为某特定的间隔。为此，采用调制波形连续的相位、频率调制解调方式，使调制波的振幅值离散化。

例如，在用于磁盘装置时，由于磁盘装置能够取得的振幅值为2值，所以必须使振幅离散化。为了将振幅离散化的信号正确解调，采用包络线为一定的调制方式。作为这样的调制方式之一，采用已经知道是包络线为一定的窄带调制方式的CPM方式。CPM方式由于是窄带调制，因此信号翻转间隔能够限制在一定范围。另外，由于信息是用信号的相位、频率分量表示，因此在使振幅值离散化，录放信号具有某一定振幅电平的情况下，也能够录放可识别为多电平的信号。

本发明还实现一种信息录放装置的信号处理方法，它是在采用要求类似于传输路径特性的频率特性的解调方式进行重放信号的解调时，根据记录密度使上边带与下边带的功率比例发生变化，通过这样抑制上边带的噪声，进行解调。

因此，构成考虑到录放的信号由于录放系统的传送路径特性而变形的上边带及下边带的功率分布的解调系统，最好是采用VSB解调方式。例如在磁盘装置中，录放系统提供的传送路径特性使上边带大大衰减，而通过使用本发明的VSB解调方式，利用上边带大大衰减的传送路径特性，对VSB解调特性引入均衡手段，使电路规模在不增大的情况下，抑制上边带的噪声，改善性能。

附图说明

图1所示为本发明一实施例的磁盘装置中的录放装置的构成的方框图。

图2所示为已有的磁盘装置中的录放构成的方框图。

图3所示为已有的装置中的录放波形图。

图4所示为本发明一实施例的记录波形图。

图5所示为本发明一实施例的多相正交角度调制器20的详细构成图。

图6所示为本发明一实施例的多相正交角度解调器30的详细构成图。

图7所示为本发明实施例的插入连续的0的情况下的记录波形图。

图8所示为本发明第2实施例的4值CPPSK方式的频谱图。

图9所示为本发明第3实施例的CPFSK方式的解调器构成图。

图10是本发明第4实施例的加上频率移动限制编码的录放系统构成图。

图11是本发明第5实施例的包含希尔伯特滤波器的CPFSK解调器的构成图。

图12所示为本发明第6实施例的载波解调的基带信号频谱图。

图13所示为本发明第7实施例的附加PR方式的调制器的构成图。

图14所示为本发明第7实施例的附加PR方式的重放校正电路的构成图。

图15所示为本发明第7实施例的附加PR方式的CPM方式的频谱图。

图16所示为本发明其他实施例的磁盘装置中的录放构成的方框图。

图17为与图16所示实施例的传送路径特性相适应的VSB滤波器频谱说明图。

图18为其他实施例的和与记录密度提高相应的传送路径特性相适应的VSB滤波器的频谱说明图。

具体实施方式

下面以适用于磁盘装置的情况为例，说明本发明的信息录放装置的实施例。

在图1中，记录的数据101利用信息纠错编码器111进行纠错编码。多相正交角度调制器20对纠错编码信号112进行多相正交角度调制，生成调制信号200。另外，多相正交角度调制器20生成用于调制的余弦波信号232(图5)，送出给重放辅助信号生成器12。重放辅助信号生成器12根据余弦波信号232的相位信息及振幅信息240，生成重放辅助信号120。信号配置电路125将调制信号200及重放辅助信号120按照对每个装置决定的格式依次配置，生成混合信号126，送出给量化器401。量化器401生成将混合信号126的振幅量化(离散化)为数字磁录放装置能够取得的振幅电平数以下(在磁盘装置中为2值)的矩形波信号402，用记录放大器133放大的记录电流波形134通过记录头(write head)135记录在记录媒体103上。这里，从多相正交角度调制器20至量化器401为进行调制的部分，该部分被称为调制装置、调制电路或调制器。

重放头(read head)151读出记录在像磁盘那样的记录媒体103上的信号，用重放放大器153将该读出电流波形152放大，得到读出信号154。重放校正电路43根据从下述相位校正电路41输出的相位及振幅信号410，对放大的读出信号154的相位及振幅进行校正，输出校正的读出信号430。相位生成电路41从重放辅助信号抽取相位信息及振幅信息240，将读时钟信号420送到多相正交角度解调器30。多相正交角度解调器30根据读时钟信号420，将加上校正的读出信号430解调。用多相正交角度解调器30生成的解调信号300利用纠错译码器183进行检错及纠正，将重放数据102送出。这里，从重放校正电路20至多相正交角度解调器30为进行解调的部分，将该部分称为解调装置、解调电路或解调器。将调制装置与解调装置合起来是信号处理装置。将调制装置与解调装置合起来通常形成一个组件的读写IC100，作为信息处理装置。

下面参照图5说明多相正交角度调制器20的详细构成。

多相正交角度调制器20由串行并行变换器211、多值信号生成器213、基带脉冲生成器221、积分器223、基带调制器225、载波生成器23、乘法器235和237、以及加法器238构成。

首先，纠错编码信号112输入至串行并行变换器211。串行并行变换器211将K位的纠错编码信号存储在缓冲器中，同时再将K位信号通过K条路径输出(212)。然后，多值信号生成器213将并行输出K位纠错编信号的并行输出信号212加以组合，生成2K值的多值信号210。基带脉冲生成器221生成与各调制方式相应的基带脉冲信号222，送到积分器223。积分器223对多值信号210与基带脉冲信号222进行卷积运算，送出相位信号224。基带调制器225输出以将相位信号224作为相位角的余弦波表示的第1基带调制信号226及以将相位信号224作为相位角的正弦波表示的第2基带调制信号227。

另外，在载波生成器23中，余弦波形生成器231生成以时钟频率230为基准的余弦波信号232及该余弦波信号的相位信息及振幅信息240。该相位信息及振幅信息240被送到重放辅助信号生成器12。移相器233生成使该余弦波信号232的相位改变90度的正弦波信号234。将利用余弦波生成器231生成的余弦波信号232作第1载波信号，将利用移相器233生成的正弦波信号234作为第2载波信号。第1乘法器235将余弦波信号232与第1基带调制信号226相乘，第2乘法器237将正弦波信号234与第2基带调制信号227相乘。加法器239将第1与第2乘法器的输出即余弦调制信号236与正弦调制信号238相加，生成调制信号200。

下面参照图7对输入至该调制器20的信号112是输入允许数量的“0”的连续(下面称为“0run”)的情况加以说明。在已有的技术中，由于记录波形是在RLL限制内，因此成为不产生磁化翻转的记录电流波形132。与此不同的是，在本发明的情况下，是将2位作为1组，采用以相位方向表示4值信息的信号，在这种情况下，作为记录信号的矩形波信号402每2位一定产生1次磁化翻转。该磁化翻转产生的间隔取决于并行输出的位数。根据上述情况，就不需要以控制磁化翻转间隔为目的而使用的RLL编码器。

下面用图6详细说明图1所示的多相正交角度解调器30。

多相正交角度解调器30由余弦波形生成器317、乘法器311、低通滤波器(LPF：Low Pass Filter，下面简称为“LPF”)313、基带解调器32及校正值生成电路315构成。

相位生成电路41输出的读时钟信号420输入至余弦波形生成器317。余弦波形生成器317生成与读时钟信号420同相位的余弦载波信号318。乘法器311将校正的读出信号430与根据读时钟信号生成的余弦载波信号318相乘，送出基带信号312。LPF313除去基带信号312的高次谐波分量。基带解调器32对LPF输出信号314进行与多相正交角度调制器20的调制方式相适应的解调，送出解调信号300。

另外，基带解调器32在从解调出错等信息检测出相位偏移时，送出相位偏移检测信号310。校正值生成电路315根据相位偏移检测信号310，将相位校正信息316送到相位生成电路41。

这里，作为多相正交角度调制手段所用的调制方式，对采用连续相位调制(CPM：Continuous Phase Modulation，下面简称为“CPM调制”)方式的本发明的调制解调方式进行说明。这时，图1的多相正交角度调制器20为CPM调制器，多相正交角度解调器30为CPM解调器。

在图5中，记录的数据101利用纠错编码器111进行纠错编码。纠错编码的信息112输入至CPM调制器20。在该CPM调制器20的内部，串行并行变换器211及多值信号生成器213生成将纠错编码的K个信息位(212)组合的2K值(M值)的多值信号210。积分器223将基带脉冲生成器221生成的基带脉冲信号g(t)(222)与多值信号210卷积，生成连续变化的相位信号θ(t)(224)。相位信号224输入至基带调制器225，生成基带调制信号226及227。用第1及第2乘法器235及237将载波生成器23生成的载波信号232及234与该基带调制信号226及227相乘，再用第1加法器239相加，这样生成调制波形s(t)(200)。该调制波形s(t)(200)用下式表示。

$s\left(t\right)=\left[\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}g(t-\mathrm{nT})\cos \mathrm{\φ}\left(t\right)\right]\cos \left(2\mathrm{\πfct}\right)$

$-\left[\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}g(t-\mathrm{nT})\cos \mathrm{\φ}\left(t\right)\right]\sin \left(2\mathrm{\πfct}\right)......\left(1\right)$

式中，T表示位周期。

将该调制波形200输入至图1的量化器401。

量化器401生成将振幅为0的点(下面简称为“过零点”)作为阈值的2值矩形波信号402。记录放大器133将该矩形波信号402作为记录电流进行放大，通过记录头135记录在记录媒体103上。图4所示为调制波形200、矩形波信号402及记录波形104。

在图6的CPM解调器30中，基带解调器32进行与CPM调制的调制方式相适应的解调。

采用本发明，即使像磁盘装置那样，振幅被限制为2值的情况下，也能够在振幅变化的时刻显示信号。通过控制该时刻，与以往相比，能够将最小磁化翻转间隔限制在一定范围内。另外，通过采用多相正交角度调制器及下面将要详细叙述的量化器，能够控制记录信号的振幅翻转间隔。

关于本发明第1实施例的以相位差表示信息的方式(Continuous Phase-Phase Shift Keying，下面简称为“CPPSK方式”)，下面用图5说明调制器的构成，用图6说明解调器的构成。图5的多相正交角度调制器20采用CPPSK调制器，图6的多相正交角度解调器30采用CPPSK解调器。

纠错编码了的信息112被输入至CPPSK调制器20，进行基带调制。CPPSK调制方式的基带脉冲信号222用下式表示，即

$g\left(t\right)=\sin \frac{\mathrm{\πt}}{T}......\left(2\right)$

积分器223将该基带脉冲信号222与多值信号210卷积，生成相位角224。利用该相位信号224进行调制，生成CPPSK调制信号200。

在图6的CPPSK解调器30中，根据相位生成电路41送出的读时钟信号420，余弦波形生成器317生成余弦载波信号318。将该余弦载波信号318与校正的读出信号430相乘，生成基带信号312。LPF将从基带信号312去除高次谐波分量的信号314送到基带解调器32。这里，基带解调器32进行最大似然解调。从基带信号314求得脉冲的似然度，输出解调信号300。该信号300输出到纠错译码器183。

采用本实施例，振幅与位周期无关地发生变化，作为将振幅值离散化、对能够取得的振幅加以限制的那种信息记录装置用的一种信号处理方式，可以采用CPPSK方式。另外，这时也可以利用最大似然译码法进行解调。

下面利用图8的4值CPPSK方式的频谱图，说明作为第2实施例的利用折叠分量抑制干扰的方法。(A)表示将载波频率设定于频带中心时的频谱图，(B)表示将载波频率设定于偏离频带中心的地方时的频谱图。在图8中，601表示奈奎斯特频带，602表示干扰频带，610表示将频率设定于频带中心的载波的频谱，611表示偏离频带中心设定频率的载波的频谱，62表示将载波频率设定于频带中心的调制信号频谱带，621表示在不产生干扰的频带中存在的信号频谱，622表示在产生干扰的频带中存在的信号频谱，630表示在频带中心设定频率的载波频谱(频率的负侧)，631表示设定偏离频带中心的频率的载波的频谱(频率的负侧)，64表示在频带中心设定载波频率的调制信号谱带(频率的负侧)，641表示在不产生干扰的频带中存在的信号的频谱(频率的负侧)，642表示在产生干扰的频带中存在的信号的频谱(频率的负侧)，65表示偏离频带中心设定载波频率的调制信号的谱带，651表示在不产生干扰的频带中存在的信号的频谱，652表示在产生干扰的频带中存在的信号的频谱，66表示偏离频带中心设定载波频率的调制信号的谱带(频率的负侧)，661表示在不产生干扰的频带中存在的信号的频谱(频率的负侧)，662表示在产生干扰的频带中存在的信号的频谱(频率的负侧)。

在图5中，像第1实施例那样，将纠错编码的信息112输入至CPM调制器20。在CPM调制器20中，将基带调制信号226及227与载波信号232及234相乘。该调制信号200成为用余弦载波调制的调制信号。这里，在图8(A)中，在将图5的载波信号232及234的频率设定于奈奎斯特频带601的中心时(610)，形成调制信号200的频谱62。这时，各信息信号具有的频率分量变为621及622那样。由于采用余弦载波，因此在以频率f＝0为对称轴的频率的负侧也产生同样的频谱(64)。由于该正负两侧的频谱62及64，在频带的低频侧产生频率的折叠(即干扰区域602)。因此，由于该折叠分量602，对具有最低频率分量的信号622就产生干扰。

对于该干扰，如图8(B)所示，由于采用频率高于记录频带中心的载波(611)，信号具有的频带就向高频侧移动。这样，在低频侧的折叠引起的干扰603就与信息信号具有的最低频率652无关。因而，由于使信息信号具有的频率分量651及652在奈奎斯特频带601的范围内向高频侧移动，具有最低频率分量的信号652就不产生失真。

这样，采用本实施例，能够防止由于余弦载波造成的折叠引起的频带干扰，能够防止信号失真。

作为本发明第3实施例，下面对用相位差表示信息的方式(Continuous Phase-Frequency Shift Keying，下面简称为“CPFSK方式”)，用图5说明调制器的结构，用图6说明解调器的结构。图5的多相正交角度调制器20作为CPFSK调制器，图6的多相正交角度解调器30作为CPFSK解调器。

在图5中，纠错编码的信息112被输入至CPFSK调制器20进行基带调制。CPFSK调制方式的基带脉冲信号222用下式表示。

$g\left(t\right)=\frac{\sin (\mathrm{\πt}/T)}{\mathrm{\πt}/T}\·\frac{\cos (\mathrm{\π\βt}/T)}{1-{(2\mathrm{\βt}/T)}^2}......\left(3\right)$

积分器223将该基带脉冲信号222与多值信号210卷积生成相位角224。利用该相位信号224进行调制，生成CPFSK调制信号200。

在图6的CPPSK解调器30中，根据相位生成电路41送出的读时钟信号420，余弦波形生成器317生成余弦载波信号318。将该余弦载波信号318与校正的读出信号430相乘，生成基带信号312。LPF将从基带信号312去除高次谐波分量的信号314送到基带解调器。这里，图6的基带解调器32在采用延迟检波方式的情况下采用图9的CPFSK解调器320那样的构成。

在图9中，量化手段321在过零点将基带信号314量化，生成基带矩形波信号322。基带矩形波信号通过延迟器323，得到时间略微错开的波形324。Ex-or运算器325对基带矩形波信号322与时间略微错开的波形324进行Ex-or运算，生成在振幅翻转位置产生脉冲的振幅翻转脉冲信号326。LPF327将振幅翻转脉冲信号326具有的频率信息变换为振幅信息。数据解调器329将振幅信息信号328解调，生成解调信号。这时，数据解调器也可以采用最大似然译码。

采用本实施例，作为振幅值离散化、能够得到的振幅值被限制的那种信息记录用的一种信号处理方式，可以采用CPFSK方式。由于采用CPFSK方式，因此可以采用延迟检波方式等解调方式。

下面用图10的增加频率移动限制编码的系统构成图说明第4实施例。

对纠错编码的信息112用移动限制编码器115进行限制频率移动的编码。将该频率移动限制编码的信号116用CPFSK调制器20进行调制，进行记录。读出的信号利用CPFSK解调器30进行解调，然后利用移动限制译码器185进行频率移动限制解码，将解码信号186送到纠错译码器19。

采用本实施例，在用相位或频率表示信息的调制解调方式中，即使在频率从具有最低频率分量的信号向具有最高频率的信号急剧变化而出错时，也能够限制频率移动，抑制出错的发生。

作为第5实施例，下面用图11的包含希尔伯特滤波器的CPFSK解调器构成图说明用载波exp(j2Πfct)进行解调的方式。该希尔伯特滤波器是实现希尔伯特变换的滤波器。希尔伯特变换是从余弦载波信号cos(2Πfct)生成正弦载波分量sin(2Πfct)。通过将这些余弦载波信号与正弦载波信号组合，利用欧拉定理exp(j2Πfct)＝cos(2pfct)+jsin(2pfct)，生成复数载波信号。

像第1至第4实施例那样，是对用仅有实数分量的余弦载波信号cos(2pfct)进行调制的信号200进行录放。对在重放侧读出的波形104用重放校正电路43对读出信号进行校正。校正的读出信号430被输入至CPFSK解调器330。希尔伯特滤波器331根据校正的读出信号430生成具有虚数分量即jsin(2Πfct)作为载波的信号332。将实数读出信号430与利用希尔伯特滤波器生成的虚数输出信号332用加法器333相加，生成复数载波调制信号334。

另外，相位生成电路41生成的读时钟信号420被输入至余弦波形生成器317，生成余弦载波信号318。余弦载波信号318被输入至移相器335，将使相位变化90°得到的正弦载波信号336送出。加法器337将余弦载波信号318与正弦载波信号336相加，得到复数载波信号338。乘法器311将该复数载波信号338与复数载波调制信号334相乘，送出基带信号312。对该基带信号312与第3实施例一样进行解调。

采用本实施例，即使在从记录密度等观点不能记录实数载波信号与虚数载波信号这两种信号的装置中，也能够作为具有包含实数及虚数两个分量的复数载波信号的信号进行解调。因此，能够去除具有载波频率的2倍的频率分量的高次谐波分量。

作为第6实施例，下面用图11的包含希尔伯特滤波器的CPFSK解调器构成图及图12的载波解调的基带调制信号的频谱图，说明作为第5实施例的采用希尔伯特滤波器的复数信号CPFSK方式中，通过使解调频率扩大为2倍来去除由于高次谐波分量产生的干扰的方式。

在图12中，(A)表示进行通常解调时的解调波频谱，(B)表示将频率扩大为2倍的解调波频谱。701表示基波谱带，702表示三次谐波谱带，703表示五次谐波谱带，704表示基本与高次谐波的干扰频带，705表示高次谐波之间的干涉频率，706表示载波频率，707表示三次谐波的载波频率，708表示五次谐波的载波频率，711表示基本谱带，712表示三次谐波谱带，713表示三次谐波的载波频率。

由于CPFSK方式是调频方式，因此在以载波频率706的偶数(2n，n＝1、2、3、…)倍增为中心的位置707及708处存在高次谐波频谱702及703。特别是与解调所必需的基波频谱701相邻的称为三次谐波的高次谐波频谱702，在频带704与基波频谱701产生干扰。

这里，在图12中，相位生成电路423生成的读时钟信号420输入至余弦波形生成器。然后，余弦波形生成器317生成具有调制时所用载波的奇数倍(这里为3倍)频率的余弦载波信号318。用移相器335及加法器337与第4实施例一样生成基带信号312。在该2倍的基带信号312的频谱71中，三次谐波712的中心频率变为2倍(713)，不存在与基波711的干扰频带。因此，利用LPF使高次谐波分量衰减，这样就能够仅将基波解调。

采用本实施例，能够去除因调频方式引起干扰的高次谐波分量的影响。

作为第7实施例，下面用图13的附加PR方式的CPM调制方式构成图、图14的附加PR方式的CPM方式的PR特性附加型重放校正器构成图及图15的附加PR方式的CPM方式的频谱图，说明作为频带限制方法采用PR方式使频率分量集中于狭窄频带，除去与高次谐波的干扰的方式。

在CPM调制器20内，具有PR(1+D)(D为延迟元件，表示延迟1位的信号)特性的滤波器441生成将多值信号210与多值信号210延迟一个符号的信号相加的PR信号442。积分器223将该PR信号442与基带脉冲信号222卷积，将相位角224送到基带调制器。根据前述实施例对其进行调制及量化，然后对其进行记录、重放。

在重放侧，将读出信号154输入至PR特性附加型重放校正器435。PR特性附加型重放校正器435由重放校正电路43及PR(1-D)特性均衡器439构成。在PR特性附加型重放校正器435内部，读出信号154用进行波形校正的校正电路43进行整形。PR(1-D)特性均衡器439使波形整形的信号438均衡，使其具有PR(1-D)特性，将该均衡信号作为校正的读出信号440送到多相正交角度调制器30。

图15所示为由上述PR(1+D)特性滤波器441及PR(1-D)特性均衡器439形成的频谱变化。

通常，重放校正电路43的输出、即校正的读出信号430的频谱67在奈奎斯特频带601的外部也有频谱(671及672)。由于该频带外的频率分量671及672，均衡波形产生失真。因此，利用PR(1+D)特性滤波器441，在频带的高频侧(奈奎斯特频率f＝0.5f_b的点，f_b表示位频率)673生成频谱为0的点(下面称为无效点)，将频谱从671整形为681。然后，利用由均衡器439附加的PR(1-D)特性，在低频侧(f＝0的点)674的频谱上形成无效点，将频谱从672整形为682。对于校正的读出信号430，附加PR方式的CPM方式的均衡器439的输出信号440具有的频谱78可以容纳于奈奎斯特频带601内。

采用本实施例，利用PR(1+D)滤波器及均衡器具有的PR(1-D)特性，均衡处理的波形的频率f只存在于奈奎斯特频带即0≤f≤0.5f_b的范围内，由于满足奈奎斯特条件，因此能够去除因波形干扰引起的失真。

下面参照图16所示的磁盘装置的录放构成方框图说明又一实施例。图16所示的例子是图1的信息录放装置的变形例。调制方式与图1所示的相同，是用相位差及频率差表示信息的调制方式、即CPM方式，但解调系统与图1的不相同。即在重放放大器154的后级附加VSB滤波器155。该VSB滤波器155对放大的读出信号154的频率特性进行整形，使上边带具有的信号功率与下边带具有的信号功率的和均衡，然后输出VSB滤波器输出信号156。在这之后的信号处理与图1相同。

下面用图17所示的频谱图说明利用传送路径的解调方式的频谱。在该图中，(A)表示传送路径特性的频谱，(B)表示与传送路径特性相适应的VSB滤波器的频谱。

用调制信号具有的频带55的中心频率551的调制信号值将调制信号功率进行归一化。传送路径特性进行归一化，使其在归一化频率f_o＝0.5通过归一化信号功率0.5(下面将该点称为中心点565)。这时，传送路径特性用561(高密度)、562(中密度)及563(低密度)表示。下面以中密度情况的传送路径特性562为例进行说明。由于利用传送路径特性562，因此传送路径特性形成在信号频带内通过中心点565，在频带低端通过归一化信号功率1，在频带高端通过归一化信号功率0的近似直线564。在其他记录密度的情况下，特别是高记录密度时的传送路径特性561中，由于VSB滤波器特性51的近似线通过中心点565，在频带低端通过归一化信号功率1，在频率高端通过归一化信号功率0，因此成为下边带的VSB滤波器输出特性52的衰减速量532与上边带的残留量542相等的线。

VSB滤波器特性51为了得到VSB特性，必须通过中心点565，上边带与下边带的信号功率之和一定，而且为了利用传送路径特性，要与近似直线564非常相似。因此，VSB滤波器特性51具有VSB特性，而且设定为与近似直线564靠近的直线。VSB滤波器特性51与传送路径特性的近似直线564相同，将该传送路径特性看作VSB滤波器进行解调。在其他记录密度的情况下也同样，与近似于利用的传送路径特性的某一条线相一致地设定VSB滤波器特性，通过这样进行解调。

VSB滤波器输出特性52及上边带残留量542具有下述特性、即为了采用本申请的VSB解调方式，利用VSB滤波器对由传送路径特性引起的衰减结果进行校正的特性。

采用本实施例，在具有利用载波的调制解调方式的信息录放装置中，由于采用的解调方式是利用传送路径特性的解调方式，因此能够抑制高次谐波分量的影响，进行信号解调。另外，由于采用的解调方式是利用传送路径特性的解调方式，因此在随着记录密度的提高使高频分量、即上边带信号大大衰减的装置中，也能够对信息进行录放。

下面参照图18说明其他的变形例。在该图中，(A)表示传送路径特性的频谱，(B)表示与记录密度相适应的VSB滤波器特性的频谱。

在图18中，传送路径特性随着记录密度的增加，如563、562、561那样发生变化。这时，在像VSB滤波器特性567那样进行设定的情况下，利用VSB滤波器进行波形整形的信号的VSB滤波器输出特性、即频率特性566与传送路径特性561非常相似。这在使记录密度提高时，传送路径特性的最大值向低频侧移动。这时，通过改变VSB滤波器特性567的特性，使低频侧的衰减量减少，增加高频侧的衰减量，就将VSB滤波器输出的信号频率特性566的最大值设定在更低频侧。

根据上述例子，在具有利用载波的调制解调方式的信息录放装置中，由于用的解调方式是利用传送路径特性的解调方式，因此能够使滤波器特性与随着记录密度的提高而产生的由传送路径特性引起的信号失真相适应，在高记录密度情况下也使性能改善。

在前述例子的说明中，是使传送路径特性近似于直线，但在传送路径特性不同点情况下，将与该传送路径特性近似的函数作为滤波器特性，也可以用于具有不同传送路径特性的情况。

在作为具有利用载波的调制解调方式的信息录放装置，而在录放系统的传送路径限制能够通过的频率的装置中，通过使用具有与传送路径的频带适合的解调特性的解调方式，能够进行数据解调。

另外，通过采用与传送路径的频率特性适合的解调方式，即使在随着记录密度增加而高频带的信号的衰减量增大的装置中，也能够减少该传送路径的影响，使记录密度提高。还有，通过采用与传送路径的频率特性相适应的解调方式，利用解调侧的均衡化，不使信号微弱的频带放大，因此不将该信号微弱的频带所包含的噪声放大，能够防止信号恶化。

上面对几个实施例进行了说明，但本发明不限定于上述实施例，在不超出其要旨的范围内可以有各种变更。

例如，在上述说明中，对第2实施例是采用4值CPPSK方式进行说明的，对第4实施例是采用4值CPFSK方式的调制解调器进行说明的，但也可以采用8值或16值的调制解调方式，另外，也可以分别将CPPSK方式与CPFSK方式变换使用。

再有，也可以将这些实施例加以组合，通过组合可以预料获得叠加的效果。

另外，在上述说明中，是以能够得到的振幅值为2值的磁盘装置为例对于本发明进行说明的，但也可以用于其他4值或8值等信息录放装置或信息处理用的信号处理电路、集成电路、光磁盘装置、光盘装置、软盘装置等。

Claims (18)

1.一种信息录放装置，其特征在于，具有

CPM调制器，对要记录在媒体中的信号进行多相正交角度变换，生成用相位差及频率差表示的调制信号、

重放辅助信号生成器，根据所述CPM调制器的输出信号的相位信息及振幅信息生成重放辅助信号、

信号配置电路，将所述调制信号及所述重放辅助信号按照对每个装置决定的格式依次配置，生成混合信号、

量化器，生成以某一电平为基准将利用该CPM调制器生成的调制信号与该重放辅助信号生成器的输出信号的混合信号的振幅离散化的信号、

记录头，将该量化器的输出信号记录在记录媒体上、

重放头，将记录在该记录媒体上的信息读出、

相位生成电路，用于提取所述重放辅助信号的相位信息及振幅信息、

重放校正电路，根据所述相位生成电路输出的相位及振幅信号对利用该重放头读出的信号相位及振幅进行校正、以及

CPM解调器，对该重放校正电路输出的信号进行多相正交角度变换后进行解调。

2.根据权利要求1所述的信息录放装置，其特征在于，还具有：

纠错编码器，对记录在记录媒体上的数据生成纠错码、

频率移动限制编码器，对该纠错编码器的输出信号进行编码以限制频率移动、

频率移动限制译码器，对来自该CPM解调器的信号进行与所述频率移动限制编码器对应的译码处理、以及

纠错译码器，对来自该频率移动限制译码器的输出信号进行纠错，

其中所述记录在记录媒体上的数据经所述纠错编码器及所述频率移动限制编码器后的输出信号被输入至所述CPM调制器。

3.如权利要求1中所述的信息录放装置，其特征在于，所述CPM调制器具有进行基带调制的电路、以及对该电路的前级给予频带限制的记录编码电路，所述CPM解调器具有对利用该记录编码进行了编码的信号进行译码的记录译码电路。

4.如权利要求1所述的信息录放装置，其特征在于，所述重放辅助信号生成器的输出信号与该CPM调制器输出的调制信号的混合信号输入至该量化器，在该量化器生成将该混合信号的振幅量化为某振幅电平数以下的矩形信号。

5.如权利要求1所述的信息录放装置，其特征在于，还包括：

重放放大器，其将从所述重放头读出的电流波形放大，得到读出信号，

VSB滤波器，其在附加在所述重放放大器的后级，对放大的读出信号的频率特性进行整形，使上边带具有的信号功率与下边带具有的信号功率的和均衡，然后输出给所述重放校正电路。

6.如权利要求5所述的信息录放装置，其特征在于，所述解调器利用使得比读出信号具有的频带的中心频率高的高频侧衰减的信号及低频侧的信号进行解调。

7.根据权利要求1所述的信息录放装置，其特征在于，所述CPM调制器具备：

串行并行变换器，将信号的K位存储在缓冲器中，同时再将K位信号通过K条路径输出；

多值信号生成器，使并行输出K位信号的并行输出信号组合，生成2k值的多值信号；

基带脉冲信号生成器，生成连续的基带脉冲信号，

积分器，用于将所述多值信号与所述基带脉冲信号卷积，送出相位信号；

基带调制器，其接收所述相位信号，生成以相位信号作为相位角的余弦波形表示的第1基带调制信号及以相位信号作为相位角的正弦波型表示的第2基带调制信号，

载波生成器，生成用余弦波形表示的第1载波信号及用正弦波形表示的第2载波信号，

第1乘法器，将所述第1基带调制信号与所述载波生成器生成的第1载波信号相乘，

第2乘法器，将所述第2基带调制信号与所述载波生成器生成的第2载波信号相乘，以及

第1加法器，将所述第1乘法器的输出与第2乘法器的输出合成。

8.如权利要求7所述的信息录放装置，其特征在于，所述基带脉冲信号生成器生成将连续的基带脉冲信号积分的信号。

9.如权利要求7所述的信息录放装置，其特征在于，所述载波生成器生成具有的频率高于信号频带中心频率的载波。

10.如权利要求1所述的信息录放装置，其特征在于，所述CPM解调器包括：

从记录媒体读出的实数成分读出信号；

希尔泊特滤波器，其从所述实数成分读出信号生成虚数成分读出信号；

第3加法器，其将所述实数成分读出信号与所述虚数成分读出信号相加；

余弦波形生成器，其从所述实数成分读出信号取出相位，生成载波；

位相延迟电路，其通过使在所述余弦波生成器中生成的实数成分载波的相位延迟90°，生成虚数成分载波；

第4加法器，其将所述实数成分载波与所述虚数成分载波相加；

乘法器，其将所述第3加法器的输出与所述第4加法器的输出相乘并输出。

11.如权利要求10所述的信息录放装置，其特征在于，所述余弦波形生成器其生成具有频率为所述载波生成器生成的载波频率的大于1的奇数倍频率的载波，

所述CPM解调器还包括

LPF，其用具有所述奇数倍的频率的载波去除一载波，

其中，去除一载波，使得基带信号具有的频谱增大为调制波形的偶数倍以上。

12.如权利要求10所述的信息录放装置，其特征在于，所述CPM解调器具备：

PR(1-D)特性均衡器，其为了收集在与限制频带的记录电流对应的频带内，对于经所述重放辅助电路从记录了限制频带的信号的记录媒体所读出的信号进行频带修正使得符合记录时所限制的频带，

将从所述PR(1-D)特性均衡器输出的信号输入到进行多相正交角度变换及解调的CPM解调器。

13.一种信号处理方法，其特征在于，

对记录在记录媒体上的信号进行用相位差及频率差表示的多相正交角度调制，

根据经多相正交角度调制的输出信号的相位信息及振幅信号生成重放辅助信号，

将所述调制信号及所述重放辅助信号进行混合，生成混合信号，

生成将混合信号的波形的振幅量化的信号，

在所述振幅发生变化的时刻将表示信息的信号记录在记录媒体上，

将记录在该记录媒体上的信息读出、

提取相位信息及振幅信息、

将读出的信息与调制方法对应地进行多相正交角度解调。

14.如权利要求13所述的信号处理方法，其特征在于，取振幅被离散化后的值，利用在相位方向上离散化的多值信号将信息记录在记录媒体上。

15.如权利要求14所述的信号处理方法，其特征在于，利用使得比读出信号具有的频带中心的频率高的高频侧衰减的信号进行解调。

16.如权利要求13所述的信号处理方法，其特征在于，

所述调制步骤是对要记录的信息将电流波形翻转后输出的步骤，

即使在输入到该调制步骤的信号连续为0的情况下，也生成翻转的电流波形。

17.如权利要求13所述的信号处理方法，其特征在于，

所述调制步骤是相应于要记录的信息将电流波形翻转后输出的步骤，该电路波形的翻转周期与信息的记录位周期不相同。

18.如权利要求13所述的信号处理方法，其特征在于，所述的多相正交角度调制的信号调制方法包括：

从要调制的信号生成用余弦波形表示的第1载波信号及用正弦波形表示的第2载波信号，

生成与调制方式相适应的连续的基带脉冲信号，

通过将所述要调制的信号与所述基带信号卷积，变换为相位差，生成用余弦波形表示的第1基带调制信号及用正弦波形表示的第2基带调制信号，

将所述第1基带调制信号与所述第1载波信号相乘，生成余弦调制信号，

将所述第2基带调制信号与所述第2载波信号相乘，生成正弦调制信号，

将所述余弦调制信号与所述正弦调制信号相加，生成调制信号；

生成用于所述调制的余弦波信号，根据该余弦波信号的相位信息和振幅信息生成重放辅助信号，

将所述调制信号及所述重放辅助信号按照与对每个装置规定的格式相应的顺序配置，生成混合信号，

生成将该混合信号的振幅量化为规定的振幅电平数以下的矩形波信号。

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