CN1209696A

CN1209696A - 多用户码分多址接收机

Info

Publication number: CN1209696A
Application number: CN98104492A
Authority: CN
Inventors: 林廷润; 拉斯穆森; 杉本大树
Original assignee: O Tech Centre (singapore) Pte Ltd; RADIO COMMUNICATION CENTRO SINGAPORE STATE-RUN UNIV
Current assignee: Canon Inc; Agency for Science Technology and Research Singapore
Priority date: 1997-08-26
Filing date: 1998-02-19
Publication date: 1999-03-03
Anticipated expiration: 2018-02-19
Also published as: KR19990023073A; KR100473586B1; SG77607A1; CN1197283C; JPH11136212A; US6240099B1

Abstract

接收组合由多个护展码扩展的码元值的码分多址(CDMA)信号的接收机和方法,它包括以下步骤:将CDMA信号转换到基带信号并为所有用户在所有多径上识别码元边界以产生一个时延估计;估计由每一个多径加入到信号上的损耗和相移产生信道估计;为每一个用户产生新的码元估计;用码元估计和信道估计产生接收信号的估计;将接收到的信号与它的估计比较,并将估计误差回馈;获得最终码元估计;以及对所有的新样值重复步骤(b)到(g)。

Description

多用户码分多址接收机

本发明涉及到一个基于循环估算的多用户码分多址接收机。尤其涉及到关于接收码分多址信号的方法的部分。

码分多址(或CDMA)蜂窝通信系统在反向链路或上行链路上(即就是从移动的手机到基地台)遭受同信道干扰(或多用户或多址干扰(MAI))。这是由于不可能保持非同步地发射的各个移动手机使用的码信道之间正交。这种形成的干扰严重地限制了上行的容量，如果能减少多用户干扰，或者采用所有用户的共同检测，就可以获得与现在正被使用的传统的单用户检测技术相比非常大的容量增益，单用户检测技术将多址干扰(MAI)仅仅当作不相关的噪声。

以前在MAI消除方面的研究，要追溯到S.Verclú,“MinimumProbability of error for asynchronous Gaussian Multiple-accessChannels,”(用于异步高斯多址信道的最小误差概率)，IEEE Trans,Inf.Theory.vol.32,no.1,pp.85-96,Jan,1986，它描述一个维特比解码器的使用，该解码器与用于由每个用户发送的比特的解调的一个最大似然(ML)解码矩阵相一致。最大似然检测器具有一个指数地增加的复合，在二相移键控系统中，它以2^K相乘和相加的顺序，其中K是系统中用户数。该复合阻止最大似然检测器的实际实现，因而提出了其它的次佳方案。

在这些方案中，Verdú的ML检测器的直接产物是序列解码器，它在Z.Xie,C.K.Rushforth，和R.T.Short,“Multi-user signal detectionusing Sequential decoding.”(使用序列解码的多用户信号检测)，IEEE Trans,Communications,Vol.38.no.5.pp.578-583,May 1990中讨论，和受限的树状搜索检测器，它在L.Wei,L.K.Rasmussen，和R.Wyrwas,“Near-optimum tree-search detection schemes for bit-synchronous multi-user CDMA systems over Gaussian and Two-PathRayleigh fading channels,”(在高斯和两经瑞利衰落信道上用于位同步的多用户CDMA系统的近最佳树状搜索检测方案)，IEEE Trans.Communications,Vol.45,No.6,pp.691-700,June 1997中讨论，与ML算法检查树的每一分支不同，它是基于无穷尽地搜索解码树结构的原理。这一方案的复杂性仍然相当地大，它们的结构实现用一个可编程数字信号处理器(DSP)比一个大规模集成电路(LSI)更适合。目前用DSP实现的还不能足够强大到实现多用户检测器的树状搜索家族。

传统的检测器将接收到的信号通过一排滤波器，它的每一个分支与一个用户的扩展码相匹配。滤波器排的K个输出接着被通过K个判决设备(或者限幅器)，这些判决设备决定于被发送的符号。这一简单的技术遭受如前所述的MAI，但另一个基于在各个用户使用的扩展码之间交叉相关的矩阵滤波器被设计用来彻底地消除MAI。这一检测器结构被称作解相关检测器，在R.Lupas和S.Verdu的“用于同步码分多址信道的线性多用户检测器”IEEE Trans Inf.Theory,Vol.35,no.1.pp.123-136,Jan 1989中提出。

解相关检测器存在的问题有：

1．当使用持续时间比符号间隔大的长扩展码时，矩阵滤波器必须在每一个符号里被重新计算。这是一个需要kxk矩阵逆的不小的操作；

2．用长码时，在一个给定的符号间隔内被K个用户选择的码不会形成一个线性独立组的概率非零。这对解相关检测器是致命的；以及

3．解相关检测器在没考虑噪声和从其它信源来的干扰情况下消除MAI，并总是会增加非MAI的噪声分量。这个噪声增强问题是例如解相关检测器的逼零(zero-forcing)滤波器的特征。

由于解相关检测器的内在原理，几乎不可能克服前两个问题，该内在原理是对信道矩阵求逆以恢复发送的信号矢量。

用如在信道均衡中的同样技术，即就是使用最小均方误差方法(MMSE)，可以限制噪声增强问题。这在Z.xie,R.T.short，和C.K.Rushforth的“用于一致的多用户通信的次最佳检测器的系列”，IEEE J.Sel.Areas Comms.,Vol.8,no.4,pp.683-690,May 1990里提出，并进一步探导于U.Madhow和M.L.Honig的“用于直接序列扩展频谱CDMA的MMSE干扰抑制”，IEEE Trans Communications,Vol.42,no.12,pp.3178-3188,DEC 1994。MMSE检测器在理论上也需要一个矩阵进，并且除了知道有关扩展码的知识外，也需要知道有关接收机的热噪声功率的知识。这个看起来不实际，但当使用适用装置时，所需的副信息的数量可被减少到只是一个训练序列。这个方法在例如S.L.Miller的“用于消除多用户干扰的适应直接序列码分多址接收机”，IEEE Trans.Commurications,Vol.43,no.2/314,pp.1746-1755,Feb/Mor/Apr 1995,s.Verdu的“自适应多用户检测”，码分多址通信，S.G.Glisic和P.A.Leppanen,Eds.,pp.97-116,Kluwer学术出版社，荷兰，1995中解释，以及一种不需要使用训练码盲式方法的也在M.Honig,U.Madnow和S.Verdn的“盲式适应多用户检测”，IEEE Trans.luf.Theory,Vol.41,no.4,pp.944-960,July 1995里提出。

然而自适应MMSE检测器遭受一个大缺点是，它只能用于短码系统，即就是，那些使用扩展码的持续时间刚好等于一个符号的间隔。这一系统目前不存在，并不被考虑用于未来的蜂窝系统，因为需要码足够长以使得可以唯一识别在全世界范围内同一时间使用的每一个移动手机。

多用户检测器的另一个系列的工作原理是通过逐步从接收的信号减少估计的干扰部分来消除干扰。如在p.Patel和J.Holtzmann的“在DS/CDMA系统中简单的连续消除干扰方案的分析”IEEE J.Sel,AreasComms.,Vol.12,no.5,pp.796-807,June 1994中讨论的连续干扰消除器(SIC)，和在M.K.Varanasi和B.Aa zharg的“在异步码分多址通信中的多段检测”，IEEE Trans.Communication,vol.38,no.4,pp.509-519,Apr1990中讨论的并行干扰消除器(PIC)是大家熟知的，并且已经对其基本结构作了许多改善。值得注意的几个包括混合串/并结构，如M.Sawahashi,H.Andon和K.Higachi的“通过反复更新信道估计的DS-COMA导频和数据码元的辅助固有多段干扰消除器”在IEEE Int′l Conf.Comm.Systems(ICCS)/Int′l WK shop Intelligent sig.Proc.和Comm.Systems(ISPACS),Singapore,Nov.1996.pp 585-589的预备会议上，以及不用如US专利号5579304和D.Divsalar和M.Simon的“使用并行干扰消除来改善CDMA的性能”，Tech.Rep.95-21,TetPropulsion Lab.,California lnst of Tech.,Oct.1995所讨论的硬判决，而是在各段的输出使用试探性判决。正如X Zhany和D.Brady的“用于异步AWGN信道的软判决多段检测”Proc.31st Annual AuertonConf.Comms.,Cont和Comp,Monticello,IL 1993中所示的，线性剪裁软判决功能更是在性能上比硬判决SIC产生很大的改善，以及在L.B.Nelson和H.V.Poor的“用于CDMA信道的迭代多用户接收机：一种基于EM的方法”，IEEE Trans,Communications,Vol.44,No.12,pp.1700-1710,Dec 1996中提供的另一个算法。

在美国专利5579304；5218619；5467368和5363403中讲述多种消减干扰的消除器。

由于已提供的多用户CDMA检测器的不同种类的数目很大，除了提到ML检测器的性能好而传统检测器的性能坏，很难将它们按性能进行排列。因此，我们并不声称本发明性能比所有其它的多用户CDMA检测器好，只是表明比起在D.S.Chen和S.Roy的“用于CDMA系统的一种自适应多用户接收机”IEEE J.Sel.Areas Comms.,Vol.12,No.5,pp.808-816,June 1994中所述的相似检测器本发明的性能确实好多了，并且，比起4段线性斩波(four-stage linear-clipper)SIC，性能相当，这一点将在后面证实。

在D.S.chem和S.Roy的“用于CDMA系统的一种自适应多用户接收机”IEEE J.Sel.Areas Comms.,vol.12,No.pp.808-816,June1994中，描述了一种基于循环最小平方(RLS)权值更新和基于已知扩展码和信道系数来重现接收信号的概念的检测器。所用的信道模型相似于在此所述的，但是它假设同步发射，即就是所有用户的码间隔是同步的，而本发明明确地包括异步系统。并且，在此所述的权值更新算法不同于D.S.Chen和S.Roy在“用于CDMA系统的一种自适应多用户接收机”IEEE J.Sel,Areas Comms.,vol.12,no 5,pp.808-816,June1994中使用的RLS算法。

在T.J.Lim和L.K.Rasmussen的“在异步多用户CDMA检测器中的自适应码元和参数估计”IEEE Trans.Communications,Vol.45,no.2,pp.213-220,Feb.1997中，提供了一种共同参数估计和使用扩展卡尔曼滤波器(EKF)的位检测算法。那一算法的新颖之处在于共同采用了时延估计和用EKF的位估计，它与本发明使用的卡尔曼滤波器不同，因为后者只能用户当时延被假定已知时。

因此，本发明一方面提供一种用于接收组合用多个扩展码扩展码元值的码分多址信号的方法，该方法包括以下步骤：

(a)转换CDMA信号到基带信号；

(b)在基带信号上对所有用户在所有的多径上识别码元的边界以产生一个时延估计；

(c)估计被每一个多径加入到信号上的衰减和相位变化以产生信道估计；

(d)在抽样速率上为所有用户产生新的码元估计；

(e)用所述的码元估计和信道估计产生接收信号的估计；

(f)将接收信号与它的估计值比较，并将误差回馈到用于估计发送的码元的装置；

(g)在每一个用户的估计的码元边界抽样码元估计，以获得最终码元估计；以及

(h)用所有新抽样重复步骤(b)到(g)。

本发明的另一方面提供了一个码分多址信号接收机包括：组合由多个扩展码扩展的码元值接收CDMA信号的方法；转换CDMA信号到基带信号的方法；在基带信号为所有用户在所有多径上识别码元边界以产生时延估计的方法；估计被每一个多径加入到信号上的衰减和相位变化的估计以产生信道估计的方法；在抽样速率上为每一个用户产生新码元估计的方法；用所述的码元估计和信道估计产生接收信号估计的方法；将接收信号与估计值比较并将误差回馈到用于估计发送码元的装置的方法，在每一用户的估计码元边界抽样码元估计以获得最终码元估计的方法。

移动通信信道随时间变化，需要跟踪这些变化以保持可接收的接收机性能。多径搜索机是这样一种设备，它不断地搜索信道以确保最强路径在接收机中使用。传统地，它由一个或多个滑动相关器组成，它随着所需用户的扩展码的时移变化对接收信号相关。相应于所有时延的在一定范围内的相关器的输出被记录下来，并且，如果在接收机中将使用L最强路径接收通道，则相应于L最大相关器输出的延迟将被选择。

在一个多用户CDMA系统里，接收的信号被MAI损坏，因此在滑动相关器中直接使用它将得到比在单用户系统中较差的性能。

因此，本发明的再一方面提供了在接收机输出端多径搜索的方法，包括以下步骤：重新扩展由每一个用户发送的估计码元；累加重扩展信号；从接收信号中减去累加的信号以得出剩余误差信号；并将剩余误差信号馈送到多径搜索机组。

为了使本发明更易于理解，现将描述相关的实施方式，通过例子，并参照下列附图，其中：

图1是体现本发明的接收机结构的原理框图；

图2A是体现本发明的另一个接收机结构的原理框图；

图2B是与图2A的接收机结构一起使用的最大比率组合器；

图3是用于体现本发明的一个共同信道模拟器和数据解调器的原理框图；

图4表示体现本发明的接收机结构的误码率曲线，和在4用户系统中具有传理增益16的传统的检测器的曲线，也表示了单用户边界；

图5表示体现本发明的接收机结构的误码率曲线，和在4用户系统中具有传理增益32的传统的检测器的曲线，也表示了单用户边界；

图6表示具有外理增益16的体现本发明的一个传统检测器的接收机结构的误码率曲线；

图7表示RLS检测器，传统检测器和体现本发明的接收机结构的误码率曲线；

图8是体现本发明的用多径搜索的系统的原理图；以及

图9是体现本发明用解码接入信道的系统的原理图。

图1表示体现本发明的码分多址接收机结构的方框图。信号γ(n)代表连续时间基带接收信号的第n个样值，以1/Ts的速率抽样。下面的叙述中，可得到一个γ(n)的估计，表示为

\hat{r} (n) = Σ_{k = 1}^{K} \hat{b_{k}} (n) Σ_{l = 1}^{L} \hat{c_{kl}} s_{k} (n - \hat{τ_{kl}}) - - - - - - (1)

其中K表示在小区中激活的移动用户的数量，L是在接收机中跟踪的每个用户的多径的数目。假设路径时延估计

和复合信道系数估计通过使用一个未说明的信道估计器和多径搜索(跟踪)器来获得。S_K(n)是系统中被第K个用户使用的扩展码，_K(n)是在系统中由第K个用户发送的码元的估计，它在样值时刻n对接收信号有贡献。

前一个估计误差e(n)=γ(n) 被馈到一个循环更新算法以用于_K(n)，它产生_K(n+1),_K(n+1)是下一个发送码元的估计。该更新算法设计成使_K(n)更接近b_K(i),b_K(i)是在时刻n对接收信号有贡献的真正的发送码元。指数i代表第i个码元间隔。在所有这些算法中，需要说明控制这一行为的参数(例如步长大小，初始值，等等)，这些在图1的“参数”下一起识别。码元估计更新块也需要多径延迟和复合系数的估计，因此这也在图1中指出。

参考图1，所有的时间变量是以抽样间隔为单位，γ(n)是接收信号的抽样序列，S代表小区中所有用户的扩展码，

是在第i个码元间隔或时刻对第K个用户的码元判决，

是多径时延估计矢量，是一个复数多径系数矢量，T是码元间隔，Z^-1代表一个抽样长度的延时，S_K(n)是第K个用户的扩展波形的第n个抽样。

因为假设各个用户以异步方式发射，码元判决的时间不同。对用户K来说，_K(n)在时刻

n = iT + \hat{τ_{k}}

抽样，其中T是码元长度，

\hat{τ_{K}} = \min (\hat{τ_{K 1}}, . . . . . . \hat{τ_{KL}}),

结果被馈到一个限幅器或无存贮判决设备以用户码元解码。应注意到所有的时间变量都归一到抽样间隔。这个过程在图1的底部描述。

另一个体现本发明的接收机结构如图2A中所示。在这一情况下，替代码元估计矢量(n)=[_1(n),……_K(n)]^T的，是在“状态估计更新”块更新的状态估计矢量。该状态估计矢量是：

\hat{x} (n) = {[\hat{x_{11}} (n), \hat{x_{12}} (n), . . ., \hat{x_{K - 1, L}} (n), \hat{x_{KL}} (n)]}^{T} .

状态矢量的每一个元素是一码元模型路径系数的一个估计，例如

\hat{x_{11}} (n) &RightArrow; b_{1} (n) c_{11}

如此类推。在这一方案中，在状态估计更新算法中不需要信道估计

但用于最大比率混合器里的相干解调，如图2B所示。

在图1和2A的接收机结构里，关键点是矢量以一种对称方式反复地改变或更新，以渐渐地得到被每一个用户发射的码元的更好估计为目标。这一目标可通过最小化分别相对于矢量(n)或的以下两功能之一来达到(决定于使用哪一个接收机结构)：

J_{1} (n) = {E | | x (n) - \hat{x} (n) | |}^{2} - - - (2)

J_{2} (n) = E | r (n) - \hat{r} (n) |^{2} - - - - - - (3)

在(2)中， (n)应理解为既包括图2A中的

(n)也包括图1中的(n)。

J₁(n)和J₂(n)的差别是细微的但很重要。最小化J₁(n)需要知道或假定关于时间变量X(n)的信息；最小化J₂(n)不需要这一信息。然而，这并不是说前一方法比后一方法差，实际相反，因为最小化J₁(n)在信号的模型化中允许更大的自由度，它可被用于以下讨论的优点。

可以基于(2)式和(3)式中的J₁(n)或J₂(n)的最小化而推出大量的自适应或循环算法。例子包括随机陡峭下降和递归高斯-牛顿算法，这在文献中已熟知。

在这一例子，一个基于卡尔曼滤波器的算法被演变出用于图1的接收机结构，假定使用二相移键控(BPSK)调制。

卡尔曼滤波器在统计检测和估计理论中是熟知的装置，并具有无穷的变型，这些变型被引入到改善数字稳定性或计算高效。最著名的例子是所谓的“平方根”卡尔曼滤波器算法，它更新P(n)的协方差矩阵而不是P(n)自身的平方根因子，以保持这一矩阵的对称。

假设K个用户的每一个在每一个有L个路径的多径信道上发送，并且对于任意一个用户的最大路径延迟比码元间隔T小得多，接收到的信号由下式给出：

其中S(n)是信道修改扩展码的一行矢量，

(n)定义为b_K(i)是由用户K发射的第i个码元，U(n)是时段T的一个单元脉冲，τ_K是用户K的最小路径延迟，S_K(n)是第K个扩展码，C_KL是第K个用户的第1个信道系数，τ_KL是第K个信道的第1个路径延迟。U(n)是零均值方差σ²。的高斯白噪声。

除了在码元边界，显然

(n)=

(n-1)，即就是，当n=iT+τ_K，K=1，…K。这一时间变量可由下式精确地表达

(5)其中W(n)等于零矢量，除了当n=iT+τ_K时，它以相等的概率取0值和

这一点很容易通过考虑到b_K(i+1)=b_K(i)或-b_K(i)具有相等的概率来验证。

因此矢量W(n)可被看作一个非固定的随机矢量，它在时刻n具有一个如下的协方差矩阵：

如果假定W(n)是高斯的并具有零均值，卡尔曼滤波器可通过使用状态空间模型(5)和(4)，用于迭代地决定MMSE的状态估计(n)。在比特边界抽样的第K个元素(n)将为用户K产生比特估计。

基于这一描述的循环算法总结如下。这一算法要求相对时延T_KL和信道系数C_KL是已知的，这不是一个不实际的需求，因为码同步和信道估计在所有传统CDMA接收机中都需要。

初始化

P(0)=I

Q(0)=0

(0)=0

输入参数

σ²=噪声功率的粗略估计

每次更新，要做：

P(n):=P(n-1)+Q(n-1)

K(n):=P(n)S^T(n)/S(n)P(n)S^T(n)+σ²]

P(n):=[I-K(n)S(n)]P(n)

(n+1):=(n)+K(n)[r(n)-S(n)(n)]最后的一部分代表图1的码元估计更新块中需要的步骤。

虽然本例子实现方式假定BPSK调制，复合的多级调制方案例如M相PSK，正交幅度调制(QAM)，差分PSK，等等，也可以在对算法适应调整后采用。

图2A中所示的接收机结构也可被用于多径信道估计，即就是，复数多径系数C_KL的估计，K=1…K,L=1,…,L，它与路径时延τ_KL一起构成一个用于物理基带信道的数学模型。使用如在J.G.Proakis,digital Communications,McGraw-Hill,3rd ediction,1995中讨论的著名的Rake混合器的数字解调和大多数其它更尖端的接收机，关键地取决于获得精确的信道估计，因此它常常是CDMA接收机中的一个重要问题。

为了证明这一问题，图3描述假定在一单个路径信道上发送的对第K个用户提出的方案，它使得只有一个信道系数C_K(t)的估计变为必需，通常是瑞利衰落复合随机变量和慢速地时间变化(因此时间指数t)。

_K(n)是使用卡尔曼滤波器或一些其它循环算法产生的状态估计矢量

的第K个元素。在码元边界抽样这一高速率(码片速率或更高)信号，即就是，当

n = iT + \hat{τ_{K}}

时，其中

是该用户的最近获得的时延估计，产生一个理论上应该接近于信道系数的产物和发送的码元的信号，C_K(i)b_K(i)。写这个表达式时，假定C_K在一个码元间隔内是固定的，一个有效的假设是最大多普勒频率比码元速率小得多，这一条件在实际中很容易得到满足。

单路径信道模型很容易地根据已知的路径延时扩展到多路径模型。

假定以单位码元能量使用相移键控(PSK)(换句话说，信号点阵在复平面里按单位圆分布的点组成)，与b_K(i)^*相乘，其中(·)^*代表复数共轭，在码元边界

n = iT + \hat{τ_{K}}

应产生一个C_K(i)的估计。当然，除非当导频码元被发射，b_K(i)是未知的。在导频码元间隔以外，计划输入估计的b_K(i)，表示为

按在图3中所示的方式往后，以得到信道估计 _r(i)。为了进一步改善信道模拟器的性能，需要使用某种形式的平滑滤波器来平滑噪声估计，例如一个低通滤波器，一个LS线性装配滤波器或一个自适应线性预测器。

图3的上部的延迟框代表执行硬判决和复数共轭操作花费的时间，而该图的下部的延迟框必须用来使用馈环可实现。通常，后者延迟占一个码元间隙。

在多径环境下，方框图的不同处在于：它需要执行一个Rake组合以获得码元判决_K(i)。除此以外，图3的在单径信道里用于信道估计的机制与在多径信道里用于单个系数的相同。

以下讨论模拟结果，并演示提出的卡尔曼滤波器检测器的性能与传统的匹配滤波器检测器比较，也与在D.S.Chen和S.Roy的“用于CDMA系统的自适应多用户接收机”，IEEE J.Sel.Areas Comms.,Vol.12,no.5,pp.808-816,June 1994中的Chen和Roy′s RLS讨论比较。除了另有所述，系统具有4个分别带有相对延迟0,1,2和3个码片的用户，使用随机码，并且卡尔曼滤波器检测器假定一个σ²=0.4的观察噪声变量。

也试用σ²=0×1，但获得的结果与那些使用σ²=0×4的基本上相同。

图4表示具有处理增益16的对4个用户的误码率(BER)曲线，这些信号在相同的功率电平上接收，使用传统的检测器和提出的卡尔曼滤波器检测器。用于算法里的噪声变量σ²是0.4，单用户的曲线也在同一图中示出以用于比较。很显然，体现本发明的检测器的性能比传统检测器好得多，并且它的性能即使当SNR在10dB时继续改善，而传统检测器的性能在那个SNR级别时已经饱和。

图5表示除了处理增益已被增加到32外，其它条件相同的情况下获得的BER曲线，以证实卡尔曼滤波器检测器虽然不执行大家知道的解扩操作，但它确实在大外理增益情况下表现出改善性能。

图6给出当接收信号功率电平分别是0,3.5,6和8dB时4个用户的BER曲线。外理增益是16。实曲线是用卡尔曼滤波器获得的结果，而虚曲线来自于传统的检测器。圆圈标记当功率控制很好时第一个用户的BER，从圆圈到第一根实曲线相近可以看出，体现本发明的检测器有很好的抗远近性(near-far resistant)

图7将20中讨论的RLS检测器与传统的检测器和体现本发明的卡尔曼滤波器检测器相比。通过许多模拟试验发现，在RLS算法里的忘确因子1对BER没有重大影响。

图7中所示的结果是用1=0.995产生的，逆相关矩阵P的初始值被选为是单位矩阵。从4个用户接收来的信号之间的相对延迟分别是0,3,6和9个码片。外理增益是16。从图7，很明显RLS检测器的性能相当差，实际上在低SNR时甚至比传统检测器的性能还差。但正如前面已述的，考虑到当用于异步系统中时它非常不佳，这就不足为奇。

参考图8和9，提供一种用于多径搜索的方法来解决与滑动相关器低性能有关的问题。在该方法中，如图8中所示的原理，使用以下的步骤：码元估计_K(i),K=1,…,K，并用相关的扩展码S_K(n)再调制(或再扩展)每一个；将再扩展的信号加起来，并从接收信号γ(n)减去结果以得到e(n)；并将e(n)用作K个传统多径搜索器组的输入，一个用户一个。

这一方法使用提出的检测器的干扰消除能力来给多径搜索器提供一更干净的信号。特别是，当信道多径状况从上次信道估计执行以来没有实质性地变化时，e(n)只应该包括热噪声。在这种情况下，搜索器告知检测器信道没有变化。然而，当信道状况已重大改变时，到搜索器的输入包括从新的，未取消的路径，以及噪声的贡献，但MAI的很少，因为它已被提出的检测器大部分地消除。搜索器将告知检测器新路径，检测将接着对那一信息执行操作。

参考图9，产生一个剩余误差信号e(n)的想法也可以用于改善接入信道解码。蜂窝系统的反向链路上的P接入信道用于一个新移动用户和基站之间的链接的初始建立，并由所有用户共享。在基站接入信道的正确解调很关键，使得新用户可被加入到基站的激活移动台列表。但再一次，接入信道也被MAI影响。每一个接入信道可被作为在多用户检测器里的一个附加用户，但这只能增加复杂性，并且是对资源的非有效使用，因为接入信道相对于业务信道上执行的负荷未被严重加负荷。

来自于接收信号的所有激活用户的业务信道信号的消除只留下接入信道信号，接着，它能以比用接收信号自身更高的可靠性被解调。

Claims

1．一种用于接收被多个扩展码扩展了的码元值组成的码分多址(CDMA)信号的方法，该方法包括以下步骤：

(a)将CDMA信号转换到基带信号；

(b)在基带信号上为每一个用户在每一个多径上识别码元边界，以产生一个时延估计；

(c)估计由每一个多径加入到信号上的衰减和相移，以产生信道估计；

(d)以抽样速率为所有的用户产生新的码元估计；

(e)用所述的码元估计和信道估计产生接收信号的一个估计；

(f)将接收到的信号与它的估计比较，并将估计误差回馈到用于估计发射码元的装置；

(g)在每个用户的估计码元边界抽样码元估计，以得到最终的码元估计；以及

(h)对所有的新抽样重复步骤(b)到(g)。

2．根据权利要求1的方法，其中信道估计只用于码元解调。

3．根据权利要求1或2的方法，其中码元估计是使用卡尔曼滤波器产生。

4．根据上述任何权利要求的方法，其中时延和信道估计步骤以更新速率而不是抽样速率执行。

5．根据权利要求4的方法，其中使用的更新速率比抽样速率低。

6．根据上述任何权利要求的方法，其中的解调方案不是BPSK。

7．根据上述任何权利要求的方法，其中状态估计矢量(n)或在码元边界重新初始化。

8．根据上述任何权利要求的方法，包括在接收机输出端多径搜索的步骤，多径搜索包括：再扩展被每一个用户发射的估计码元；累加再扩展信号；从接收的信号中减去总和信号以得出剩余误差信号；并将剩余误差信号馈到多径搜索器组。

9．根据权利要求8的方法，其中多径搜索器组中的每一个多径搜索器包括一个或多个滑动相关器。

10．根据权利要求8或9的方法，包括在接收机的输出端接入信道解调的步骤，这一方法包括将每一用户发射的估计码元再扩展的步骤；累加再扩展信号；从接收的信号中减去总和信号以得出一剩余误差信号；然后与接入信道上使用的扩展码相关。

11．码分多址信号接收机包括：接收由多个扩展码扩展的组合码值的CDMA信号的装置；转换CDMA信号到基带信号的装置；在基带信号为所有用户在所有的多径上识别码元边界的装置以产生一延迟估计；估计由每一个多径加入到信号上损耗和相移的装置以产生信道估计；使用所述的码元估计和信道估计产生接收信号的估计的装置；将接收信号与它的估计比较的装置并将估计误差回馈到用于估计发送码元的装置；在每一个用户的估计码元边界处抽样码元估计的装置以获得最终码元估计。