CN1196273C - 减少cdma通信系统中峰值均值比的方法和设备 - Google Patents

Abstract

这项发明是一种在系统中应用辅助导频信道来减少峰值均值比的新颖、改进的方法和设备。就像在TIA/EIA TR45.5“cdma2000 ITU-R RTT CandidateSubmission”中，国际电信联盟(ITU)所描述的第三代无线通信系统一样。这项发明针对上述的问题的第一种建议方法是改变辅助导频信道的相位来避免导频信道按结构方式相加。这项发明针对上述的问题的第二种建议方法是将辅助导频信道的结构方式相加部分排除出去。这项发明也提出了一种接收修正辅助导频信号的新颖解调器设计。

Description

减少CDMA通信系统中峰值均值比的方法和设备

技术领域

本发明是和通信有关。特别是，本发明涉及在码分多址通信系统中减少峰值均值比的一种新颖改良的方法和装置。

背景技术

码分多址(CDMA)调制技术是现今几种便于有大量系统用户存在的通信技术之一。虽然，很多别的技术例如：时分多址(TDMA)，频分多址(FDMA)，和调幅调制方案，例如：幅度压扩单边频带技术等都为人们所知晓。但CDMA仍然比别的技术具有明显的优势。CDMA技术在多路通信系统中的使用可以参考美国专利号4,901,307，名为“扩频多址通信系统在卫星或地面中继器中的应用”(SPREADSPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIALREPEATERS)。这项专利已经转让给受让人，通过在这里引用作为合作参考。CDMA技术在多路通信系统中的使用可以进一步参考美国专利号5,103,459，名为“在CDMA蜂窝电话系统中生成信号波形的系统和方法”(SYSTEM AND METHOD FORGENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM)，这项专利已经转让给受让人，通过在这里引用作为参考。CDMA系统可以按照与“TIA/EIA/IS-95移动站-基站兼容双重模式宽带扩频蜂窝系统标准”来设计，这里下面所参考的是IS-95标准。

CDMA系统是一套扩频通信系统。扩频通信在该领域的好处是众所周知的，也可以从上面所提到的参考文献中得到有关信息。CDMA由于其内在的宽带信号特性，提供了一种可以通过将信号能量扩展在宽带上进行频率分集的方式。因此，频率的选择性衰落仅仅影响了CDMA信号带宽的一小部分。通过两个或更多个基站到移动用户或远程站点的同步链路而提供多个信号路径来获得路径分集或空间分集。进一步，利用在多路环境中，通过在扩频过程中允许对具有不同传播延迟的信号进行分别的接收和处理来获得路径分集。有关路径分集的例子说明在美国专利号5,101,501，名为“在一种CDMA蜂窝电话系统通信中提供软切换的方法和系统”(METHOD AND SYSTEM FOR PROVIDING A SOFT HANDOFF IN COMMUNICATIONS IN ACDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM)，以及美国专利号5,109,390，名为“在一种CDMA蜂窝电话系统中使用多个接收机”，这两项专利已经转让给受让人，通过在这里引用作为合作参考。

在一种CDMA系统中，前向链路指的是从一个基站到一个远程站点的发送过程。在使用IS-95标准的CDMA示范系统中，前向链路的数据和语音发送是在正交码信道中发生。根据IS-95标准，每个正交码信道都被以64个码片为周期的唯一Walsh函数所覆盖。这种正交性将码信道之间的干扰减少到了最少程度，改善了性能。

CDMA系统的几个设计特性为系统提供了很高的系统容量，这个可以用所支持的用户数量来衡量。第一，邻近小区的传送频率可以被重用。第二，可以使用向一些地区和一些远程站点发射的更多的定向天线，来获得更大的容量。在CDMA系统中，覆盖区(小区)可以按使用的定向天线分成几个(例如3个)扇区。在CDMA通信系统中提供扇区的方法和设备可以参考美国专利号5,621,752，名为“一种扩频通信系统中自适应扇区划分(ADAPTIVE SECTORIZATION IN A SPREAD SPECTRUMCOMMUNICATION SYSTEM)”这项专利已经转让给受让人，通过在这里引用作为合作参考。每个扇区和小区还可以被进一步分成更多的定向点波束。作为一种替代，点波束也可以被安排去选择远程站点或一组远程站点的一个扇区或小区。一个扇区或小区里的局部覆盖区可以是一个皮区。这个皮区可以嵌入在一个扇区或小区里来改善容量和提供额外的服务。

在这个CDMA示范系统中，在不同的扇区中，前向链路的发送通常采用不同的短PN扩展序列(或具有不同偏移量的一组公共短PN扩展序列)。当一个远程站点处于重叠的扇区覆盖区域中，并在解调其中一个扇区的信号的时候，来自另一个扇区的信号就会被扩展并作为宽频干扰出现。然而这些从其他扇区或小区来的信号却没有彼此正交。从相邻的扇区或小区来的非正交干扰会降低通信系统的性能。

在一个IS-95标准的CDMA通信系统中，在前向链路中传送的导频信道是为了协助远程站点对接收信号进行相干解调。相干解调导致了进一步的性能提高。对于每个波束来说，都有一个导频信道。根据IS-95标准，导频信道被Walsh函数零覆盖。

在试图增加CDMA的容量的时候，很多挑战出现了。第一，用来覆盖代码信道的Walsh函数是由IS-95标准所定义的，并被限制在64。第二，人们希望一种允许远程站点在CDMA系统里用最少的信号处理来区分不同的波束、扇区或皮区的方法。第三，这样的方法必须符合IS-95的标准。这项发明正是针对这些挑战的。

发明内容

这项发明是一种在系统中应用辅助导频信道来减少峰值均值比的新颖，改进的方法和设备，就像在TIA/EIA TR45.5″cdma2000 ITU-R RTT CandidateSubmission″中，对ITU所描述的第三代无线通信系统一样。发明者发现如果使用计划的辅助导频信道可以导致很高的峰值均值比，这会对系统容量产生不希望的影响。在使用辅助导频信道时所产生的问题是没有数据去调制导频波形。因为每个导频信道携载的数据都是一样的，导频波形是按结构相加，导致在波形的部分地方出现高能量峰值。

这项发明针对上述的问题所提出的第一种方法是改变辅助导频信道的相位来避免导频信道的结构性能相加。这项发明针对上述的问题的第二种方法是将辅助导频信道的结构性相加部分排除出去。这项发明也提出了一种用修正辅助导频信号来接收信号的新颖解调器设计。

本发明第一方面揭示了一种基站，包括：一个导频调制器，用于生成一个公共导频信号；多个辅助导频调制器，用于生成多个辅助导频信号；其中，每个所述导频信号都是由多个导频码元组成；以及码元累积减少装置，用于改变至少一个所述辅助导频信号来减少所述导频信号的峰值均值比。

本发明的另一方面揭示了一种移动站，包括：用于接收一个导频信号的装置；用于改变所接收导频信号中的辅助导频信号的相位来形成具有相位旋转的变相导频信号的装置；用于接收一个话务信号的装置；以及用于根据所述变相导频信号来解调所述话务信号的装置。

本发明的再一方面揭示了一种移动站，包括：用于接收一个导频信号的装置；用于在所接收导频信号的辅助导频信号中插入对所述辅助导频信号中的一个减少的码元能量的估计值，来提供一个所述导频信号的改进估计值的装置；用于接收一个话务信号的装置；以及用于根据所述导频信号的改进估计值来解调所述话务信号的装置。

在本发明的一方面揭示了一种在同时发送多个导频信号的基站中发送所述导频信号的方法，包括以下步骤：生成多个导频信号，其中，所述生成的多个导频信号包括一个公共导频信号和多个辅助导频信号，所述多个导频信号中的每一个导频信号都由多个导频码元组成；以及改变至少一个所述辅助导频信号来减少在所述多个导频信号中的码元累积。

在本发明一方面揭示了一种在移动站中从基站接收信号的方法，该方法包括下述步骤：接收一个导频信号；改变所接收导频信号中的辅助导频信号的相位来形成具有相位旋转的变相导频信号；接收一个话务信号；并且根据所述变相导频信号来解调所述的话务信号。

在本发明的又一方面揭示了一种在移动站中接收来自基站的信号的方法，该方法包括下述步骤：接收一个导频信号；在所接收导频信号的辅助导频信号中插入一个对所述辅助导频信号中减少的码元能量的估计值，来提供一个所述导频信号的改进估计值；接收一个话务信号；并且根据所述导频信号的改进估计值来解调所述的话务信号。

附图说明

当在结合后面的与这项发明特点相大体一致的参考附图和这里的详细的叙述后，这项发明的特点、目标、和优点将变得更加明显。

图1是这项发明的基站发射机图。

图2是这项发明公共导频信道调制器图。

图3是这项发明的话务信道调制器图。

图4是这项发明辅助导频调制器的第一示范实施例。

图5是这项发明辅助导频调制器的第二示范实施例。

图6是一张使用按图4描述产生的修正辅助导频信道信号来接收和相干解调信号的接收机图。

图7是一张使用图5描述产生的修正辅助导频信道来接收和相干解调的接收机图。

图8是这项发明使用准正交码来决定移相的辅助导频调制器的第三示范实施例。

图9是一张代表适用于本项发明所使用方法的置换矩阵算法图。

图10是一张代表适用于本项发明所使用准正交掩码生成算法图；以及

图11A-11E说明了准正交序列和相等或较短长度的Walsh函数的相关特性。

具体实施方式

I.导言

在本项发明中，有两种导频信道可以用来对CDMA信号进行相干解调。第一种导频信道类型是公共导频信道，是用来帮助在该扇区内的任意移动站进行话务信道解调。在示范的实施例中，公共的导频信道使用Walsh(0)的全零序列来覆盖。公共导频Walsh函数是和覆盖话务信道的Walsh函数等长度的。

第二种导频信道是由基站扇区(如图1所示)所发送的导频信道类型，是一种辅助导频序列。这种辅助导频序列是一个根据预先确定的Walsh函数和Walsh函数补码的级联而构成的导频序列。一个辅助导频的应用是：天线波束形成应用以产生点波束。点波束可以用来增加特定地理点的覆盖面，或增加高度拥塞区域(通常指热点区)的容量。这个辅助导频可以被在一个点波束里的多个移动站点所共享。

代码多路辅助导频可以为每个辅助导频产生不同的Walsh代码。这个方法减少了话务信道可以获得的正交码数目。这种限制可以通过扩展辅助导频所用的Walsh代码集大小来减轻。因为一个导频信号并没有被数据调制，导频Walsh函数的长度可以被扩展，因此产生了增加数量的可以获得的Walsh代码。

每一个Walsh代码W_i ^m(i是Walsh函数的索引，m是Walsh函数的长度或和它的阶)能被用来产生N个辅助Walsh代码，N必须是2的乘方(N＝2ⁿ，n是非负整数)。一个更加长的Walsh函数可以通过级联W_i ^mN次来得到。每个级联的W_i ^m可能有不同的极性。极性的顺序必须被挑选来产生N个具有N*m顺序的附加正交Walsh函数。

在示范实施例中，N等于4，接着的4个从W_i ^m选出来的具有4*M阶的辅助Walsh代码是：

$W_i^m{W}_i^m{W}_i^m{W}_i^m,\stackrel{\‾}{W_i^m}{W}_i^m\stackrel{\‾}{W_i^m}{W}_i^m,\stackrel{\‾}{W_i^m}\stackrel{\‾}{W_i^m}{W}_i^m{W}_i^m,W_i^m\stackrel{\‾}{W_i^m}\stackrel{\‾}{W_i^m}{W}_i^m---\left(1\right)$

N*m个所产生的Walsh函数中的每一个都与别的W_i ^m(j≠i)的Walsh函数和别的话务信道相正交。所有的Walsh函数都是可用的，除了W₀ ^m，因为如果它在扩展的N*m的Walsh长度一段很短的时间内积分，它就会和公共的导频出现干扰。被用来生成辅助导频Walsh W_i ^m不能被别的话务信道所使用。这种用N扩展Walsh函数的局限性是由于受限于在扩展N*m Walsh函数的周期里需要一个平稳的信道。一种在这样的情况下生成辅助导频和解调辅助导频的话务信道的方法在名为“提供正交点波束、扇区、皮区的方法和设备”的美国专利申请序列号为08/925,521的文件上有详细的描述。这项专利是在1997年9月8日提出申请的，并已经转让给受让人，通过在这里引用作为合作参考。

在使用辅助导频信道所产生的问题是没有数据来调制导频波形。因为每个辅助导频所带的数据都是相同的，导频波形被按构造方式加入，并导致了波形部分有高能量峰值。首先，当所有4个在公式(1)中所描述的辅助波形以相同功率被传送时，所产生的波形是由一个在峰值4*W_j ^m后伴随着的3*m个零点(三个Walsh函数长度)的串所组成的。而且，所有的Walsh函数都是从码片值为1的地方开始的。当更多的辅助导频基于别的Walsh函数W_j ^m被加入的时候，第N个Walsh函数的第一码片会被结构性地加入在辅助导频的第3*m+1的bit位置上。

图1是这项发明的基站扇区图。图1所说明的扇区是提供发送CDMA信号以及伴随的可以用来相干解调信号的导频信道。在图1所示基站扇区中，在前面所讨论的情况下所产生的公共导频信道和辅助导频都被发送出去。

公共导频和话务信道调制器109产生了一个公共导频信道和多个借助公共导频信道被相干解调的话务信道。辅助导频和话务信道调制器110产生用于相干解调一组话务信道的辅助导频信道。所述公共导频调制器和辅助导频调制器就能产生一个公共导频信号以及一组辅助导频信号。在示范实施例中，每个导频和伴随的话务信号分别经过放大和上变频处理，来为在波束方向控制和其他应用中提供最大的灵活性。在这个领域的技术人员可以理解在另一实施例中，分别由加法器104和加法器116进行的求和可以由一个加法器计算来代替。

在公共导频和话务信道调制器109中，导频码元被提供给导频调制器100。在这个示范实施例中，导频调制器100根据Walsh函数W₀ ^m调制导频码元。在这个示范示例中，导频信号是一个全零序列。话务信号被提供给每个话务调制器102。每个话务调制器102按照唯一专用的调制Walsh函数(W_T)话务数据。从每个话务调制器102出来的调制数据和来自导频调制器100的导频信号在加法器104中相加，并为复PN扩展元件106提供了两组数据流。复PN扩展元件106按照下面的公式为数据提供了一个复PN扩展：

I＝PN_II′+PN_QQ′                                       (2)

Q＝PN_II′-PN_QQ′，                                     (3)

I’是进入复PN扩展元件106的第一个数据流。Q’是进入复PN扩展元件106的第二个数据流。复PN扩展被用来均匀地将传送能量分配给被传送的QPSK信号的同相和异相部分。复PN扩展在该领域是熟知的，可以参考名为“在CDMA无线通信系统中减少发送功率的峰值均值比的高数据率”(REDUCED PEAK-TO-AVERAGETRANSMIT POWER HIGH DATA RATE IN A CDMA WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM)，美国专利申请08/856,428，在1997年5月14日申请专利的文件，这项专利已经转让给受让人，通过在这里引用作为合作参考。这项专利也可等同应用于其他调制格式，例如BPSK和QAM上。复PN扩展数据流接下来被送往发送器120，经过上变频、滤波、放大这些PN扩展数据流，再将结果信号送给加法器122。

在辅助导频和话务信道调制器110A中，导频码元被提供给了辅助导频调制器112。辅助导频调制器110A将按照根据上面所描述的公式(1)产生的辅助导频序列对导频码元调制。在这示范实施例中，导频码元是一个全零的序列。话务数据被提供给每个话务调制器114。每个话务调制器114将按照专用Walsh函数对话务数据调制。每个话务调制器所提供的调制数据和辅助导频调制器112所提供的导频信号在加法器116中相加，并为复PN扩展元件118提供了两组数据流。复PN扩展元件118按上面所讨论的公式(2)和(3)扩展数据。复PN解扩展器118所提供的PN扩展信号流提供给了发送器(TMTR)120。发送器108将信号上变换、滤波、放大之后，再将结果信号提供给加法器122。辅助导频和话务信道调制器110B-110K按辅助导频和话务信道调制器110A所描述的那样运作。

从辅助导频和话务信道调制器110A-110K出来的信号和从公共导频和话务信道调制器109出来的信号在加法器122中相加。相加的结果信号通过天线124发送出去。

图2是这项发明导频调制器100的示范实施例图。导频信号，在这个示范实施例中是全零序列，提供给了多路信号分离器150。多路信号分离器150将输入导频信号映射为一个由4点(点(1，1)，(1，-1)，(-1，1)，(-1，-1))组成的星座图中，然后，将排列好的序列输出到输出端157和158上。输出端157和158的信号流提供给了正交覆盖元件154和156。Walsh发生器152生成了这些正交覆盖序列。在这个示范实施例中，Walsh覆盖序列是Walsh(0)。从多路信号分离器150出来的码元流提供给了正交覆盖元件154和156，并被Walsh发生器152所生成的覆盖序列所扩展。

图3是这项发明的话务信道调制器102和114示范实施例图。话务信号提供给了CRC(循环冗余码校验)和尾位发生器160。尾位发生器是通过众所周知的方法来生成一组循环冗余码校验位和尾位并把这些循环冗余码校验位和尾位添加到话务数据中去的元件。从CRC和尾位发生器160产生的位提供给了编码器162。编码器162给话务数据提供了前向纠错处理，并添加了CRC和尾位。这项发明考虑到了多个纠错编码方法，例如卷积编码和turbo编码。完成编码对码元提供给了交织器164，交织器根据事先定制的格式来重新对码元进行排列。排列好的码元提供给了扩展元件166，在那里扩展小区将出于安全的考虑对数据用伪随机序列进行扰码，这些序列只有接收的移动站和发送基站才知道。

这些从扩展元件166出来的经扰码的序列，提供给了多路信号分离器168。多路信号分离器168将输入导频码元映射成一个由4点(点(1，1)，(1，-1)，(-1，1)，(-1，-1))组成的星座图，然后，将映射的序列输出到输出端169和171上。输出端169和171的信号流提供给了正交覆盖元件172和174。Walsh发生器170生成了这些将用于发送给特殊移动站用户的正交覆盖序列。从多路信号分离器168出来的码元流提供给了正交覆盖元件172和174，并被Walsh发生器170所生成的覆盖序列所扩展。

II、通过相位旋转来减少峰值均值比

图4是这项发明辅助导频调制器112的第一示范实施例图。该调制器是针对上述在辅助导频信道中按结构方式添加位的问题而设计的。导频信号，在这个示范实施例中是全零的序列，提供给了多路信号分离器180。多路信号分离器180将输入导频码元映射为一个由4点(点(1，1)，(1，-1)，(-1，1)，(-1，-1))组成的星座图，然后，将映射的序列输出到输出端181和183上。输出端181和183的码元流提供给了正交覆盖元件186和188。辅助导频Walsh发生器182按照上面的公式(2)生成了这些正交覆盖序列，并且将这正交扩展序列提供给相位旋转元件184。所述相位旋转元件184是一种码元累积减少装置，用于至少改变一个所述导频信号来减少所述导频信号和的峰值均值比。

相位旋转元件184按照事先给定的相位值对辅助导频扩展序列进行旋转。在这个示范实施例中，相位旋转元件将辅助导频扩展序列旋转0°或180°。这就是说，相位旋转元件184将对覆盖序列进行乘1或-1操作。从多路信号分离器168出来的信号流提供给正交覆盖元件172和174，并被从相位旋转元件184出来的覆盖序列进行扩展。通过乘以1或-1对整个辅助导频Walsh扩展函数进行码元变换，辅助导频信号将不再结构上添加。注意，相位旋转的码元必须通过辅助导频经通信传输给移动站点，以便移动站点能对话务数据进行相干解调。

图6是一张通过图4描述的辅助导频调制器生成的辅助导频信号来接收和相干解调话务信道信号的接收机结构图，这些信号被天线300接收，又提供给接收机(RCVR)302。接收机302按照QPSK解调格式对信号进行下变频、滤波和放大，并将结果提供给相关器326，相关器通过使用修正辅助导频信道来相干解调话务信道。

在相关器326A，接收信号提供给了复共轭乘法器310。复共轭乘法器310将接收的信号与伪随机噪声序列PN_I和PN_Q相乘以PN解扩展接收信号。解扩展的信号提供给了导频相关器308A和308B，以及乘法器314A和314B。辅助导频Walsh发生器304和相位旋转元件306通过辅助导频Walsh发生器182和图4中相位旋转元件184来共同运作生成修正辅助导频序列。辅助导频Walsh发生器304按照上面的公式(2)生成正交覆盖序列，并为相位旋转元件306提供了这些正交扩展序列。相位旋转元件306按照事先给定的相位值对辅助导频扩展序列进行旋转。在这个示范实施例中，相位旋转元件将辅助导频扩展序列旋转0°或180°。这就是说，相位旋转元件306对覆盖序列进行乘1或-1操作。

在导频相关器308A和308B中，接收信号被相位旋转后的导频序列相乘，并按辅助导频序列长度累积。所得的解扩展导频信号流提供给点积电路324。Walsh发生器312生成用来覆盖移动站用户话务数据的Walsh业务序列。Walsh业务序列提供给了乘法器314A和314B，它们将收到的信号流和Walsh业务序列相乘。乘法器314A和314B所得出的结果序列提供给累加器316A和316B。累加器316A和316B在Walsh业务序列间隔上进行累加。累加的结果序列提供给了点积电路324。

点积电路324将从导频相关器308A和308B中出来的解扩展导频信号与从累加器316A和316B出来的解扩展话务数据序列进行点积计算，并提供两个标量数据流。点积电路324的作用在于去除信号从基站传播到移动站的相位误差。点积电路324的设计和实现，在本领域是众所周知的，也可以参考名为“导频载波点积电路″(PILOT CARRIER DOT PRODUCT CIRCUIT)的美国专利号5,506,865的文件。这项专利已经转让给受让人，通过在这里引用作为合作参考。在这个示范实施例中，点积电路324输出单个多路复用的信号流。在另一个替代实施例中，这个功能可以分为两个元件，一个用来进行点积计算，另一个用来进行对两个结果流进行多路化。

相关器326B-326M和上面所描述的相关器326A执行着一样的功能，除了它们操作的是来自接收信号的不同的多路径分量这一点外。并行解调不同传播路径上的信号以及将解调的信号流组合，这些内容在美国专利号为5,101,5015,109,390的文件上有详细叙述。解调信号估计值提供给了组合器328，并且被组合用来提供对接收信号数据的改进估计值。从组合器328出来的改进信号估计值提供给了解扩展器330。解扩展器330用只有移动站用户和发送基站或基站才知道的长PN(伪噪声)编码序列来对信号进行解扩展。长PN扩展信号提供给了去交织器和解码器332。去交织器和解码器332通过事先决定的重排格式对信号进行重新排列，并按一种前向纠错格式例如Viterbi解码和turbo解码格式对重排的码元进行解码。

在这个实施例的不同方案中，旋转可以基于一个随机的序列，例如通过结合移动站标识产生的伪随机噪声序列。更进一步，虽然上面所论述的是一个辅助导频的静态相位旋转，但这样的相位旋转也可以是动态的。在实行动态旋转时，相位旋转元件184将按照动态原则对辅助导频进行相位旋转。在这个示范实施例中，辅助导频旋转是按照一帧接一帧的原理旋转，一组帧或少于一帧的旋转也可以实现。在这个实施例中，移动知道用于生成相位旋转的模式，这个模式在相位旋转元件306中以在相位旋转元件184所产生的相同的相位旋转模式不断重复。

III、门控高峰值能量码元

图5是这项发明辅助导频调制器112的第二示范实施例。该调制器是针对上述在辅助导频信道中结构方式添加位的问题而设计的。导频码元，在这个示范实施例中是全零的序列，提供给了多路信号分离器190。多路信号分离器190将输入导频信号映射成一个由4点(点(1，1)，(1，-1)，(-1，1)，(-1，-1))组成的星座图，然后，将映射的序列输出到输出端191和193上。输出端191和193的码元流提供给了正交覆复元件194和196。辅助导频Walsh发生器192按照上面的公式(2)生成了这些正交覆盖序列，并且将这正交扩展序列提供给Walsh覆盖元件194。从多路信号分离器190出来的位流通过辅助导频Walsh发生器192产生的辅助导频扩展序列进行扩展。

从覆盖元件194和196出来的扩展导频信号提供给了选通门元件200和202。当那些将结构方式添加的位要提供给选通门元件200和202时，控制处理器198会给选通门元件200和202发送一个信号，这个信号将使选通门元件减少那些将结构地添加的辅助导频信号的功率。在这个实施例中，那些将结构地添加的辅助导频信号能量将被减少到零。

图7一张通过图5描述的辅助导频调制器所生成的辅助导频信号来接收和相干解调话务信道信号的接收机结构图。信号被天线350接收，又提供给接收机(RCVR)352。接收机352对信号进行下变频、滤波和放大，并按照QPSK解调格式提供接收信号，并将结果提供给相关器354，相关器使用修正辅助导频信道来相干解调话务信道。

在相关器354A中，接收到的信号提供给了复共轭乘法器358。复共轭乘法器358将接收的信号与伪随机噪声序列PN_I和PN_Q相乘以进行PN解扩展接收信号。PN解扩展信号提供给了码元插入元件362A和362B，以及乘法器364A和364B。插入元件362A和362B将把被图5选通门元件200和202减少能量的能量估计值插入到接收数据流中。经修正的接收信号提供给导频相关器370A和370B。

辅助导频Walsh发生器356按照上面的公式(2)生成正交辅助导频扩展序列，并为导频相关器370A和370B提供了正交扩展序列。在导频相关器370A和370B中，经修正的接收信号与辅助导频序列相乘，并在辅助导频序列长度上累积。所得的解扩展导频信号流提供给点积电路378。Walsh发生器360生成用来覆盖到移动站用户的话务数据的Walsh业务序列。Walsh业务序列提供给了乘法器364A和364B，它们将收到的信号流和Walsh业务序列相乘。乘法器364A和364B所得出的乘积序列提供给累加器374A和374B。累加器374A和374B在Walsh业务序列间隔上对乘积序列进行累加。累加的结果序列提供给了点积电路378。

点积电路378将从导频相关器370A和370B中出来的解扩展导频信号与从累加器374A和374B出来的解扩展话务数据序列进行点积计算，并提供两个标量数据流。点积电路378的作用在于去除信号从基站传播到移动站的相位误差。点积电路378的设计和实现，在本领域是众所周知的，也可以参考名为“导频载波点积电路”(PILOT CARRIER DOT PRODUCT CIRCUIT)，的美国专利号5,506,865的文件，这项专利已经转让给受让人，通过在这里引用作为合作参考。在这个示范实施例中，点积电路378输出单个多路复用信号流。在另一个替代实施例中，这个功能可以分为两个元件，一个用来进行点积计算，另一个用来进行对两个结果流进行多路化。

相关器354B-354M和上述的相关器354A执行着一样的功能，除了它们操作的是来自接收信号的不同的多路部分量这一点外。并行解调不同传播路径上的信号，以及将解调的信号流组合这些内容在美国专利号为5,101,5015,109,390的文件上有详细叙述。解调信号估计值提供给组合器380，并且被组合用来提供接收信号数据的改进估计值。从组合器380出来的改进信号估计值提供给了解扩展器382。解扩展器382使用只有移动站用户和发送基站或基站才知道的长PN编码序列来对信号进行解扩展。长PN解扩展信号提供给了去交织器和解码器384。去交织器和解码器384通过事先决定的重排格式对码元进行重新排列，并按一种前向纠错格式例如Viterbi解码和turbo解码格式对重排的信号进行解码。

IV、基于准正交向量的相位旋转

在名为“传送和构建二进制准正交向量的方法和设备”(METHOD AND APPARATUSFOR THE TRANSMISSION AND CONSTRUCTION OF BINARY QUASI-ORTHOGONAL VECTORS)共同待批的美国专利申请序列号为09/208,336，申请于12.9.1998的文件中，可以找到一种生成二进制准正交码的内容。这项专利已经转让给受让人，通过在这里引用作为合作参考。在名为“构建二进制准正交向量的方法和设备”(METHOD ANDAPPARATUS FOR CONSTRUCTION OF QUASI-ORTHOGONAL VECTORS)共同待批的美国专利号为6,157,611，出版于12.05.2000的文件中，可以找到一种生成四进制准正交向量的内容。这项专利已经转让给受让人，通过在这里引用作为合作参考。更进一步，在名为“反射和传送准正交向量的一种方法和设备”(METHOD AND APPARATUSFOR THE REFLECTION AND TRANSMISSION OF QUASI ORTHOGONAL VECTORS))的美国专利继续部分号为6,240,143B1，申请于5.29.2001的文件中，可以找到准正交码向量在可变长度Walsh函数系统中的应用的内容。这项专利已经转让给受让人，通过在这里引用作为合作参考。特别地，上述专利申请显示出准正交向量对那些从长准正交向量中选出的码元子块的变长Walsh函数是最大的。关于生成准正交向量的方法，我们将推迟到这章结束再介绍，以避免脱离这项发明使用辅助导频信道减少通信中对码元结构地相加的主题。生成准正交向量的各种方法都是为了让辅助导频信号的结构上累积最小化。因此，所述准正交函数是一个为了最优化缩短的Walsh序列而选出来的准正交函数。

在上述的专利申请中，叙述了当生成一个具有Q_N形的准正交函数后，它与长度为N的Walsh函数最大，N是形为2ⁿ的整数。另外，上述发明申请也说明长度小于N的Walsh函数也与准正交序列的子块最大。

参考图11A-11E说明了准正交序列和相等或较短长度的Walsh函数的相关的特性。在图11A中，一个32个码元的准正交序列Q₃₂包含了q₁-q₃₂32个码元。图11B说明了一个32个码元的Walsh函数(W₃₂)。Q₃₂也与具有所有32个码元的Walsh函数(W₃₂)的集合最大。

图11C说明了两个16个码元的Walsh函数(W₁₆)。这16码元Walsh函数与Q₃₂的两个子块也最大。Q₃₂的第一子块包括了q₁-q₁₆的码元。Q₃₂的第二子块包括了q₁₇-q₃₂的码元。Q₃₂的两个子块与16码元的Walsh函数W₁₆集合也最大。

图11D说明了4个8码元Walsh函数(W₈)。这8码元Walsh函数与Q₃₂的四个子块也最大。Q₃₂的第一子块包括了q₁-q₈的码元。Q₃₂的第二子块包括了q₉-q₁₆的码元。Q₃₂的第三子块包括了q₁₇-q₂₄的码元。Q₃₂的第四子块包括了q₂₅-q₃₂的码元。Q₃₂的四个子块与8码元的Walsh函数W₈的集合也最大。

图11E说明了8个4码元Walsh函数(W₄)。这4码元Walsh函数与Q₃₂的八个子块也最大。Q₃₂的第一子块包括了q₁-q₄的码元。Q₃₂的第二子块包括了q₅-q₈的码元。Q₃₂的第三子块包括了q₉-q₁₂的码元元素。Q₃₂的第四子块包括了q₁₃-q₁₆的码元。Q₃₂的第五子块包括了q₁₇-q₂₀的码元。Q₃₂的第六子块包括了q₂₁-q₂₄的码元。Q₃₂的第七子块包括了q₂₅-q₂₈的信号元素。Q₃₂的第八子块包括了q₂₉-q₃₂的信号元素。Q₃₂的八个子块与4码元Walsh函数W₄的集合也最大相关关。

在这个示范实施例中，每组长度为4m的4个辅助导频都是由一个长度为m的Walsh函数(W_m)通过扩展Walsh函数(W_m)和下面所列的Walsh函数( W_m)补码形式来生成的：

W_m，1＝W_mW_mW_mW_m

$W_{m,2}=W_m{W}_m{W}_{\stackrel{\‾}{m}}{W}_{\stackrel{\‾}{m}}$

$W_{m,3}=W_m{W}_{\stackrel{\‾}{m}}{W}_m{W}_{\stackrel{\‾}{m}}.$

$W_{m,4}=W_m{W}_{\stackrel{\‾}{m}}{W}_{\stackrel{\‾}{m}}{W}_m$

如果，上述公式(4)定义的辅助导频被放在一个矩阵P，形如下：

$P=\left[\begin{array}{c}{W}_{m,1}\\ W_{m,3}\\ W_{m,2}\\ W_{m,4}\end{array}\right]---\left(5\right)$

之所以选用公式(5)作为矩阵P的形式的原因在于这种形式矩阵的每一列都是一个Walsh函数。

如果，一个向量A定义为包含每个代表辅助导频W_m，i相位旋转的向量a_i的相位旋转。那么决定减少峰值均值比的最佳相位旋转应该是由给定矩阵AP每一列元素总和的最小值来决定。

$\mathrm{AP}=\left[\begin{array}{cccc}{a}_1& a_2& a_3& a_4\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{W}_{m,1}\\ W_{m,3}\\ W_{m,2}\\ W_{m,4}\end{array}\right]---\left(6\right)$

因为矩阵P的所有列都是Walsh函数，所以矩阵AP列的总和的最小值可以简单归结为寻找一个和由矩阵P的列所代表的Walsh函数最大的向量A。正如上面所说的，和Walsh函数集合最大不相关的向量是准正交向量或一个更大的准正交向量的子块。因此，如果有8个辅助导频被使用，那么用来减少码元累积的最佳移位是由长度为8的准正交向量码元或一个更大的准正交向量的8个码元子块决定的。

现在，我们把我们的注意力转移到生成与Walsh函数具有相关特性的准正交向量的方法上。准正交向量是一种除了正交向量外的向量。准正交向量是从所有二进制2ⁿ向量空间里用来尽可能减少与正交向量干扰的剩余码向量中选出来的。特别地，准正交向量是被选择用来提供即使是非零干扰但在可以接受的干扰限度内的干扰电平。

为了选择准正交向量，一种计算机搜索算法可以在所有2ⁿ二进制(+1/-1字母表)掩码向量空间中寻找。掩码可以用于正交向量来生成一个新的准正交向量集合。将所有的M个掩码应用于一个Walsh代码向量w_n′集合，生成的准正交函数的数目是：(M+1)n。将一个掩码m应用于一个代码向量w∈W_n包括把掩码m和正交代码向量w按分量和分量相乘来生成新代码向量：

w_m＝w·m                                                  (7)

应用新代码向量所带来的干扰结果可以被测定，并且提供最小相关性的代码向量可以被选择用来提供一个准正交向量集合。我们可以找出很多为了从单一的正交向量集合中找到很多准正交向量集合的掩码函数。为了使混合了通过计算机搜索找到的准正交向量的消息信号互相分开，准正交向量必须相互正交。在正交集合中至少有一个代码向量和准正交集合中的一个代码向量是非零相关的。

如果v代表准正交向量，那它可以表示为：

$1/n\underset{j=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\left({(v,\mathrm{wj})}^2\right)=\frac{1}{n}.---\left(8\right)$

选择准正交向量v的目的在于使选择的下面向量，使

${\max }^{1\≤i\≤n\left\{\right|(\underset{\‾}{v},\underset{\‾}{w_i})\left|\right\}}---\left(9\right)$

尽可能小。

因为向量的相关性是衡量向量之间分隔度的有效度量。两个代码向量 x， y的归一化相关性可以定义如下：

$(\underset{\‾}{x},\underset{\‾}{y})=\frac{1}{n}\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i{y}_i^{*}---\left(10\right)$

两个正交向量之间的相关性为零。相关性的绝对值较低，是因为与正交向量混合的消息信号和与准正交向量混合的消息信号之间的分离度很好。

正交向量和相对应的准正交向量(n是2的乘方)的均方相关性是1/n。相关性绝对值的下界可以定义为是 这个量就是Holtzman下界。当n是2的偶次方时，可知掩码到达了下界。然而，当n是2的奇次方时，这个下界中等号不满足，后一种情况的最小相关性就是 因此，用计算机搜索技术在2的奇次方中找到的最佳准正交向量干扰量是理论极限的 倍。

在这项发明的信号传送中，掩码m被建构并应用于正交代码向量以便提供准正交代码向量，这些掩码是四相位或是四相移键控(QPSK)掩码。掩码m有一个4元素的字母表，{±1，±j}，而不是两个元素，这里

是1的虚根。我们将会进一步了解这项发明的信号传输方法在传送一个消息信号的时候，可以有2个掩码。两个掩码中的一个可以用在同相(I)信道之内，另一个可以用在异相(Q)信道之外。

为了实现这项发明所用的传送方法，这个新掩码m可以使用线反馈移位寄存器(LFSR)来生成。一个2^k元LFSR序列s[t]是一个由码元{0，1，…，2^k-1}组成的序列，当在二进制情况下，k被限定为1，在四进制情况下，k为2。这个序列满足一种线性递归关系：

$\underset{i=0}{\overset{r}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{i}s(t+i)=0\left({\mathrm{mod}2}^k\right),\∀t>0---\left(11\right)$

r≥1是递归的阶数。系数c_i属于集合{0，1，…，2^k-1}而且c_r≠0。这种序列s[t]有一个特征多项式：

$c\left(x\right)=\underset{i=0}{\overset{r}{\mathrm{\Σ}}}{c}_i{x}^i---\left(12\right)$

当k＝1时，序列s[t]的周期是小于或者等于2^r-1。如果，序列s[t]的周期达到了最大值2^r-1，s[t]的特征多项式将被定义为本原多项式，而且序列s[t]是一个m-序列。这种形式的序列在S.W.Golomb所写的“移位寄存器序列”(HoldenDay，San Francisco，CA，1967)中有说明。

一个C’代码包括m-序列的一个周期和它的每个循环移位的一个周期。代码C’的大小为2^r-1。代码C’可以通过给C’里的每个代码字添加一个零比特来扩展。零比特被添加在每个代码字相同的比特位置上。从代码矩阵C中这种形式的全零向量的包含组成了代码C’。

代码矩阵C的长度为2^r大小为2^r。在一个实施例中，代码C可以通过列方式和行方法进行序列置换来生成大小为2^r的Walsh代码W_b，2r。这样，就能足以获得使矩阵积CP的行向量集合与W_b，2r行向量集合相同的置换矩阵P。

参照图9给我们展示了代表适用于本项发明所使用方法的置换矩阵算法510。在置换矩阵算法510中，矩阵W_b，2r的一个子矩阵W如模块512所示。子矩阵W包括r行，序列为1，2，4，…，2^r-1。注意W_b，2r的序列号是基于从零开始，范围从0到2^r-1。矩阵W有r行和2^r列。矩阵每一列的元素都和其他列是不同的。

代码矩阵C的一个子矩阵M如置换矩阵算法510的514模块所示。子矩阵M有r行2^r列。为了生成子矩阵M，一个有r行2^r-1列的中间子矩阵M’先生成。子矩阵M’是通过在子矩阵M加入一列全零元素而形成的。子矩阵M’的第一行可以是任意一个在构建的代码C中使用的m-序列循环移位。子矩阵M’第一行后接下来的r-1行是由按从第一行开始每次相继移一个时间单元而生成。子矩阵M的每一列都是不同的。

接着，一个MP＝W的置换矩阵P就如置换矩阵算法510的516框所描述的那样生成了。置换矩阵P是算法510所需的输出端。因为子矩阵M和W具有不同列的相同集合。决定矩阵P生成的方法就变得很简单。在另一种这项发明的替代实施例中，置换矩阵P可以通过一种矩阵计算技术来确定。该领域的熟练技术人员可以理解的是矩阵CP的行和W_b，2r的行是一样的。

当k＝2时，序列就是一个四进制字母表。一个称为A簇的序列就可以生成。A簇序列在IEEE信息理论年会上S.Boztas，P.V.Kumar，R，Hammons发表的“具有近似最优相关特性的四相位序列”(4-Phase Sequences with Near-OptimumCorrelation Properties)，在IT-38 3(May 1992)，pp 1101-1113上发表的文件有参考。为了获得A簇序列，让c(y)为次数为r的二进制本原多项式。多项式g(x)系数集{0，1，2，3}可以从多项式c(x)提升得出：

g(x²)＝(-1)rc(x)c(-x)(mod 4)                           (13)

这种从二进制多项式c(x)到四进制多项式g(x)的提升是一种特殊的Hensel多项式提升。例如，参考B，R，MacDonald写的″Finite Rings with Identity，″MarcelDekker，Inc.，New York，1974。LFSR特征多项式序列被定义为A簇序列。序列的周期为2^r-1。

参考图10是一张准正交掩码生成算法650图。准正交掩码生成算法650可以用于构建4相位掩码来生成长度为2^r的准正交向量。在掩码生成算法650中，一个二进制r次基本原多项式c(x)如框652所示。通过使用本原多项式c(x)作为它的特征多项式，一个m-序列的周期的构成如框656所示。

(2^r-1)×(2^r-1)维的矩阵M’在当n＝2^r时结构如框658所示。矩阵M’的每一行都包含了一个如框656所示的m-序列以及所有它的循环移位。接着，矩阵M’被扩展形成如框662所示的矩阵M。矩阵M’的扩展是通过在矩阵M’上添加一行全零行和添加一列全零列来实现的。矩阵M的维数变成(2^r)×(2^r)。为了简便，可以让矩阵M的第一列为全零列。如框666所示，可以找到一个置换P使矩阵M的列交换从而使它的行向量和W_b，2r所含的行相同。这个上述的置换矩阵方法或其他为该领域熟练技术人员所了解的方法都可以用来实现框666的操作。

接下来，是在掩码生成算法650的框652所示的本原多项式c(x)上应用Hensel提升，来获得上面所说的多项式g(x)。Hensel提升操作如模块框所示。以多项式g(x)作为其特征多项式的A簇序列的一个周期如模块678所示。一个A簇的序列中的一个序列被选中。被选中的序列可以是A簇序列的任意一个当中有至少有一个码元为1或3的序列。

一个长度为(2^r-1)的向量N’构建了。向量N’包括了被如框678所选中的A簇序列的一个周期。(2^r-1)×(2^r-1)维的矩阵N₁′如框680所示构造。矩阵N₁′每行都含有框678的A簇序列周期连同其所有循环移位。随后，矩阵N₁′如框682所示进行扩展。矩阵N₁′的扩展是通过在矩阵N₁′中加上一个全零列来实现。通过选择矩阵N₁′扩展的一行，可以获得长度2^r的向量N。

如框670所示，向量N用框666中找到的置换P来进行列变换。在如框684所示在经置换的向量上应用适合的符号映射之后，经置换后的代码字在这项发明里可以用来当做生成准正交向量的掩膜函数。这种方法所生成的准正交向量可以用于将码元映射为(+1，-1，+j，-j)的情况。用这种方法可以在长度为128的Walsh代码中，生成127种掩码。两种准正交掩码算法650所生成的掩码如表I所示。

[1j1j1j1j1j1j1j1j1j1j1j1j-1-j-1-j-1-j-1-j1j1j-1-j-1-j1j1j-1-j-1-j1j1j-1-j-1-j-1-j-1-j1j1j1j-1-j1j-1-j1j-1-j1j-1-j1j-1-j1j-1-j-1-j1j-1-j1j1j-1-j-1-j1j1j-1-j-1-j1j1j-1-j-1-j1j-1-j1j1j-1-j]
	[1j1j1j1j-1-j-1-j1j1j1j-1-j1j-1-j1j-1-j-1-j1j1-j1-j-1j-1j-1j-1j-1j-1j1-j-1j-1j1-j1-j-1j1-j-1j-j1j-1-j1j-1j-1-j1-j1j-1-j1-j1-j1-j1-j1-j1j-1j-1j1-j-1-j-1j1-j-1j1-j-1j1j1j1-j-1-j-1j1j1j1j1]

                                     表I

接下来，上面获得的掩膜函数将被进一步处理(置换)，来获得和较短长度的胖线程Walsh代码或正交变长函数的最佳相关性，并保持其与等长Walsh代码的最佳相关性。正交变长序列可以在名为“在可变数据率系统中生成正交扩频序列的方法和设备”(SYSTEM AND METHOD FOR ORTHOGONAL SPREAD SPECTRUM SEQUENCEGENERATION IN VARIABLE DATA RATE SYSTEM)美国专利号为5,751,761，的文件中参考。并在TIA的“cdma2000 Candidate Submission to the ITU”中也可以找到相关资料。

为了给出一个在上面所讨论的用来获得掩膜函数的置换集合实施例，并且不失去与定长(和掩膜函数等长)的Walsh代码的最佳相关，我们注意到Walsh码是一阶Reed-Muller码的一个子码，任意一个和等长一阶Reed-Muller码的自同构群内的任一置换将被用于那些使等长的Walsh码相关性的最大绝对值没有改变的掩膜函数上。这些置换将被用系统地应用，以获得新的对于胖线程使用为最佳的掩膜函数。

我们规定n(n是2的整数次方)为掩膜函数的长度。为了现在的讨论需要，有长度为2^m*L个码片的分组块b＝[b₁₊₁，b₁₊₂，…，b_1+L]。这里L(L≥4)是2的整数次方。并且每个子块b_1+i(1≤i≤L)有相同长度2^m个码片。m(m≥0)是一个整数。块

被看作是带参数m的块b的反射。

设 v＝[v₁，…，v_n]是一个掩膜函数。设m，0≤m≤log₂n，为整数。那么 v可以用它的长度为2^m的子块来表示：

$\underset{\‾}{v}=[{\underset{\‾}{v}}_{{1:2}^m},{\underset{\‾}{v}}_{2^m+12^{m+1}},...,{\underset{\‾}{v}}_{n-2^m+1n}].---\left(15\right)$

设r(4≤r≤n)为2的整数次方，向量

${\underset{\‾}{v}}^{\left(\mathrm{TR}\right)}(m,r)=[{{\underset{\‾}{v}}_{1:r}}^{\left(R\right)}\left(m\right),{{\underset{\‾}{v}}_{r+1:2r}}^{\left(R\right)}\left(m\right),...,{{\underset{\‾}{v}}_{n-r+1:n}}^{\left(R\right)}\left(m\right)]$

被看作是带参数(m，r)的 v的总的反射向量。

下面所讨论的步骤可以在给定QOF(准正交函数)为最佳胖线程使用时用来构成掩膜函数：

1)从上面所论述建构4-相位掩膜函数 v ⁽¹⁾入手，这个函数和长度为n的Walsh代码具有最佳相关属性。

2)检查长度为2^k的 v ⁽¹⁾的子块，k的初始值为1，是否和长度为2的Walsh代码有最佳相关性。

a)如果 v ⁽¹⁾和长度为2的Walsh代码有最佳相关性。设 v ^(k+1)＝ v ⁽¹⁾，k＝k+1，转到(3.)。

b)如果不是，尝试选择 v ^(TR)(0，r)中每一个可能的r值，r是2的整数次方，4≤r≤n，直到当r等于某个值r’(r＝r’)时， v ^(TR)(0，r’)和长度为2的Walsh代码有最佳相关性为止。那么，置 v ^(k+1)＝ v ^(TR)(0，r’)，k＝k+1，转到(3)。

3)检查长度为2^k的 v ^(k)的子块是否和长度为2^k的Walsh代码有最佳的相关性。

a)如果 v ^(k)是和长度为2^k的Walsh代码有最佳的相关性。置 v ^(k+1)＝v ^(k)，k＝k+1。如果k＝log₂n，转到(4.)。否则，迭代进行另一个(3.)的循环。

b)如果不是，尝试选择 v ^(TR)(2^k+1，r)中每一个可能的r值，2^k≤r≤n，直到当r等于某个值r＝r”时， v ^(TR)(2^k-1，r”)和长度为2^k的Walsh代码有最佳相关性为止。置 v ^(k+1)＝ v ^(TR)(2^k-1，r”)，k＝k+1。如果k＝log₂n，转到(4.)。否则，迭代进行另一个(3.)的循环。

4)掩码v^(log2n)是对于胖线程最佳化所必须的长度为n的掩膜函数。

注意，为了获得可能需要对于胖线程最佳化所必须的掩膜函数，总是可能需要最多到log₂n-1次迭代第3步。

经过上述步骤，就可能找到对于胖线程最佳化的QOFs。我们将用上面两个长度为128的掩膜函数来进行举例说明。下面是两个所得的胖线程最佳化的掩膜函数：

[1j1-j1j-1j1j1-j-1-j1-j1j1-j1j-1j-1-j-1j1j-1j1j1-j-1-j1-j1j1-j1j-1j1j1-j-1-j1-j

-1-j-1j-1-j1-j1j-1j1j1-j1j-1j-1-j-1j1j-1j1j1-j-1-j1-j1j1-j1j-1j-1-j-1j1j-1j1j1

-j1j-1j-1-j-1j-1-j1-j-1-j-1j].

将上面的掩码旋转45度来获得一个点＝{±1±j}的星座图。与上述相对应的QOF掩码的I-通道和Q-通道如下所示(用十六进制码元表示)：

[1jj-1-j11j-1-j-j1-j11j-j1-1-j1j-j1-j1-1-j-1-jj-1j11-j-1jj1-j-1-1j-1jj11-jj1-j

-11-j1-jj1j1-1j-j11j1jj-1j-1-1-j1jj-11j-j1-j1-1-j1j-j1j-11j1-j-j-1-j-1-1j-1jj1

-j-1-1jj1-1j-1j-j-1j1-1j1-jj1].

再将这个掩码旋转45度，从而获得IS-95C点＝{±1±j}的星座图。与上述相对应的QOF掩码的I-通道和Q-通道如下所示(用十六进制码元表示)：

QOF_I＝[7181242b8e7e242b17e7424d17e7bdb2]，

QOF_Q＝[18e8b2bd18e84d4281712b247e8e2b24].

下面的两个实施例是使用长度为256的QOF掩码，是使用根据本文所提到的方法，是为长度在256之内变长Walsh码的胖线程最佳化的掩码。

[1jj-11j-j11jj-1-1-jj-11j-j11jj-11j-j1-1-j-j11-jj11-j-j-11-jj1-1jj11-j-j-11-jj1

1-j-j-1-1j-j-11jj-11j-j11jj-1-1-jj-11j-j11jj-11j-j1-1-j-j1-1j-j-1-1jj1-1j-j-11

-j-j-1-1jj1-1j-j-1-1jj11-jj11jj-11j-j11jj-1-1-jj-11j-j11jj-11j-j1-1-j-j11-jj11

-j-j-11-jj1-1jj11-j-j-11-jj11-j-j-1-1j-j-1-1-j-j1-1-jj-1-1-j-j11j-j1-1-jj-1-1-j

-j1-1-jj-11jj-11-jj11-j-j-11-jj1-1jj11-j-j-11-jj11-j-j-1-1j-j-1].

将上述掩码旋转45度，从而获得IS-95C点＝{±1±j}的星座图。与上述相对应的QOF掩码的I-通道和Q-通道如下所示(用十六进制码元表示)：

[1j-j11jj-11-jj11-j-j-11j-j11jj-1-1j-j-1-1jj1-1jj11-jj11jj-1-1-jj-11-j-j-1-1j-j

-11jj-1-1-jj-1-1-jj-11jj-11-jj1-1jj11j-j1-1-j-j11-jj1-1jj11-j-j-11-jj11jj-11j-j

11-j-j-11-jj1-1-j-j1-1-jj-11-jj1-1jj11j-j1-1-j-j1-1j-j-11-j-j-11j-j1-1-j-j11jj

-11j-j1-1jj1-1j-j-11jj-11j-j11-j-j-j-11-jj11-jjj11-j-j-1-1-jj-1-1-j-j11-jj11-j-j-1

1j-j11jj-11jj-1-1-jj-11-j-j-1-1j-j-1-1-j-j11j-j11-j-j-1-1j-j-1].

再将上述掩码旋转45度，从而获得点＝{±1±j}的星座图。与上述相对的QOF掩码的I-通道和Q-通道如下所示(用十六进制码元表示)：

QOF_I＝[472147dee27b1d7bb72e482e1274128b2e48d14874ed741221b821477b1d841d]，

QOF_Q＝[214721b8841d7b1dd1482e48741274ed482eb72e128b127447de47211d7be27b].

根据上面所说的，可以生成一个准正交向量集合与被用来生成辅助导频信道的Walsh函数最大不相关。上面所讨论的方法可以生成复准正交函数。在这项发明中，只有复正交函数的实部才能用来决定辅助导频的相位。因为准正交函数与辅助Walsh函数的相关特性，它们可以被用来很有效地减少峰值均值比。第三实施例实际上是第一实施例的优化版本，相位旋转是根据准正交函数来选择，而且，相位旋转是将辅助导频信道简单的转动180度或0度。

图8是辅助导频调制器112的第三示范实施例。是针对上述在辅助导频信道结构化添加各比特的问题而设计的。导频信号，在示范实施例中是提供给多路信号分离器480的一组全零序列。多路信号分离器480将输入导频信号排列在一个由4点(点(1，1)，(1，-1)，(-1，1)，(-1，-1))组成的星座图中，然后，将映射的序列输出到输出端481和483上。输出端481和483的码元流提供给了正交覆盖元件486A和486B。Walsh辅助导频发生器482按上述公式(2)生成了这些正交覆盖序列，并将这些正交扩展序列提供给相位旋转元件484。所述相位旋转元件484也是一种码元累积减少装置，用于至少改变一个所述导频信号来减少所述导频信号和的峰值均值比。

相位旋转元件484对辅助导频扩展序列进行乘1或-1的操作，这取决于先前决定的准正交扩展序列。准正交扩展函数发生器(QOF GEN)488生成如上所述的一个准正交扩展函数。在示范实施例中，准正交扩展函数发生器(QOF GEN)488生成一个长度或码元数目和辅助导频序列相等的准正交函数。那么，如果辅助导频序列的长度为256码元，准正交扩展函数发生器(QOF GEN)488生成一个有256码元的准正交函数。

准正交扩展函数发生器(QOF GEN)488将准正交函数提供给多路信号分离器490。多路信号分离器从序列中提取出一个位(值为+1或-1)，并将它提供给相位旋转元件484。相位旋转元件484改变了辅助导频序列的相位，这是根据将辅助导频序列和从多路信号分离器490出来的码元相乘后的准正交函数码元来决定的。多路信号分离器490为每个辅助导频调制器都提供了一种和准正交扩展函数发生器(QOF GEN)488中出来的准正交函数不同的码元。

根据准正交函数来使用辅助导频信道相位旋转来解调的方法，可以在这项发明的第一实施例中找到实现方法。

V、从准正交函数出来的辅助导频信号

在前面的叙述中，辅助导频信号根据Walsh函数来构成。这项发明也能在Walsh函数是根据准正交函数构建或根据准正交函数和它们的补函数的级联来构建的其他情况下应用。上面所讲的实施例都是可直接应用，以避免从准正交函数产生的辅助导频码元累积。

上面所论述的方法为我们提供了一种生成准正交函数完整集合的方法。当从准正交函数生成辅助导频时，为最大限度减少码元累积的最佳移相方法如上所述可简单地使用上述一种相同或不同的准正交函数而导出。

前面所描述的优先实施例可以使本领域任意一个熟练的技术人员都能使用、制造这项发明。在本领域的技术人员可以很容易对这些实施例进行多个修改，并且，这里描述的这类原理不用创造能力就可以被很简单地应用于其他实施例。这项发明并不是局限于这里所展示的实施例中，而是应和这里所揭示的原理和新特征所组成的最宽广范围相一致。

Claims (18)

1、一种基站，其特征在于，包括：

一个导频调制器，用于生成一个公共导频信号；多个辅助导频调制器，用于生成多个辅助导频信号；其中，每个所述导频信号都是由多个导频码元组成；以及

码元累积减少装置，用于改变至少一个所述辅助导频信号来减少所述导频信号的峰值均值比。

2、如权利要求1所述的基站，其特征在于，所述码元累积减少装置包括一个相位旋转装置，改变至少一个所述辅助导频信号的相位旋转量。

3、如权利要求2所述的基站，其特征在于，所述相位旋转装置至少对一个所述的辅助导频信号通过与-1相乘来改变其相位。

4、如权利要求1所述的基站，其特征在于，所述辅助导频信号是由Walsh函数和所述Walsh函数的补码级联生成的。

5、如权利要求2所述的基站，其特征在于，所述每个辅助导频信号的相位旋转是根据一个准正交函数决定的。

6、如权利要求5所述的基站，其特征在于，所述准正交函数是一个四相移键控准正交函数。

7、如权利要求5所述的基站，其特征在于，所述准正交函数是一个针对缩短的Walsh序列优化选出来的准正交函数。

8、一种移动站，其特征在于，包括：

用于接收一个导频信号的装置；

用于改变所接收导频信号中的辅助导频信号的相位来形成具有相位旋转的变相导频信号的装置；

用于接收一个话务信号的装置；以及

用于根据所述变相导频信号来解调所述话务信号的装置。

9、一种移动站，其特征在于，包括：

用于接收一个导频信号的装置；

用于在所接收导频信号的辅助导频信号中插入对所述辅助导频信号中的一个减少的码元能量的估计值，来提供一个所述导频信号的改进估计值的装置；

用于接收一个话务信号的装置；以及

用于根据所述导频信号的改进估计值来解调所述话务信号的装置。

10、一种在同时发送多个导频信号的基站中发送所述导频信号的方法，其特征在于，包括以下步骤：

生成多个导频信号，其中，所述生成的多个导频信号包括一个公共导频信号和多个辅助导频信号，所述多个导频信号中的每一个导频信号都由多个导频码元组成；以及

改变至少一个所述辅助导频信号来减少在所述多个导频信号中的码元累积。

11、如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述改变至少一个所述辅助导频信号来减少码元累积的步骤包括改变至少一个所述辅助导频信号的相位来形成具有相位旋转的已变相导频信号。

12、如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述改变至少一个所述辅助导频信号的相位的步骤包括对至少一个所述的辅助导频信号通过与-1相乘来改变其相位。

13、如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述辅助导频信号是由Walsh函数和所述Walsh函数的补码级联生成的。

14、如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述改变是根据一个准正交函数进行的。

15、如权利要求14所述的方法，其特征在于，所述准正交函数是四相移键控准正交函数。

16、如权利要求14所述的方法，其特征在于，所述准正交函数是一个针对缩短的Walsh序列优化选出来的准正交函数。

17、一种在移动站中从基站接收信号的方法，其特征在于，该方法包括下述步骤：

接收一个导频信号；

改变所接收导频信号中的辅助导频信号的相位来形成具有相位旋转的变相导频信号；

接收一个话务信号；并且

根据所述变相导频信号来解调所述的话务信号。

18、一种在移动站中接收来自基站的信号的方法，其特征在于，该方法包括下述步骤：

接收一个导频信号；

在所接收导频信号的辅助导频信号中插入一个对所述辅助导频信号中减少的码元能量的估计值，来提供一个所述导频信号的改进估计值；

接收一个话务信号；并且

根据所述导频信号的改进估计值来解调所述的话务信号。

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