CN117397169A - 传感器接口电路以及传感器模块 - Google Patents

Abstract

本发明的一个侧面所涉及的传感器接口电路具有能与传感器连接的频率同步电路，所述频率同步电路具有：基准电压源，生成基准电压；电流源，与所述基准电压源连接，使用所述基准电压生成电流；电压差检测电路，具有与所述基准电压源连接的第一输入节点、与所述电流源连接的第二输入节点和输出节点，在所述第一输入节点接收的电压和在所述第二输入节点接收的电压的一方与所述传感器的检测值对应，根据在所述第一输入节点接收的电压和在所述第二输入节点接收的电压的差分而生成控制电压；电压控制振荡电路，与所述电压差检测电路的输出节点连接，根据所述控制电压生成振荡信号；和频率阻抗变换电路，连接在所述电压控制振荡电路与所述电压差检测电路的第二输入节点之间，将与所述振荡信号相应的信号的频率变换为阻抗。

Description

传感器接口电路以及传感器模块

技术领域

本发明涉及传感器接口电路以及传感器模块。

背景技术

具有振荡电路的传感器接口电路根据传感器的信号的电平使振荡电路振荡，生成具有与传感器的信号相应的频率的振荡信号并输出。此时，需要传感器接口电路将传感器的信号高精度地变换为频率。

[现有技术文献]

[非专利文献]

[非专利文献1]宫内枫，田口泰地，石川洋介，伊藤浩之，道正志郎，益一哉，石原升，“使用射频反向散射的低功耗无线传感器终端模块的试制评估结果”，2018年电子信息通信学会综合大会，日本，2018年3月20日-23日，B-18-17，p.361

发明内容

-发明所要解决的课题-

例如，在接口电路中，为了将传感器的信号高精度地变换为频率，如果使用晶体等原始振荡器，则持续流动与原始振荡器的振荡信号相应的电流，消耗电流有时增大，因而期望减少消耗电流。

本发明正是鉴于上述情况而提出的，其目的在于得到能够减少消耗电流的传感器接口电路以及传感器模块。

-用于解决课题的手段-

为了解决上述课题，达到目的，本发明的一个侧面相关的传感器接口电路具有能与传感器连接的频率同步电路，所述频率同步电路具有：基准电压源，生成基准电压；电流源，与所述基准电压源连接，使用所述基准电压生成电流；电压差检测电路，具有与所述基准电压源连接的第一输入节点、与所述电流源连接的第二输入节点和输出节点，在所述第一输入节点接收的电压和在所述第二输入节点接收的电压的一方与所述传感器的检测值对应，根据在所述第一输入节点接收的电压和在所述第二输入节点接收的电压的差分生成控制电压；电压控制振荡电路，与所述电压差检测电路的输出节点连接，根据所述控制电压生成振荡信号；和频率阻抗变换电路，连接在所述电压控制振荡电路与所述电压差检测电路的第二输入节点之间，将与所述振荡信号相应的信号的频率变换为阻抗。

-发明效果-

根据本发明，实现能够减少消耗电流这样的效果。

附图说明

图1是表示应用了包括第一实施方式相关的传感器接口电路的传感器模块的通信系统结构的图。

图2是表示包括第一实施方式相关的传感器接口电路的传感器模块的结构的图。

图3是表示第一实施方式中的频率同步电路的结构的图。

图4是表示第一实施方式中的频率阻抗变换电路的动作的图。

图5是表示第一实施方式中的频率同步电路的动作的波形图。

图6是表示包括第二实施方式相关的传感器接口电路的传感器模块的结构的图。

图7是表示第二实施方式中的频率同步电路的结构的图。

图8是表示第二实施方式中的频率同步电路的动作的波形图。

具体实施方式

以下，参照附图详细地说明传感器接口电路的实施方式。在以下的实施方式中，设赋予相同的参照标记的部分进行同样的动作，并适当省略重复的说明。

(第一实施方式)

第一实施方式相关的传感器接口电路为将传感器的信号变换为频率的电路。认为在将该电路应用于IoT(Internet of Things，物联网)技术的情况下，构成为能使与由传感器接口电路变换过的频率相应的信号以射频反向散射通信(RF backscattercommunication)进行通信。

例如，包括传感器接口电路1的传感器模块100如图1所示那样构成。图1为表示包括应用了传感器接口电路1的传感器模块100的通信系统300的结构的图。

在通信系统300中，多个传感器模块100-1～100-n以及信息收集终端200构成为能进行射频反向散射通信。n为1以上的整数。信息收集终端200能将RF信号向各传感器模块100发送。各传感器模块100能使用该RF信号，将与传感器的检测值相应的信号向信息收集终端200发送。

各传感器模块100具有传感器2、传感器接口电路1、阻抗变换电路4以及天线5。传感器接口电路1被电连接在传感器2以及天线5之间。传感器接口电路1具有振荡电路以及RF开关，通过来自传感器2的信号使振荡电路的频率变化，通过该振荡信号控制RF开关的接通、断开，从而进行射频反向散射通信。即，传感器接口电路1使从天线5观察到的RF开关侧的阻抗变化，根据传感器信息使来自信息收集终端200的RF信号反射以及吸收并向信息收集终端200发送。由此，在传感器接口电路1中，能够减少消耗电流、同时将传感器信息的信号向信息收集终端200发送。

振荡电路的振荡频率例如由放大电路、电阻、电容、电感、延迟元件的任一个或者它们的组合而构成。在振荡电路为由逆变器、电阻R和电容C构成的张弛振荡电路的情况下，振荡周期T，理论上以以下的数式1表示。

T＝2·ln3·(R·C)+Td…数式1

在数式1中，Td为逆变器的延迟时间。为了利用该张弛振荡电路相对于温度获得高的稳定性能，期望电阻R、电容C、延迟时间Td的温度系数接近零。延迟时间Td为逆变器的延迟时间，因而相对于电源电压变动、温度变动而变化较大，因而相对于温度难以得到高的稳定性能。

作为温度稳定性成为问题的具体例，举出检测频率的变化量的应用。通过将传感器与张弛振荡电路连接，从而例如根据传感器的电阻的变化而得到振荡频率的变化。传感器的电阻的变化量和振荡频率的变化量具有相关性。例如，在传感器的信号变化了1％时，频率变化1％。在使张弛振荡电路以100kHz振荡的情况下，频率变化成为1kHz，为了以例如64灰度检测1kHz的变化，期望以与1kHz/64＝15.625Hz的变动量相对应的精度生成振荡频率。

为了对振荡电路的振荡频率进行高精度化，考虑以频率同步电路实现振荡电路。例如，频率同步电路为由原始振荡器、频率比较电路、分频电路、电压控制振荡电路(VCO)构成的频率负反馈电路。检测电压控制振荡电路的振荡频率和原始振荡器的基准振荡频率的频率差，对电压控制振荡电路进行电压控制以使得频率差接近零。其结果是，电压控制振荡电路以基准振荡频率的频率精度进行振荡，能够缓和电压控制振荡电路的特性要求。

在此，在频率同步电路中，用于生成基准频率的原始振荡器能使用水晶振荡器或者谐振器等。但是，由于以下的理由而在传感器接口电路1中难以使用水晶振荡器或者谐振器等原始振荡器。

例如，在应用于IoT的情况下要求传感器接口电路1低耗电化，但如果使用水晶振荡器或者谐振器等原始振荡器，则持续流动与原始振荡器的振荡信号相应的电流。由此，传感器接口电路1的消耗电流增大，存在难以满足低耗电化的要求的可能性。

各传感器模块100有时使用从信息收集终端200接收的RF信号进行发电，但由于电波法的限制而从发电到动作为止的时间受到限制。如果在频率同步电路中使用水晶振荡器或者谐振器等原始振荡器，则到使基准频率信号的频率稳定为止的锁定时间较长，因而存在难以满足电波法的限制的可能性。

如果与晶体管等电路元件相比，则水晶振荡器或者谐振器等原始振荡器在物理上往往较大。因此，如果在频率同步电路中使用水晶等原始振荡器，则传感器接口电路1易于大型化，存在难以满足例如IoT技术中所要求的实际安装尺寸的要求的可能性。

如果与晶体管等电路元件相比，则水晶振荡器或者谐振器等原始振荡器在成本上较高。因此，如果在频率同步电路中使用水晶振荡器或者谐振器等原始振荡器，则传感器接口电路1的成本容易增加。

因而，在第一实施方式中，构成为在传感器接口电路1中，代替频域而使频率同步电路在电压域进行锁频环的反馈动作，从而不使用原始振荡器地谋求频率同步电路的高精度化。

具体地说，在传感器接口电路1中，频率同步电路生成基准电压来代替基准频率信号。基准电压能用电阻元件等电路元件生成。频率同步电路将进行振荡动作而生成的振荡信号的振荡频率变换为阻抗。例如，通过使用开关电容电路，能够将振荡信号的振荡频率变换为阻抗。使用与传感器的检测值相应的电流而将所变换的阻抗进一步变换为电压。变换后的电压为与传感器的检测值相应的电压。进行锁频环的反馈动作以使得与传感器的检测值相应的电压和基准电压的差分接近零。由此，能够在电压域实现频率同步功能，难以影响基准电压的精度且能得到高精度且鲁棒性高的振荡频率。其结果，能够不使用原始振荡器而使频率同步电路高精度化。因此，例如，能够减少传感器接口电路1的消耗电流，能够满足低耗电化的要求。能够缩短锁频环的锁定时间，能够满足电波法的限制。能够抑制传感器接口电路1的大型化，能够满足IoT技术所要求的实际安装尺寸的要求，因而不会使振荡频率精度恶化，能向集成电路进行集成。此外，与使用原始振荡器的情况相比，能够减小传感器接口电路1的成本。

更具体地来说，包括频率同步电路10的传感器接口电路1能如图2所示那样构成。图2为表示包括传感器接口电路1的传感器模块100的结构的图。

在传感器模块100中，传感器接口电路1连接在传感器2与阻抗变换电路4以及天线5之间。阻抗变换电路4被电连接在传感器接口电路1以及天线5之间。

传感器2为电阻性的传感器，包括根据其检测值而电阻值等效地进行变化的可变电阻元件R_SENS。可变电阻元件R_SENS的一端与传感器接口电路1的端子1a连接，另一端与接地电位连接。

阻抗变换电路4具有阻抗变换器4a以及阻抗变换器4b。阻抗变换器4a以及阻抗变换器4b并联地连接在传感器接口电路1以及天线5间。阻抗变换器4a的一端与天线5连接，另一端与传感器接口电路1的端子1b连接。阻抗变换器4b的一端与天线5连接，另一端与传感器接口电路1的端子1c连接。

传感器接口电路1具有频率同步电路10、LPF(Low Pass Filter，低通滤波器)7、RF开关6、发电电路8以及电压控制电路9。

发电电路8被电连接在端子1c以及电压控制电路9间。发电电路8具有电容元件等蓄积元件，从天线5经由阻抗变换器4b以及端子1c传递RF信号。

电压控制电路9被电连接在发电电路8以及频率同步电路10间。电压控制电路9在充电期间截断对频率同步电路10的电力供给而使电荷蓄积于蓄积元件，在放电期间使用蓄积于蓄积元件的电荷来进行对频率同步电路10的电力供给。由此，能向频率同步电路10的输入节点10a供给电源电位V_DD。

频率同步电路10的输入节点10a与电压控制电路9电连接，输入节点10b经由端子1a与传感器2电连接，输出节点10c与LPF7电连接。频率同步电路10根据传感器2的检测值(例如，可变电阻元件R_SENS的电阻值)进行振荡动作。此时，频率同步电路10在电压域进行锁频环的反馈动作。

频率同步电路10生成基准电压V_REF。与此同时，频率同步电路10将进行振荡动作而生成的振荡信号的振荡频率F_OUT变换为阻抗。频率同步电路10使用与可变电阻元件R_SENS的电阻值相应的电流I_SENS将变换后的阻抗进一步变换为电压V_SENS。变换后的电压V_SENS为与传感器的检测值相应的电压。频率同步电路10进行锁频环的反馈动作以使得与传感器的检测值相应的电压V_SENS和基准电压V_REF的差分接近零。由此，能够在电压域高精度地实现频率同步功能。

例如，如图2所示那样，频率同步电路10具有电压控制振荡电路11、分频电路12、频率阻抗变换电路13、基准电压源14、电流源15、电压差检测电路16以及滤波器17。电压差检测电路16、滤波器17、电压控制振荡电路11、分频电路12、频率阻抗变换电路13连接为环状。该环状的连接构成锁频环。此外，频率同步电路10中，传感器2与电流源15连接，电流源15流动的电流I_SENS根据传感器2的检测值产生变化。频率同步电路10能够称作电流变化型的频率同步电路。

基准电压源14与电流源15以及电压差检测电路16并联地连接。基准电压源14的输出节点14a连接于电流源15的控制节点15c和电压差检测电路16的输入节点16a。基准电压源14生成基准电压。例如，基准电压源14如图3所示那样以电阻分压生成基准电压V_REF。图3为表示频率同步电路10的结构的图。基准电压源14具有多个电阻元件141、142。电阻元件141的一端与接地电位连接，另一端与电阻元件142连接。电阻元件142的一端与电阻元件141连接，另一端与电源电位V_DD连接。如果将电阻元件141的电阻值设为R，将电阻元件142的电阻值设为R，则基准电压源14能生成以下的数式2所示的基准电压V_REF。

V_REF＝{R/(R+R)}×V_DD＝V_DD/2…数式2

在图3中，例示了电阻分压比为1/2的结构，但基准电压源14也可根据所要求的基准电压V_REF的值以比0大且比1小的其他电阻分压比的值构成。

图2所示的基准电压源14将基准电压V_REF分别向电流源15以及电压差检测电路16供给。

电流源15与基准电压源14、电压差检测电路16、频率阻抗变换电路13电连接，能与传感器2电连接。电流源15的输入节点15a与电压控制电路9连接，输入节点15c与基准电压源14连接，输入节点15d与传感器2连接，输出节点15b与电压差检测电路16的输入节点16b连接。电流源15使与传感器2的检测值相应的电流I_SENS产生并流往电压差检测电路16的输入节点16b。

例如，电流源15能如图3所示那样构成。电流源15具有晶体管151、晶体管152以及差动放大电路153。晶体管151被电连接在电源电位V_DD与电压差检测电路16的输入节点16b之间。晶体管151例如为PMOS晶体管，源极与电源电位V_DD连接，漏极与电压差检测电路16的输入节点16b连接，栅极与差动放大电路153的输出节点153c连接。晶体管152能电连接在电源电位V_DD与传感器2之间。晶体管152例如为PMOS晶体管，源极与电源电位V_DD连接，漏极与传感器2中的可变电阻元件R_SENS的一端连接，栅极与差动放大电路153的输出节点153c和晶体管151的栅极连接。差动放大电路153具有输入节点153a、输入节点153b以及输出节点153c。输入节点153a与基准电压源14电连接，从基准电压源14接收基准电压V_REF。输入节点153b与晶体管152以及传感器2间的节点154电连接。输出节点153c与晶体管151的栅极以及晶体管152的栅极共用连接。

即，晶体管151以及晶体管152经由差动放大电路153构成电流反射镜电路。使用差动放大电路153→晶体管152→节点154→差动放大电路153的反馈环，差动放大电路153控制晶体管151的栅极电压以及晶体管152的栅极电压以使得节点154的电位与基准电压V_REF相等。由此，在可变电阻元件R_SENS中流动的电流I_SENS’成为以下的数式3那样。

I_SENS’＝V_REF/R_SENS…数式3

如果设电流反射镜电路的反射系数为1，则从电流源15流到电压差检测电路16的输入节点16b的电流I_SENS成为以下的数式4那样。

I_SENS＝I_SENS’＝V_REF/R_SENS…数式4

如数式4所示那样，电流源15的电流I_SENS根据传感器2的电阻值R_SENS的变化而产生变化。电流I_SENS表示传感器2的电阻值R_SENS的变化。

图2所示的电压控制振荡电路11被电连接在电压差检测电路16以及输出节点10c间，并被电连接在滤波器17以及分频电路12间。电压控制振荡电路11的输入节点11a经由滤波器17与电压差检测电路16的输出节点16c电连接，输出节点11b经由分频电路12与输出节点10c电连接。电压控制振荡电路11根据从电压差检测电路16经由滤波器17接收到的控制电压V_CTRL进行振荡动作，生成具有与控制电压V_CTRL相应的频率F_SENS的振荡信号。

例如，电压控制振荡电路11如图3所示那样能由张弛型的振荡电路构成。电压控制振荡电路11具有逆变器链111、可变电阻元件112以及电容元件113。逆变器链111包括连接为环状的多级的逆变器Inv1～Inv3。各逆变器Inv例如通过将NMOS晶体管和PMOS晶体管进行逆变器连接而构成。逆变器Inv的级数为奇数级，例如3级。第一级的逆变器Inv1的输出节点与下一级的逆变器Inv2的输入节点电连接。最终级的逆变器Inv3的输出节点分别与电压控制振荡电路11的输出节点11b和第一级的逆变器Inv1的输入节点电连接。可变电阻元件112与逆变器链111中的多级逆变器Inv1～Inv3串联地电连接。图3中，例示了可变电阻元件112被电连接在逆变器Inv2的输出节点与逆变器Inv3的输入节点之间的结构。电容元件113与逆变器链111中的逆变器Inv以及电阻元件112并联地连接。图3中，例示了电容元件113相对于第2级的逆变器Inv2以及可变电阻元件112的串联连接而被并联地连接的结构。

电压控制振荡电路11中，可变电阻元件112在控制节点接收控制电压V_CTRL。可变电阻元件112根据控制电压V_CTRL而令其电阻值R_VCO发生变化。如果设电容元件113的电容值为C_VCO，则通过可变电阻元件112的电阻值R_VCO发生变化，从而可变电阻元件112与电容元件113的时间常数R_VCO×C_VCO发生变化。电压控制振荡电路11的振荡频率F_SENS根据时间常数R_VCO×C_VCO来决定。即，时间常数R_VCO×C_VCO根据控制电压V_CTRL发生变化，电压控制振荡电路11生成具有与变化后的时间常数R_VCO×C_VCO相应的频率F_SENS的振荡信号。需要说明的是，可变电阻元件112例如也可由将漏极与逆变器Inv2的输出节点连接，将源极与逆变器Inv3的输入节点连接，栅极被施加控制电压V_CTRL的NMOS晶体管构成。

图2所示的电压控制振荡电路11将具有频率F_SENS的振荡信号向分频电路12供给。

分频电路12被电连接在电压控制振荡电路11以及输出节点10c间。分频电路12的输入节点12a与电压控制振荡电路11的输出节点11b电连接，输出节点12b与输出节点10c电连接。分频电路12对在输入节点12a接收的振荡信号进行分频，生成具有频率F_OUT的振荡信号并分别向LPF7以及频率阻抗变换电路13供给。频率F_OUT也可为频率F_SENS的二分之一的频率。此时，分频电路12能够将振荡信号的占空比调整到例如50％附近。

例如，分频电路12如图3所示那样构成为进行2分频。分频电路12具有触发器121以及逆变器122。触发器121的数据输入节点D与逆变器122的输出节点连接，时钟节点CK与电压控制振荡电路11的输出节点11b连接，数据输出节点Q分别与逆变器122的输入节点、LPF7以及频率阻抗变换电路13连接。触发器121与振荡信号的波形的上升沿同步地保持其输出信号被逻辑反相的信号，并且切换该输出信号。由此，分频电路12对在输入节点12a接收的振荡信号进行2分频，生成具有频率F_OUT(＝F_SENS/2)的振荡信号。此外，分频电路12通过切换以所接收的振荡信号的周期输出的振荡信号，从而能将振荡信号的占空比调整到50％附近。

图2所示的分频电路12将具有频率F_OUT的振荡信号输出到LPF7，并且向频率阻抗变换电路13进行反馈。

频率阻抗变换电路13被电连接在电压控制振荡电路11与电压差检测电路16的输入节点16b之间，并被电连接在分频电路12与电压差检测电路16的输入节点16b之间。频率阻抗变换电路13被分配到从分频电路12的输出节点12b到电压差检测电路16的输入节点16b的反馈线上。频率阻抗变换电路13的输入节点13a与分频电路12连接，输出节点13b与电压差检测电路16的输入节点16b连接。频率阻抗变换电路13从分频电路12接收振荡信号，将振荡信号的频率F_OUT变换为阻抗。

例如，频率阻抗变换电路13如图3所示那样能由开关电容电路构成。开关电容电路为通过将开关和电容元件进行组合而如电阻器那样对电流或者电压进行限制的电路。频率阻抗变换电路13通过根据振荡信号使电容元件充放电，从而能够使该电路阻抗成为与振荡信号的频率相应的值。

频率阻抗变换电路13具有电容元件131、电容元件132、开关133、开关134以及逆变器135。电容元件131的一端与接地电位连接，另一端与开关133以及开关134间的节点136连接。电容元件132的一端与接地电位连接，另一端与电压差检测电路16的输入节点16b连接。开关133的一端与电压差检测电路16的输入节点16b连接，另一端与节点136连接，控制端经由分频电路12与电压控制振荡电路11连接。开关134的一端与节点136连接，另一端与接地电位连接，控制端与逆变器135连接。逆变器135的输入节点经由分频电路12与电压控制振荡电路11连接，输出节点与开关134连接。

频率阻抗变换电路13中，开关133以及开关134根据振荡信号的电平互补地进行接通、断开。由此，电容元件131被充放电。在振荡信号为H电平的情况下，开关133被维持为断开状态并且开关134被维持为接通状态，电容元件131的电荷被排出到接地电位，电容元件131被放电。在振荡信号为L电平的情况下，开关133维持为接通状态并且开关134维持为断开状态，与电流I_SENS相应的电荷被蓄积到电容元件131，电容元件131被充电。此时，无论振荡信号的电平如何，电容元件132维持将与电流I_SENS相应的电荷进行了蓄积的状态。

即，频率阻抗变换电路13通过由具有频率F_OUT的振荡信号对电容元件131周期性地反复充电和放电从而能够等效地产生与频率F_OUT对应的阻抗。频率阻抗变换电路13的输出电压表现为电压差检测电路16的输入节点16b的电压V_SENS。电压V_SENS在电容元件131的充电时以时间常数的方式变化，但通过维持与电流I_SENS相应的电荷的蓄积的电容元件132而被平均化并且收敛于稳定点。

例如，如图4所示那样，在电流I_SENS＝I₁时，收敛于稳定点时的电压V_SENS＝V₁。在电流I_SENS＝I₂时，收敛于稳定点时的电压V_SENS＝V₂。在电流I_SENS＝I₁₀时，收敛于稳定点时的电压V_SENS＝V₁₀。图4为表示频率阻抗变换电路13的动作的图，纵轴表示电压的大小，横轴表示时间。可知频率阻抗变换电路13中，如果流入的电流I_SENS增加，则收敛于稳定点时的电压V_SENS与其几乎成比例地上升。即，如果设电容元件132的电容值为C_AVE，电容元件131的电容值为C_SC，则在收敛于稳定点时的电压差检测电路16的输入节点16b的电压V_SENS成为以下的数式5那样。

V_SENS＝I_SENS/(F_OUT·C_SC)…数式5

如数式5所示那样，在收敛于稳定点的状态下，振荡信号的频率F_OUT以频率阻抗变换电路13被变换为阻抗1/(F_OUT·C_SC)。等效地来说，成为阻抗1/(F_OUT·C_SC)的一端与电压差检测电路16的输入节点16b连接，其另一端与接地电位连接的状态。因此，关于电压差检测电路16的输入节点16b，通过来自电流源15的电流I_SENS流入等效阻抗1/(F_OUT·C_SC)，从而通过等效阻抗1/(F_OUT·C_SC)而电流I_SENS被变换为电压V_SENS。电压V_SENS包括电流I_SENS，与传感器2的检测值对应。此外，电压V_SENS包括频率F_OUT，与电压控制振荡电路11的振荡频率F_SENS对应。

基准电压源14、电流源15、频率阻抗变换电路13与图2所示的电压差检测电路16的输入端子连接，滤波器17与输出端子电连接。电压差检测电路16的输入节点16a与基准电压源14连接，输入节点16b与电流源15以及频率阻抗变换电路13连接，输出节点16c与滤波器17连接。电压差检测电路16在输入节点16a接收基准电压V_REF，在输入节点16b通过电流源15以及频率阻抗变换电路13生成电压V_SENS。电压差检测电路16根据基准电压V_REF以及电压V_SENS的差分生成用于进行控制以使得差分变小的控制电压V_CTRL’。

例如，电压差检测电路16如图3所示那样具有差动放大电路161。差动放大电路161的非反相输入端子(+)与基准电压源14连接，反相输入端子(-)与电流源15以及频率阻抗变换电路13连接，输出端子与滤波器17连接。差动放大电路161对基准电压V_REF以及电压V_SENS的差分进行放大而生成控制电压V_CTRL’。

图2所示的滤波器17被电连接在电压差检测电路16以及电压控制振荡电路11间。滤波器17的输入节点17a与电压差检测电路16连接，输出节点17b与电压控制振荡电路11连接。滤波器17从电压差检测电路16接收控制电压V_CTRL’，对控制电压V_CTRL’实施滤波处理。滤波器17将滤波处理后的控制电压V_CTRL向电压控制振荡电路11供给。

例如，如图3所示那样，滤波器17由低通滤波器构成。滤波器17具有电阻元件171以及电容元件172。电阻元件171的一端与差动放大电路161的输出端子连接，另一端与电容元件172的一端以及电压控制振荡电路11连接。电容元件172的另一端与接地电位连接。通过该结构，滤波器17对控制电压V_CTRL’实施低通滤波处理并进行平滑化，能将已被平滑化的控制电压V_CTRL向电压控制振荡电路11供给。

频率同步电路10中，使用电压差检测电路16→滤波器17→电压控制振荡电路11→分频电路12→频率阻抗变换电路13→电压差检测电路16的锁频环，电压差检测电路16对控制电压V_CTRL进行反馈控制以使得电压V_SENS与基准电压V_REF相等。即，在反馈控制正常地发挥功能的情况下，以下的数式6成立。

V_REF＝V_SENS…数式6

如果将数式6代入数式5，则得到以下的数式7。

V_REF＝I_SENS/(F_OUT·C_SC)…数式7

如果针对频率F_OUT求解数式7，则得到以下的数式8。

F_OUT＝1/{(V_REF/I_SENS)·C_SC)…数式8

如果将数式8代入到数式4，则得到以下的数式9。

F_OUT＝1/{R_SENS·C_SC}…数式9

如数式9所示那样，可知在频率同步电路10不依赖于基准电压V_REF地得到与传感器2的等效电阻值R_SENS相应的振荡频率F_OUT。由此，能够在电压域实现频率同步功能，能够得到难以影响基准电压V_REF的精度的振荡频率F_OUT。即，能够得到高精度并且鲁棒性高的振荡频率F_OUT。

此外，如数式9所示那样，频率同步电路10能够得到对电源电位V_DD不敏感的振荡频率F_OUT。由此，能够强化对电源电位V_DD的变动的耐性并缓和对电压控制电路9的特性要求。其结果，在以半导体芯片实际安装传感器接口电路1的情况下，能够减少芯片成本。

此外，如数式9所示那样，频率同步电路10能够得到对晶体管的特性偏差不敏感的振荡频率F_OUT。由此，能够缓和对晶体管的特性要求。其结果，在以半导体芯片实际安装传感器接口电路1的情况下，能够减少芯片成本。

此外，如数式9所示那样，通过频率同步电路10取得依赖于温度特性小的电阻值和电容值的振荡频率F_OUT，从而能够得到对温度不敏感的振荡频率F_OUT。由此，能够不使用水晶振荡器、MEMS谐振器而采用低价的部件提高对温度变动的耐性。其结果，在以半导体芯片实际安装传感器接口电路1的情况下，能够减少芯片成本。

接下来，使用图5对频率同步电路10的动作进行说明。图5为表示频率同步电路10的动作的波形图。

如果在定时t1，频率同步电路10起动，则电流源15开始流动与传感器2的电阻值R_SENS＝R₁相应的电流I_SENS＝I₁。与此相应，频率阻抗变换电路13将与电流I_SENS＝I₁相应的电荷蓄积于电容元件132，电压V_SENS逐渐上升。此时，振荡信号为L电平，开关133被维持为断开状态，开关134被维持为接通状态，电容元件131在放电状态下，其电压V_SC与接地电位大致相等。此外，基准电压V_REF被维持为恒定，因此伴随着电压V_SENS逐渐上升，电压差检测电路16使控制电压V_CTRL逐渐增加。

在定时t2，电压控制振荡电路11开始振荡动作，振荡信号的电平变为H电平。与此相应，开关133接通，开关134断开。通过电容元件131的一端与输入节点16b连接，从而电压V_SENS一刹那降低。此后，伴随着由电容元件131、132再次分配电荷并且与电流I_SENS＝I₁相应的电荷分别被充电到电容元件131、132，电压V_SC以及电压V_SENS分别逐渐地上升。

在定时t3，振荡信号的电平变为L电平。与此相应，开关133断开，开关134接通。电容元件131被放电，其电压V_SC降低到接地电位。此时，电容元件132保持电荷，因此伴随着与电流I_SENS＝I₁相应的电荷被充电到电容元件132，电压V_SENS继续逐渐地上升。

在定时t4，振荡信号的电平变为H电平。与此相应，开关133接通，开关134断开。通过电容元件131的一端与输入节点16b连接从而电压V_SENS一刹那降低。此后，伴随着由电容元件131、132再次分配电荷并且与电流I_SENS＝I₁相应的电荷被分别充电到电容元件131、132，电压V_SC以及电压V_SENS分别逐渐地上升。

在定时t5，振荡信号的电平变为L电平。与此相应，开关133断开，开关134接通。电容元件131被放电，其电压V_SC被降低到接地电位。此时，电容元件132保持电荷，因此与电流I_SENS＝I₁相应的电荷被充电到电容元件132，伴随着这种情况，电压V_SENS继续逐渐地上升。

在定时t6～t14，交替地重复与定时t4～t5同样的动作和与定时t5～t6同样的动作，电压V_SENS以锯齿状的波形进行变动、同时在时间上平均地接近基准电压V_REF，控制电压V_CTRL逐渐地接近值V₁。与此相伴，振荡信号的频率F_OUT接近与传感器2的电阻值R_SENS＝R₁对应的值F₁。

如果在定时t14电压V_SENS在时间上平均地与基准电压V_REF相等，则在定时t14以后到定时t18为止，控制电压V_CTRL稳定在值V₁，振荡信号的频率F_OUT稳定在与传感器2的电阻值R_SENS＝R₁对应的值F₁，锁频环变为锁定状态。由此，频率同步电路10稳定地输出与传感器2的电阻值R_SENS＝R₁对应的频率F_OUT＝F₁。周期TP1为与频率F₁对应的周期。

在定时t18，根据传感器2的检测对象的状态变化等而传感器2的电阻值R_SENS变化为R₂(＞R₁)，电流变化为I_SENS＝I₂(＜I₁)。与此相应，在定时t18～t24，交替地重复与定时t4～t5同样的动作以及与定时t5～t6同样的动作，电压V_SENS以锯齿状的波形进行变动并且在时间上平均地接近基准电压V_REF，控制电压V_CTRL逐渐地接近值V₂(＞V₁)。与此相伴，振荡信号的频率F_OUT接近与传感器2的电阻值R_SENS＝R₂对应的值F₂(＜F₁)。

如果在定时t24电压V_SENS在时间上平均地与基准电压V_REF大致相等，则在定时t24之后，控制电压V_CTRL稳定在值V₂，振荡信号的频率F_OUT稳定在与传感器2的电阻值R_SENS＝R₂对应的值F₂，锁频环再次变为锁定状态。由此，频率同步电路10稳定地输出与传感器2的电阻值R_SENS＝R₂对应的频率F_OUT＝F₂。周期TP2为与频率F₂对应的周期。

如以上那样，在第一实施方式中，在传感器接口电路1中，频率同步电路10构成为代替频域而在电压域进行锁频环的反馈动作。由此，能够得到不依赖于基准电压的精度的振荡频率，能够在电压域将锁频环的反馈动作容易地高精度化。因此，能够不使用原始振荡器而将频率同步电路10高精度化。

需要说明的是，频率同步电路10中，在从电压控制振荡电路11输出的振荡信号占空比接近50％的情况下，也可省略分频电路12。此外，如果从电压差检测电路16输出的控制电压为平滑，则也可省略滤波器17。

(第二实施方式)

接下来，对第二实施方式相关的传感器接口电路1j进行说明。以下以与第一实施方式不同的部分为中心进行说明。

作为在电压域进行锁频环的反馈动作的频率同步电路，在第一实施方式例示了电流变化型的频率同步电路，但在第二实施方式中例示电压变化型的频率同步电路。相对于传感器的检测值的变化，电流变化型的频率同步电路中，电流源的电流发生变化，相对与此，电压变化型的频率同步电路使由放大电路放大并输出的电压变化。

具体地说，包括传感器接口电路1j的传感器模块100j能如图6所示那样构成。图6为表示包括第二实施方式相关的传感器接口电路1j的传感器模块100j的结构的图。

传感器接口电路1j代替频率同步电路10(参照图2)而具有频率同步电路10j。频率同步电路10j代替电流源15(参照图2)而具有电流源15j，还具有放大电路18j以及电阻元件19j。

放大电路18j被电连接在基准电压源14与电压差检测电路16之间，能与传感器2电连接。放大电路18j的输入节点18a与基准电压源14连接，输入节点18b与电阻元件19j以及可变电阻元件R_SENS间的节点192连接，输出节点18c与电压差检测电路16连接。

基准电压源14与电流源15j以及放大电路18j分别连接。基准电压源14的输出节点14a连接于电流源15j的控制节点15c和放大电路18j的输入节点18a。基准电压源14生成基准电压V_REF’。放大电路18j在输入节点18a接收基准电压V_REF’。

传感器2的可变电阻元件R_SENS的一端经由传感器接口电路1j的端子1d与电压控制电路9连接，另一端经由传感器接口电路1j的端子1e与放大电路18j以及电阻元件19j连接。对可变电阻元件R_SENS的一端供给电源电位V_DD，另一端与电阻元件19j的一端连接。电阻元件19j的另一端与接地电位连接。电阻元件19j为参照用的电阻元件，具有成为可变电阻元件R_SENS的电阻值的变化的基准的电阻值。由此，电源电位V_DD根据可变电阻元件R_SENS的电阻值被电阻分压的电压V_SENS’被施加到放大电路18j的输入节点18b。电压V_SENS’根据传感器2的电阻值R_SENS的变化而变化。电压V_SENS’表示传感器2的电阻值R_SENS的变化。

放大电路18j放大基准电压V_REF’与电压V_SENS’的差分，输出与所放大的差分相应的电压V_SENS。电压V_SENS与传感器2的检测值(例如，可变电阻元件R_SENS的电阻值)对应。即，电压差检测电路16代替输入节点16b(参照图3)而在输入节点16a接收与传感器2的检测值对应的电压V_SENS，代替输入节点16a(参照图3)而在输入节点16b接收基准电压V_REF这一点与第一实施方式不同。

例如，放大电路18j如图7所示那样，由仪表放大器电路构成。放大电路18j具有多个驱动器181～183以及多个电阻元件184～191。驱动器181的第一输入节点与基准电压源14连接，第二输入节点分别与电阻元件184、186的一端连接，输出节点分别与电阻元件188的一端以及电阻元件186的另一端连接。驱动器182的第一输入节点与节点192连接，第二输入节点分别与电阻元件185、187的一端连接，输出节点分别与电阻元件191的一端以及电阻元件187的另一端连接。驱动器183的第一输入节点分别与电阻元件188的另一端以及电阻元件189的一端连接，第二输入节点分别与电阻元件190的一端以及电阻元件191的另一端连接，输出节点与电阻元件189的另一端连接。电阻元件190的另一端分别与电阻元件184、185的另一端连接。多个驱动器181～183的驱动力也可为相互均衡。多个电阻元件184～191的电阻值也可为相互均衡。

通过该结构，放大电路18j能够进行放大以使得增大电压V_SENS’相对于基准电压V_REF’的差分来生成电压V_SENS。如果设电阻元件19j的电阻值为R_REF，传感器2(可变电阻元件R_SENS)的电阻值为R_SENS，则电压V_SENS’由以下的数式10表示。

V_SENS’＝V_DD·{R_REF/(R_REF+R_SENS)}…数式10

此外，如果设放大电路18j的放大率为A，则放大后的电压V_SENS由以下的数式11表示。

V_SENS＝(V_SENS’-V_REF’)·A+V_REF’…数式11

由于V_REF’＝V_DD/2，因而如果将数式10代入数式11，则得到以下的数式12。

V_SENS＝(V_DD·{R_REF/(R_REF+R_SENS)}-V_DD/2)·A+V_DD/2…数式12

如数式11、12所示那样，放大电路18j能够进行放大、以便增大电压V_SENS’相对于基准电压V_REF’的差分来生成电压V_SENS。

图6所示的电流源15j不与传感器2连接，将与基准电压V_REF’相应的基准电流I_REF流到电压差检测电路16的输入节点16b。

例如，电流源15j如图7所示那样，还具有电阻元件155j。电阻元件155j具有固定的电阻值。使用差动放大电路153→晶体管152→节点154→差动放大电路153的反馈环，差动放大电路153控制晶体管151的栅极电压以及晶体管152的栅极电压以使得节点154的电位与基准电压V_REF’相等这一点与第一实施方式相同。由此，电流源15j能够将与基准电压V_REF’相应的基准电流I_REF流到电压差检测电路16的输入节点16b。由于V_REF’＝V_DD/2，因而如果设电阻元件155j的电阻值为R，则以下的数式13成立。

I_REF＝(V_DD/2)/R…数式13

频率阻抗变换电路13的输出电压表现为电压差检测电路16的输入节点16b的电压V_REF。电压V_REF在电容元件131的充电时以时间常数的方式变化，但通过维持与电流I_REF相应的电荷的蓄积的电容元件132而被平均化、同时收敛于稳定点。收敛于稳定点时的电压差检测电路16的输入节点16b的电压V_SENS如以下的数式14那样。

V_REF＝I_REF/(F_OUT·C_SC)…数式14

如数式14所示那样，在收敛于稳定点的状态下，振荡信号的频率F_OUT由频率阻抗变换电路13变换为阻抗“1/(F_OUT·C_SC)”。等效地来说，成为阻抗“1/(F_OUT·C_SC)”的一端与电压差检测电路16的输入节点16b连接，其另一端与接地电位连接的状态。因此，在电压差检测电路16的输入节点16b，来自电流源15j的电流I_REF流入等效阻抗“1/(F_OUT·C_SC)”，从而通过等效阻抗“1/(F_OUT·C_SC)”而电流I_REF变换为电压V_REF。电压V_REF包括频率F_OUT，与电压控制振荡电路11的振荡频率F_SENS对应这一点与第一实施方式同样，但关于传感器2的检测值不对应这一点与第一实施方式不同。相反，数式12所示的电压V_SENS包括电阻值R_SENS，与传感器2的检测值对应。

频率同步电路10j中，使用电压差检测电路16→滤波器17→电压控制振荡电路11→分频电路12→频率阻抗变换电路13→电压差检测电路16的锁频环，电压差检测电路16对控制电压V_CTRL进行反馈控制以使得电压V_SENS与基准电压V_REF相等这一点与第一实施方式同样。即，在反馈控制正常地发挥功能的情况下，数式6成立。如果将数式6代入数式14，则得到以下的数式15。

V_SENS＝I_REF/(F_OUT·C_SC)·数式15

如果将数式12、13代入数式15，则得到以下的数式16。

(V_DD·{R_REF/(R_REF+R_SENS)}-V_DD/2)·A+V_DD/2＝{(V_DD/2)/R}·{1/(F_OUT·C_SC)}…数式16

在数式16中设{R_REF/(R_REF+R_SENS)}＝RS，则数式16被改写为以下的数式17。RS为表示传感器2的电阻值R_SENS的变化的参数。

(V_DD·RS-V_DD/2)·A+V_DD/2＝{(V_DD/2)/R}·{1/(F_OUT·C_SC)}

…数式17

如果针对频率FOUT求解数式17，则得到以下的数式18。

F_OUT＝[{(V_DD/2)/R}·{1/(F_OUT·C_SC)}]/[(V_DD·RS-V_DD/2)·A+V_DD/2]

＝{1/(C_SC·R)}·[1/{2·A·RS+(1-A)}]…数式18

如数式18所示那样，传感器接口1j中，能够由右边中的第一项{1/(C_SC·R)}设计振荡频率，通过第二项[1/{2·A·RS+(1-A)}]能够设计对传感器2的检测值的灵敏度(放大率A)。即，与第一实施方式相比，能够进一步得到高精度并且鲁棒性高的振荡频率F_OUT。

此外，频率同步电路10j的动作如图8所示那样，在如下方面与第一实施方式不同。图8为表示频率同步电路10j的动作的波形图。

在图8的波形图中，相对于图5的波形图，锯齿状地变化的情况从电压V_SENS置换为电压V_REF，比较恒定的情况从电压V_REF置换为电压V_SENS。电压V_SENS，传感器2的电阻值R_SENS在恒定的期间几乎恒定，但如果传感器2的电阻值R_SENS的值变化则与其相应地进行变化。

如果在定时t31，频率同步电路10j起动，则电流源15j开始流动与基准电压V_REF’相应的电流I_REF＝I₁₁。与此相应，频率阻抗变换电路13中，在电容元件132蓄积与电流I_REF＝I₁₁相应的电荷，电压V_REF逐渐地上升。此时，振荡信号为L电平，开关133维持断开状态，开关134维持接通状态，电容元件131在放电状态下其电压V_SC与接地电位大致相等。此外，基准电压V_SENS几乎维持值V11，因此伴随着电压V_REF逐渐地上升，电压差检测电路16使控制电压V_CTRL逐渐地增加。

在定时t32中，电压控制振荡电路11开始振荡动作，振荡信号的电平变为H电平。与此相应，开关133接通，开关134断开。电压V_REF通过电容元件131的一端与输入节点16b连接而一刹那降低。此后，伴随着由电容元件131、132重新分配电荷并且与电流I_REF＝I₁₁相应的电荷被分别充电到电容元件131、132，从而电压V_SC以及电压V_REF分别逐渐地上升。

定时t33中，振荡信号的电平成为L电平。与此相应，开关133断开，开关134接通。电容元件131被放电，其电压V_SC被降低到接地电位。此时，电容元件132保持电荷，因此伴随着与电流I_REF＝I₁₁相应的电荷被充电到电容元件132，电压V_REF继续逐渐地上升。

在定时t34中，振荡信号的电平成为H电平。与此相应，开关133接通，开关134断开。电压V_REF通过电容元件131的一端与输入节点16b连接而一刹那降低。此后，伴随着由电容元件131、132重新分配电荷并且与电流I_REF＝I₁₁相应的电荷分别被充电到电容元件131、132，从而电压V_SC以及电压V_REF分别逐渐地上升。

在定时t35中，振荡信号的电平成为L电平。与此相应，开关133断开，开关134接通。电容元件131被放电，其电压V_SC被降低到接地电位。此时，电容元件132保持电荷，因此与电流I_REF＝I₁₁相应的电荷被充电到电容元件132，伴随着这种情况电压V_REF继续逐渐地上升。

在定时t36～t44中，交替地重复与定时t34～t35同样的动作以及与定时t35～t36同样的动作，电压V_REF以锯齿状的波形进行变动并在时间上平均地接近电压V_SENS＝V11，控制电压V_CTRL逐渐接近值V₁。与此相伴，振荡信号的频率F_OUT接近与传感器2的电阻值R_SENS＝R₁对应的值F₁。

如果在定时t44电压V_REF在时间上平均地与基准电压V_SENS大致相等，则在定时t44以后到定时t48为止，控制电压V_CTRL稳定在值V₁，振荡信号的频率F_OUT稳定在与传感器2的电阻值R_SENS＝R₁对应的值F₁，锁频环处于锁定状态。由此，频率同步电路10j稳定地输出与传感器2的电阻值R_SENS＝R₁对应的频率F_OUT＝F₁。周期TP1为与频率F₁对应的周期。

在定时t48，由于传感器2的检测对象的状态变化等而传感器2的电阻值R_SENS变化为R₂(＞R₁)，电压变化为V_SENS＝V₁₂(＜V₁₁)。与此相应，在定时t48～t58，交替地重复与定时t34～t35同样的动作和与定时t35～t36同样的动作，电压V_REF以锯齿状的波形进行变动并在时间上平均地接近基准电压V_SENS，控制电压V_CTRL逐渐接近值V₃(＜V₁)。与此相伴，振荡信号的频率F_OUT接近与传感器2的电阻值R_SENS＝R₂对应的值F₃(＞F₁)。

如果在定时t58电压V_REF在时间上平均地与电压V_SENS大致相等，则定时t58以后，控制电压V_CTRL稳定在值V₃，振荡信号的频率F_OUT稳定在与传感器2的电阻值R_SENS＝R₂对应的值F₃，锁频环处于再次锁定状态。由此，频率同步电路10j稳定地输出与传感器2的电阻值R_SENS＝R₂对应的频率F_OUT＝F₃。周期TP3为与频率F₃对应的周期。

如上那样，在第二实施方式中，在传感器接口电路1j中，频率同步电路10j由电压变化型的频率同步电路构成，使由放大电路18j放大并输出的电压相对于传感器2的检测值的变化而变化。通过上述那样的结构，也能得到不依赖于基准电压V_REF’的精度的振荡频率，能够容易在电压域将锁频环的反馈动作高精度化。

以上，说明了本发明的实施方式，但上述实施方式作为例子进行了提示，并不意图限定发明的范围。上述新的实施方式能以其他各种方式被实施，在不脱离发明的要旨的范围中，能够进行各种省略、置换、变更。这些实施方式包括在发明的范围、要旨中，并且包括在权利要求中所记载的发明和其均衡的范围中。

-附图标记说明-

1，1j 传感器接口电路

2 传感器

4 阻抗变换电路

5 天线

6 RF开关

7 LPF

8 发电电路

9 电压控制电路

10，10j 频率同步电路

11电压控制振荡电路

12分频电路

13频率阻抗变换电路

14基准电压源

15，15j电流源

16电压差检测电路

17滤波器

18j放大电路

19j电阻元件

100，100j传感器模块

200信息收集终端

300通信系统。

Claims (9)

1.一种传感器接口电路，

具备能与传感器连接的频率同步电路，

所述频率同步电路具备：

基准电压源，生成基准电压；

电流源，与所述基准电压源连接，使用所述基准电压生成电流；

电压差检测电路，具有与所述基准电压源连接的第一输入节点、与所述电流源连接的第二输入节点和输出节点，在所述第一输入节点接收的电压和在所述第二输入节点接收的电压的一方与所述传感器的检测值对应，根据在所述第一输入节点接收的电压和在所述第二输入节点接收的电压的差分生成控制电压；

电压控制振荡电路，与所述电压差检测电路的输出节点连接，根据所述控制电压生成振荡信号；

频率阻抗变换电路，连接在所述电压控制振荡电路与所述电压差检测电路的第二输入节点之间，将与所述振荡信号相应的信号的频率变换为阻抗。

2.根据权利要求1所述的传感器接口电路，其中，

所述电流源能与所述传感器连接，使用所述基准电压和所述传感器的检测值生成电流，

所述电压差检测电路的在所述第二输入节点接收的电压与所述传感器的检测值和所述频率对应。

3.根据权利要求1所述的传感器接口电路，其中，

所述传感器接口电路还具备：

放大电路，连接在所述基准电压源与所述电压差检测电路之间，能与所述传感器连接，放大所述基准电压与所述传感器的检测值的差分，输出与所放大的差分相应的电压，

所述电压差检测电路的在所述第一输入节点接收的电压与所述传感器的检测值对应，在所述第二输入节点接收的电压与所述频率对应。

4.根据权利要求1所述的传感器接口电路，其中，

所述传感器接口电路还具备：

分频电路，连接在所述电压控制振荡电路与所述频率阻抗变换电路之间，对所述振荡信号进行分频，

所述频率阻抗变换电路将已被分频的所述信号的频率变换为阻抗。

5.根据权利要求1所述的传感器接口电路，其中，

所述频率阻抗变换电路包括开关电容电路。

6.根据权利要求5所述的传感器接口电路，其中，

所述频率阻抗变换电路具有：

第一电容元件，一端与第一电位连接；

第二电容元件，一端与所述第一电位连接，另一端与所述电压差检测电路的第二输入节点连接；

第一开关，一端与所述电压差检测电路的第二输入节点连接，另一端与所述第一电容元件的另一端连接，控制端与所述电压控制振荡电路连接；

逆变器，与所述电压控制振荡电路连接；和

第二开关，一端与所述第一电容元件的另一端连接，另一端与所述第一电位连接，控制端与所述逆变器连接。

7.根据权利要求2所述的传感器接口电路，其中，

所述电流源具有：

第一晶体管，连接在第二电位与所述电压差检测电路的第二输入节点之间；

第二晶体管，能连接在所述第二电位与所述传感器之间；和

差动放大电路，具有与所述基准电压源连接的第一输入节点、与所述第二晶体管及所述传感器间的节点连接的第二输入节点和与所述第一晶体管的栅极及所述第二晶体管的栅极共用连接的输出节点。

8.根据权利要求3所述的传感器接口电路，其中，

所述电流源具有：

电阻元件；

第一晶体管，连接在第二电位与所述电压差检测电路的第二输入节点之间；

第二晶体管，连接在所述第二电位与所述电阻元件之间；和

差动放大电路，具有与所述放大电路连接的第一输入节点、与所述第二晶体管及所述电阻元件间的节点连接的第二输入节点和与所述第一晶体管的栅极及所述第二晶体管的栅极共用连接的输出节点。

9.一种传感器模块，具备：

天线；

阻抗变换电路；

传感器；和

连接在所述传感器与所述天线之间的权利要求1～8中任一项所述的传感器接口电路。