CN1172558A

CN1172558A - 调谐电路

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Publication number: CN1172558A
Application number: CN96191410A
Authority: CN
Inventors: 池田毅; 大江忠孝; 中西努
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1995-01-12
Filing date: 1996-01-11
Publication date: 1998-02-04
Anticipated expiration: 2016-01-11
Also published as: HK1008274A1; EP0803980A1; WO1996021969A1; KR100396630B1; CN1070661C; EP0803980B1; AU4400096A; KR19980701312A; US6058295A; EP0803980A4

Abstract

提供一种调谐电路,由2个调谐放大部构成。各调谐放大部包括串联连接的移相电路、非反相电路、分压电路及加法电路,由全部2个移相电路在规定的频率中进行360°的相位移动,并通过将分压电路的输出反馈时的反馈开环增益设定在1以下,进行规定的调谐工作。通过调整各调谐放大部的反馈电阻和输入电阻的电阻比,使各调谐放大部的最大衰减量小,且调谐带宽变宽,能使总体的最大衰减量大,且能将调谐带宽设定得宽。

Description

调谐电路

技术领域

本发明涉及集成化容易、能从输入信号中选择并输出任意频率分量的调谐电路。

背景技术

通常在电视接收机等中，接收图象信号用的调谐电路需要选择较宽频带的信号，例如采用参差调谐放大电路。该参差调谐放大电路由多级选择窄带信号的单一的调谐电路组合而成，作为总体能获得宽的带宽和规定的放大率，除了上述的电视接收机以外，还被用于雷达中的中频放大电路等中。

可是，上述现有的参差调谐放大电路中使用的多个单一调谐放大电路，一般是将由电感器和电容器构成的共振电路组合起来构成的，并使其共振频率互相错开规定的量，总体上在宽带具有平坦的调谐特性。在这样的参差调谐放大电路中，由组合的电感器和电容器的各元件常数决定调谐频率，但如果只将使调谐频率错开规定量的2级单一调谐放大电路组合起来获得宽的带宽，则在中间频带往往会产生不必要的衰减，不能获得平坦的调谐特性。因此，为了获得宽带的频率特性，就需要多个连接的单一调谐放大电路的级数。可是，如果使由3级以上构成的调谐放大电路的调谐频率可变，则需要使各单一调谐放大电路具有的共振频率连动变更，存在控制变得复杂，同时调谐频率变更后的特性变化大的不理想情况，使调谐频率可变的这种使用方法不方便。例如，在外差方式的情况下，需要通过变换成中间频率进行处理，使调谐频率保持一定。

发明的公开

本发明就是为了解决这样的课题而考虑的，其目的在于提供一种具有宽的调谐带宽、能容易地变更调谐带宽或调谐频率、且适合于集成化的调谐电路。

本发明的调谐电路是一种调谐带宽大致相等的多个调谐放大部串联连接而成的调谐电路，

上述各调谐放大部分别备有：

加法电路，它包括上述输入信号输入其一端的输入阻抗元件和反馈信号输入其一端的反馈阻抗元件、对上述输入信号和上述反馈信号进行加法运算；

2个移相电路，分别包括将输入的交流信号变换成同相或反相的交流信号后输出的变换装置、和将通过电容器或电感器把由上述变换装置变换的一种交流信号，通过电阻合成为另一种交流信号的合成装置，这2个移相电路的移相方向彼此相反；

非反相电路，使输入的交流信号的相位不变、用规定的放大率将其放大；

以及分压电路，以规定的分压比对输入的交流信号进行分压，

将上述2个移相电路、上述非反相电路及上述分压电路分别串联连接，将由上述加法电路相加的信号输入到这些串联连接的多个电路中的初级电路中，同时将从最后一级电路输出的信号作为上述反馈信号输入到上述反馈阻抗元件的一端，将输入前的信号输出给上述分压电路。

另外，本发明的调谐电路是一种调谐频率大致相等的多个调谐放大部串联连接而成的调谐电路，

上述各调谐放大部分别备有：

2个移相电路，分别包括将输入的交流信号变换成同相或反相的交流信号后输出的变换装置、和将通过电容器或电感器把由上述变换装置变换的一种交流信号，通过电阻合成为另一种交流信号的合成装置，这2个移相电路的移相方向彼此相同；

相位反相电路，使输入的交流信号的相位反相、同时用规定的放大率将其放大；

将上述2个移相电路、上述相位反相电路及上述分压电路分别串联连接，将由上述加法电路相加的信号输入到这些串联连接的多个电路中的初级电路中，同时将从最后一级电路输出的信号作为上述反馈信号输入到上述反馈阻抗元件的一端，将输入前的信号输出给上述分压电路。

另外，本发明的调谐电路是一种将调谐频率互相错开一规定量的多个调谐放大部串联连接而成的调谐电路，

上述各调谐放大部分别备有：

附图的简单说明

图1是表示应用本发明的调谐电路的结构的原理图。

图2是表示图1所示的各调谐放大部的结构的电路图。

图3是表示图2所示的前级移相电路的结构的电路图。

图4是表示图3所示的移相电路的输入输出电压和在电容器等上出现的电压的关系的矢量图。

图5是表示图2所示的后级移相电路的结构的电路图。

图6是表示图5所示的移相电路的输入输出电压和在电容器等上出现的电压的关系的矢量图。

图7是表示调谐放大部中包括的2个移相电路中输入输出信号之间的相位关系的图。

图8是表示将调谐放大部中包括的2个移相电路、非反相电路及分压电路全部换成具有规定的传递函数的电路的电路图。

图9是利用密勒定理将图8所示的结构变换后的电路图。

图10是调谐放大部的特性曲线图。

图11是由使彼此的调谐频率一致的2个调谐放大部构成的调谐电路的特性曲线图。

图12是由使彼此的调谐频率错开一规定量的2个调谐放大部构成的调谐电路的特性曲线图。

图13是由使彼此的调谐频率错开一规定量的3个调谐放大部构成的调谐电路的特性曲线图。

图14是表示可与图3所示的移相电路置换的移相电路的结构的电路图。

图15是表示图14所示的移相电路的输入输出电压和在电感器等上出现的电压的关系的矢量图。

图16是表示可与图5所示的移相电路置换的移相电路的结构的电路图。

图17是表示图16所示的移相电路的输入输出电压和在电感器等上出现的电压的关系的矢量图。

图18是表示调谐放大部的另一结构的电路图。

图19是表示调谐放大部的另一结构的电路图。

图20是表示调谐放大部的另一结构的电路图。

图21是表示调谐放大部的另一结构的电路图。

图22是表示调谐放大部的另一结构的电路图。

图23是表示调谐放大部中包括的2个移相电路和非反相电路的连接形态的图。

图24是表示调谐放大部中包括的2个移相电路和相位反相电路的连接形态的图。

图25是表示可变电感器之一例图。

图26是更详细地表示图25所示的可变电感器的电感器导体及控制用导体的形状的图。

图27是表示沿图26中的A-A线的放大剖面图。

图28是表示可变电感器的另一例图。

图29是表示使电容器实际具有的静电电容在表观上增大的静电电容变换电路的结构的电路图。

图30是表示用传递函数表示图29所示的电路的图。

图31是利用密勒定理将图30所示的结构变换后的电路图。

图32是表示使电感器实际具有的电感在表观上增大的电感变换电路的结构的图。

实施发明用的最佳形态

图1是表示应用本发明的一实施形态的调谐电路结构的原理图。该图所示的调谐电路1由串联连接的第1调谐放大部2和第2调谐放大部3构成。

对于第1调谐放大部2设定调谐频率为f1，第1调谐放大部2从输入到输入端的信号中只抽出频率在f1附近的信号输出。另外，对于第2调谐放大部3设定调谐频率为f2，第2调谐放大部3从第1调谐放大部2输出的信号中只抽出频率在f2附近的信号，并从输出端输出。另外，上述第1及第2调谐放大部2、3各自的调谐频率f1、f2被设定得大致相等(包括完全相同的情况)。

图2是表示上述的一个调谐放大部2的详细结构的电路图。另一调谐放大部3也有相同的结构。

图2所示的调谐放大部2包括：分别通过将输入的交流信号的相位移动一规定的量，在规定的频率中进行合计360°的相位移动的2个移相电路电路10C、30C；不改变移相电路30C的输出信号的相位、用规定的放大率将其放大后输出的非反相电路50；由设在非反相电路50的后级的电阻162及164构成的分压电路160；以及分别通过反馈电阻70及输入电阻74(输入电阻74具有反馈电阻70的n倍的阻值)，按规定的比例将分压电路160的分压输出(反馈信号)和输入到输入端子90的信号(输入信号)相加的加法电路。

与反馈电阻70串联连接的电容器72及在输入电阻74和输入端子90之间插入的电容器76都是为了阻止直流而设的，其阻抗在工作频率极小，即具有很大的静电电容。

图3示出了图2所示的前级的移相电路10C的结构。该图所示的前级的移相电路10C包括：其栅极连接在输入端22上的晶体管12；串联连接在该晶体管12的源·漏之间的可变电阻16及电容器14；连接在晶体管12的漏极和正电源之间的电阻18；以及连接在晶体管12的源极和地之间的电阻20。

这里，上述的与晶体管12的源极及漏极连接的2个电阻20、18的阻值被设定得大致相等，如果从加在输入端22上的输入电压的交流分量来看，相位一致的信号从晶体管12的源极输出，相位反相后(相位移动了180°)的信号从晶体管12的漏极输出。

另外，图2所示的移相电路10C内的电阻26将适当的偏压加在晶体管12上。

在具有这样的结构的移相电路10C中，如果规定的交流信号输入到输入端22，即如果规定的交流电压(输入电压)加在晶体管12的栅极上，则在晶体管12的源极上就会出现与该输入电压同相的交流电压，相反地在晶体管12的漏极上出现与该输入电压反相且与在源极上出现的电压振幅相等的交流电压。在该源极及漏极上出现的交流电压的振幅都设定为Ei。

由可变电阻16和电容器14构成的串联电路(CR电路)连接在该晶体管12的源·漏之间。因此，通过可变电阻16或电容器14将在晶体管12的源极和漏极上出现的各电压合成后的信号从输出端24输出。

图4是表示前级的移相电路10C的输入输出电压和在电容器等上出现的电压的关系的矢量图。

由于在晶体管12的源极和漏极上分别出现与输入电压同相及反相、且电压振幅为Ei的交流电压，所以源·漏之间的电位差(交流分量)为2Ei。另外，在电容器14的两端出现的电压VC1和在可变电阻16的两端出现的电压VR1互相错开90°相位，按矢量将它们合成后所得的电压与晶体管12的源·漏之间的电压2Ei相等。

因此，如图4所示，以电压Ei的2倍为斜边，与电容器14两端的电压VC1和可变电阻16两端的电压VR1构成正交的2个边一起形成一直角三角形。因此，当输入信号的振幅一定、只是频率变化时，电容器14两端的电压VC1和可变电阻16两端的电压VR1便沿着图4所示的半圆的圆周变化。

可是，如果将电容器14和可变电阻16的连接点与接地电平的电位差作为输出电压E0取出，则该输出电压E0可用如下构成的矢量表示，即在图4所示的半圆中，以其中心点为起点，以电压VC1和电压VR1相交的圆周上的一点为终点的矢量，其大小与半圆的半径Ei相等。而且，即使输入信号的频率变化，但由于该矢量的终点只在圆周上移动，所以随着频率的变化能获得输出振幅不变的稳定的输出。

另外，由图4可知，由于电压VC1和电压VR1在圆周上相交成直角，所以从理论上讲，加在晶体管12的栅极上的输入电压和电压VC1的相位差随着频率ω从0变到∞而从0°变到90°。而且，移相电路10C的全部相位移动量Φ1是其2倍，随着频率的变化而从0°变到180°。

同样，图5示出了图2所示的后级的移相电路30C的结构。该图所示的后级的移相电路30C包括：其栅极连接在输入端42上的晶体管32；串联连接在该晶体管32的源·漏之间的电容器34及可变电阻36；连接在晶体管32的漏极和正电源之间的电阻38；以及连接在晶体管32的源极和地之间的电阻40。

与移相电路10C一样，与图5所示的晶体管32的源极及漏极连接的2个电阻40、38的阻值被设定得大致相等，如果从加在输入端42上的输入电压的交流分量来看，相位一致的信号从晶体管32的源极输出，相位反相后的信号从晶体管32的漏极输出。

另外，图2所示的移相电路30C内的电阻46将适当的偏压加在晶体管32上，在移相电路30C和10C之间设的电容器48用来从移相电路10C的输出中除掉直流分量，阻止直流，只有交流分量被输入移相电路30C。

在具有这样的结构的移相电路30C中，如果规定的交流信号输入到输入端42，即如果规定的交流电压(输入电压)加在晶体管32的栅极上，则在晶体管32的源极上就会出现与该输入电压同相的交流电压，相反地在晶体管32的漏极上出现与该输入电压反相且与在源极上出现的电压振幅相等的交流电压。在该源极及漏极上出现的交流电压的振幅都设定为Ei。

由电容器34和可变电阻36构成的串联电路(CR电路)连接在该晶体管32的源·漏之间。因此，通过电容器34或可变电阻36将在晶体管32的源极和漏极上出现各电压合成后的信号从输出端44输出。

图6是表示后级的移相电路30C的输入输出电压和在电容器等上出现的电压的关系的矢量图。

由于在晶体管32的源极和漏极上分别出现与输入电压同相及反相、且电压振幅为Ei的交流电压，所以源·漏之间的电位差为2Ei。另外，在可变电阻36的两端出现的电压VR2和在电容器34的两端出现的电压VC2互相错开90°相位，按矢量将它们相加后所得的电压与晶体管32的源·漏之间的电压2Ei相等。

因此，如图6所示，以电压Ei的2倍为斜边，与可变电阻36两端的电压VR2和电容器34两端的电压VC2构成的正交的2个边一起形成一直角三角形。因此，当输入信号的振幅一定、只是频率变化时，可变电阻36两端的电压VR2和电容器34两端的电压VC2便沿着图6所示的半圆的圆周变化。

如果将可变电阻36和电容器34的连接点与接地电平的电位差作为输出电压E0取出，则该输出电压E0可用如下构成的矢量表示，即在图6所示的半圆中，以其中心点为起点，以电压VC2和电压VR2相交的圆周上的一点为终点的矢量，其大小与半圆的半径Ei相等。而且，即使输入信号的频率变化，但由于该矢量的终点只在圆周上移动，所以随着频率的变化能获得输出振幅不变的稳定的输出。

另外，由图6可知，由于电压VR2和电压VC2在圆周上相交成直角，所以从理论上讲，加在晶体管32的栅极上的输入电压和电压VR2的相位差随着频率ω从0变到∞变化而从90°变到0°。而且，移相电路30C的全部相位移动量Φ2是其2倍，随着频率的变化而从180°变到0°。

于是，在2个移相电路10C、30C中相位分别被移动规定的量。而且，如图4及图6所示，各移相电路10C、30C中输入输出电压的相对的相位关系彼此相反，输出在规定的频率中2个移相电路10C、30C的全部相位移动量合计为360°的信号。

另外，图2所示的非反相电路50包括：电阻54连接在其漏极和正电源之间、电阻56连接在其源极和地之间的晶体管52；其基极连接在晶体管52的漏极上、同时其集电极通过电阻60连接在晶体管52的源极上的晶体管58；以及将适当的偏压加在晶体管52上用的电阻62。另外，设在图2所示的非反相电路50的前级的电容器64用来从后级的移相电路30C的输出中除掉直流分量、阻止直流，只将交流分量输入非反相电路50。

如果交流信号输入晶体管52的栅极，便从其漏极输出反相的信号。另外，如果该反相的信号被输入晶体管58的基极，便从其集电极输出进一步反相后的信号、即以输入到晶体管52的栅极的信号的相位为基准同相的信号，该同相的信号被从非反相电路50输出。

该非反相电路50的输出作为调谐放大部2的输出从输出端92取出，

同时将该非反相电路50的输出通过分压电路160后的信号通过反馈电阻70反馈到前级的移相电路10C的输入侧。然后将该反馈的信号和通

过输入电阻74输入的信号相加，该相加后的信号的电压被加在前级的移相电路10C的输入端(图3所示的输入端22)上。

另外，上述的非反相电路50的放大率由上述电阻54、56、60的各个阻值决定，通过调整这些电阻的阻值，将由图2所示的2个移相电路10C、30C、分压电路160及反馈电阻70形成的反馈环路的开环增益设定在1以下。即由于通过2个移相电路10C、30C和分压电路160，发生信号振幅的衰减，但通过由非反相电路50产生的放大来补偿该衰减部分，调谐放大部全部反馈环路的开环增益设定在1以下。

另外，由于从调谐放大部2的输出端92取出被输入分压电路160前的非反相电路50的输出信号，能使调谐放大部2本身具有增益，可与调谐工作的同时进行信号振幅的放大。

另外，将各移相电路10C、30C内的CR电路的时间常数分别设定为T1、T2，求出图4、图6所示的Φ1、Φ2为：

Φ1＝tan{2ωT1/(1-ω2T12)} …(1)

Φ2＝-tan{2ωT2/(1-ω2T22)} …(2)

式中，将图4所示的Φ1作为基准，将图6所示的Φ2的符号取作＂-＂来表示。

例如在T1＝T2(＝T)的情况下，当ω＝1/T时，由2个移相电路10C、30C产生的相位移动量合计为360°，进行上述的调谐工作，这时Φ1＝90°，

Φ2＝-90°。

可是，在图6中示出了输出电压E0的相位比后级的移相电路30C的输入电压Ei超前，但实际上考虑到以输入信号为基准，输出信号经常呈相位滞后的状态。

图7是表示2个移相电路10C、30C中输入输出信号之间的相位关系的图，当频率与调谐频率相等的信号被输入到前级的移相电路10C时，作为一例示出了各移相电路10C、30C的时间常数T1、T2相等的情况。

如图7(A)所示，前级的移相电路10C对应于输入信号S1，进行Φ1(＝90°)的相位移动后，将输出信号S2输出。

如图7(B)所示，后级的移相电路30C相对于输入信号S2(与前级的移相电路10C的输出信号一样)，进行Φ2的相位移动后，将输出信号S3输出。这里，输出信号S3相对于输入信号S2，一看就知道相位超前90°，但实际上信号反相后，相位再滞后90°，所以沿相位滞后方向进行Φ2’＝270°的相位移动。

因此，在将2个移相电路10C、30C串联连接的情况下，如图7(C)所示，满足上述的Φ1＝90°，Φ2’＝270°，总体上进行360°的相位移动。

图8是表示将具有上述结构的2个移相电路10C、30C、非反相电路50及分压电路160全部换成具有传递函数K1的电路的系统图，反馈电阻70与输入电阻74串联连接，上述反馈电阻70与具有传递函数K1的电路并联且具有电阻R0，上述输入电阻74具有反馈电阻70的n倍的阻值(nR0)。图9是利用密勒定理将图8所示的系统变换后的系统图，变换后的系统总体的传递函数A可用下式表式，

A＝V0/Vi＝K1/{n(1-K1)+1} …(3)

同时，将由可变电阻16和电容器14构成的CR电路的时间常数设为T1(设可变电阻16的阻值为R，电容器14的静电电容为C，则T1＝CR)，则前级的移相电路10C的传递函数K2为

K2＝a1(1-T1s)/(1+T1s) …(4)

式中s＝jw，a1是移相电路10C的增益，是个小于1的值。

另外，将由电容器34和可变电阻36构成的CR电路的时间常数设为T2(设可变电阻36的阻值为R，电容器34的静电电容为C，则T2＝CR)，则后级的移相电路30C的传递函数K3为

K3＝-a2(1-T2s)/(1+T2s) …(5)

式中a2是移相电路30C的增益，是个小于1的值。

另外，设分压电路160的增益为a3(≤1)，同时为了补偿由这些移相电路10C、30C及分压电路160产生的信号振幅的衰减部分，将非反相电路50的增益设为1/a1a2a3，则将移相电路10C、30C、非反相电路50及分压电路160串联连接时总的传递函数K1为

K1＝-{1+(Ts)2-2Ts}/{1+(Ts)2+2Ts} …(6)

另外，为了使计算变得简单，将各移相电路的时间常数T1、T2都设为T。

将该(6)式代入上述(3)式，则得到

A＝-{1+(Ts)2-2Ts}

/[(2n+1){1+(Ts)2}+2Ts]

＝-{1/(2n+1)}[{1+(Ts)2}-2Ts}

/{1+(Ts)2}+2Ts/(2n+1)}] …(7)

如按照该(7)式，可知当ω＝0(直流区)时，A＝-1/(2n+1)，给出最大衰减量。

另外，可知当ω＝∞时，同样A＝-1/(2n+1)，给出最大衰减量。另外，可知在ω＝1/T的调谐点(各移相电路的时间常数不同时，

ω = 1 / \sqrt{(T 1 \cdot T 2)}

的调谐点)，A＝1，与反馈电阻70和输入电阻74的电阻比n无关。换句话说，

如图10所示，即使使n值变化，调谐点也不偏移，而且调谐点的衰减量也不变。

图1所示的调谐电路1将具有上述结构的2个调谐放大部2、3串联连接，而且设定各调谐放大部的调谐频率大致相等，或错开一规定量。

图11是将各调谐频率被设定为同一值的调谐放大部2级串联连接的调谐电路1的特性曲线图。该图中的a(虚线)表示例如电阻比n为＂10＂时第1及第2调谐放大部2、3各自的调谐特性，该图中的b(实线)表示将这些调谐放大部串联连接的本实施例的调谐电路1的总体调谐特性。另外，该图中的c(点划线)表示为了比较而用1个调谐放大部2(或3)实现与本实施例的调谐电路1的最大衰减量相同程度的衰减量时的调谐特性，可知其调谐带宽比本实施例的调谐电路1的窄。

由图10及图11可知，通过将反馈电阻70和输入电阻74的电阻比n的值设定得小的最大衰减量少的2个调谐放大部2、3串联连接，在总体上能将最大衰减量设定得大，而且能加宽调谐带宽。

特别是由图11所示的调谐特性可知，将各调谐放大部2、3的最大衰减量设定为约1/2时的调谐带宽比2倍还宽。因此，在本实施形态中，通过将最大衰减量设定为约1/2的2个调谐放大部串联连接，实现了不改变最大衰减量，只扩大调谐带宽的调谐电路1。另外，各调谐放大部的最大衰减量除了分别设定为约1/2之外，也可以分别设定为不同的衰减量，即设定不同的电阻比n，而在总体上达到规定的衰减量。

另外，在上述的调谐电路1中考虑了将2个调谐放大部2、3串联连接的情况，但也可以串联连接调谐频率大体一致的3个以上的调谐放大部。这时，能进一步减小各调谐放大部的最大衰减量，即，使各自的将调谐带宽设定得极宽的特性曲线重合，所以能将调谐电路总体的调谐带宽设定得更宽。

另外，用图11说明了使2个调谐放大部2、3的调谐频率一致的情况，但也可以将各调谐频率设定得错开一规定量。即使在这种情况下，通过将最大衰减量少、调谐频带宽度宽的2个调谐放大部2、3串联连接，作为总体也能将最大衰减量设定在目标值，而且能加宽调谐带宽。特别是与现有的参差调谐放大电路不同，由于加宽了各调谐放大部2、3的调谐带宽，所以能减少串联连接的调谐放大部的级数。

图12是将各调谐频率错开一规定量的调谐放大部2级串联连接的调谐电路1的特性曲线图。作为一例，示出了以450kHz为中心，同时使1个调谐放大部2的调谐频率向比450kHz低的方向错开一规定量，使另1个调谐放大部3的调谐频率向比450kHz高的方向错开一规定量的情况。在该图中，纵轴表示衰减量(单位为dB)，横轴表示输入信号的频率，与各特性曲线对应的B值表示与中心频率(450kHz)之间的偏差。例如，B＝0表示2个调谐放大部2、3的各调谐频率都与中心频率一致的情况，B＝0.02表示调谐放大部2的调谐频率比450kHz低2％，同时调谐放大部3的调谐频率比450kHz高2％的情况。

如图12所示，在使2个调谐放大部2、3的调谐频率错开一规定量的情况下，调谐点附近的衰减特性变得平坦，而且通过调整偏移量，能增加或减小该平坦部分，所以能确保任意的带宽。另外，在使2个调谐放大部2、3的调谐频率错开的情况下，调谐点附近的衰减量增加，会产生信号振幅的衰减，但这时将放大器连接在调谐电路1的后级，进行相当于该衰减部分的信号振幅的放大即可。

图13是将3个调谐放大部串联连接构成调谐电路时的特性曲线图。作为一例，示出了将第3级的调谐放大部的调谐频率设定为450kHz，同时使第1级的调谐放大部的调谐频率向比450kHz低的方向错开一规定量，使第2级的调谐放大部的调谐频率向比450kHz高的方向错开一规定量的情况。

由图12可知，在将调谐放大部2级串联连接的情况下，随着2个调谐放大部的调谐频率之差变大，在中心频率附近产生大的衰减。与此不同，在将调谐放大部3级串联连接的情况下，由图13可知，在中心频率附近不产生衰减，所以在欲确保较宽的带宽的情况下，可将调谐放大部3级或更多的级串联连接。

这样，通过将2个或2个以上的调谐放大部串联连接，同时使各调谐频率一致或错开一规定的量，能将带宽设定得宽些，所以能容易地实现TV调谐器等。另外在实现TV调谐器等的情况下，也可以根据需要而将陷波电路连接在调谐电路1上。

另外，由于上述的调谐电路1通过改变2个调谐放大部2、3内(或3级以上的各调谐放大部)的各移相电路10C、30C中包括的可变电阻16或36的阻值，能简单地改变调谐频率，所以能容易地是实现调谐频率可变的调谐电路1。

另外，构成上述调谐电路1的调谐放大部2、3分别由晶体管、电容器及电阻组合而成，任何一种构成元件都能在半导体衬底上形成，所以能将调谐电路1全部在半导体衬底上形成，容易形成集成电路。

另外，在上述本实施形态的说明中，将2个或2个以上的调谐放大部串联连接，但为了防止互相干扰，也可以将缓冲器插入各调谐放大部之间。或者，也可以将放大器插入各调谐放大部之间。通过插入放大器，例如在图13所示的特性中能使调谐点附近更加平坦。

可是，图2所示的调谐放大部2(或3)用CR电路构成了各移相电路10C、30C，但也可以采用将CR电路换成由电阻和电感器构成的LR电路的移相电路构成调谐放大部。

图14是表示包括LR电路的移相电路的结构的电路图，表示可与图2所示的调谐放大部2的前级的移相电路10C置换的结构。该图所示的移相电路10L具有将图3所示的移相电路10C内的由电容器14和可变电阻16构成的CR电路换成了由可变电阻16和电感器17构成的LR电路的结构。另外，在可变电阻16和晶体管12的漏极之间插入的电容器19是用于阻止直流的，其阻抗在工作频率中被设定得极小，即具有大的静电电容。

图15是表示移相电路10L的输入输出电压和在电感器等上出现的电压的关系的矢量图。在可变电阻16的两端出现的电压VR3和在电感器17的两端出现的电压VL1互相错开90°的相位，按矢量将它们合成后所得的电压与晶体管12的源·漏之间的电压2Ei相等。因此，如图15所示，以电压Ei的2倍为斜边，与可变电阻16两端的电压VR3和电感器17两端的电压VL1构成的正交的2个边一起形成一直角三角形。因此，当输入信号的振幅一定、只是频率变化时，可变电阻16两端的电压VR3和电感器17两端的电压VL1便沿着图15所示的半圆的圆周变化。

如果将可变电阻16和电感器17的连接点与接地电平的电位差作为输出电压E0取出，则该输出电压E0可用如下构成的矢量表示，即在图15所示的半圆中，以其中心点为起点，以电压VR3和电压VL1相交的圆周上的一点为终点的矢量，其大小与半圆的半径Ei相等。而且，即使输入信号的频率变化，但由于该矢量的终点只在圆周上移动，所以随着频率的变化能获得输出振幅不变的稳定的输出。

另外，由图15可知，由于电压VR3和电压VL1在圆周上成直角相交，所以从理论上讲，加在晶体管12的栅极上的输入电压和电压VR3的相位差随着频率ω从0变到∞而从0°变到90°。而且，移相电路10L的全部相位移动量Φ3是其2倍，随着频率的变化而从0°变到180 °。

另外，如果设定由可变电阻16和电感器17构成的LR电路的时间常数为T1(设可变电阻16的阻值为R，电感器17的电感为L，则T1＝L/R)，则该相位移动量Φ3与上述的(1)式所示的Φ1相同。

图16是表示包括LR电路的移相电路的另一结构的电路图。示出了可与图2所示的调谐放大部2的后级的移相电路30C置换的结构。该图所示的移相电路30L具有将图5所示的移相电路30C内的由可变电阻36和电容器34构成的CR电路换成了由电感器37和可变电阻36构成的LR电路的结构。另外，在电感器37和晶体管32的漏极之间插入的电容器39是用于阻止直流的，其阻抗在工作频率中被设定得极小，即具有大的静电电容。

图17是表示移相电路30L的输入输出电压和在电感器等上出现的电压的关系的矢量图。在电感器37的两端出现的电压VL2和在可变电阻36的两端出现的电压VR4互相错开90°的相位，按矢量将它们合成后所得的电压与晶体管32的源·漏之间的电压2Ei相等。因此，如图17所示，以电压Ei的2倍为斜边，与电感器37两端的电压VL2和可变电阻36两端的电压VR4构成的正交的2个边一起形成一直角三角形。因此，当输入信号的振幅一定、只是频率变化时，电感器37两端的电压VL2和可变电阻36两端的电压VR4便沿着图17所示的半圆的圆周变化。

如果将电感器37和可变电阻36的连接点与接地电平的电位差作为输出电压E0取出，则该输出电压E0可用如下构成的矢量表示，即在图17所示的半圆中，以其中心点为起点，以电压VL2和电压VR4相交的圆周上的一点为终点的矢量，其大小与半圆的半径Ei相等。而且，即使输入信号的频率变化，但由于该矢量的终点只在圆周上移动，所以随着频率的变化能获得输出振幅不变的稳定的输出。

另外，由图17可知，由于电压VL2和电压VR4在圆周上成直角相交，所以从理论上讲，加在晶体管32的栅极上的输入电压和电压VL2的相位差随着频率ω从0变到∞而从90°变到0°。而且，移相电路30L的全部相位移动量Φ4是其2倍，随着频率的变化而从180°变到0 °。

另外，如果设定由电感器37和可变电阻36构成的LR电路的时间常数为T2(设电感器37的电感为L，可变电阻36的阻值为R，则T2＝L/R)，则该相位移动量Φ4与上述的(2)式所示的Φ1相同。

这样，图14所示的移相电路10L及图16所示的移相电路30L分别与图3或图5所示的移相电路10C、30C等效，在图2所示的调谐放大部2中，可将前级的移相电路10C换成图14所示的移相电路10L，可将后级的移相电路30C换成图16所示的移相电路30L。

另外，上述的2个移相电路10L、30L分别由各移相电路10L、30L中包括的LR电路的时间常数决定调谐频率，各时间常数T例如为L/R，将这两个移相电路10L、30L包括在内构成调谐放大部时，调谐频率ω与1/T＝R/L成比例。这里，构成LR电路的电感器能通过利用照象蚀刻法等在半导体衬底上形成涡旋形状的导体来实现，而利用这样形成的电感器，能将全部各调谐放大部集成化在半导体衬底上。

但是，在这种情况下，由于电感器具有的电感极小，所以调谐频率高。如果从另一方面看，例如使调谐放大部的调谐频率与各移相电路10L、30L内的LR电路的时间常数的倒数R/L成比例，其中电感L由于集成化等原因而容易减小，所以通过将包括2个移相电路10L、30L构成的调谐放大部全体集成化，能容易地使调谐频率高频化。

另外，在图2所示的调谐放大部2中，移相电路10C、30C中的任意一个都可以换成图14或图16所示的移相电路10L、30L。特别是在将这样的调谐放大部全体集成化了的情况下，为防止由温度变化引起的调谐频率的变化，可进行所谓的温度补偿。即，CR电路的时间常数T为CR，LR电路的时间常数T为L/R，在这两个时间常数中，电阻值R被分别分在分子和分母中，因此，在由半导体材料通过集成化形成构成CR电路及LR电路的电阻的情况下，具有抑制与这些电阻的温度变化对应的调谐频率的变化的效果。

另外，图2所示的调谐放大部2(或3)包括移相方向彼此不同的2个调谐电路，但也可以将具有基本相同结构的2个移相电路组合起来构成各调谐放大部。

图18是表示调谐放大部的另一结构的电路图。该图所示的调谐放大部2A包括：通过将各自输入的交流信号的相位移动规定的量，在规定的频率中进行合计180°的相位移动的2个移相电路10C；将后级的移相电路10C的输出信号的相位再反相的相位反相电路80；设在相位反相电路80的后级的由电阻162及164构成的分压电路160；以及分别通过反馈电阻70及输入电阻74(输入电阻74的阻值为反馈电阻70的阻值的n倍)、按照规定的比例将分压电路160的分压输出(反馈信号)和输入到输入端90的信号(输入信号)相加的加法电路。

前级及后级的移相电路10C的详细结构及输入输出信号的相位关系已用图3及图4说明过，例如设由可变电阻16和电容器14构成的CR电路的时间常数为T1，在ω＝1/T1的频率中，相位移动量Φ1为沿相位滞后方向移动90°，2个移相电路10C的总体产生的相位移动量合计为180°。

相位反相电路80包括：将电阻84连接在漏极和正电源之间、将电阻86连接在源极和地之间的晶体管82；以及将规定的偏压加在晶体管82的栅极上的电阻88。如果交流信号输入晶体管82的栅极，便从晶体管82的漏极输出反相后的反相信号。另外，该相位反相电路80具有由2个电阻84、86的电阻比决定的给定放大率。

这样，在规定的频率中，由2个移相电路10C产生180°的相位移动，然后由连接在后级的相位反相电路80再使相位反相，这3个电路总体产生的相位移动量合计为360°。

另外，相位反相电路80的输出作为调谐放大部2A的输出，被从输出端92取出，同时将该相位反相电路80的输出通过分压电路160后的信号通过反馈电阻70反馈到前级的移相电路10C的输入侧。然后将该反馈的信号和通过输入电阻74输入的信号相加，该相加后的信号的电压被加在前级的移相电路10C的输入端上。

这样，通过反馈电阻70将分压电路160的输出反馈到前级的移相电路10C的输入侧，将通过输入电阻74输入的信号与该反馈信号相加，同时调整相位反相电路80的增益和分压电路160的分压比，将反馈环路的开环增益设定在1以下，能进行与图2所示的调谐放大部2同样的调谐工作及放大工作。

图19是表示调谐放大部的另一结构的电路图。该图所示的调谐放大部2B包括：通过将各自输入的交流信号的相位移动规定的量，在规定的频率中进行合计180°的相位移动的2个移相电路30C；将后级的移相电路30C的输出信号的相位再反相的相位反相电路80；设在相位反相电路80的后级的由电阻162及164构成的分压电路160；以及分别通过反馈电阻70及输入电阻74按照规定的比例将分压电路160的分压输出(反馈信号)和输入到输入端90的信号(输入信号)相加的加法电路。

前级及后级的移相电路30C的详细结构及输入输出信号的相位关系已用图5及图6说明过，例如设定由可变电阻36和电容器34构成的CR电路的时间常数为T2，在ω＝1/T2的频率中，相位移动量Φ2为270°(将相位反相后，再沿相位滞后方向滞后90°)，2个移相电路30C总体产生的相位移动量合计为180°。

这样，即使在使用2个移相电路30C的情况下，也能在规定的频率中，由2个移相电路30C产生180°的相位移动，然后由连接在后级的相位反相电路80再使相位反相，这3个电路总体产生的相位移动量合计为360°。

因此，上述的调谐放大部2B通过反馈电阻70将分压电路160的输出反馈到前级的移相电路30C的输入侧，将通过输入电阻74输入的信号与该反馈的信号相加，同时调整相位反相电路80的增益和分压电路160的分压比，将反馈环路的开环增益设定在1以下，能进行与图18所示的调谐放大部2A同样的调谐工作及放大工作。

另外，图18、图19所示的调谐放大部2A、2B两者中的每一个都由包括CR电路的2个移相电路构成，但也可以由至少1个包括LR电路的移相电路构成。

具体地说，在图18所示的调谐放大部2A中，将前级或后级移相电路10C换成图14所示的移相电路10L。或者将2个移相电路10C双方都换成上述移相电路10L。

另外在图19所示的调谐放大部2B中，将前级或后级移相电路30C换成图16所示的移相电路30L。或者将2个移相电路30C双方都换成上述移相电路30L。

特别是在将双方的移相电路换成具有LR电路的移相电路的情况下，由于将各调谐放大部全体集成化了，所以调谐频率容易高频化，在将一个移相电路换成具有LR电路的移相电路的情况下，为防止由温度变化引起的调谐频率的变化，可进行所谓温度补偿。

另外，上述的各种调谐放大部都将分压电路160插在后级的移相电路30C等和输出端92之间，将由该分压电路160分压的信号作为反馈信号，但也可以将该分压电路160省去。

图20、图21及图22是表示没有分压电路160的调谐放大部的结构的电路图。图20所示的调谐放大部2C表示将图2所示的调谐放大部2内的分压电路160除去后的结构，图21所示的调谐放大部2D表示将图18所示的调谐放大部2A内的分压电路160除去后的结构，图22所示的调谐放大部2E表示将图19所示的调谐放大部2B内的分压电路160除去后的结构。

另外，如上所述，所谓将分压电路160除去，就是将分压电路160的分压比设定为1，如果这样考虑，则可以认为除去了分压电路160的各调谐放大部2C、2D、2E被包括在图2所示的各种调谐放大部中。

同时，上述的各种调谐放大部2等由包括2个移相电路和非反相电路或由包括了2个移相电路和相位反相电路构成，通过由所连接的全部3个电路在规定的频率中进行的相位移动量合计为360°来进行规定的调谐工作。因此，如果只着眼于相位移动量，则将2个移相电路中的哪1个用于前级，或者以怎样的顺序连接上述的3个电路，有某种程度的自由度，可以根据需要，决定连接顺序。

图23是表示将2个移相电路和非反相电路50组合起来构成各调谐放大部时的连接形态的图。在这些图中，反馈阻抗元件70a及输入阻抗元件74a用于按规定的比例将各调谐放大部的输出信号和输入信号相加，如图2等所示，最一般的情况是将反馈电阻70作为反馈阻抗元件70a用，将输入电阻74作为输入阻抗元件74a用。

但是，由于只要反馈阻抗元件70a及输入阻抗元件74a能使输入到各元件中的信号的相位关系不变地进行加法运算即可，所以反馈阻抗元件70a及输入阻抗元件74a都能由电容器来形成，或者也可以将电阻和电容器等组合起来，同时调整阻抗的实数部分和虚数部分的比。

另外，在图23及后面将说明的图24所示的调谐放大部的结构中示出了将分压电路160除去后的结构，但是在将该分压电路160连接在最后级电路的再后级上时，可将分压后的信号作为反馈信号用，同时可将分压前的信号作为输出信号取出。

在图23(A)中示出了将非反相电路50配置在2个移相电路的后级的结构，与图2所示的调谐放大部2或图20所示的调谐放大部2C对应。这样，在将非反相电路50配置在后级的情况下，由于该非反相电路50具有输出缓冲器的功能，所以还能取出大的输出电流。

在图23(B)中示出了将非反相电路50配置在2个移相电路之间的结构。这样，在将非反相电路50配置在中间的情况下，能完全防止前级的移相电路和后级的移相电路的相互干扰。

在图23(C)中示出了将非反相电路50配置在2个移相电路的再前一级的结构。这样，在将非反相电路50配置在初级的情况下，能防止在反馈阻抗元件70a或输入阻抗元件74a和非反相电路50的连接部分产生的损失等。

同样，图24是表示将2个移相电路和相位反相电路组合起来构成各调谐放大部时的连接形态的图。

在图24(A)中示出了将相位反相电路80配置在2个移相电路的后级的结构，与图18所示的调谐放大部2A或图19所示的调谐放大部2B等对应。这样，在将相位反相电路80配置在后级的情况下，由于该相位反相电路80具有输出缓冲器的功能，所以还能取出大的输出电流。

在图24(B)中示出了将相位反相电路80配置在2个移相电路之间的结构。这时能完全防止2个移相电路之间的相互干扰。在图24(C)中示出了将相位反相电路80配置在2个移相电路的再前一级的结构。这时能防止在反馈阻抗元件70a或输入阻抗元件74a和相位反相电路80的连接部分产生的损失等。

另外，本发明不限定于上述的各种实施形态，在本发明的要旨的范围内可以进行各种变化。

例如，构成上述的调谐电路的各种调谐放大部中包括的可变电阻16、36可集成化在半导体衬底上时使用耦合型或MOS型的FET沟道作为电阻体来实现。这样利用FET形成可变电阻时，通过改变栅压，就能改变源·漏之间的电阻。

另外，也可以将p沟道的FET和n沟道的FET并联连接构成上述可变电阻16、36。这样，通过将2个FET组合起来构成可变电阻，能改善FET的非线性区，所以能使调谐输出的失真少。

另外，在上述的各种调谐放大部中，2个移相电路中都包括可变电阻，但也可以在任意一个移相电路中包括可变电阻来改变调谐频率。在2个移相电路中包括可变电阻的情况下，通过同时改变这些电阻值，而具有能将调谐频率的可变范围设定得大的优点。只在一个移相电路中包括可变电阻的情况下，具有容易进行改变调谐频率的控制的优点。

另外，也可以由PIN二极管构成上述的可变电阻，通过改变流过该PIN二极管的电流值来改变其两端呈现的电阻。

另外，在具有CR电路的移相电路中，也可以不改变构成各移相电路内的CR电路的电阻的阻值，而是通过改变电容器的静电电容来改变CR电路的时间常数，由此来改变移相电路的相位移动量，即改变各调谐放大部的调谐频率。

具体地说，将构成CR电路的电容器(例如图3所示的电容器14)换成变容二极管和阻止直流用的电容器。变容二极管是一种通过改变所施加的反向偏压来改变阳极和阴极之间的静电电容的元件。通过将这种变容二极管和电阻串联连接构成CR电路，能改变所施加的反向偏压，从而改变该CR电路的时间常数，能由移相电路来改变相位移动量。另外，也可以使用这样一种FET作为可变电容元件，来代替该变容二极管，上述的这种FET能随着加在栅极上的控制电压的变化而使其栅电容在某一范围内变化。

同样，在具有LR电路的移相电路中，也可以不改变构成各移相电路内的LR电路的电阻的阻值，而是将电感器换成可变电感器，通过改变其电感来改变LR电路的时间常数，由此来改变移相电路的相位移动量，即改变各调谐放大部的调谐频率。

图25是表示可变电感器的具体例图，简略地示出了在半导体衬底上形成的平面结构。

该图所示的可变电感器17a包括：在半导体衬底310上形成的涡旋状的电感导体312；围绕在其外周形成的控制用导体314；以及覆盖着电感导体312及控制用导体314两者形成的绝缘性磁性体318。

上述的控制用导体314连接着可变电压电源316，用来将可变的偏压加在控制用导体314的两端，通过可变地控制由该可变电压电源316施加的直流偏压，能改变流过控制用导体314的偏流。

另外，半导体衬底310可以采用例如n型硅衬底(n-Si衬底)或其它半导体材料(例如锗或非晶形硅等非晶体材料)。另外，电感导体312可以利用铝或金等金属薄膜或多晶硅等半导体材料来形成，且呈涡旋状。另外，在半导体衬底310上除了可变电感器17a以外，还形成图2等所示的各调谐放大部的其它构成零件。

图26是更详细地表示图25所示的可变电感器17a的电感导体312及控制用导体314的形状的图。

如该图所示，位于内周侧的电感导体312呈涡旋状形成规定圈数(例如约4圈)，在其两端连接着2个端子电极322、324。同样，位于外周侧的控制用导体314呈涡旋状形成规定圈数(例如约2圈)，在其两端连接着2个控制电极326、328。

图27是表示沿图26中的A-A线的放大剖面图，示出了包括电感导体312和控制用导体3 14的的绝缘性磁性体318的横剖面。

如该图所示，在半导体衬底310的表面上通过绝缘性的磁性体膜318a形成电感导体312及控制用导体314，再覆盖在它们的表面上形成绝缘性的磁性体膜318b。利用这两个磁性体膜318a、318b形成图25所示的绝缘性磁性体318。

例如，作为磁性体膜318a、318b可以采用伽马铁氧体或钡铁氧体等各种磁性体膜。另外，这些磁性体膜的材质和形成方法可以是各种各样的，例如有真空蒸镀FeO等形成磁性体膜的方法、除此以外还有分子线外延法(MBE法)、化学气相生长法(CVD法)、以及溅射法等形成磁性体膜的方法。

另外，绝缘膜330是用非磁性体材料形成的，覆盖在电感导体312及控制用导体314的各圈部分之间。这样，通过将各圈部分之间的磁性体膜318a、318b除去，能将在各圈部分之间产生的漏磁抑制在最小限度，所以能有效地利用电感导体312产生的磁通，能实现具有大的电感的可变电感器17a。

这样，图25等所示的可变电感器17a是形成绝缘性磁性体318(磁性体膜318a、318b)以覆盖电感导体312和控制用导体314，通过控制改变流过控制用导体314的直流偏流来改变将上述绝缘性磁性体318作为磁路的电感导体312的饱和磁化特性，从而改变电感导体312具有的电感。

因此，能直接改变电感导体312的电感。而且由于能用薄膜成形技术或半导体制造技术在半导体衬底310上形成，所以制造容易。进而也能在半导体衬底310上形成调谐放大部2等其它结构部件，所以适合于通过集成化将调谐电路1的总体整体形成。

另外，图25等所示的可变电感器17a可以通过使电感导体312和控制用导体314互相环绕或者使电感导体312和控制用导体314重叠来形成。不管在哪种情况下，都能通过改变流过控制用导体314的直流偏流，来改变绝缘性磁性体318的饱和磁化特性，能在某一范围内改变电感导体312所具有的电感。

另外，图25等所示的可变电感器17a以在半导体衬底310上形成电感导体312等的情况为例进行了说明，但也可以在陶瓷等绝缘性或导电性的各种基板上形成。

另外，作为磁性体膜318a、318b采用了绝缘性材料，但也可以采用金属粉(MP)之类的导电性材料。但是，如果用这样的导电性的磁性体膜置换上述绝缘性的磁性体膜318a使用时，电感导体312等的各环绕部分会短路，失去作为电感导体的功能，所以有必要将各电感导体和导电性的磁性体膜之间绝缘。作为其绝缘方法，有将电感导体312等氧化而形成绝缘氧化膜的方法，以及利用化学气相法等形成硅氧化膜或氮化膜的方法等。

特别是金属粉末等导电性材料的磁导率比伽马铁氧体等绝缘性材料的大，所以具有能确保大电感的优点。

另外，图25等所示的可变电感器17a是用绝缘性磁性体318将电感导体312和控制用导体314两者全部覆盖起来，但也可以只覆盖一部分形成磁路。这样，在局部形成成为磁路的绝缘性磁性体(或导电性磁性体)时，由于磁路窄，所以由电感导体312及控制用导体314产生的磁通容易饱和。因此，即使在流过控制用导体314的偏流小的情况下，磁通也饱和，通过控制小的偏流的变化，就能改变电感导体312的电感。因此，能简化控制系统的结构。

另外，图25等所示的可变电感器17a是将电感导体312和控制用导体314环绕着呈同心状地形成的，但这些导体也可在半导体衬底310表面上相邻的位置形成，通过用绝缘性或导电性的磁性体形成的磁路进行它们之间的磁耦合。

图28是表示将电感导体和控制用导体排列在相邻的位置形成后的可变电感器17b的简略平面图。

该图所示的可变电感器17b包括：在半导体衬底310上形成的涡旋状的电感导体312a；在与该电感导体312a相邻的位置形成的涡旋状的控制用导体314a；以及覆盖着电感导体312a及控制用导体314a的各涡旋中心形成的绝缘性磁性体(或导电性磁性体)319。

与图25等所示的可变电感器17a一样，控制用导体314a连接着可变电压电源316，用来将可变的偏压加在其两端，通过可变地控制由该可变电压电源316施加的直流偏压，能改变流过控制用导体314a的规定的偏流。

上述的可变电感器17b通过电感导体312a和控制用导体314a的各涡旋中心形成环状的绝缘性磁性体319(磁性体膜319a、319b)。因此，通过可变地控制流过控制用导体314a的直流偏流，来改变将上述的磁性体319作为磁路的电感导体312a的饱和磁化特性，也能改变电感导体312a所具有的电感。

另外，在半导体衬底上形成了上述的各种调谐放大部时，作为电容器14等可以设定不太大的静电电容。因此，如果通过精心设计电路，能使在半导体衬底上实际形成的电容器的小的静电电容在表观上增大的话，则将时间常数T的值设定得大些，以使调谐频率低频化是很方便的。

图29是表示不用单个元件、而是用电路构成了图3所示的移相电路10C等中用的电容器14等的变形例图，示出了使在半导体衬底上实际形成的电容器的静电电容在表观上增大的静电电容变换电路的结构。另外，图29所示的静电电容变换电路总体与移相电路10C等中包括的电容器14等相对应。

图29所示的静电电容变换电路14a包括：具有规定的静电电容C0的电容器210；2个运算放大器212、214；以及4个电阻216、218、220、222。

第1级运算放大器212是将电阻218(将其阻值设为R18)连接在输出端和反相输入端之间，该反相输入端再通过电阻216(将其阻值设为R16)接地。

加在第1级运算放大器212的反相输入端上的电压E1和输出端上出现的电压E2之间有如下关系：

E2＝(1+R18/R16)E1 …(8)

该第1级运算放大器212具有主要进行电感变换的缓冲器的功能，增益为1即可。所谓增益为1的情况是指R18/R16＝0的情况，即设定R16为无限大(将电阻216除去即可)，或者设定R18为0Ω(直接连接即可)。

另外，第2级运算放大器214是将电阻222(将其阻值设为R22)连接在输出端和反相输入端之间，同时将电阻220(将其阻值设为R20)连接在反相输入端和上述的运算放大器212的输出端之间，再将反相输入端接地。

将第2级运算放大器214的反相输出端上出现的电压设为E3，该电压E3和第1级运算放大器212的输出端上出现的电压E2之间有如下关系：

E3＝-(R22/R20)E2 …(9)

这样，第2级运算放大器214具有作为反相放大器的功能，由于将其输入侧设定为高阻抗，所以能使用第1级运算放大器212。

另外，如上所示，具有规定的静电电容的电容器210连接在这样连接而成的第1级运算放大器212的非反相输入端和第2级运算放大器214的输入端之间。

在图29所示的静电电容变换电路14a中，设除去电容器210的电路全体的传递函数为K4，则静电电容变换电路14a能用图30所示的系统图表示。图31是利用密勒定理将其变换后的系统图。

用图30所示的阻抗Z0表示图31所示的阻抗Z1，则有

Z1＝Z0/(1-K4) …(10)

这里，在图29所示的静电电容变换电路14a的情况下，阻抗Z0＝1/(jωC0)，将它代入(10)式，得

Z1＝(1/(jωC0)/(1-K4)

＝1/(jω((1-K4)C0)) …(11)

C＝(1-K4)C0 …(12)

该(12)式表示在静电电容变换电路14a中，电容器210具有的静电电容C0在表观上是它的(1-K4)倍。因此，当放大器的增益K4为负值时，(1-K4)变得经常比1大，所以能使静电电容C0向大的方向变化。

可是，图29所示的静电电容变换电路14a中的放大器的增益、即由运算放大器212和214全体构成的放大器的增益K4，从(8)式及(9)式得

K4＝-(1+R18/R16)(R22/R20) …(13)

将该(13)式代入(12)式，得

C＝(1+(1+R18/R16)R22/R20)C0 …(14)

因此，通过将4个电阻216、218、220、222的阻值设定为规定值，能使2个端子224、226之间的表观静电电容C大。

另外，在第1级运算放大器212的放大器的增益为1的情况下，如上所述，即在设定R16为无限大(将电阻216除去)，或者设定R18为0Ω时R18/R16＝0的情况下，上述的(14)式可以简化成

C＝(1+R22/R20)C0 …(15)

这样，上述的静电电容变换电路14a通过改变电阻220和电阻222的电阻比R22/R20或改变电阻216和电阻218的电阻比R18/R16，能沿表观上大的方向变换在半导体衬底上实际形成的电容器210的静电电容C0。因此，在半导体衬底上形成图2所示的各种调谐放大部的全体的情况下，在半导体衬底上形成具有小的静电电容C0的电容器210时，能用图29所示的电路变换成大的静电电容C，集成化时变得方便。特别是如果这样做能确保大的静电电容，则能使各调谐放大部的实际安装面积小型化，还能降低材料成本等。

另外，通过使电阻216、218、220、222中的至少1个由可变电阻形成，具体地说，通过将耦合型或MOS型的FET或p沟道FET和n沟道FET并联连接形成可变电阻，则能容易形成静电电容可变的电容器。因此，通过使用该电容器来代替变容二极管，能在某一范围内任意地改变相位移动量。因此，在各调谐放大部中能改变一个循环的信号的相位移动量为360°的频率，能任意地变更调谐频率。

另外，如上所述，由于第1级运算放大器212作为使输入阻抗增大用的缓冲器使用，所以可以将该运算放大器212换成发射极跟随电路或源极跟随电路。

可是，在上述的图29中，说明了通过将具有规定的增益的放大器和电容器组合起来，使表观上的静电电容比实际具有电容元件的静电电容大的情况，但也可以用电感器代替电容器，且能使该电感器具有的电感在表观上变大。

即，如上所述，用图30所示的阻抗Z0表示图31所示的阻抗Z1，则如(10)式所示。这里，在具有电感L0的电抗器的情况下，阻抗Z0＝jωL0，将它代入(10)式，得

Z1＝jωL0/(1-K4)

＝jωL(L0/(1-K4))…(16)

L＝L0/(1-K4) …(17)

该(17)式表示实际电感元件具有的电感在表观上是它的1/(1-K4)倍。可知当增益K4设定在从0到1之间时，表观上的电感变大。

图32是表示不用单个元件、而是用电路构成了图14所示的移相电路10L内的电感器17等的变形例图，示出了使在半导体衬底上实际形成的电感元件(电感导体)的电感在表观上增大的电感变换电路的结构。

图32所示的电感变换电路17c包括：具有规定的电感L0的电感器260；2个运算放大器262、264；以及2个电阻266、268。

第1级运算放大器262是输出端连接在反相输入端上的增益为1的非反相放大器，具有主要进行电感变换的缓冲器的功能。同样，第2级运算放大器264也是输出端连接在反相输入端上，具有增益为1的非反相放大器的功能。另外，由电阻266和268构成的分压电路被插在这2个非反相放大器之间。

这样，通过将分压电路插在中间，能在从0到1之间自由地设定包括2个非反相放大器的放大器全体的增益。

在图32所示的电感变换电路17c中，将除去电感器260的电路(放大器)全体的传递函数设为K4，该增益K4由用电阻266和268构成的分压电路的分压比决定，设这些电阻的电阻值为R66、R68，则有

K4＝R66/(R66+R68)…(18)

将该增益K4代入(17)式，计算表观上的电感L，得

L＝L0/(1-R66/R66+R68))

＝(1+R68/R66)L0 …(19)

因此，通过增大电阻266和268的电阻比R68/R66，能增大2个端子254、256之间的表观上的电感L。例如，当R68＝R66时，根据(19)式能使电感L为L0的2倍。

这样，上述的电感变换电路17c通过改变插在2个非反相放大器之间的分压电路的分压比，能使实际连接的电感器260的电感L0在表观上增大。因此，在半导体衬底上形成各调谐放大部的全体的情况下，在半导体衬底上由螺旋状的导体等形成具有小的电感L0的电感器260，能用图32所示的电感变换电路变换成大的电感L，集成化时方便。特别是如果这样做能确保大的电感，则容易将调谐放大器的调谐频率降低到较低的频率区。另外，通过进行集成化，能使调谐放大器全体的实际安装面积小型化，还能降低材料成本等。

另外，除了将由电阻266、268构成的分压电路的分压比固定的情况以外，也可以利用可变电阻形成这2个电阻266、268中的至少1个，具体地说，通过将耦合型或MOS型的FET或p沟道FET和n沟道FET并联连接形成可变电阻，使其分压比连续地变化。在这种情况下，改变将图32所示的运算放大器262、264包括在内构成的放大器全体的增益，端子254、256之间的电感L也连续地变化。因此，通过代替可变电感器而使用该电感变换电路17c，能在某一范围内任意地改变各移相电路的相位移动量。因此，在调谐放大器中能改变一个循环的信号的相位移动量为360°的频率，能任意地变更调谐频率。

另外，图32所示的电感变换电路17c由于将包括2个运算放大器262、264的放大器全体的增益设定在1以下，所以可以将全体换成发射极跟随电路或源极跟随电路。

另外，虽然说明了构成上述的调谐电路的2个调谐放大部2、3具有相同的结构，但也可以将结构不同的两种调谐放大部组合串联连接。例如，可以用图18或图19所示的调谐放大部2A、2B代替图1所示的调谐放大部3，或者将上述的调谐放大部2、2A、2B等中的至少1个的移相电路换成图14或图16所示的移相电路10L、30L，且用这样替换后的调谐放大部代替图1所示的调谐放大部3。另外，当然将结构不同的2个调谐放大部2、3中的哪一个作为前级连接都可以。

工业上利用的可能性

从以上根据实施本发明用的最佳形态作的说明可知，通过将调谐频率大致相等或错开规定量的多个调谐放大部串联连接，包括全通式的2个移相电路、非反相电路、或相位反相电路和将反馈信号及输入信号相加的加法电路在内构成各调谐放大部，能确保规定的最大衰减量，同时与单独使用调谐放大部的情况相比，能设定宽的调谐频带宽度。

另外，包括CR电路在内构成各调谐放大部内的2个移相电路时，能容易地将调谐电路全体集成化。同样，包括LR电路在内构成2个移相电路时，通过集成化形成小的电感器，能容易地使调谐频率高频化。使一个移相电路包括CR电路、使另一个移相电路包括LR电路构成时，能防止由温度等引起的特性的变化，能使特性稳定。

Claims

1.一种调谐频率大致相等的多个调谐放大部串联连接的调谐电路，其特征在于：

上述各调谐放大部分别备有：

将上述2个移相电路、上述非反相电路及上述分压电路分别串联连接，将由上述加法电路相加的信号输入到这些串联连接的多个电路中的初级电路中，同时将从最后一级电路输出的信号作为上述反馈信号输入到阻抗元件的一端，将输入前的信号输出给上述分压电路。

2.根据权利要求1所述的调谐电路，其特征在于：上述2个移相电路分别包括的上述变换装置由晶体管构成，该晶体管的源极及漏极，各自连接的或发射极及集电极各自连接的电阻的阻值大致相等，同时交流信号输入到栅极或基极，在上述晶体管的源极及漏极之间或发射极及集电极之间连接着由构成上述合成装置的上述电容器或上述电感器和上述电阻构成的串联电路。

3.根据权利要求1所述的调谐电路，其特征在于：上述输入阻抗元件及上述反馈阻抗元件分别是电阻，通过改变它们的电阻比，来改变上述调谐放大部的调谐带宽。

4.根据权利要求1所述的调谐电路，其特征在于：通过改变由构成上述合成装置的上述电容器或上述电感器和上述电阻构成的串联电路的时间常数，来改变调谐特性。

5.根据权利要求4所述的调谐电路，其特征在于：用可变电阻形成上述合成装置中包括的上述电阻，通过改变该可变电阻的阻值，来改变调谐特性。

6.根据权利要求5所述的调谐电路，其特征在于：通过并联连接p沟道型的FET和n沟道型的FET形成上述可变电阻，改变栅压的大小能改变沟道电阻。

7.根据权利要求1所述的调谐电路，其特征在于：将上述分压电路的分压比设定为1。

8.根据权利要求4所述的调谐电路，其特征在于：上述合成装置中包括的电感器有在半导体衬底上形成的通过磁性体互相进行磁耦合的2条涡旋形的电极，通过改变流过一个电极的直流偏流的大小，来改变另一电极所具有的电感。

9.根据权利要求1所述的调谐电路，其特征在于：由静电电容变换电路形成上述合成装置中包括的上述电容器，该静电电容变换电路由具有增益呈负值的放大器和并联连接在上述放大器的输入输出端之间的电容元件构成。

10.根据权利要求1所述的调谐电路，其特征在于：由电感变换电路形成上述合成装置中包括的上述电感器，该电感变换电路由将增益设定在0到1之间的放大器和并联连接在上述放大器的输入输出端之间的电感元件构成。

11.一种调谐频率大致相等的多个调谐放大部串联连接的调谐电路，其特征在于：

上述各调谐放大部分别备有：

12.根据权利要求11所述的调谐电路，其特征在于：上述2个移相电路分别包括的上述变换装置由晶体管构成，该晶体管的源极及漏极各自连接的或发射极及集电极各自连接的电阻的阻值大致相等，同时交流信号输入到栅极或基极，在上述晶体管的源极及漏极之间或发射极及集电极之间连接着由构成上述合成装置的上述电容器或上述电感器和上述电阻构成的串联电路。

13.根据权利要求11所述的调谐电路，其特征在于：上述输入阻抗元件及上述反馈阻抗元件分别是电阻，通过改变它们的电阻比，来改变上述调谐放大部的调谐带宽。

14.根据权利要求11所述的调谐电路，其特征在于：通过改变由构成上述合成装置的上述电容器或上述电感器和上述电阻构成的串联电路的时间常数，来改变调谐特性。

15.根据权利要求14所述的调谐电路，其特征在于：用可变电阻形成上述合成装置中包括的上述电阻，通过改变该可变电阻的阻值，来改变调谐特性。

16.根据权利要求15所述的调谐电路，其特征在于：通过并联连接p沟道型的FET和n沟道型的FET形成上述可变电阻，改变栅压的大小能改变沟道电阻。

17.根据权利要求11所述的调谐电路，其特征在于：将上述分压电路的分压比设定为1。

18.根据权利要求14所述的调谐电路，其特征在于：上述合成装置中包括的电感器有在半导体衬底上形成的通过磁性体互相进行磁耦合的2条涡旋形的电极，通过改变流过一个电极的直流偏流的大小，来改变另一电极所具有的电感。

19.根据权利要求11所述的调谐电路，其特征在于：由静电电容变换电路形成上述合成装置中包括的上述电容器，该静电电容变换电路由具有增益呈负值的放大器和并联连接在上述放大器的输入输出端之间的电容元件构成。

20.根据权利要求11所述的调谐电路，其特征在于：由电感变换电路形成上述合成装置中包括的上述电感器，该电感变换电路由将增益设定在0到1之间的放大器和并联连接在上述放大器的输入输出端之间的电感元件构成。

21.一种将调谐频率互相错开一规定量的多个调谐放大部串联连接的调谐电路，其特征在于：

上述各调谐放大部分别备有：

22.根据权利要求21所述的调谐电路，其特征在于：上述2个移相电路分别包括的上述变换装置由晶体管构成，该晶体管的源极及漏极各自连接的或发射极及集电极各自连接的电阻的阻值大致相等，同时交流信号输入到栅极或基极，在上述晶体管的源极及漏极之间或发射极及集电极之间连接着由构成上述合成装置的上述电容器或上述电感器和上述电阻构成的串联电路。

23.根据权利要求21所述的调谐电路，其特征在于：上述输入阻抗元件及上述反馈阻抗元件分别是电阻，通过改变它们的电阻比，来改变上述调谐放大部的调谐带宽。

24.根据权利要求21所述的调谐电路，其特征在于：通过改变由构成上述合成装置的上述电容器或上述电感器和上述电阻构成的串联电路的时间常数，来改变调谐特性。

25.根据权利要求24所述的调谐电路，其特征在于：用可变电阻形成上述合成装置中包括的上述电阻，通过改变该可变电阻的阻值，来改变调谐特性。

26.根据权利要求25所述的调谐电路，其特征在于：通过并联连接p沟道型的FET和n沟道型的FET形成上述可变电阻，改变栅压的大小能改变沟道电阻。

27.根据权利要求21所述的调谐电路，其特征在于：将上述分压电路的分压比设定为1。

28.根据权利要求24所述的调谐电路，其特征在于：上述合成装置中包括的电感器有在半导体衬底上形成的通过磁性体互相进行磁耦合的2条涡旋形的电极，通过改变流过一个电极的直流偏流的大小，来改变另一电极所具有的电感。

29.根据权利要求21所述的调谐电路，其特征在于：由静电电容变换电路形成上述合成装置中包括的上述电容器，该静电电容变换电路由具有增益呈负值的放大器和并联连接在上述放大器的输入输出端之间的电容元件构成。

30.根据权利要求21所述的调谐电路，其特征在于：由电感变换电路形成上述合成装置中包括的上述电感器，该电感变换电路由将增益设定在0到1之间的放大器和并联连接在上述放大器的输入输出端之间的电感元件构成。

31.一种将调谐频率互相错开一规定量的多个调谐放大部串联连接的调谐电路，其特征在于：

上述各调谐放大部分别备有：

32.根据权利要求31所述的调谐电路，其特征在于：上述2个移相电路分别包括的上述变换装置由晶体管构成，该晶体管的源极及漏极各自连接的或发射极及集电极各自连接的电阻的阻值大致相等，同时交流信号输入到栅极或基极，在上述晶体管的源极及漏极之间或发射极及集电极之间连接着由构成上述合成装置的上述电容器或上述电感器和上述电阻构成的串联电路。

33.根据权利要求31所述的调谐电路，其特征在于：上述输入阻抗元件及上述反馈阻抗元件分别是电阻，通过改变它们的电阻比，来改变上述调谐放大部的调谐带宽。

34.根据权利要求31所述的调谐电路，其特征在于：通过改变由构

成上述合成装置的上述电容器或上述电感器和上述电阻构成的串联电路的时间常数，来改变调谐特性。

35.根据权利要求34所述的调谐电路，其特征在于：用可变电阻形成上述合成装置中包括的上述电阻，通过改变该可变电阻的阻值，来改变调谐特性。

36.根据权利要求35所述的调谐电路，其特征在于：通过并联连接p沟道型的FET和n沟道型的FET形成上述可变电阻，改变栅压的大小能改变沟道电阻。

37.根据权利要求31所述的调谐电路，其特征在于：将上述分压电路的分压比设定为1。

38.根据权利要求34所述的调谐电路，其特征在于：上述合成装置中包括的电感器有在半导体衬底上形成的通过磁性体互相进行磁耦合的2条涡旋形的电极，通过改变流过一个电极的直流偏流的大小，来改变另一电极所具有的电感。

39.根据权利要求31所述的调谐电路，其特征在于：由静电电容变换电路形成上述合成装置中包括的上述电容器，该静电电容变换电路由具有增益呈负值的放大器和并联连接在上述放大器的输入输出端之间的电容元件构成。

40.根据权利要求31所述的调谐电路，其特征在于：由电感变换电路形成上述合成装置中包括的上述电感器，该电感变换电路由将增益设定在0到1之间的放大器和并联连接在上述放大器的输入输出端之间的电感元件构成。

41.根据权利要求40所述的调谐电路，其特征在于：在半导体衬底上整体形成构成部件。