CN117178469A - 电力变换装置和电力变换装置的控制方法 - Google Patents

Abstract

加法器(52、54)使用按照开关频率的目标值(ftrg)设定的滞环宽度(BW)和电流指令值(ia*)输出滞环带的上限值(Iup)及下限值(Ilw)。滞环比较器(60)输出经死区时间补偿部(72、74)的死区时间补偿后的上限值(Iupc)及下限值(Ilwc)与电抗器电流(ia)的比较结果。死区时间生成器(70)基于滞环比较器(60)的输出信号以赋予死区时间的方式生成开关元件的栅极信号(S1a、S1b)。死区时间补偿部(72、74)在电抗器电流(ia)为正的情况与电抗器电流(ia)为负的情况之间对上限值(Iup)及下限值(Ilw)的不同的一方加上不同的极性的补偿量。

Description

电力变换装置和电力变换装置的控制方法

技术领域

本公开涉及一种电力变换装置和电力变换装置的控制方法。

背景技术

作为电力变换装置的一个方法，已知根据作为控制对象的电流或电压与阈值的比较使半导体开关元件(以下还仅称为“开关元件”)导通断开的滞环控制(hysteresiscontrol)。

例如在日本特开2005-341712号公报(专利文献1)中记载了将第一及第二阈值的任一个与对应于电感电流的信号进行比较来决定开关元件的导通断开的时机的电流滞环控制。在专利文献1的电流滞环控制中，第一及第二阈值被设定为具有基于输出电压的中心值以及与开关频率的目标值相应的宽度。还记载了以下控制：通过根据输出电压改变与第一及第二阈值之差相当的滞环带的宽度，将开关频率设为目标值。

专利文献1：日本特开2005-341712号公报

发明内容

发明要解决的问题

专利文献1的滞环控制应用于由单独的开关构成的电力变换装置。与此相对，在具有串联连接在2根电线间来构成所谓支线(leg)的多个开关元件的电力变换装置中，在使构成同一支线的2个半导体开关元件交替地导通断开时，一般设置被称为死区时间(deadtime)的使两者断开的期间。

在具有支线的电力半导体装置中，有可能死区时间期间对电路行为产生影响，因此在单纯地应用专利文献1所记载的电流滞环控制的情况下，有可能难以将开关频率控制为目标值。

本公开是为了解决这样的问题点而完成的，本公开的目的在于提供即使在设置有死区时间的情况下也能够将开关频率稳定地控制为目标值的电力变换装置的滞环控制。

用于解决问题的方案

根据本公开的某方面，提供电力变换装置。电力变换装置具备电力变换电路和控制电路。电力变换电路具有在第一电线与第二电线之间串联连接的第一及第二开关元件。控制电路通过基于在电力变换电路的电力变换中处理的电气量的检测值与包含该电气量的指令值的滞环带的上限值及下限值的比较的滞环控制，对第一及第二开关元件的导通断开进行控制。第一及第二开关元件的导通断开被控制为设置有在导通断开切换时第一及第二开关元件这两方断开的死区时间。控制电路包括滞环带生成部、上下限值设定部、死区时间补偿部、滞环比较器以及死区时间生成器。上下限值设定部按照滞环带宽和指令值，设定上限值及下限值。死区时间补偿部对由上下限值设定部设定的上限值及下限值加上用于避免在死区时间的期间检测值超出到滞环带外的补偿量。滞环比较器将经死区时间补偿部的处理后的上限值及下限值与检测值进行比较。死区时间生成器基于滞环比较器的输出信号，以赋予死区时间的方式生成第一及第二开关元件的导通断开的控制信号。死区时间补偿部执行在检测值为正的情况与检测值为负的情况之间对上限值及下限值的不同的一方加上不同的极性的补偿量的处理。

根据本公开的其它某方面，提供电力变换装置的控制方法。电力变换装置具备具有在第一电线与第二电线之间串联连接的第一及第二开关元件的电力变换电路，并且第一及第二开关元件的导通断开被控制为设置有在导通断开切换时第一及第二开关元件这两方断开的死区时间。控制方法具备控制步骤，在该控制步骤中，通过基于在电力变换电路的电力变换中处理的电气量的检测值与包含该电气量的指令值的滞环带的上限值及下限值的比较的滞环控制，对所述第一及第二开关元件的导通断开进行控制。该控制步骤包括以下步骤：按照第一及第二开关元件的开关频率的目标值，生成滞环控制中的滞环带宽；按照滞环带宽和指令值，设定上限值及下限值；执行对所设定的上限值及下限值加上用于避免在死区时间的期间检测值超出到滞环带外的补偿量的死区时间补偿；以将死区时间补偿后的上限值及下限值与检测值进行比较的方式使滞环比较器动作；以及基于滞环比较器的输出信号，以赋予死区时间的方式生成第一及第二开关元件的导通断开的控制信号。在死区时间补偿中，在检测值为正的情况与检测值为负的情况之间对上限值及下限值的不同的一方加上不同的极性的补偿量。

发明的效果

根据本公开，根据作为控制对象的检测值的极性，对按照开关频率的目标值设定的滞环带的上限值及下限值的一方选择性地加上正或负的补偿量，由此能够避免由于死区时间期间中的检测值的变化而检测值超出到滞环带外，因此能够排除死区时间的影响来实现能够将开关频率稳定地控制为目标值的滞环控制。

附图说明

图1是实施方式1所涉及的电力变换装置的概略结构图。

图2是说明比较例所涉及的滞环控制的功能框图。

图3是基于图2的滞环控制的电抗器电流的波形图的一例。

图4是说明具有死区时间的赋予功能的滞环控制的功能框图。

图5是用于说明图4所示的死区时间生成器的动作的信号波形图。

图6是用于说明死区时间对滞环控制的影响的电抗器电流的波形图。

图7是说明实施方式1所涉及的滞环控制的功能框图。

图8是用于说明实施方式1所涉及的滞环控制的电抗器电流的第一控制波形例。

图9是用于说明实施方式1所涉及的滞环控制的电抗器电流的第二控制波形例。

图10是说明实施方式1所涉及的滞环控制的上下限值的设定处理的流程图。

图11是说明实施方式1的变形例所涉及的滞环控制的功能框图。

图12是说明实施方式1的变形例所涉及的滞环控制的处理的流程图。

图13是实施方式2所涉及的电力变换装置的概略结构图。

图14是说明实施方式2所涉及的滞环控制的功能框图。

图15是说明图14所示的中性点电压运算部的结构例的功能框图。

图16是用于说明图15所示的支线电压计算部的动作的概念性的波形图。

图17是说明实施方式2所涉及的滞环控制的电流比较处理的流程图。

(附图标记说明)

10：直流电源；20：交流电源；21：反并联二极管；30a、30b、31、32、33：滞环控制部；50：滞环带生成部；52、54：加法器；60：滞环比较器；61：逆变器；70：死区时间生成器；72、74：死区时间补偿部；80：保护电路；90：电流补偿部；92：中性点电压运算部；93a、93b、93c：支线电压计算部；94：Vpn计算部；95：电流变动分量计算部；98：减法器；100、101：电力变换装置；111：正极电线；112：负极电线；120：三相逆变器电路；121：第一支线；122：第二支线；123：第三支线；131、132：直流链接电容器；141a～141c：电流控制电抗器；145a～145c：电流传感器；150：控制电路；158：总线；BW：滞环带宽；Ea、Ec：交流电压源；Ilw、Ilwc：下限值(滞环带)；Iup、Iupc：上限值V；L：电感值；Nnp：中性点(直流侧)；Nnw：中性点(交流侧)；Q1A、Q1B、Q2A、Q2B、Q3A、Q3B：开关元件；S1b、S1a、S2a、S2b、S3a、S3b：栅极信号；Td：死区时间；Tsw：开关周期；Ttrg：目标值(开关周期)；ftrg：目标值(开关频率)；Vnp、vnp：中性点电压；ia*：电流指令值；ia～ic：电抗器电流。

具体实施方式

以下，关于本公开的实施方式，参照图来详细地进行说明。此外，以下，对图中的相同或相当的部分附加相同符号，原则上不重复其说明。此外，以下说明的各实施方式的结构不限于分别单独应用，只要不产生矛盾，还能够与其它实施方式的结构组合来应用。

实施方式1.

(电路结构例)

首先，说明实施方式1所涉及的电力变换装置的结构例。

在图1中示出本实施方式1所涉及的电力变换装置100的概略结构图。电力变换装置100连接于直流电源10与交流电源20之间，在直流电源10与交流电源20之间进行电力传输。在图1的例子中，交流电源20由三相交流构成，中性点Nnw被接地。

电力变换装置100具备具有同等的电容值的直流链接电容器(DC linkcapacitor)131、132、三相逆变器电路120、具有同等的电感值的电流控制电抗器141a～141c以及控制电路150。由三相逆变器电路120在直流电源10与交流电源20之间执行电力变换(DC/AC变换)。

三相逆变器电路120具有在正极电线111与负极电线112之间并联连接的三相的第一支线(first leg)121～第三支线123。第一支线121具有在正极电线111与负极电线112之间串联连接的开关元件Q1A、Q1B。第二支线122具有在正极电线111与负极电线112之间串联连接的开关元件Q2A、Q2B。同样地，第三支线123具有在正极电线111与负极电线112之间串联连接的开关元件Q3A、Q3B。

即，第一支线121是正极侧的开关元件Q1A与负极侧的开关元件Q1B的串联连接电路。第二支线122是正极侧的开关元件Q2A与负极侧的开关元件Q2B的串联连接电路。第三支线123是正极侧的开关元件Q3A与负极侧的开关元件Q3B的串联连接电路。此外，第一支线121～第三支线123的正极侧及负极侧的开关元件也可以分别由多个开关元件构成。

作为各开关元件Q1A、Q1B、Q2A、Q2B、Q3A、Q3B，使用以IGBT(Insulated GateBipolar Transistor：绝缘栅双极晶体管)或MOSFET(Metal Oxide Semiconductor FieldEffect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)为代表的、能够控制导通及断开时机的半导体元件。对于各开关元件Q1A、Q1B、Q2A、Q2B、Q3A、Q3B，反并联连接有二极管21(以下，称为反并联二极管21)。正极侧的开关元件Q1A～Q3A分别相当于“第一开关元件”的一个实施例，负极侧的开关元件Q1B～Q3B分别相当于“第二开关元件”的一个实施例。

正极电线111及负极电线112分别连接于直流电源10的正极及负极。直流链接电容器131及132是与直流电源10并联地串联连接在正极电线111与负极电线112之间。在图1的例子中，作为直流链接电容器131与直流链接电容器132的连接点的直流电源10的中性点Nnp与交流电源20的中性点Nnw同样地被接地。即，在图1的例子中，中性点Nnp和中性点Nnw这两方被接地，彼此为相同的电位。

第一支线121的中间点Na、即开关元件Q1A与开关元件Q1B的连接点连接于电流控制电抗器141a的一个端子。同样地，第二支线122的中间点Nb、即开关元件Q2A与开关元件Q2B的连接点连接于电流控制电抗器141b的一个端子，第三支线123的中间点Nc、即开关元件Q3A与开关元件Q3B的连接点连接于电流控制电抗器141c的一个端子。以下，将中间点Na～Nc的对地电位表述为电压ua～uc。

电流控制电抗器141a～141c的另一个端子与交流电源20的各相连接。交流电源20主要是作为具有a相～c相的交流电压源Ea～Ec的电压源进行动作，通过由三相逆变器电路120进行的电力变换，实现直流电源10与交流电源20之间的电力传输。

与电流控制电抗器141a～141c分别对应地设置用于检测分别经过电流控制电抗器141a～141c并流入交流电源20的各相的电抗器电流ia～ic的电流传感器145a～145c。对于交流电源20还配置用于检测对各相输出的电压(交流)va～vc的电压传感器(未图示)。关于电压va～vc，例如能够通过配置检测对地电位的电压传感器(未图示)来进行检测，但是也可以根据检测线间电压的电压传感器(未图示)的检测值在控制电路150中换算为表示对地电位的电压va～vc。

包括上述的电流传感器145a～145c和未图示的电压传感器在内的各种传感器的检测值被输入到控制电路150。控制电路150基于被输入的传感器检测值，输出用于控制开关元件Q1A、Q1B、Q2A、Q2B、Q3A、Q3B各自的导通断开的栅极信号。由此，控制由三相逆变器电路120进行的电力变换。

在图1中示出控制电路150的硬件结构例。例如，如图1所示，控制电路150以包括CPU(Central Processing Unit：中央处理单元)155、存储器156、输入输出(I/O)电路157的方式基于计算机构成。CPU 155、存储器156以及I/O电路157能够经由总线158相互交换数据。在存储器156的一部分区域预先保存有程序，通过由CPU 155执行该程序，能够执行后述的滞环控制。I/O电路157在与控制电路150的外部(例如三相逆变器电路120和包括电流传感器145a～145c的传感器组)之间输入输出信号及数据。

或者，能够与图1的例子不同地，关于控制电路150的至少一部分，使用FPGA(FieldProgrammable Gate Array：现场可编程门阵列)或ASIC(Application SpecificIntegrated Circuit：专用集成电路)等数字电子电路来构成。另外，关于控制电路150的至少一部分，还能够由包括比较器、运算放大器以及差动放大电路等的模拟电子电路构成。设分别构成以下说明的多个滞环控制部的各块的功能是通过控制电路150的软件处理和硬件处理的至少一方来实现的。

(滞环控制的比较例)

接着，说明由控制电路150执行的滞环控制。首先，使用图2～图6说明不考虑死区时间的比较例所涉及的滞环控制。

以下，在本说明书中，代表性地说明第一支线121～第三支线123中的、基于电抗器电流ia的对构成第一支线121的开关元件Q1A及Q1B的导通断开进行控制的滞环控制。但是，关于以下说明的各滞环控制，在第二支线122和第三支线123的各支线中，也能够分别基于电抗器电流ib及ic同样地执行用于对开关元件Q2A、Q2B和开关元件Q3A、Q3B的导通断开进行控制的滞环控制。

在图2中示出说明比较例所涉及的滞环控制的功能框图。

比较例所涉及的滞环控制部30a具有加法器52、54、滞环比较器60以及反相器61。

在此，滞环带宽BW是用于将开关周期设为按照开关频率的目标值ftrg的目标值Ttrg(Ttrg＝1/ftrg)的设定值，设其设定方法是任意的。加法器52及54分别被输入+(BW/2)及-(BW/2)。

加法器52将电抗器电流ia的电流指令值ia*与(BW/2)相加来计算滞环带的上限值Iup。加法器54将电流指令值ia*与-(BW/2)相加来计算滞环带的下限值Ilw。例如，电流指令值ia*是具有与交流电源20的三相交流电压相同的频率的正弦波电流。

滞环比较器60输出表示由电流传感器145a检测出的电抗器电流ia(检测值)与滞环带的上限值Iup及下限值Ilw的比较结果的、具有逻辑高电平(以下，“H电平”)或逻辑低电平(“L电平”)的脉冲信号。滞环比较器60的输出信号S1a*按原样被用作正极侧的开关元件Q1A的栅极信号S1a。

反相器61使滞环比较器60的输出信号反转。使输出信号S1a*反转得到的S1b*被用作负极侧的开关元件Q1B的栅极信号S1b。此外，在各栅极信号的H电平期间，对应的开关元件被导通，在L电平期间，对应的开关元件被断开。图2的栅极信号S1a、S1b是未被赋予死区时间的用于理论上的导通断开控制的栅极信号。在第一支线121中，正极侧的开关元件Q1A和负极侧的开关元件Q1B响应于按原样使用了S1a*和S1b*的栅极信号S1a、S1b，被互补地导通断开。

在图3中示出基于图2的滞环控制的电抗器电流的波形图的一例。在此，设相对于交流电源20的电压va而言三相逆变器电路120的输出电压、即直流电源10的电压充分大，正极电线111的电位(E/2)超过交流电源20的a相的电位。此时，如图3所示，在正极侧的开关元件Q1A的导通期间，电抗器电流ia上升。相反地，在负极侧的开关元件Q1B的导通期间(开关元件Q1A的断开期间)，电抗器电流下降。

在滞环控制中，每当电抗器电流ia上升至上限值Iup、或下降至下限值Ilw时，滞环比较器60的输出信号发生变化，由此交替地设置正极侧的开关元件Q1A和负极侧的开关元件Q1B的导通期间，电抗器电流ia的变化的方向被反转。

时刻t1以前是正极侧的开关元件Q1A的导通期间，上升的电抗器电流ia与上限值Iup相比较，在ia<Iup的期间，滞环比较器60的输出信号维持为H电平。

当在时刻t1成为ia≥Iup时，滞环比较器60的输出信号从H电平变化为L电平。由此，正极侧的开关元件Q1A被断开，并且负极侧的开关元件Q1B被导通，由此电抗器电流ia转为下降。

在电抗器电流ia下降的时刻t2以后，电抗器电流ia与下限值Ilw相比较，在ia>Ilw的期间，滞环比较器60的输出信号维持为L电平。当在时刻t2成为ia≤Ilw时，滞环比较器60的输出信号从L电平变化为H电平。由此，负极侧的开关元件Q1B被断开，并且正极侧的开关元件Q1A被导通，由此电抗器电流ia转为上升。

当在时刻t3处上升的电抗器电流ia再次达到上限值Iup时，滞环比较器60的输出信号从H电平变化为L电平，由此设置负极侧的开关元件Q1B的导通期间。

基于滞环控制的、正极侧的开关元件的导通期间长度Ton和断开期间长度Toff分别由电抗器电流ia的斜率(变化率)和滞环带宽BW决定。因而，可理解，通过适当地设定滞环带宽BW，能够将开关周期Tsw(Tsw＝Ton+Toff)控制为目标值Ttrg。

另外，以下将开关元件Q1A的导通期间长度Ton与开关周期Tsw之比设为占空比D。开关元件Q1A的断开期间(即，开关元件Q1B的导通期间)的断开期间长度Toff与开关周期Tsw之比由(1-D)给出。

(死区时间对滞环控制的影响)

在图4中示出具有死区时间的赋予功能的滞环控制的功能框图。

图4所示的滞环控制部30b与图2所示的滞环控制部30a的结构相比，还具有死区时间生成器70。死区时间生成器70接收滞环比较器60和反相器61的输出信号S1a*、S1b*，生成被赋予有死区时间的栅极信号S1a、S1b。

在图5中示出用于说明死区时间生成器70的动作的信号波形图。

如图5所示，滞环比较器60的输出信号S1a*及其反转信号S1b*交替地被设定为H电平和L电平的各一方。

如图1所示，当同一支线的正极侧及副极侧的开关元件这两方导通时，发生形成正极电线111与负极电线112之间的短路路径的所谓臂短路。因而，公知的是，设置对正极侧及副极侧的开关元件这两方生成断开指令的死区时间以避免在正极侧及副极侧的开关元件之间因导通时机和断开时机的微小偏差而发生臂短路。

死区时间生成器70在正极侧及负极侧的开关元件的导通断开交替时，按原样的时机生成关断指令，另一方面，对开通指令赋予预先决定的延迟时间Td。由此，能够设置栅极信号S1a、S1b这两方被设定为L电平的、即对正极侧及副极侧的开关元件这两方赋予断开指令的死区时间。以下，关于死区时间的期间长度，也仅表述为死区时间Td。

在图6中示出用于说明死区时间对滞环控制的影响的电抗器电流的波形图的一例。在图6中，示出使用图4的栅极信号S1a、S1b，使用不考虑死区时间地设定的上限值Iup及下限值Ilw进行了滞环控制的情况下的电抗器电流的波形例。

如图6所示，在正极侧的开关元件Q1A的断开期间，当电抗器电流ia在时刻t2下降至下限值Ilw时，响应于此，滞环比较器60的输出信号S1a*变化为H电平以使电抗器电流ia上升。

然而，如图5中说明的那样，从时刻t2起直到经过死区时间Td为止，栅极信号S1a维持为L电平。因而，在该死区时间期间，电抗器电流ia继续下降。然后，在经过死区时间Td后的时刻t2x，栅极信号S1a从L电平变化为H电平，由此电抗器电流ia转为上升。

因而，直到电抗器电流ia达到上限值Iup为止的时间长度与图3中的时刻t2～t3的时间长度相比增大了与从时刻t2至时刻t2x之间的电流变化量Xd相应的量。由此，可理解，在基于滞环控制的实际的开关周期Tsw中，相对于与滞环带宽BW对应的目标值Ttrg产生因死区时间的影响引起的误差。

(实施方式1所涉及的滞环控制)

在实施方式1中，说明对上述的死区时间的影响进行了补偿的滞环控制。

图7是说明实施方式1所涉及的滞环控制的功能框图。

实施方式1所涉及的滞环控制部31具有滞环带生成部50、加法器52、54、滞环比较器60、死区时间生成器70以及死区时间补偿部72、74。即，滞环控制部31与图4所示的滞环控制部30b相比，还具有滞环带生成部50和死区时间补偿部72、74。

滞环带生成部50除了具有计算用于将开关频率控制为目标值ftrg的滞环带宽BW的功能以外，还具有在死区时间补偿部72、74中的补偿运算中使用的占空比D、(1-D)的运算功能。

在此，以下说明滞环带宽BW和占空比D的计算例。

关于图3所示的电抗器电流ia的斜率(dia/dt)，能够使用电流控制电抗器141a的电感值L、电压va以及第一支线121的中间点的电压ua通过下述的式(1)求出。

(dia/dt)＝(ua-va)/L…(1)

在式(1)中，电压ua在正极侧的开关元件Q1A的导通期间为ua＝(E/2)，在负极侧的开关元件Q1B的导通期间为ua＝-(E/2)。

因而，能够用下述的式(2)、式(3)表示正极侧的开关元件Q1A的导通期间长度Ton和断开期间长度Toff。

Ton＝BW·L/(va+(E/2))…(2)

Toff＝BW·L/((E/2)-va)…(3)

因而，用下述的式(4)表示开关周期Tsw。

Tsw＝(BW·L·E)/((E/2)＾2-(va)＾2)…(4)

如果在式(4)中代入Tsw＝Ttrg＝1/ftrg并针对滞环带宽BW进行求解，则得到式(5)。

BW＝Ttrg·((E/2)＾2-(va)＾2)/(L·E)…(5)

通过式(5)，计算出当前的电抗器电流ia的斜率下的、用于将开关频率设为目标值ftrg的滞环带宽BW。即，滞环带生成部50根据电压va的检测值、直流电源10的电压E(常数或检测值)、电流控制电抗器141a的电感值L以及开关频率的目标值ftrg进行计算。

另外，能够根据式(2)和(3)通过下述的式(6)求出D＝Ton/(Ton+Tff)以及1-D＝Toff/(Ton+Toff)。

D＝((E/2)-va)/E…(6)

1-D＝((E/2)+va)/E…(7)

滞环带生成部50基于用式(5)计算出的滞环带宽BW，向加法器52输入+(BW/2)，另一方面，向加法器54输入-(BW/2)。

由此，从加法器52及54与图2同样地输出死区时间补偿前的滞环带的上限值Iup(Iup＝ia*+(BW/2))及下限值Ilw(Ilw＝ia*-(BW/2))。即，可理解，加法器52及54对应于“上下限值设定部”的一个实施例，由该上限值Iup及下限值Ilw规定的滞环带包含电流指令值ia*。在本实施方式中，电抗器电流ia对应于作为滞环控制的对象的“电气量”的一个实施例，电流指令值ia*对应于该电气量的“指令值”的一个实施例。

死区时间补偿部72基于来自加法器52的上限值Iup(死区时间补偿前)、由滞环带生成部50生成的占空比D以及电抗器电流ia的极性(正/负)生成死区时间补偿后的上限值Iupc。

死区时间补偿部74基于来自加法器54的下限值Ilw(死区时间补偿前)、由滞环带生成部50生成的占空比(1-D)以及电抗器电流ia的极性(正/负)生成死区时间补偿后的下限值Ilwc。在死区时间补偿部72、72中，使用电流指令值ia*判断电抗器电流ia的极性(正/负)，由此能够谋求正/负的判定结果的稳定化。

滞环比较器60将经死区时间补偿部72、74的处理后的滞环带的上限值Iupc及下限值Ilwc与由电流传感器145a检测出的电抗器电流ia(检测值)进行比较。

与图4同样地，作为滞环比较器60的输出信号的S1a*及其反转信号S1b*被输入到死区时间生成器70，死区时间生成器70输出被赋予有死区时间的栅极信号S1a、S1b。即，图7的滞环控制部31使用死区时间补偿后的滞环带的上限值Iupc及下限值Ilwc来与图4所示的滞环控制部30b同样地生成栅极信号S1a、S1b。

再次使用图6说明利用死区时间补偿部72、74的死区时间补偿量的计算。在图6中例示用于应对死区时间的影响的、对于下限值Ilw的补偿量的计算。

如图6中所示，在开关元件Q1A的断开期间(开关元件Q1B的导通期间)，即使在电抗器电流ia下降至下限值Ilw的时刻t2处滞环比较器60的输出信号(S1a*)从L电平变化为H电平，在直到经过死区时间Td的时刻t2x为止的期间，电抗器电流ia也继续下降。

其结果，用于使电抗器电流ia上升的开关元件Q1A的导通期间不开始，由此电抗器电流ia比下限值Ilw下降Xd。即，产生相对于滞环带的下限值的、电抗器电流ia的控制误差。这样，在死区时间中与死区时间结束后之间，电抗器电流的行为(上升/下降)不同的情况下，相对于滞环带的上限值或下限值产生控制误差。

如果此时考察控制误差，则由于电抗器电流ia的斜率在时刻t1～t2与时刻t2～t2x之间相同，因此在上述Xd与滞环带宽BW之间成立下述的式(8)的比例关系。

BW∶Xd＝Toff∶Td…(8)

如果在式(8)中代入紧挨在死区时间之前的开关元件Q1B的导通期间长度、即开关元件Q1A的断开期间长度Toff＝(1-D)·Tsw并针对Xd求解式(8)，则得到下述的式(9)。

Xd＝BW·Td/(Tsw·(1-D))…(9)

因而，在图6的例子中，对于下限值Ilx，能够将该Xd作为补偿量来设定为死区时间补偿后的下限值Ilwc＝Ilw+Xd。由此，从基于补偿后的下限值Ilwc而滞环比较器60的输出信号(S1a*)由L电平变化为H电平之后起经过死区时间Td后，能够将在栅极信号S1a从L电平变化为H电平的时机的电抗器电流ia的下限值控制为基于滞环带宽BW的下限值Ilw(补偿前)。

接着，使用图8和图9说明与电抗器电流ia的极性(正/负)对应的死区时间补偿。

在图8中示出在电抗器电流ia为正(ia>0)时的电抗器电流的控制波形例。

在电抗器电流ia为正时，在滞环带的下限值侧，在死区时间中与死区时间结束后的开关元件Q1A的导通期间之间，电抗器电流ia的行为(上升/下降)不同。由此，在死区时间期间中，产生如图6中例示的那样的电抗器电流ia的控制误差(Xd)。其结果，如图8中用虚线表示的那样，在按照补偿前的上限值Iup及下限值Ilw的滞环控制中，导致在死区时间期间中电抗器电流ia在下限值侧超出到滞环带外。

因而，死区时间补偿部74在基于电流指令值ia*判定为电抗器电流ia为正的情况下，通过对按照由滞环带生成部50计算出的滞环带宽BW的下限值Ilw加上用式(9)求出的正值的补偿量Xd，生成要输入到滞环比较器60的下限值Ilwc(Ilwc＝Ilw+Xd)。

另一方面，在滞环带的上限值侧，如果在死区时间Td中开关元件Q1A及Q1B这两方被断开，则电抗器电流ia减少。即，死区时间中与死区时间结束后的开关元件Q1A的断开期间(开关元件Q1B的导通期间)之间，电抗器电流ia的行为相同。因而，对于按照由滞环带生成部50计算出的滞环带宽BW的上限值Iup，不需要进行补偿。

因此，死区时间补偿部72在基于电流指令值ia*判定为电抗器电流ia为正的情况下，将按照由滞环带生成部50计算出的滞环带宽BW的上限值Iup按原样设定为要输入到滞环比较器60的上限值Iupc即可。因而，关于利用死区时间补偿部72的上限值侧的补偿量Xd#，设定为Xd#＝0，成为Iupc＝Iup+Xd#＝Iup。

其结果，死区时间补偿后的实质上的滞环带宽BW#与由滞环带生成部50计算出的滞环带宽BW相比变窄上述补偿量Xd(BW#＝BW-Xd)。由此，如图8中用实线表示的那样，通过使用在上升侧补偿后的下限值Ilwc的滞环控制，能够避免在死区时间期间中电抗器电流ia超出到滞环带(滞环带宽BW)外。

在图9中示出在电抗器电流ia为负(ia<0)时的电抗器电流的控制波形例。

在电抗器电流ia为负时，与图8相反地，在死区时间期间中，电抗器电流ia上升。因此，在滞环带的上限值侧，在死区时间中与死区时间结束后的开关元件Q1A的断开期间之间，电抗器电流ia的行为(上升/下降)不同。由此，在死区时间期间中产生电抗器电流ia的控制误差。其结果，如图9中用虚线表示的那样，在按照补偿前的上限值Iup及下限值Ilw的滞环控制中，导致在死区时间期间中电抗器电流ia在上限值侧超出到滞环带外。

因而，死区时间补偿部72在基于电流指令值ia*判定为电抗器电流ia为负的情况下，通过对按照由滞环带生成部50计算出的滞环带宽BW的上限值Iup加上负值的补偿量Xd#，生成要输入到滞环比较器60的上限值Iupc(Iupc＝Iup+Xd#)。

关于此时的补偿量Xd#，通过在式(9)中将占空比(1-D)置换为D，能够通过下述的式(10)求出。

Xd#＝-BW·Td/(Tsw·D)…(10)

另一方面，在滞环带的下限值侧，在死区时间中与死区时间结束后的开关元件Q1A的导通期间之间，电抗器电流ia的行为相同。因而，对于按照由滞环带生成部50计算出的滞环带宽BW的下限值Ilw，不需要进行补偿。

因此，死区时间补偿部74在基于电流指令值ia*判定为电抗器电流ia为负的情况下，将按照由滞环带生成部50计算出的滞环带宽BW的下限值Ilw按原样设定为要输入到滞环比较器60的下限值Ilwc即可。因而，关于利用死区时间补偿部74的下限值侧的补偿量Xd，设定为Xd＝0，成为Ilwc＝Ilw+Xd＝Ilw。

其结果，死区时间补偿后的实质上的滞环带宽BW#与由滞环带生成部50计算出的滞环带宽BW相比变窄上述补偿量Xd(BW#＝BW-|Xd#|)。由此，如图9中用实线表示的那样，通过使用在下降侧补偿后的上限值Iupc的滞环控制，能够避免在死区时间期间中电抗器电流ia超出到滞环带(滞环带宽BW)外。

根据图8和图9可理解，根据电抗器电流ia的极性(正/负)，对上限值及下限值的不同的一方加上补偿量Xd(Xd>0)或Xd#(Xd#<0)。即，在电抗器电流ia为正的情况与电抗器电流ia为负的情况之间，不同的是补偿量的极性(正/负)以及将补偿量加到上限值Iup及下限值Ilw的哪一个。

另外，根据式(9)、式(10)可理解，补偿量Xd、Xd#的绝对值与占空比D、(1-D)成比例，更具体地说，与死区时间Td与紧挨在死区时间Td之前的开关元件Q1A或Q1B的导通期间长度之比成比例。

在图10中示出说明实施方式1所涉及的滞环控制的上下限值的设定处理的流程图。图10的控制处理是由控制电路150周期性地重复执行的。

控制电路150在步骤(以下，仅表述为“S”)110中，从传感器输出获取电压va～vc，并且获取电流指令值ia*～ic*。

控制电路150通过S120按照上述的式(5)计算滞环带宽BW，并且通过S130计算在死区时间补偿中使用的占空比D、(1-D)。关于该占空比，例如能够使用上述的式(6)、式(7)进行计算，但是也能够通过其它方式进行计算。作为一例，关于占空比D、(1-D)，还能够根据正极电线111及负极电线112的母线电压(E/2、-(E/2))与交流电源20的系统电压(va～vb)之比进行计算。例如，还能够在考虑在按照电流指令值ia*～ic*的电流通过时在电流控制电抗器141a～141c中产生的电压的基础上，以使第一支线121～第三支线123的中间点Na～Nc处的输出电压(按照占空比的平均值)与电压va～vc平衡的方式另外求出占空比D、(1-D)。S120～S130的处理对应于图7的滞环带生成部50的动作。

控制电路150在S140中基于在S120计算出的滞环带宽BW和电流指令值ia*～ic*计算各相中的滞环带的上限值Iup及下限值Ilw。S140的处理对应于从滞环带生成部50的BW/2和-(BW/2)的输出动作以及加法器52、54的动作。

控制电路150在S150中计算死区时间补偿后的滞环带的上限值Iupc及下限值Ilwc。S150包括S152、S154以及S156。

控制电路150在S152中基于电流指令值ia*～ic*判定各相中的电抗器电流ia～ic的极性(正/负)。在电抗器电流为正的情况下(S152的“是”判定时)，处理进入S154，在电抗器电流为负的情况下(S152的“否”判定时)，处理进入S156。

控制电路150在S154中，如图8中说明的那样，针对上限值维持为Iupc＝Iup，另一方面，针对下限值，以上升为Ilwc＝Ilw+Xd(Xd>0)的方式进行死区时间补偿。与此相对，控制电路150在S156中，如图9中说明的那样，针对下限值维持为Ilwc＝Ilw，另一方面，针对上限值，以下降为Iupc＝Iup+Xd#(Xd#<0)的方式进行死区时间补偿。S150的处理对应于图7的死区时间补偿部72、74的动作。

通过图10的控制处理来设定的滞环带的上限值Iupc及下限值Ilwc被输入到滞环比较器60，由此以按照死区时间补偿后的滞环带对各相的电抗器电流ia～ic的检测值(瞬时值)进行滞环控制的方式生成附加有死区时间Td的各支线的开关元件的栅极信号。

这样，根据本实施方式1所涉及的电力变换装置，通过对按照开关频率的目标值设定的滞环带的上限值及下限值的一方选择性地加上正或负的补偿量，能够避免在死区时间期间中电抗器电流超出到滞环带外。其结果，能够实现用于将开关频率稳定地控制为目标值的、使用电流或电压等电气量的瞬时值的滞环控制。

实施方式1的变形例.

图11是说明实施方式1的变形例所涉及的滞环控制的功能框图。

如图11所示，实施方式1的变形例所涉及的滞环控制部32与实施方式1所涉及的滞环控制部31(图7)相比，不同点在于还具有保护电路80。

保护电路80是为了防止基于经死区时间补偿部72、74的处理后的上限值Iupc及下限值Ilwc的滞环带宽BW#(BW#＝Iupc-Ilwc)小于限制值BWmin而设置的。此外，关于限制值BWmin，能够基于依赖于电流控制电抗器141a的电感值的电抗器电流ia的斜率以考虑避免开关动作不稳定化的方式预先决定。

例如，在BW#<BWmin时，能够以对上限值Iupc加上(BWmin-BW#)/2、并且从下限值Ilwc减去(BWmin-BW#)/2的方式对要输入到滞环比较器60的滞环带的上限值Iupc及下限值Ilwc(死区时间补偿后)进行修正。

由此，关于滞环带的上限值Iupc及下限值Ilwc，能够确保BW#≥BWmin。图11的其它结构与图7的滞环控制部31同样，因此不重复详细的说明。

在图12中示出说明实施方式1的变形例所涉及的滞环控制的处理的流程图。

如图12所示，在实施方式1的变形例中，控制电路150在与图10同样的S110～S150之后执行用于保护滞环带宽的S160的处理。S160包括S162、S164以及S166。

控制电路150在S162中，将基于经死区时间补偿部72、74的处理后的上限值Iupc及下限值Ilwc的滞环带宽BW#与预先决定的限制值BWmin进行比较。在BW#<BWmin的情况下(S162的“是”判定时)，处理进入S164，在BW#≥BWmin的情况下(S162的“否”判定时)，处理进入S166。

控制电路150在S164中，以确保BW#≥BWmin的方式对要输入到滞环比较器60的滞环带的上限值Iupc及下限值Ilwc进行修正。例如，如上所述，能够以使上限值Iupc增加、并且使下限值Ilwc减少的方式对上限值Iupc及下限值Ilwc进行修正。

与此相对，控制电路150在S166中，将经死区时间补偿部72、74的处理后的上限值Iupc及下限值Ilwc不进行修正而输入到滞环比较器60。S160的处理对应于图11的保护电路80的动作。

在实施方式1的变形例所涉及的电力变换装置中，滞环宽度维持固定以上，由此能够使开关动作稳定化。

实施方式2.

图13是实施方式2所涉及的电力变换装置101的概略结构图。

在图13所示的电力变换装置101中，三相逆变器电路120的直流侧的中性点Nnp(即，直流电源10的中性点)未被接地，这一点不同于实施方式1所涉及的电力变换装置100。电力变换装置101的其它结构与电力变换装置100同样，因此不重复详细的说明。

在电力变换装置101中，交流侧的中性点Nnw与直流侧的中性点Nnp之间的电位差(以下，还称为中性点电压vnp)发生变化。由此，在电抗器电流ia～ic中分别由于中性点电压vnp的变动的影响而叠加同量的电流变化。这样的因中性点电压的变动引起的电流变动量影响以电抗器电流为控制对象的滞环控制，因此在中性点电压变动的情况下，需要去除由此引起的电流变动量。

在图13的例子中，交流侧的中性点Nnw被接地，另一方面，直流侧的中性点Nnp未被接地，但是上述的中性点电压vnp的变动是由于上述的中性点Nnp或中性点Nnw未被接地而产生的。在实施方式2中，说明用于去除这样的中性点电压变动的影响的、电抗器电流的滞环控制。即，直流电源10的中性点Nnp对应于“第一中性点”的一个实施例，交流电源20的中性点Nnw对应于“第二中性点”的一个实施例。

在图14中示出说明实施方式2所涉及的滞环控制的功能框图。

如图14所示，实施方式2所涉及的滞环控制部33与实施方式1所涉及的滞环控制部31(图7)相比，不同点在于还具有用于去除电抗器电流ia的中性点电压变动量的电流补偿部90。

滞环控制部33的其它部分的结构与滞环控制部31同样，因此不重复。或者，在滞环控制部33中，也能够在死区时间补偿部72、74的后级设置与图14(实施方式1的变形例)同样的保护电路80。因而，在滞环控制部33中，关于要输入到滞环比较器60的滞环带的上限值Iupc及下限值Ilwc，也与实施方式1或其变形例同样地进行计算。

电流补偿部90具有中性点电压运算部92、电流变动分量计算部95以及减法器98。中性点电压运算部92根据开关元件Q1A～Q3A、Q1B～Q3B的开关动作模式计算与中性点电压vnp的理论值相当的中性点电压Vnp。

如公知的那样，中性点电压Vnp具有与上述开关动作模式相应地变化的阶梯状的电压波形。概略地说，已知：在第一支线121～第三支线123中，在正极侧的开关元件(Q1A～A3A)中的2个开关元件导通、且负极侧的开关元件(Q1B～Q3B)中的1个开关元件导通的期间，Vnp＝+(E/6)，相反地，在正极侧的开关元件中的1个开关元件导通、且负极侧的开关元件中的2个开关元件导通的期间，Vnp＝-(E/6)。另外，在正极侧的3个开关元件均导通的期间，Vnp＝+(E/2)，在负极侧的3个开关元件均导通的期间，Vnp＝-(E/2)。

具体地说，中性点电压Vnp由作为第一支线121～第三支线123的中间点Na～Nc的对地电位的电压ua～uc的组合决定。以下，将由各支线中的开关动作模式决定的电压ua～uc的理论值还称为支线电压Ua*～Uc*。

在图15中示出图14所示的中性点电压运算部92的结构例。

中性点电压运算部92具有支线电压计算部93a～93c和Vnp计算部94。

支线电压计算部93a使用开关元件Q1A、Q1B的栅极信号S1a、S1b和电抗器电流ia计算作为第一支线121的中间点Na的对地电位的理论值的支线电压Ua*。

在图16中示出用于说明第一支线121的支线电压计算部93a的动作的概念性的波形图。

如图16所示，在栅极信号S1a＝H电平、且栅极信号S1b＝L电平的期间，通过正极侧的开关元件Q1A的导通而中间点Na与正极电线111电连接，因此支线电压Ua*＝+(E/2)。

相反地，在栅极信号S1b＝H电平、且栅极信号S1a＝L电平的期间，通过负极侧的开关元件Q1B的导通而中间点Na与负极电线112电连接，因此支线电压Ua*＝-(E/2)。

在栅极信号S1a及S1b这两方为L电平的死区时间期间，通过开关元件Q1A或Q1B的反并联二极管21导通而中间点Na与正极电线111或负极电线112电连接。因而，支线电压Ua*根据电抗器电流ia的极性(正/负)而不同。

具体地说，在电抗器电流ia为正的时刻tz以前，在图13中，开关元件Q1B的反并联二极管21导通，因此在死区时间期间，支线电压Ua*＝-(E/2)。另一方面，在电抗器电流ia为负的时刻tz以后，在图13中，开关元件Q1A的反并联二极管21导通，因此在死区时间期间，支线电压Ua*＝+(E/2)。

这样，支线电压计算部93a能够基于开关元件Q1A、Q1B的栅极信号S1a、S1b以及电抗器电流ia(极性)计算支线电压Ua*。

再次参照图15，支线电压计算部93b使用开关元件Q2A、Q2B的栅极信号S2a、S2b以及电抗器电流ib计算作为第二支线122的中间点Nb的对地电位(理论值)的支线电压Ub*。同样地，支线电压计算部93c使用开关元件Q3A、Q3B的栅极信号S3a、S3b以及电抗器电流ic计算作为第三支线123的中间点Nc的对地电位(理论值)的支线电压Uc*。

对于支线电压计算部93b及93c的各支线电压计算部，在图16中，将栅极信号S1a置换为栅极信号S2a或S3a，将栅极信号S1b置换为栅极信号S2b或S3b，并且将电抗器电流ia置换为电抗器电流ib或ic，由此能够得到支线电压Ub*或Uc*以代替支线电压Ua*。

Vpn计算部94使用来自支线电压计算部93a～93c的支线电压Ua*～Uc*计算中性点电压Vnp。在直流侧的中性点Nnp未被接地的情况下，不形成经由中性点Nnp及Nnw的电流路径，因此中性点电压Vnp根据支线电压Ua*～Uc*的组合而如上所述那样以阶梯状发生变化。然后，电抗器电流ia～ic被分别加上零相电流，加上零相电流后的电抗器电流ia～ic之和为零。

因而，为了准确地进行滞环控制，需要从各相的电抗器电流去除与零相电流相当的、因中性点电压Vnp的变动引起的电流变动分量。

再次参照图14，电流变动分量计算部95基于由中性点电压运算部92计算出的中性点电压Vnp计算因中性点电压Vnp的变动引起的电流变动分量i0。减法器98从电抗器电流ia的检测值减去由电流变动分量计算部95计算出的电流变动分量i0，由此，减法器98输出消除了因中性点电压Vnp的变动引起的电流变动分量后的电抗器电流iac。来自减法器98的电抗器电流iac被输入到滞环比较器60。

在实施方式2所涉及的滞环控制部33中，滞环比较器60通过将由电流补偿部90补偿后的电抗器电流iac与滞环带的上限值Iupc及下限值Ilwc进行比较，与实施方式1或其变形例同样地能够执行电抗器电流的滞环控制。

如图14中例示的那样，电流变动分量计算部95能够由具有按照电流控制电抗器141a～141c的电感值L的时间常数的积分要素构成。或者，电流变动分量计算部95还能够进一步添加具有与开关频率相比充分低的截止频率的高通滤波器(优选为2阶以上的高通滤波器)以防止直流误差的累积，通过将该高通滤波器的输出值输入到上述的积分要素的结构来计算电流变动分量i0。或者，还能够代替上述的积分要素而使用1阶低通滤波器来构成电流变动分量计算部95。

在图17中示出说明实施方式2所涉及的滞环控制的电流比较处理的流程图。图17的控制处理是由控制电路150周期性地重复执行的。

控制电路150通过S210获取滞环带的上限值Iupc及下限值Ilwc。关于S210的处理，通过读入通过图10或图12所示的控制处理得到的值来实现。

控制电路150当通过S220根据传感器输出获取到电抗器电流的检测值(ia～ic)时，通过S230从电抗器电流的检测值去除因中性点电位变动的影响引起的变动分量。S230具有S232和S234。

控制电路150在S232中计算因中性点电压Vnp的变动引起的电流变动分量，并且在S234中从电抗器电流的检测值(S220)消除在S232中求出的电流变动分量。S232的处理对应于图14的中性点电压运算部92和电流变动分量计算部95的动作，S234的处理对应于图14的减法器98的动作。

控制电路150通过S250～S290执行电抗器电流(S234)与上限值Iupc及下限值Ilwc(S210)的比较处理。控制电路150通过S250，根据表示比较结果的输出信号(相当于滞环比较器60的输出信号)的电平使处理分支。

控制电路150在输出信号为L电平的情况下(S250的“是”判定时)，通过S260，与滞环带的下限值Ilwc进行比较。在电抗器电流高于下限值Ilwc的期间(S260的“否”判定时)，通过S290，输出信号维持为L电平。另一方面，当电抗器电流下降至下限值Ilwc时(S260的“是”判定时)，通过S280，输出信号从L电平反转为H电平。

与此相对，控制电路150在输出信号为H电平的情况下(S250的“否”判定时)，通过S270，将电抗器电流与上限值Iupc进行比较。在电抗器电流低于上限值Iupc的期间(S270的“否”判定时)，通过S290，输出信号维持为H电平。另一方面，当电抗器电流上升至上限值Iupc时(S270的“是”判定时)，通过S280，输出信号从H电平反转为L电平。S250～S290的处理对应于图14的滞环比较器60的动作。

控制电路150通过S300，基于在S250～S290中求出的滞环比较器60的输出信号以赋予死区时间的方式生成三相逆变器电路120的各开关元件的栅极信号。S300的处理对应于死区时间生成器70的动作。

此外，通过从图17所示的流程图删除S230后的控制处理，控制电路150能够执行实施方式1及其变形例所涉及的滞环控制的电流比较处理。在该情况下，在S250～S290中，执行电抗器电流的检测值(S210)与上限值Iupc及下限值Ilwc(S210)的比较处理。在该情况下，S250～S290的处理对应于图7和图11的各滞环比较器60的动作。

这样，在实施方式2所涉及的电力变换装置中，即使在由于交流电源20的中性点Nnw或三相逆变器电路120的直流侧的中性点Nnp未被接地而中性点电位发生变动的结构中，也能够得到实施方式1或其变形例所涉及的滞环控制的效果。

如以上说明的那样，根据本实施方式所涉及的电力变换装置，能够排除死区时间的影响而使开关元件按照反映了开关频率的目标值ftrg的滞环带宽BW导通断开，因此能够将开关频率稳定地控制为目标值ftrg。

关于该目标值ftrg，通过如在本实施方式中提及的那样设为固定值，能够抑制开关频率的变动来使电力变换装置的动作稳定化。通过使开关频率稳定化，能够防止随着开关频率的增加而构成控制电路150的微型计算机或FGPA等的计算负荷增大。

另外，一般来说，在使用PMW(Pulse Width Modulation：脉宽调制)方式等需要高速运算的开关动作控制的情况下，由于需要引入DSP(Digital Signal Processor：数字信号处理器)而有可能成为使用多个控制装置来应对异常监视和开关动作控制这两方的结构。与此相对，如果代替上述PWM方式等而应用本实施方式所涉及的滞环控制，则能够利用单一的控制装置在维持频率等特性的基础上，有效利用基于滞环控制的电流的常时监视。由此，即使在异常发生时也不需要特殊的外部电路，能够实现用于应对异常的控制的高速的响应。并且，通过使开关频率为固定，还能够转用EMC(Electromagnetic Compatibility：电磁兼容性)对策等的设计技巧，并且开关元件和电抗器的热设计变得容易，因此能够有助于电力变换装置的可靠性提高。

另一方面，关于开关频率的目标值ftrg，也可以设定为随着时间经过而可变。例如，还能够通过每隔固定时间使目标值ftrg变化来以降低频谱上的噪声电平的峰值的方式使电力变换装置动作。另外，还能够与电力变换装置的外部的设备协作来以降低特定的频率的噪声电平的方式设定该目标值ftrg。

或者，还能够进行根据电力变换装置的温度状况将开关频率的目标值ftrg设定为可变的控制。例如，电流控制电抗器141a～141c的发热量依赖于电抗器电流ia～ic的纹波电流分量的大小、即三相逆变器电路120的开关频率，因此能够基于开关元件Q1A～Q3A、Q1B～Q3B的元件温度与电流控制电抗器141a～141c的温度的比较来使目标值ftrg变化。

此外，在本实施方式中，说明了将滞环控制应用于三相逆变器电路的例子，但是应用本实施方式所涉及的滞环控制的电力变换装置的结构只要是具有以需要死区时间的方式连接的多个开关元件的结构，则可以是任意的。例如，对于具有2个支线的单相逆变器电路、或进行DC/DC变换的斩波电路、或进行AC/DC变换的PWM整流电路等也能够应用本实施方式所涉及的滞环控制。

并且，在本实施方式中，说明了以从三相逆变器电路120输出的电抗器电流ia～ic为滞环控制的对象的例子，但是只要是在具备开关元件的电力变换装置的电力变换中处理的电气量(包括电流、电压以及电力)，则通过将其与包含该电气量的指令值的滞环带的上限值及下限值进行比较，能够实现本实施方式所涉及的滞环控制。例如，作为滞环控制的对象的上述的在电力变换中处理的电气量包括如本实施方式中的电抗器电流和直流链接电压(直流链接电容器131及132的电压)那样的对于电力变换装置输入输出的电气量以及在电力变换装置的内部检测的电气量。

应认为本次公开的实施方式在所有方面均是例示而不是限制性的。基于本公开的技术范围不是由上述的说明而是由权利要求书表示，意图包括与权利要求书等同的含义及范围内的所有变更。

Claims (11)

1.一种电力变换装置，具备：

电力变换电路，具有在第一及第二电线之间串联连接的第一及第二开关元件；以及

控制电路，通过滞环控制对所述第一及第二开关元件的导通断开进行控制，其中，所述滞环控制是基于在所述电力变换电路的电力变换中处理的电气量的检测值与包含该电气量的指令值的滞环带的上限值及下限值的比较来进行的，

所述第一及第二开关元件的导通断开被控制为设置有在导通断开切换时所述第一及第二开关元件这两方断开的死区时间，

包括：

滞环带生成部，按照所述第一及第二开关元件的开关频率的目标值，生成所述滞环控制中的滞环带宽；

上下限值设定部，按照所述滞环带宽和所述指令值，设定所述上限值及所述下限值；

死区时间补偿部，用于对由所述上下限值设定部设定的所述上限值及所述下限值加上补偿量，其中，所述补偿量用于避免在所述死区时间的期间所述检测值超出到所述滞环带外；

滞环比较器，将由所述死区时间补偿部处理后的所述上限值及所述下限值与所述检测值进行比较；以及

死区时间生成器，基于所述滞环比较器的输出信号，以赋予所述死区时间的方式，生成所述第一及第二开关元件的导通断开的控制信号，

所述死区时间补偿部执行如下处理：在所述检测值为正的情况与所述检测值为负的情况之间，对所述上限值及所述下限值的不同的一方加上不同的极性的所述补偿量。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，

所述死区时间补偿部在所述检测值为正的情况下，以使所述下限值上升的方式设定正的所述补偿量，另一方面，在所述检测值为负的情况下，以使所述上限值下降的方式设定负的所述补偿量。

3.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其中，

所述死区时间补偿部根据所述第一及第二开关元件的导通期间与所述第一及第二开关元件的开关周期之比使所述补偿量变化。

4.根据权利要求1～3中的任一项所述的电力变换装置，其中，

所述补偿量的绝对值被设定为和所述死区时间的时间长度与在紧挨在所述死区时间之前被导通的所述第一或第二开关元件的导通期间长度之比成比例。

5.根据权利要求1～4中的任一项所述的电力变换装置，其中，

所述控制电路还包括保护电路，该保护电路用于防止由所述死区时间补偿部处理后的所述上限值与所述下限值的差小于预先决定的限制值，

所述保护电路在所述差小于所述限制值时，以确保该限制值的方式，对在所述滞环比较器中使用的所述上限值及所述下限值进行修正。

6.根据权利要求1～5中的任一项所述的电力变换装置，其中，

所述电力变换电路构成为：具有多个由所述第一及第二开关元件构成的支线，且在具有连接于所述第一及第二电线的正极及负极的直流电压源与连接于各所述支线的交流电压源之间进行电力变换，

所述电力变换装置还具备电抗器，该电抗器连接于各所述支线的所述第一及第二开关元件的连接点与所述交流电压源之间，

所述检测值是通过所述电抗器的电流检测值。

7.根据权利要求6所述的电力变换装置，其中，

所述直流电压源的第一中性点和所述交流电压源的第二中性点的至少一方未被接地，

所述控制电路还具有电流补偿部，该电流补偿部用于消除因作为所述第一中性点与所述第二中性点的电位差的中性点电压的变化引起的所述电流检测值的变动分量，

所述滞环比较器将由所述死区时间补偿部处理后的所述上限值及所述下限值与由所述电流补偿部去除所述变动分量后的所述电流检测值进行比较。

8.一种电力变换装置的控制方法，该电力变换装置具备具有在第一及第二电线之间串联连接的第一及第二开关元件的电力变换电路，并且所述第一及第二开关元件的导通断开被控制为设置有在导通断开切换时所述第一及第二开关元件这两方断开的死区时间，在所述控制方法中，

具备控制步骤，在该控制步骤中，通过滞环控制对所述第一及第二开关元件的导通断开进行控制，其中，所述滞环控制是基于在所述电力变换电路的电力变换中处理的电气量的检测值与包含该电气量的指令值的滞环带的上限值及下限值的比较来进行的，

所述控制步骤包括：

按照所述第一及第二开关元件的开关频率的目标值，生成所述滞环控制中的滞环带宽的步骤；

按照所述滞环带宽和所述指令值，设定所述上限值及所述下限值的步骤；

执行对所设定的所述上限值及所述下限值加上补偿量的死区时间补偿的步骤，其中，所述补偿量用于避免在所述死区时间的期间所述检测值超出到所述滞环带外；

以将所述死区时间补偿后的所述上限值及所述下限值与所述检测值进行比较的方式，使滞环比较器动作的步骤；以及

基于所述滞环比较器的输出信号，以赋予所述死区时间的方式，生成所述第一及第二开关元件的导通断开的控制信号的步骤，

在所述死区时间补偿中，在所述检测值为正的情况与所述检测值为负的情况中，对所述上限值及所述下限值的不同的一方加上不同的极性的所述补偿量。

9.根据权利要求8所述的电力变换装置的控制方法，其中，

还包括防止步骤，在该防止步骤中，防止所述死区时间补偿后的所述上限值与所述下限值的差小于预先决定的限制值，

在所述防止步骤中，在所述差小于所述限制值时，以确保该限制值的方式，对在所述滞环比较器中使用的所述上限值及所述下限值进行修正。

10.根据权利要求8或9所述的电力变换装置的控制方法，其中，

所述电力变换电路构成为：具有多个由所述第一及第二开关元件构成的支线，且在具有连接于所述第一及第二电线的正极及负极的直流电压源与连接于各所述支线的交流电压源之间进行电力变换，

所述电力变换装置还具备电抗器，该电抗器连接于各所述支线的所述第一及第二开关元件的连接点与所述交流电压源之间，

所述检测值是通过所述电抗器的电流检测值。

11.根据权利要求10所述的电力变换装置的控制方法，其中，

所述直流电压源的第一中性点和所述交流电压源的第二中性点的至少一方未被接地，

所述控制步骤还包括消除步骤，在该消除步骤中，消除因作为所述第一中性点与所述第二中性点的电位差的中性点电压的变化引起的所述电流检测值的变动分量，

所述滞环比较器将所述死区时间补偿后的所述上限值及所述下限值与通过所述消除步骤去除所述变动分量后的所述电流检测值进行比较。