CN117013986B - 一种滤波器、双工器、多工器和通信设备 - Google Patents

Abstract

本公开实施例中提供了一种滤波器、双工器、多工器和通信设备，该滤波器包括输入端、输出端、一个或多个串联谐振器和一个或多个并联谐振器；其中一个或多个串联谐振器和/或一个或多个并联谐振器中的至少一个谐振器被拆分成两个或者更多个拆分谐振器；两个或者更多个拆分谐振器中的第一谐振器包括n个由上电极构成的导电金属，所有导电金属与第一谐振器上电极接触边的长度之和为w1，两个或者更多个拆分谐振器中的第二谐振器包括m个由上电极构成的导电金属，所有导电金属与第二谐振器上电极接触边的长度之和为w2，则Δw/L小于预定阈值，其中Δw＝|w1‑w2|，L为第一谐振器或者第二谐振器的有效谐振区的周长。通过本公开的处理方案，提高了滤波器的非线性特性。

Description

一种滤波器、双工器、多工器和通信设备

技术领域

本发明涉及半导体器件技术领域，具体涉及一种滤波器、双工器、多工器和通信设备。

背景技术

随着移动通信技术的不断发展，频谱复杂化趋势日益加快，目前移动通信中所使用的频段数量已经从2000年初的4个频段大幅增加到今天的50多个频段。

频谱的复杂化使得对射频系统性能的要求越来越严苛，良好的射频滤波器性能可以提高射频系统的传输速率、寿命和可靠性，因此对滤波器性能的持续改善有着非常迫切的需求，对滤波器性能的持续改善主要体现在更低的插入损耗、更宽的带宽、更高的带外抑制、更高的滚降、更高的功率容量以及更好的非线性特性。

发明内容

有鉴于此，本公开实施例提供一种滤波器、双工器和多工器，至少部分解决现有技术中存在的问题。

第一方面，提供了一种滤波器，包括：输入端、输出端、一个或多个串联谐振器和一个或多个并联谐振器；其中

所述一个或多个串联谐振器和/或所述一个或多个并联谐振器中的至少一个谐振器被拆分成两个或者更多个拆分谐振器；

所述两个或者更多个拆分谐振器中的第一谐振器包括n个由上电极构成的导电金属，所有导电金属与第一谐振器上电极接触边的长度之和为w1，

所述两个或者更多个拆分谐振器中的第二谐振器包括m个由上电极构成的导电金属，所有导电金属与第二谐振器上电极接触边的长度之和为w2，

则Δw/L小于预定阈值，其中Δw＝|w1-w2|，L为所述第一谐振器或者第二谐振器的有效谐振区的周长，并且m和n为大于1的整数，所述第一谐振器和所述第二谐振器为所述两个或者更多个拆分谐振器中任意相邻的两个谐振器。

根据本公开实施例的一种具体实现方式，所述第一谐振器和所述第二谐振器均通过上电极作为导电金属来实现所述第一谐振器和所述第二谐振器之间的电连接，并且所述第一谐振器和所述第二谐振器均通过下电极作为导电金属与外围电路进行电连接。

根据本公开实施例的一种具体实现方式，所述第一谐振器和所述第二谐振器均通过下电极作为导电金属来实现所述第一谐振器和所述第二谐振器之间的电连接，并且所述第一谐振器和所述第二谐振器均通过上电极作为导电金属与外围电路进行电连接。

根据本公开实施例的一种具体实现方式，所述第一谐振器通过上电极作为导电金属与所述第二谐振器的下电极互连，并且所述第二谐振器通过上电极作为导电金属与所述第一谐振器的下电极互连，并且所述第一谐振器和所述第二谐振器均通过下电极作为导电金属与外围电路进行电连接。

根据本公开实施例的一种具体实现方式，所述第一谐振器通过上电极作为导电金属与所述第二谐振器的下电极互连，并且所述第二谐振器通过上电极作为导电金属与所述第一谐振器的下电极互连，并且所述第一谐振器和所述第二谐振器均通过上电极作为导电金属与外围电路进行电连接。

根据本公开实施例的一种具体实现方式，所述滤波器包括第一串联谐振器、第二串联谐振器和并联谐振器，其中所述第二串联谐振器被串联非线性拆分为第一谐振器和第二谐振器，并且所述第一谐振器和所述第二谐振器的极性相反。

根据本公开实施例的一种具体实现方式，所述滤波器包括串联连接的第一串联谐振器和第二串联谐振器，其中所述第一串联谐振器和第二串联谐振器中的每个谐振器都被串联非线性拆分为第一谐振器和第二谐振器，并且所述第一谐振器和所述第二谐振器的极性相反。

根据本公开实施例的一种具体实现方式，所述滤波器包括串联连接的第一串联谐振器和第二串联谐振器，其中所述第一串联谐振器和第二串联谐振器中的每个谐振器都被并联非线性拆分为第一谐振器和第二谐振器，并且所述第一谐振器和所述第二谐振器的极性相反。

根据本公开实施例的一种具体实现方式，所述滤波器包括并联连接的第一并联谐振器和第二并联谐振器，其中所述第一并联谐振器和第二并联谐振器中的每个谐振器都被串联非线性拆分为第一谐振器和第二谐振器，并且所述第一谐振器和所述第二谐振器的极性相同，所述第一并联谐振器和所述第二并联谐振器的极性相反。

根据本公开实施例的一种具体实现方式，Δw/L≤10％。

根据本公开实施例的一种具体实现方式，Δw/L≤6％。

根据本公开实施例的一种具体实现方式，所述两个或者更多个拆分谐振器的面积相同。

根据本公开实施例的一种具体实现方式，所述两个或者更多个拆分谐振器的形状相同。

根据本公开实施例的一种具体实现方式，所述两个或者更多个拆分谐振器串联连接，并且串联连接的拆分谐振器的面积为被拆分的谐振器的面积的2倍。

根据本公开实施例的一种具体实现方式，所述两个或者更多个拆分谐振器并联连接，并且并联连接的拆分谐振器的面积为被拆分的谐振器的面积的1/2。

根据本公开实施例的一种具体实现方式，所述两个或者更多个拆分谐振器的平均谐振频率与被拆分的谐振器的谐振频率相同。

根据本公开实施例的一种具体实现方式，导电金属与所述第一谐振器上电极接触边的宽度和导电金属与所述第二谐振器上电极接触边的宽度之差小于预定阈值。

根据本公开实施例的一种具体实现方式，导电金属与所述第一谐振器上电极接触边的宽度和导电金属与所述第二谐振器上电极接触边的宽度之差小于等于3μm。

第二方面，提供了一种双工器，包含根据本公开实施例第一方面及其任一实现方式所述的滤波器。

第三方面，提供了一种多工器，包含根据本公开实施例第一方面及其任一实现方式所述的滤波器或者本公开实施例第二方面所述的双工器。

第四方面，提供了一种通信设备，包含根据本公开实施例第一方面及其任一实现方式所述的滤波器或者本公开实施例第二方面所述的双工器或者本公开实施例第三方面所述的多工器。

本公开实施例中的滤波器包括输入端、输出端、一个或多个串联谐振器和一个或多个并联谐振器；其中一个或多个串联谐振器和/或一个或多个并联谐振器中的至少一个谐振器被拆分成两个或者更多个拆分谐振器；两个或者更多个拆分谐振器中的第一谐振器包括n个由上电极构成的导电金属，所有导电金属与第一谐振器上电极接触边的长度之和为w1，两个或者更多个拆分谐振器中的第二谐振器包括m个由上电极构成的导电金属，所有导电金属与第二谐振器上电极接触边的长度之和为w2，则Δw/L小于预定阈值，其中Δw＝|w1-w2|，L为第一谐振器或者第二谐振器的有效谐振区的周长。通过本公开的处理方案，提高了滤波器的非线性特性。

附图说明

为了更清楚地说明本公开实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本公开的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。

图1为本公开实施例提供的一种改善滤波器非线性特性的设计方法；

图2为体声波谐振器的结构示意图；

图3为体声波谐振器的电学符号表示；

图4a为谐振器串联拆分结构示意图；

图4b为谐振器串联拆分结构示意图；

图4c为谐振器并联拆分结构示意图；

图4d为谐振器谐振频率示意图；

图5为谐振器结构示意图；

图6为图5所示谐振器的等效电路图；

图7为谐振器阻抗频率特性曲线；

图8a为谐振器串联非线性拆分的一种排布方式；

图8b为谐振器串联非线性拆分的一种排布方式；

图9a为图8a所示谐振器的等效电路图；

图9b为图8b所示谐振器的等效电路图；

图10为谐振器串联非线性拆分时Δw/L与非线性之间的关系；

图11a为谐振器并联非线性拆分的一种排布方式；

图11b为谐振器并联非线性拆分的一种排布方式；

图12a为图11a所示谐振器的等效电路图；

图12b为图11b所示谐振器的等效电路图；

图13为谐振器并联非线性拆分时Δw/L与非线性之间的关系；

图14为本公开实施例的一种滤波器的电路拓扑结构；

图15为图14所示滤波器电路拓扑结构对应版图排布；

图16为二阶非线性特性对比图；

图17为本公开实施例的一种滤波器的电路拓扑结构；

图18为本公开实施例的一种滤波器的电路拓扑结构；

图19为本公开实施例的一种滤波器的电路拓扑结构；

图20为滤波器的结构示意图；

图21为滤波器的结构示意图；并且

图22为双工器的结构示意图。

在图中，40-输入端；44-输出端；12、14、16、18、20-串联谐振器；22、24、26、28-并联谐振器；104-声学镜；106-下电极；108-压电薄膜层；110-上电极；201、202-导电金属；203-重叠区域；300-引线；301-植球；302-芯片焊盘；303-穿硅过孔；304、305-键合金属层；306-谐振器

具体实施方式

下面结合附图对本公开实施例进行详细描述。

以下通过特定的具体实例说明本公开的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本公开的其他优点与功效。显然，所描述的实施例仅仅是本公开一部分实施例，而不是全部的实施例。本公开还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本公开的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。基于本公开中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本公开保护的范围。

需要说明的是，下文描述在所附权利要求书的范围内的实施例的各种方面。应显而易见，本文中所描述的方面可体现于广泛多种形式中，且本文中所描述的任何特定结构及/或功能仅为说明性的。基于本公开，所属领域的技术人员应了解，本文中所描述的一个方面可与任何其它方面独立地实施，且可以各种方式组合这些方面中的两者或两者以上。举例来说，可使用本文中所阐述的任何数目个方面来实施设备及/或实践方法。另外，可使用除了本文中所阐述的方面中的一或多者之外的其它结构及/或功能性实施此设备及/或实践此方法。

还需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本公开的基本构想，图式中仅显示与本公开中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。

另外，在以下描述中，提供具体细节是为了便于透彻理解实例。然而，所属领域的技术人员将理解，可在没有这些特定细节的情况下实践所述方面。

首先，参考图1，描述滤波器的结构及一种改善滤波器非线性特性的设计方法。在图1中，附图标记40指示输入端，附图标记44指示输出端，附图标记12、14、16、18和20指示串联谐振器，并且附图标记22、24、26和28指示并联谐振器。也就是说，滤波器至少包括输入端、输出端、串联谐振器和并联谐振器。

另外，为了改善滤波器的非线性特性，如图1所示，其将特定的谐振器进行了拆分。具体地，图1中所示的方案将除了信号输入端第一级谐振器12、22和信号输出端第一级谐振器20、28之外的至少一个串联谐振器(例如谐振器16)进行串联非线性拆分，该被拆分的至少一个串联谐振器的面积小于信号输入端第一级谐振器12、22和信号输出端第一级谐振器20、28中至少一个谐振器的面积，并将除了信号输入端第一级谐振器12、22和信号输出端第一级谐振器20、28之外的至少一个并联谐振器(例如谐振器24)进行串联非线性拆分，该被拆分的至少一个并联谐振器的面积小于信号输入端第一级谐振器12、22和信号输出端第一级谐振器20、28中至少一个谐振器的面积，以此来改善滤波器的非线性特性。

在本公开实施例中，术语“串联拆分”即是将一个谐振器拆分成等效的两个或者更多个相互串联的谐振器；术语“串联非线性拆分”即是将一个谐振器拆分成等效的两个或者更多个相互串联的谐振器，且串联拆分后的两个或者更多个谐振器中彼此相邻的两个谐振器极化方向相反。

图1所示的设计方案对滤波器非线性特性的改善效果有限，这是因为当谐振器进行串联或并联非线性拆分时，被拆分的谐振器中会存在寄生电容，寄生电容会对滤波器的非线性电压抵消产生较大影响，导致滤波器的非线性特性难以达到预期的效果。

在本公开实施例中，为了实现滤波器更好的非线性特性，通过对滤波器中进行非线性拆分谐振器的布局进行设计，以减小寄生电容对滤波器非线性特性的影响，从而在更大程度上改善滤波器的非线性特性。

接下来，参考图2，描述滤波器中所包含的谐振器的结构，在图2中：

106：下电极，可选材料为钼、金、铝、镁、钨、铜、铬等金属材料或多种金属组成的合金。

108：压电薄膜层，可选材料为单晶氮化铝、多晶氮化铝、氧化锌、PZT等材料，并包含在上述材料中按照一定原子比掺杂的稀土元素(例如Sc)。

110：上电极，可选材料为钼、金、铝、镁、钨、铜、铬等金属材料或多种金属组成的合金。

对于谐振器，在厚度方向上，上电极110和下电极108的一侧均设置有声学镜，从而使声波被限制在压电谐振腔内部。声学镜可以为一空气腔或者布拉格反射层或者为与电极材料声阻抗相差较大的其他材料，对于声学镜形成的方法和形式不做限定，并且声学镜也可以是在衬底之上由其他材料支撑形成。另外，在本公开实施例中，将上电极110、压电薄膜层108、下电极106与声学镜在层叠方向上相互重叠的区域称为谐振器的有效谐振区。

图2示出了滤波器所包含的谐振器的结构，对于滤波器而言，其至少包含如图2所示的一个串联谐振器和一个并联谐振器。

此外，图2所示的谐振器可以简化为如图3所示的谐振器电学符号。节点N1与谐振器R的上电极110相连，节点N2与谐振器R的下电极106相连。此时，谐振器R的基波谐振频率的半波长近似等于谐振器R的压电薄膜层108的厚度(即半波长谐振)。

在这种情况下，当上电极110为正极性时，下电极106为负极性，或者当上电极110为负极性时，下电极106为正极性，定义谐振器R的极化方向c为在谐振器R厚度方向上由节点N2指向节点N1。

另外，二阶非线性谐波的波长近似等于压电薄膜层108的厚度，即上电极110和下电极106为正极性时，压电薄膜层108的中心为负极性，或者上电极110和下电极106为负极性时，压电薄膜层108的中心为正极性。

当压电薄膜层108在谐振器R厚度方向上对称时，上电极110和下电极106具有相同的电势，所以不会产生二阶非线性谐波。然而为了得到良好的谐振器性能，通常压电薄膜层108在谐振器R的厚度方向上是不对称的，压电薄膜层108的不对称性使得其中电场不均匀分布，电场的不均匀分布使得在上电极110和下电极106产生二阶非线性谐波电势差，从而产生二阶非线性谐波。

这里的术语“对称”的含义是：压电薄膜层108一般为多晶择优取向结构(择优取向指在制备过程中，材料的晶轴沿同一方向排列)，声波沿晶轴方向传播时，波速最大，同时能得到稳定的谐振，但是在实际制造过程中，晶轴并非严格平行于厚度方向，而是略有倾斜，从而使得压电薄膜层108在厚度方向上不是完全对称的。

为了抑制二阶非线性谐波的产生，如参考图1所描述的，可以对谐振器进行拆分。接下来，参考图4a-图4c，描述谐振器的串联拆分和并联拆分。

如图4a和图4b所示为理想情况下(不考虑寄生效应)谐振器串联拆分的电路拓扑结构。

图4a为谐振器R被等效拆分为两个相互串联的第一谐振器R1和第二谐振器R2，第一谐振器R1和第二谐振器R2这两个谐振器的面积和形状近似相等，且面积近似等于谐振器R面积的2倍，并且第一谐振器R1和第二谐振器R2的平均谐振频率与谐振器R的谐振频率近似相同。另外，第一谐振器R1和第二谐振器R2的极化方向相同(从信号T1端口或T2端口看，谐振器R1和谐振器R2的极化方向c是相同的即称为谐振器R1的极化方向c与谐振器R2的极化方向c相同)，在这种情况下，第一谐振器R1的上电极与第二谐振器R2的下电极相连(如图4a中的实线箭头所示)，或者第一谐振器R1的下电极与第二谐振器R2的上电极相连(如图4a中的虚线箭头所示)，此时第一谐振器R1与第二谐振器R2这两个谐振器产生的二阶非线性电压相互叠加，所以拆分后二阶非线性特性没有改善。

图4b中谐振器R被等效拆分为两个相互串联的第一谐振器R1和第二谐振器R2，第一谐振器R1和第二谐振器R2这两个谐振器的面积和形状近似相等，且近似等于谐振器R面积的2倍，并且第一谐振器R1和第二谐振器R2的平均谐振频率与谐振器R的谐振频率近似相同。另外，第一谐振器R1和第二谐振器R2的极化方向相反(从信号T1端口或T2端口看，谐振器R1的极化方向c和谐振器R2的极化方向c是相反的即称为谐振器R1的极化方向c与谐振器R2的极化方向相反)，在这种情况下，第一谐振器R1的上电极与第二谐振器R2的上电极相连(如图4b中的实线箭头所示)，且第一谐振器R1的下电极与外围电路相连，第二谐振器R2的下电极与外围电路相连，或者第一谐振器R1的下电极与第二谐振器R2的下电极相连(如图4b中的虚线箭头所示)，且第一谐振器R1的上电极与外围电路相连，第二谐振器R2的上电极与外围电路相连。在这种情况下，第一谐振器R1和第二谐振器R2产生的二阶非线性电压相互抵消，所以拆分后二阶非线性特定能够得到改善。

如图4c所示为理想情况下(不考虑寄生效应)谐振器并联拆分的电路拓扑结构，其中谐振器R被等效拆分为两个相互并联的第一谐振器R1和第二谐振器R2，第一谐振器R1和第二谐振器R2这两个谐振器的面积和形状近似相等，且近似等于谐振器R面积的1/2倍，第一谐振器R1和第二谐振器R2的平均谐振频率与谐振器R的谐振频率近似相同。另外，第一谐振器R1和第二谐振器R2的极化方向相反(从信号T1端口或T2端口看，谐振器R1的极化方向c和谐振器R2的极化方向c是相反的即称为谐振器R1的极化方向c与谐振器R2的极化方向相反)，在这种情况下，第一谐振器R1的上电极与第二谐振器R2的下电极相连，第一谐振器R1的下电极与第二谐振器R2的上电极相连，此时第一谐振器R1和第二谐振器R2这两个谐振器产生的二阶非线性电压相互抵消，所以拆分后二阶非线性特定能够得到改善。

以上描述了谐振器的串联非线性拆分和并联非线性拆分，但是在实际中，由于无法实现第一谐振器R1和第二谐振器R2这两个谐振器的面积和形状完全相等，且等于谐振器R面积的2倍(串联非线性拆分的情况)或1/2(并联非线性拆分的情况)，第一谐振器R1和第二谐振器R2的平均谐振频率与谐振器R的谐振频率相同，因此可以要求第一谐振器R1和第二谐振器R2这两个谐振器的面积和形状之差小于预定阈值，且第一谐振器R1和第二谐振器R2的面积与2倍或1/2谐振器R的面积之差小于预定阈值，第一谐振器R1和第二谐振器R2的平均谐振频率与谐振器R的谐振频率之差小于预定阈值。

以面积为例，假设拆分后第一谐振器R1的面积为a和第二谐振器R2的面积为b，此时要求第一谐振器R1和第二谐振器R2这两个谐振器的面积之差小于预定阈值(例如5％)，则要求|a-b|/((a+b)/2)＜5％。换句话说，在本公开实施例中，相等、近似相等可以理解为二者之差小于5％、3％或者其他的数值。

另外，在以上的描述中，“谐振器的面积和形状”是指谐振器的有效谐振区的面积和形状，并且如上所述，上电极110、压电薄膜层108、下电极106与声学镜在层叠方向上相互重叠的区域，称为谐振器的有效谐振区。

另外，串联非线性拆分和并联非线性拆分要求拆分的两个谐振器的面积和形状近似相同，这样两个谐振器的声学特性才能近似相同，从而实现二阶非线性电压相互抵消，但是实际制造过程中，由于存在工艺偏差，两个谐振器面积和形状不可能完全相同，所以本发明中加入“近似”一词。

此外，图4d所示为谐振器的阻抗频率特性，阻抗极小点对应的频率为串联谐振频率Fs，阻抗极大点对应的频率为并联谐振频率Fp。谐振器的谐振频率一般指其串联谐振频率Fs，第一谐振器R1的谐振频率和第二谐振器R2的谐振频率的平均值为平均谐振频率。

图4a、图4b和图4c描述了理想状态下通过拆分实现分线性特性的改善，但是，在实际滤波器中存在各种寄生效应，所述寄生效应会影响二阶非线性电压的抵消效果。

接下来，参考附图，描述本公开实施例的减少寄生效应对非线性特性的影响。

图5所示为谐振器结构示意图，其中附图标记104指示声学镜，附图标记106指示下电极，附图标记110指示上电极，附图标记201和202指示导电金属，附图标记203指示谐振器有效谐振区以外导电金属(导电金属由上电极构成)和下电极的寄生重叠区域，所述区域的面积用SRCS表示。也就是说，在本公开实施例中，导电金属是由上电极或者下电极构成的或者是上电极或者下电极的一部分，但是应当理解的是，导电金属也可以不是上电极或者下电极的一部分，而是单独的金属件。

在本公开实施例中，上电极110、下电极106和声学镜104的重叠区域为谐振器的有效谐振区，当对谐振器施加一定频率的射频信号时，在谐振器的有效谐振区可以实现声波能量和电能之间的相互转化。此外，谐振器作为滤波器的基本组成单元，滤波器中的谐振器需要通过导电金属(例如，导电金属201和202)与外围电路(诸如其他的谐振器、无源器件、信号输入端、信号输出端或接地)进行电连接，由于导电金属的存在会产生寄生效应(包含寄生电容和寄生电感)，因此会影响滤波器的非线性特性。

具体地，在图5中，导电金属202为通过下电极106与外围电路进行电连接的导电金属，导电金属201为通过上电极110与外围电路进行电连接的导电金属，附图标记203为导电金属201与下电极106在层叠方向上的重叠区域，该重叠区域在层叠方向上不包含声学镜，并且重叠区域203的形状不一定为矩形，而是可以根据实际情况为任意形状(诸如梯形、六边形或者任意不规则的形状)，其中w为导电金属201与谐振器的上电极110的接触边的长度，l为导电金属201在垂直于w方向上虚线框的长度，应当理解的是，w不一定为一线段，并且可以是多个线段和/或曲线的组合，并且l可以是在垂直于w方向上的平均距离，另外在一定工艺条件下l为一指定值，这是因为为了保证工艺稳定性，下电极会相对于声学镜向外扩一定距离l，并且在本公开实施例中，同一个滤波器中不同谐振器l值之间的差值在一定范围内，该指定值的范围例如在0～3μm之间。也就是说，导电金属与谐振器上电极接触边的宽度之差小于等于3μm，这是因为在本公开实施例中，第一谐振器和第二谐振器的重叠区域寄生电容不同是影响拆分谐振器非线性的关键因素，且寄生电容差值越大，非线性抵消效果越差，在本公开实施例中，采用导电金属与谐振器上电极接触边的长度之差来评判寄生电容差值大小，因此，要求同一个滤波器中不同谐振器的l值之间的差值在一定范围(如上所述的0-3μm)内。

在导电金属201与下电极106在层叠方向上存在重叠区域203的情况下，该重叠区域203会产生寄生电容CC，并且寄生电容CC的大小与压电薄膜层108的厚度及重叠区域203的面积等因素有关。

另外，当下电极106作为导电金属时，由于导电金属202距离上电极110较远，产生的边缘电容可以忽略不计，所以其对谐振器的性能影响很小。在这里，下电极106作为导电金属202是指导电金属202作为通过下电极106与外围电路进行电连接的导电金属。

与此不同，当上电极110作为导电金属时，由于存在重叠区域203，会产生比较大的寄生电容，所以其对谐振器的性能影响较大，具体地，以压电薄膜层108的厚度为0.5μm、面积为5000μm²的谐振器为例，其在没有导电金属时的电容为0.929pF，在只有导电金属202时的电容为0.930pF，而在只有导电金属201时的电容为0.972pF，可见导电金属会增大寄生电容，并且导电金属201比导电金属202对寄生电容的影响更大。在这里，上电极110作为导电金属201是指导电金属201作为通过上电极110与外围电路进行电连接的导电金属。

此外，在本公开实施例中，由于寄生电容CC是由上下电极重叠产生的，当下电极作为导电金属时，不存在与上电极的重叠区域，所以寄生电容很小，不会对非线性产生影响。但是，上电极作为导电金属与外电路相连时，会产生附图标记203所示的重叠区域，此处形成一个比较大的寄生电容，会对非线性有较大影响。

应当理解的是，虽然在图5中示出了四边形的谐振器，但是本公开实施例不限于此，其也适用于其他形状的谐振器，例如五边形、六边形等多边形，或者圆形或者其他不规则形状。

图6为上电极110作为导电金属201与外围电路进行电连接时谐振器的等效电路图，考虑到此时导电金属201的寄生效应，会在谐振器R两端产生一个并联的寄生电容CC。

此时，如图7所示出的谐振器的阻抗频率特性曲线，其中纵轴为对数阻抗，横轴为频率，实线为谐振器R的阻抗频率特性曲线，虚线为谐振器和寄生电容CC(0.05pF)相互并联时的阻抗频率特性曲线，由图可见，由于寄生电容CC存在，使得谐振器的并联谐振点向低频方向移动。

以上，描述了寄生电容CC对于谐振器非线性特性的影响，接下来，参考附图描述本公开实施例中的谐振器的串联非线性拆分和并联非线性拆分的示例。

图8a和图8b为谐振器串联非线性拆分在实际应用中的两种排布方式，其中图8a的谐振器R被等效拆分为第一谐振器R1和第二谐振器R2，第一谐振器R1和第二谐振器R2通过上电极110作为导电金属201来实现第一谐振器R1和第二谐振器R2之间的互连，假设导电金属201与第一谐振器R1的上电极110的接触边的长度为w1，导电金属201与第一谐振器R1之间形成的寄生电容为CC1，导电金属201与第二谐振器R2的上电极110的接触边的长度为w2，导电金属201与第二谐振器R2之间形成的寄生电容为CC2，则定义Δw＝|w1-w2|，其中Δw对应寄生电容CC1和寄生电容CC2之间的差值(w大小与寄生重叠区域的寄生电容SRCS大小近似呈正比例关系，这是因为l很小，所以寄生重叠区域的面积由w决定)，第一谐振器R1和第二谐振器R2均通过下电极106作为导电金属与外围电路进行电连接。

图8b的谐振器R被等效拆分为第一谐振器R1和第二谐振器R2，第一谐振器R1和第二谐振器R2通过下电极106作为导电金属202来实现第一谐振器R1和第二谐振器R2之间的互连，此时，导电金属202与第一谐振器R1和第二谐振器R2之间的寄生电容可忽略不计。第一谐振器R1通过上电极110作为导电金属201与外围电路进行电连接，导电金属201与第一谐振器R1的上电极110的接触边的长度为w1，导电金属201与第一谐振器R1之间形成的寄生电容为CC1；第二谐振器R2通过上电极110作为导电金属201与外围电路进行电连接，导电金属201与第二谐振器R2的上电极110的接触边的长度为w2，导电金属201与第二谐振器R2之间形成的寄生电容为CC2，定义Δw＝|w1-w2|，其中Δw对应寄生电容CC1和寄生电容CC2之间的差值。

如图9a和图9b所示为考虑寄生情况下谐振器串联拆分的电路拓扑结构。

其中，图9a所示电路对应于图8a所示串联非线性拆分的排布方式，并且图9b所示电路对应于图8b所示串联非线性拆分的排布方式，其中电感LC为第一谐振器R1和第二谐振器R2之间互连金属的寄生电感。

图10示出了谐振器串联非线性拆分时Δw/L与非线性特性之间的关系。L为对应谐振器有效谐振区的周长，在T1端口输入22dBm的射频信号，T2端口伴随产生非线性谐波，纵轴表示在在2*Fs～2*Fp频率范围内(Fs为第一谐振器R1和第二谐振器R2的平均串联谐振频率，Fp为第一谐振器R1和第二谐振器R2的平均并联谐振频率)非线性的最差点。

由图可见，Δw/L越大，谐振器的非线性特性越差，这是因为Δw/L越大，第一谐振器R1声学和电容特性与第二谐振器R2的声学和电容特性差别越大，这两个谐振器的并联谐振频率相差越大，使得两个谐振器二阶非线性电压的抵消效果就越差，所以二阶非线性特性越差。

当Δw/L＝0.05时，非线性最差点在-35dBm，当Δw/L＝0.1时，非线性最差点在-30dBm，当Δw/L＝0.15时，非线性最差点在-18dBm，所以为了得到良好的非线性特性，在本公开实施例中，要求Δw/L≤10％，优选的，Δw/L≤6％。

以上，描述了谐振器串联非线性拆分的两种排布方式。接下来，参考图11a和图11b，描述谐振器并联非线性拆分的两种排布方式。

图11a为谐振器R被等效拆分为第一谐振器R1和第二谐振器R2，附图标记203为下电极106和上电极110进行电连接的金属过孔，第一谐振器R1和第二谐振器R2通过导电金属201、202和金属过孔203组成的上下电极转换结构205实现第一谐振器R1和第二谐振器R2之间的互连，此时，第一谐振器R1的上电极与第二谐振器R2的下电极互连，第一谐振器R1的下电极与第二谐振器R2的上电极互连，另外，上下电极转换结构205与第一谐振器R1的上电极110的接触边的长度为w1，上下电极转换结构205与第一谐振器R1之间形成的寄生电容为CC1，此外，上下电极转换结构205与第二谐振器R2的上电极110的接触边的长度为w2，上下电极转换结构205与第二谐振器R2之间形成的寄生电容为CC2，定义Δw＝|w1-w2|，Δw对应寄生电容CC1和寄生电容CC2之间的差值，第一谐振器R1和第二谐振器R2均通过下电极106作为导电金属与外围电路进行电连接。

图11b为谐振器R被等效拆分为第一谐振器R1和第二谐振器R2，第一谐振器R1和第二谐振器R2之间的互连形式与图11a相同，相关描述不再赘述。

此外，与第一谐振器R1的上电极110互连的上下电极转换结构205与第一谐振器R1的上电极110的接触边的长度为w1_1，上下电极转换结构205与第一谐振器R1之间形成的寄生电容为CC1_1。

与图11a中第一谐振器R1和第二谐振器R2均通过下电极106作为导电金属与外围电路进行电连接不同，图11b中第一谐振器R1和第二谐振器R2均通过上电极110作为导电金属201与外围电路进行电连接，此时导电金属201与第一谐振器R1的上电极的接触边的长度为w1_2，导电金属201与第一谐振器R1之间形成的寄生电容为CC1_2，此时，CC1＝CC1_1+CC1_2，w1＝w1_1+w1_2。

另一方面，与第二谐振器R2的上电极110互连的上下电极转换结构205与第二谐振器R2的上电极110的接触边的长度为w2_1，上下电极转换结构205与第二谐振器R2之间形成的寄生电容为CC2_1，第二谐振器R2通过导电金属201与外围电路进行电连接，导电金属201与第二谐振器R2的上电极110的接触边的长度为w2_2，导电金属201与第二谐振器R2之间形成的寄生电容为CC2_2，此时，CC2＝CC2_1+CC2_2，w2＝w2_1+w2_2，在这种情况下，定义Δw＝|w1-w2|，Δw对应寄生电容CC1和寄生电容CC2之间的差值。

如图12a和图12b所示为考虑寄生情况下谐振器并联拆分的电路拓扑结构。图12a和图12b分别为图11a和图11b所示并联非线性拆分的两种排布方式对应的等效电路图，其中图12a所示电路对应于图11a所示排布方式，并且图12b所示电路对应于图11b所示排布方式。其中电感L1为与第一谐振器R1的上电极110互连的上下电极转换结构205的寄生电感，电感L2为与第二谐振器R2的上电极110互连的上下电极转换结构205的寄生电感。

图13示出了谐振器并联非线性拆分时Δw/L与非线性之间的关系。L为对应谐振器有效谐振区的周长，在T1端口输入22dBm的射频信号，T2端口伴随产生非线性谐波，纵轴表示在在2*Fs～2*Fp频率范围内(Fs为第一谐振器R1和第二谐振器R2的平均串联谐振频率，Fp为第一谐振器R1和第二谐振器R2的平均并联谐振频率)非线性的最差点。

由图可见，Δw/L越大，谐振器的非线性特性越差，这是因为Δw/L越大，第一谐振器R1的声学和电容特性与第二谐振器R2的声学和电容特性差别越大，第一谐振器R1和第二谐振器R2这两个谐振器的并联谐振频率相差越大，两个谐振器二阶非线性电压的抵消效果就越差，所以二阶非线性特性越差。当Δw/L＝0.05时，非线性最差点在-33dBm，当Δw/L＝0.1时，非线性最差点在-27dBm，当Δw/L＝0.15时，非线性最差点在-15dBm，所以为了得到良好的非线性特性，因此，在本公开实施例中，要求Δw/L≤10％，优选的，Δw/L≤6％。

在以上参考图8a-图13描述的串联非线性拆分或者并联非线性拆分中，仅仅描述了拆分后的单个谐振器包含单个导电金属的情形，但是本公开实施例不限于此，具体地，对于串联非线性拆分的两个谐振器或者并联非线性拆分的两个谐振器，第一个谐振器可以存在n个由上电极110构成的导电金属(n大于等于1)，所有导电金属与第一谐振器上电极110接触边的长度之和为w1，第二个谐振器存在m个由上电极110构成的导电金属(m大于等于1)，所有导电金属与第二谐振器上电极接触边的长度之和为w2，Δw＝|w1-w2|，并且L为第一谐振器或者第二谐振器的有效谐振区的周长(第一谐振器和第二谐振器的面积和形状近似相等)，在本公开实施例中，限定Δw/L≤10％，优选的，要求Δw/L≤6％。

另外，以上仅仅描述了串联谐振器和/或并联谐振器被拆分为两个谐振器的情形，但是本公开不限于此，而是串联谐振器和/或并联谐振器可以被拆分为两个或者更多个拆分谐振器。

也就是说，在本公开实施例中，滤波器输入端、输出端、一个或多个串联谐振器和一个或多个并联谐振器；其中所述一个或多个串联谐振器和/或所述一个或多个并联谐振器中的至少一个谐振器被拆分成两个或者更多个拆分谐振器；所述两个或者更多个拆分谐振器中的第一谐振器包括n个由上电极构成的导电金属，所有导电金属与第一谐振器上电极接触边的长度之和为w1，所述两个或者更多个拆分谐振器中的第二谐振器包括m个由上电极构成的导电金属，所有导电金属与第二谐振器上电极接触边的长度之和为w2，则Δw/L小于预定阈值，其中Δw＝|w1-w2|，L为所述第一谐振器或者第二谐振器的有效谐振区的周长，并且m和n为大于1的整数。

以上，描述了本公开实施例的串联非线性拆分谐振器和并联非线性拆分谐振器的示例，接下来描述包含上述串联非线性拆分谐振器和/或并联非线性拆分谐振器的滤波器。

图14所示为本公开实施例的一种滤波器的电路拓扑结构，该滤波器为串联谐振器Res1、Res2和并联谐振器Res3组成的梯型结构滤波器，其中串联谐振器Res2被串联非线性拆分为第一谐振器Res2-1和第二谐振器Res2-2，第一谐振器Res2-1与第二谐振器Res2-2面积近似相等，极化方向相反。

此外，IN为滤波器信号输入端，OUT为滤波器信号输出端，L1和L2为滤波器IN端口串联电感和OUT端口串联电感，L3为滤波器并联支路串联接地电感。为了实现更好的匹配，在信号输入端IN和/或信号输出端OUT可以包含LC匹配电路。图示滤波器结构只是示例，本发明对梯型结构滤波器级数、匹配方式及并联支路接地方式不做限定。当一定功率的射频信号由信号输入端IN输入时，在信号输出端OUT会产生二阶非线性谐波分量。

图15所示为图14所示滤波器电路对应的版图排布，其中附图标记305为晶圆上的键合金属层(305为金属或者非金属材料)，第一谐振器Res2-1和第二谐振器Res2-2的面积均为10000μm²，周长为400μm，第一谐振器Res2-1与导电金属的接触边长度w1＝w1_1+w1_2，第二谐振器Res2-2与导电金属的接触边长度为w2。

在一个实施例中，Δw/L＝5％，其中w1_1＝90um、w1_2＝30um、w2＝110um，在对比实施例中，Δw/L＝12％，其中w1_1＝97um、w1_2＝37um、w2＝110um。

图16示出了不同状态下滤波器二阶非线性特性的对比，其中细实线为串联谐振器S2不做拆分时对应的非线性特性曲线，虚线为本公开对比实施例(Δw/L＝12％)对应的非线性特性曲线，并且粗实线为本公开实施例(Δw/L＝5％)对应的非线性特性曲线。由图可见，与串联谐振器S2不做拆分相比，本公开实施例和对比实施例在对串联谐振器S2进行拆分后，滤波器的非线性特性均有不同程度改善，但是在高频端，本公开实施例的非线性特性优于对比实施例的非线性特性10dB左右。

图17、18、19分别示出了本公开实施例的另外三个实施例。以图4a-图4c所示的拆分结构为最小拆分单元，每个拆分单元均满足本公开实施例的版图排布原则。

图17示出了串联连接的谐振器Res1和谐振器Res2，其中每个谐振器都被串联非线性拆分成两个串联连接的谐振器，其中谐振器Res1被串联非线性拆分成谐振器R1和谐振器R2，并且谐振器Res2被串联非线性拆分成谐振器R3和谐振器R3，其中所进行的串联非线性拆分可以参照图4b，即被拆分的谐振器的极性相反。

图18示出了串联连接的谐振器Res1和谐振器Res2，其中每个谐振器都被并联非线性拆分成两个并联连接的谐振器，其中谐振器Res1被并联非线性拆分成谐振器R1和谐振器R2，并且谐振器Res2被并联非线性拆分成谐振器R1和谐振器R2，其中所进行的串联非线性拆分可以参照图4c，即被拆分的谐振器的极性相反。

图19示出了并联连接的谐振器Res1和谐振器Res2，其中每个谐振器都被串联非线性拆分成两个串联连接的谐振器，其中谐振器Res1被串联非线性拆分成两个谐振器R1，并且谐振器Res2被串联非线性拆分成两个谐振器R2，其中所进行的串联非线性拆分可以参照图4a，即被拆分的谐振器的极性相同，但是并联连接的谐振器Res1和谐振器Res2的极性相反。

图20所示为滤波器的结构示意图，其中附图标记306为谐振器，该谐振器可以是薄膜体声波谐振器(FBAR)或者固态装配型谐振器(SMR)亦或是其他类似结构谐振器，谐振器306设置在晶圆1的下表面。附图标记305为晶圆1的键合金属层；附图标记304为晶圆2的键合金属层；附图标记303为穿硅过孔(TSV-Through SiliconVia)，通过键合金属层305和键合金属层304之间的键合可以实现晶圆1与晶圆2的垂直导通；附图标记302为芯片焊盘，芯片焊盘302经由植球301通过倒装焊(Flip Chip)与外围电路进行电连接(亦可通过引线300与外围电路进行电连接，如图21所示)；301～305可选的材料为钼、金、铝、镁、钨、铜，铬等金属材料或多种金属组成的合金材料。

需特殊说明上述晶圆级封装形式只是示例，本发明对具体的封装结构不做限定。

如图22所示为双工器结构示意图。第一滤波器Filter1连接在天线端口Ant和第一端口T1之间，第二滤波器Filter2连接在天线端口Ant和第二端口T2之间。Filter1和Filter2通带没有交叠，Filter1可通过其对应通带频率的信号，抑制其他频率的信号，Filter2可通过其对应通带频率的信号，抑制其他频率的信号，本发明所述滤波器包含于图示双工器中。

本发明所述双工器只作为示例，不起限制性作用，本发明所述结构亦可应用于三工器、四工器等多工器，或者包含上述滤波器或多工器的电子设备。

本发明所述双工器只作为示例，不起限制性作用，本发明所述结构亦可应用于三工器、四工器等多工器。

另外，本公开实施例还提供了一种通信设备，该通信设备包含如上参考附图描述的声波滤波器或双工器或多工器，其具体内容在此不再赘述，另外通信设备例如可以是射频前端、滤波放大模块等中间产品，也可以是手机、WIFI、无人机等终端产品或基站产品。

因此，本公开实施例提供了以下的方案：

1.一种滤波器，包括：输入端、输出端、一个或多个串联谐振器和一个或多个并联谐振器；其中

所述一个或多个串联谐振器和/或所述一个或多个并联谐振器中的至少一个谐振器被拆分成两个或者更多个拆分谐振器；

所述两个或者更多个拆分谐振器中的第一谐振器包括n个由上电极构成的导电金属，所有导电金属与第一谐振器上电极接触边的长度之和为w1，

所述两个或者更多个拆分谐振器中的第二谐振器包括m个由上电极构成的导电金属，所有导电金属与第二谐振器上电极接触边的长度之和为w2，

则Δw/L小于预定阈值，其中Δw＝|w1-w2|，L为所述第一谐振器或者第二谐振器的有效谐振区的周长，并且m和n为大于1的整数。

2.根据1所述的滤波器，其特征在于，所述第一谐振器和所述第二谐振器均通过上电极作为导电金属来实现所述第一谐振器和所述第二谐振器之间的电连接，并且所述第一谐振器和所述第二谐振器均通过下电极作为导电金属与外围电路进行电连接。

3.根据1所述的滤波器，其特征在于，所述第一谐振器和所述第二谐振器均通过下电极作为导电金属来实现所述第一谐振器和所述第二谐振器之间的电连接，并且所述第一谐振器和所述第二谐振器均通过上电极作为导电金属与外围电路进行电连接。

4.根据1所述的滤波器，其特征在于，所述第一谐振器通过上电极作为导电金属与所述第二谐振器的下电极互连，并且所述第二谐振器通过上电极作为导电金属与所述第一谐振器的下电极互连，并且所述第一谐振器和所述第二谐振器均通过下电极作为导电金属与外围电路进行电连接。

5.根据1所述的滤波器，其特征在于，所述第一谐振器通过上电极作为导电金属与所述第二谐振器的下电极互连，并且所述第二谐振器通过上电极作为导电金属与所述第一谐振器的下电极互连，并且所述第一谐振器和所述第二谐振器均通过上电极作为导电金属与外围电路进行电连接。

6.根据1所述的滤波器，其特征在于，所述滤波器包括第一串联谐振器、第二串联谐振器和并联谐振器，其中所述第二串联谐振器被串联非线性拆分为第一谐振器和第二谐振器，并且所述第一谐振器和所述第二谐振器的极性相反。

7.根据1所述的滤波器，其特征在于，所述滤波器包括串联连接的第一串联谐振器和第二串联谐振器，其中所述第一串联谐振器和第二串联谐振器中的每个谐振器都被串联非线性拆分为第一谐振器和第二谐振器，并且所述第一谐振器和所述第二谐振器的极性相反。

8.根据1所述的滤波器，其特征在于，所述滤波器包括串联连接的第一串联谐振器和第二串联谐振器，其中所述第一串联谐振器和第二串联谐振器中的每个谐振器都被并联非线性拆分为第一谐振器和第二谐振器，并且所述第一谐振器和所述第二谐振器的极性相反。

9.根据1所述的滤波器，其特征在于，所述滤波器包括并联连接的第一并联谐振器和第二并联谐振器，其中所述第一并联谐振器和第二并联谐振器中的每个谐振器都被串联非线性拆分为第一谐振器和第二谐振器，并且所述第一谐振器和所述第二谐振器的极性相同，所述第一并联谐振器和所述第二并联谐振器的极性相反。

10.根据1-9中任一项所述的滤波器，其特征在于，Δw/L≤10％。

11.根据1-9中任一项所述的滤波器，其特征在于，Δw/L≤6％。

12.根据1-9中任一项所述的滤波器，其特征在于，所述两个或者更多个拆分谐振器的面积相同。

13.根据1-9中任一项所述的滤波器，其特征在于，所述两个或者更多个拆分谐振器的形状相同。

14.根据1-9中任一项所述的滤波器，其特征在于，所述两个或者更多个拆分谐振器串联连接，并且串联连接的拆分谐振器的面积为被拆分的谐振器的面积的2倍。

15.根据1-9中任一项所述的滤波器，其特征在于，所述两个或者更多个拆分谐振器并联连接，并且并联连接的拆分谐振器的面积为被拆分的谐振器的面积的1/2。

16.根据1-9中任一项所述的滤波器，其特征在于，所述两个或者更多个拆分谐振器的平均谐振频率与被拆分的谐振器的谐振频率相同。

17.根据权利要求1-9中任一项所述的滤波器，其特征在于，导电金属与所述第一谐振器上电极接触边的宽度和导电金属与所述第二谐振器上电极接触边的宽度之差小于预定阈值。

18.根据权利要求17所述的滤波器，其特征在于，导电金属与所述第一谐振器上电极接触边的宽度和导电金属与所述第二谐振器上电极接触边的宽度之差小于等于3μm。

19.一种双工器，其特征在于，包含根据1-18中任一项所述的滤波器。

20.一种多工器，其特征在于，包含根据1-18中任一项所述的滤波器或者根据19所述的双工器。

21.一种通信设备，其特征在于，包含根据1-18中任一项所述的滤波器或者根据19所述的双工器或者根据20所述的多工器。

以上所述，仅为本公开的具体实施方式，但本公开的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本公开揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本公开的保护范围之内。因此，本公开的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (17)

1.一种滤波器，其特征在于，包括：输入端、输出端、一个或多个串联谐振器和一个或多个并联谐振器；其中

所述一个或多个串联谐振器和/或所述一个或多个并联谐振器中的至少一个谐振器被拆分成两个或者更多个拆分谐振器；

所述两个或者更多个拆分谐振器中的第一谐振器包括n个由上电极构成的导电金属，所有导电金属与第一谐振器上电极接触边的长度之和为w1，

所述两个或者更多个拆分谐振器中的第二谐振器包括m个由上电极构成的导电金属，所有导电金属与第二谐振器上电极接触边的长度之和为w2，

则Δw/L小于预定阈值，其中Δw＝|w1-w2|，L为所述第一谐振器或者第二谐振器的有效谐振区的周长，并且m和n为大于1的整数，所述第一谐振器和所述第二谐振器为所述两个或者更多个拆分谐振器中任意相邻的两个谐振器。

2.根据权利要求1所述的滤波器，其特征在于，所述第一谐振器和所述第二谐振器均通过上电极作为导电金属来实现所述第一谐振器和所述第二谐振器之间的电连接，并且所述第一谐振器和所述第二谐振器均通过下电极作为导电金属与外围电路进行电连接。

3.根据权利要求1所述的滤波器，其特征在于，所述第一谐振器和所述第二谐振器均通过下电极作为导电金属来实现所述第一谐振器和所述第二谐振器之间的电连接，并且所述第一谐振器和所述第二谐振器均通过上电极作为导电金属与外围电路进行电连接。

4.根据权利要求1所述的滤波器，其特征在于，所述第一谐振器通过上电极作为导电金属与所述第二谐振器的下电极互连，并且所述第二谐振器通过上电极作为导电金属与所述第一谐振器的下电极互连，并且所述第一谐振器和所述第二谐振器均通过下电极作为导电金属与外围电路进行电连接。

5.根据权利要求1所述的滤波器，其特征在于，所述第一谐振器通过上电极作为导电金属与所述第二谐振器的下电极互连，并且所述第二谐振器通过上电极作为导电金属与所述第一谐振器的下电极互连，并且所述第一谐振器和所述第二谐振器均通过上电极作为导电金属与外围电路进行电连接。

6.根据权利要求1-5中任一项所述的滤波器，其特征在于，Δw/L≤10％。

7.根据权利要求1-5中任一项所述的滤波器，其特征在于，Δw/L≤6％。

8.根据权利要求1-5中任一项所述的滤波器，其特征在于，所述两个或者更多个拆分谐振器的面积相同。

9.根据权利要求1-5中任一项所述的滤波器，其特征在于，所述两个或者更多个拆分谐振器的形状相同。

10.根据权利要求1-5中任一项所述的滤波器，其特征在于，所述两个或者更多个拆分谐振器串联连接，并且串联连接的拆分谐振器的面积为被拆分的谐振器的面积的2倍。

11.根据权利要求1-5中任一项所述的滤波器，其特征在于，所述两个或者更多个拆分谐振器并联连接，并且并联连接的拆分谐振器的面积为被拆分的谐振器的面积的1/2。

12.根据权利要求1-5中任一项所述的滤波器，其特征在于，所述两个或者更多个拆分谐振器的平均谐振频率与被拆分的谐振器的谐振频率相同。

13.根据权利要求1-5中任一项所述的滤波器，其特征在于，导电金属与所述第一谐振器上电极接触边的宽度和导电金属与所述第二谐振器上电极接触边的宽度之差小于预定阈值。

14.根据权利要求13所述的滤波器，其特征在于，导电金属与所述第一谐振器上电极接触边的宽度和导电金属与所述第二谐振器上电极接触边的宽度之差小于等于3μm。

15.一种双工器，其特征在于，包含根据权利要求1-14中任一项所述的滤波器。

16.一种多工器，其特征在于，包含根据权利要求1-14中任一项所述的滤波器或者根据权利要求15所述的双工器。

17.一种通信设备，其特征在于，包含根据权利要求1-14中任一项所述的滤波器或者根据权利要求15所述的双工器或者根据权利要求16所述的多工器。