WO2023234405A1 - 複合フィルタ、マルチプレクサ及び通信装置 - Google Patents

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WO2023234405A1
WO2023234405A1 PCT/JP2023/020566 JP2023020566W WO2023234405A1 WO 2023234405 A1 WO2023234405 A1 WO 2023234405A1 JP 2023020566 W JP2023020566 W JP 2023020566W WO 2023234405 A1 WO2023234405 A1 WO 2023234405A1
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resonators
resonator
series
filter
composite filter
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武宏 奥道
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京セラ株式会社
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    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits

Definitions

  • the present disclosure relates to a composite filter having an LC filter and an elastic wave resonator, a multiplexer having the composite filter, and a communication device having the composite filter.
  • a composite filter including an LC filter and an elastic wave resonator is known (for example, Patent Document 1 below).
  • the LC filter includes an inductor (L) and a capacitor (C).
  • the elastic wave is, for example, a SAW (Surface Acoustic Wave), a BAW (Bulk Acoustic Wave), a plate wave, or a boundary acoustic wave. Note that these various elastic waves do not necessarily have to be clearly distinguishable.
  • a notch filter is configured by an LC filter.
  • the notch filter has an attenuation pole on the low frequency side of the passband.
  • the plurality of elastic wave resonators include a plurality of series resonators that are connected in series with each other and constitute a part of a signal path. At least one of the plurality of series resonators has an anti-resonance frequency between the attenuation pole of the notch filter and the passband at which the absolute value of impedance becomes a minimum value.
  • a composite filter includes an LC filter and a plurality of elastic wave resonators.
  • the LC filter has one or more attenuation poles on the low frequency side of the passband with respect to the signal flowing through the signal path.
  • At least one of the plurality of elastic wave resonators has an anti-resonance frequency located between the one or more attenuation poles closest to the passband and the passband.
  • the plurality of elastic wave resonators are connected in series to each other via a node to a reference potential section, and constitute a part of the signal path.
  • At least one of the plurality of elastic wave resonators has a plurality of split resonators.
  • the plurality of divided resonators are connected to each other by at least one of a parallel connection and a series connection to the reference potential section without a node.
  • the first series resonator among the plurality of elastic wave resonators includes a first resonator and a second resonator having different anti-resonance frequencies as the plurality of divided resonators.
  • a multiplexer includes the composite filter that connects a common terminal and a first terminal, and another filter that connects the common terminal and a second terminal. .
  • a communication device includes the composite filter, an antenna electrically connected to one of an input side and an output side with respect to the composite filter, and an antenna that is electrically connected to an input side and an output side with respect to the composite filter. and an integrated circuit element electrically connected to the other side.
  • FIG. 1 is a block diagram schematically showing the configuration of a composite filter according to an embodiment.
  • 1A is a diagram for explaining the characteristics of the composite filter of FIG. 1A.
  • FIG. FIG. 2 is a circuit diagram showing a specific example of a composite filter according to an embodiment.
  • 3 is a circuit diagram showing a first configuration example of an elastic wave filter of the composite filter of FIG. 2.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a second configuration example of an elastic wave filter of the composite filter of FIG. 2.
  • FIG. FIG. 3 is a diagram for explaining the action of the composite filter according to the embodiment.
  • FIG. 7 is another diagram for explaining the action of the composite filter according to the embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of transmission characteristics of a composite filter assumed in simulation calculations.
  • FIG. 6A is an enlarged view of a part of FIG. 6A.
  • FIG. FIG. 3 is a diagram for explaining a method of examining the influence of spurious components.
  • FIG. 7 is another diagram for explaining a method of investigating the influence of spurious components.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of simulation results for investigating the influence of spurious components.
  • FIG. 7 is a diagram showing another example of simulation results for investigating the influence of spurious components.
  • FIG. 7 is a diagram showing still another example of simulation results for investigating the influence of spurious components.
  • FIG. 7 is a diagram showing still another example of simulation results for investigating the influence of spurious components.
  • FIG. 8B is a diagram showing the simulation results of FIG. 8A using another plotting method.
  • FIG. 8B is a diagram showing the simulation results of FIG.
  • FIG. 9A is a diagram showing the simulation results of FIG. 9A using another plotting method.
  • FIG. 9B is a diagram showing the simulation results of FIG. 9B using another plotting method.
  • FIG. FIG. 11 is a diagram comparing parts of FIGS. 10A to 11B.
  • FIG. 11 is a diagram comparing other parts of FIGS. 10A to 11B.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of simulation results for investigating the influence of dividing an elastic wave resonator into two on spurious.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a simulation result for investigating the influence of dividing an elastic wave resonator into three on spurious signals.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a simulation result for investigating the influence of dividing an elastic wave resonator into four on spurious.
  • 14 is a diagram showing the simulation results of FIG. 13 using another plotting method.
  • FIG. 14B is a diagram showing the simulation results of FIG. 14A using another plotting method.
  • FIG. 14B is a diagram showing the simulation results of FIG. 14B using another plotting method. It is a figure which compares some parts of FIG. 10A, FIG. 15, FIG. 16A, and FIG. 16B. It is a figure which compares other parts of FIG. 10A, FIG. 15, FIG. 16A, and FIG. 16B.
  • FIG. 2 is a schematic cross-sectional view showing an example of the structure of a composite filter.
  • FIG. 1 is a schematic cross-sectional view showing an example of the structure of a composite filter.
  • FIG. 2 is a plan view schematically showing a configuration example of an elastic wave resonator included in a composite filter.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing the configuration of a diplexer as an example of using a composite filter.
  • FIG. 1 is a block diagram showing main parts of a communication device according to an embodiment.
  • FIG. 1A is a block diagram schematically showing the configuration of a composite filter 1 according to an embodiment.
  • the composite filter 1 filters the electrical signal flowing through the signal path 5 from the input terminal 3A to the output terminal 3B.
  • the composite filter 1 has, along the signal path 5, an LC filter 7 and an elastic wave filter 9. Note that either the LC filter 7 or the elastic wave filter 9 may be located on the input side or the output side relative to each other.
  • the LC filter 7 has one or more inductors 11 and one or more capacitors 13.
  • a series resonant circuit connecting the signal path 5 and the reference potential section 17 is illustrated as the LC filter 7.
  • the elastic wave filter 9 has one or more elastic wave resonators 15.
  • the one or more elastic wave resonators 15 include a series resonator 15S that connects the input terminal 3A and the output terminal 3B (in other words, forms part of the signal path 5). are doing.
  • FIG. 1B is a diagram for explaining filter characteristics of the composite filter 1.
  • the horizontal axis indicates the frequency f (Hz), and the frequency is higher toward the right side of the paper.
  • the vertical axis on the left side indicates the attenuation amount A (dB), and the attenuation amount is larger toward the bottom of the page.
  • the vertical axis on the right side indicates the absolute value of impedance
  • the line LX indicates the amount of attenuation of the composite filter 1.
  • the composite filter 1 has a small attenuation amount in the passband XB. Further, the amount of attenuation is large in the stop band EB adjacent to the low frequency side with respect to the pass band XB. Note that the frequency band between the two is sometimes referred to as a transition band (symbol omitted).
  • a line LN indicates
  • has a minimum value at a resonance frequency fnr located on the lower frequency side (for example, within the stopband EB) than the passband XB. Therefore, among the signals flowing through the signal path 5, components having the resonance frequency fnr and frequencies around it tend to escape to the reference potential section 17. That is, the LC filter 7 forms an attenuation pole that attenuates a component having the resonance frequency fnr (and surrounding frequencies) of the signal flowing through the signal path 5.
  • this attenuation pole only needs to appear in the filter characteristics of the LC filter 7, and does not necessarily need to appear in the characteristics (line LX) of the composite filter 1. Further, in the following, for convenience, the above-mentioned resonance frequency fnr may be referred to as the frequency of the attenuation pole of the LC filter 7, and the attenuation pole may be given the symbol fnr.
  • the line LS indicates
  • has a minimum value at the resonant frequency fsr and a maximum value at the anti-resonant frequency fsa.
  • the anti-resonant frequency fsa is, for example, higher than the resonant frequency fsr (or vice versa).
  • the anti-resonance frequency fsa is located on the lower frequency side (for example, within the stop band EB) than the pass band XB. Since the series resonator 15S constitutes a part of the signal path 5, components of the signal flowing through the signal path 5 having the anti-resonant frequency fsa and frequencies around it are attenuated.
  • the anti-resonance frequency fsa of the series resonator 15S is located on the pass band XB side (high frequency side) with respect to the attenuation pole fnr of the LC filter 7. Further, in general,
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing the configuration of a composite filter 1A as a specific example of the composite filter 1.
  • the composite filter 1A includes an elastic wave filter 9A as a specific example of the elastic wave filter 9.
  • the elastic wave filter 9A includes a plurality of (four in the illustrated example) series resonators 15S (15S1 to 15S4) that are connected in series to each other and constitute a part of the signal path 5.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of a more specific configuration of the elastic wave filter 9A.
  • At least one of the plurality of series resonators 15S (all in the illustrated example) is divided into two or more divided resonators 14.
  • two or more divided resonators 14 are connected in series and/or in parallel to form one series resonator 15S.
  • each resonator is one series resonator 15S or a part of one series resonator 15S (in other words, a split resonator 14). Whether there is one may be determined based on the connection relationship with the reference potential section 17. That is, the series resonators 15S are connected to the reference potential section 17 by the parallel arm 21 (inductor 11C), while the divided resonators 14 connected in series are connected to the reference potential section 17. not connected to.
  • the plurality of series resonators 15S are connected in series to the reference potential section 17 via the node 18, whereas the split resonators 14 are connected in series with each other within one series resonator 15S. are connected in series to the reference potential section 17 without intervening the node 18. Note that it is clear that each of the two or more resonators connected in parallel is not a series resonator 15S but a split resonator 14.
  • the divided resonator 14 Since the divided resonator 14 is obtained by dividing the series resonator 15S, it is an elastic wave resonator. Each divided resonator 14 has a resonant frequency fsr and an anti-resonant frequency fsa (FIG. 1B) similarly to the series resonator 15S. For convenience, the same reference numerals are used for the series resonator 15S and the split resonator 14 with respect to the resonant frequency fsr and the anti-resonant frequency fsa. In at least one series resonator 15S, at least two of the two or more divided resonators 14 have antiresonance frequencies fsa that are different from each other. Thereby, the intensity of spurious components appearing in the passband XB can be reduced.
  • the frequencies at which spurious occurs are different between the divided resonators 14.
  • the characteristics of the plurality of divided resonators 14 are such that, for example, the characteristic in which spurious occurs at a specific frequency in one divided resonator 14 is alleviated by the other divided resonators 14. It becomes something.
  • the influence of the spurious-producing characteristics of each divided resonator 14 on the characteristics of the composite filter 1 is dispersed over various frequencies. Thereby, in the composite filter 1, the probability that a spurious signal having a high intensity will occur at the above-mentioned specific frequency is reduced.
  • the composite filter 1 shown in FIG. 1A outputs, from the output terminal 3B, a component having a frequency within the passband XB of the electrical signal input to the input terminal 3A. From another point of view, the composite filter 1 attenuates components of the electrical signal flowing through the signal path 5 that have frequencies outside the passband (for example, the stopband EB).
  • the input terminal 3A, the output terminal 3B, and the reference potential section 17 may be considered as a part of the composite filter 1, or may be considered as separate members from the composite filter 1.
  • the reference potential section 17 is a conductor to which a reference potential is applied. A typical example of the reference potential is 0V, but it is not limited to this.
  • the composite filter 1 may be constructed focusing on either the pass band XB or the stop band EB.
  • both the lower limit (low frequency end) frequency and the upper limit frequency may be defined, or only one (in the example of FIG. 1B, the pass band (a lower limit of the band XB and an upper limit of the stopband EB) may be defined.
  • the composite filter 1 may be considered as any of a bandpass filter, a highpass filter, and a band-elimination filter, for example.
  • the composite filter 1 includes the LC filter 7 and the elastic wave filter 9 along the signal path 5.
  • the number and order of the LC filters 7 and elastic wave filters 9 are arbitrary.
  • one LC filter 7 and one elastic wave filter 9 are provided in order from the input side to the output side.
  • Examples of embodiments other than the illustrated example include, for example, the order of the LC filter 7 and the elastic wave filter 9 is reversed from the illustrated example, and the LC filter 7 ( An example is one in which a total of two LC filters 7) are provided.
  • the filter e.g. 7 or 9
  • the filter is located on (or along) the signal path 5, etc., or schematically in a manner consistent with such textual representations.
  • the more detailed configuration of the filter may not match such textual representation and/or schematic block diagram.
  • the filter may be configured as a part of the signal path 5 (as expressed, see the elastic wave filter 9 in FIG. 1A). , it may be connected between the signal path 5 and the reference potential section 17 so as to release unnecessary signals from the signal path 5 to the reference potential section 17 (see LC filter 7 in FIG. 1A).
  • the composite filter 1 may include components not shown.
  • the composite filter 1 may include a filter separate from the LC filter 7 and the acoustic wave filter 9, or may include elements such as a resistor, an inductor, and/or a capacitor. Its position is also arbitrary, and may be between the LC filter 7 and the elastic wave filter 9, or outside of both filters.
  • the composite filter 1 may be combined with another filter to constitute yet another composite filter.
  • the composite filter 1 may include not only a configuration for filtering purposes but also a configuration for other purposes such as impedance matching. The fact that components not shown in the drawings may be provided as described above also applies within the LC filter 7 and the elastic wave filter 9, unless otherwise specified.
  • the passband XB and stopband EB may be specified as appropriate in products that are on the market. For example, it may be specified by specifications or by measuring the filter characteristics of the product.
  • the amount of attenuation required for the pass band XB and the stop band EB differs depending on the equipment to which the composite filter 1 is applied. As an example, a frequency band in which the absolute value of attenuation is 5 dB or less or 3 dB or less may be specified as the passband XB. Further, as an example, a frequency band in which the absolute value of the attenuation amount is 30 dB or more may be specified as the stop band EB.
  • the specific values of the bandwidth, center frequency, etc. of the pass band XB and stop band EB are arbitrary.
  • the center frequency is the center frequency between the lower limit frequency of the band and the upper limit frequency of the band (from another point of view, the average value of both).
  • An example of the range of the center frequency when the pass band XB has a lower limit frequency and an upper limit frequency (when the composite filter 1 is a band pass filter) is 500 MHz or more and 30 GHz or less.
  • the passband XB may be set according to an appropriate communication standard. In this case, the passband XB may correspond to only one band defined by the standard, or may include two or more bands defined by the standard.
  • the LC filter 7 includes one or more inductors 11 and one or more capacitors 13 (an LC resonant circuit from another point of view), so that one filter is placed on the low frequency side of the passband XB of the composite filter 1.
  • the above attenuation pole fnr is formed.
  • the LC filter 7 may be considered as, for example, a bandpass filter, a highpass filter, or a band rejection filter.
  • with respect to frequency may be similar to the line showing the change in attenuation or transmittance with respect to frequency.
  • the manner in which the amount of attenuation changes with respect to the change in frequency may be determined as appropriate as long as the attenuation pole fnr is formed.
  • the LC filter 7 may have various configurations.
  • the circuit forming the attenuation pole fnr may be an LC series resonant circuit located between the signal path 5 and the reference potential section 17, as in the example of FIG. Unlike the 1A example, an LC parallel resonant circuit forming part of the signal path 5 may be used.
  • the LC filter 7 has an LC series resonant circuit that constitutes a part of the signal path 5, in addition to the resonant circuit that forms the attenuation pole fnr, or has an LC series resonant circuit that forms part of the signal path 5, and is connected between the signal path 5 and the reference potential section 17.
  • the LC filter 7 may include an inductor 11 and a capacitor 13 that do not constitute a resonant circuit.
  • the inductance of the inductor 11, the capacitance of the capacitor 13, etc. may be set as appropriate in light of the purpose of providing the inductor 11 and the capacitor 13.
  • the LC filter 7 may form a plurality of attenuation poles fnr with mutually different frequencies.
  • the relationship that the anti-resonance frequency fsa of the series resonator 15S is located between the passband XB of the composite filter 1 and the attenuation pole fnr of the LC filter 7 does not hold for any attenuation pole fnr. It's fine.
  • the anti-resonance frequency fsa may be located between the attenuation pole fnr closest to the passband XB among the attenuation poles fnr formed by the LC filter 7 and the passband XB.
  • the attenuation pole fnr when referring to the attenuation pole fnr without particularly limiting which of the attenuation poles fnr it is, unless there is a contradiction, the attenuation pole fnr is the closest to the passband XB.
  • the attenuation pole fnr may be close to fnr.
  • the elastic wave filter 9 includes a plurality of (or one) series resonators 15S.
  • the anti-resonance frequencies fsa of the plurality of series resonators 15S may be partially or entirely the same (including the case where there is a tolerance; the same applies hereinafter), or may be different from each other.
  • the amount of attenuation at the anti-resonant frequencies fsa can be increased.
  • the stop band EB can be widened by forming a plurality of attenuation poles, for example.
  • the frequency difference in the case where some or all of the plurality of anti-resonant frequencies fsa are different from each other may be set as appropriate. For example, the largest frequency difference may be less than half or more than half the bandwidth of the pass band XB and/or the stop band EB.
  • At least one anti-resonant frequency fsa (including the highest frequency) is different from the attenuation pole fnr of the LC filter 7 and the composite filter 1. It is located between the passband XB and the passband XB.
  • the anti-resonant frequencies fsa of all the series resonators 15S may be located between the attenuation pole fnr and the passband XB, or more than 50% of the anti-resonant frequencies fsa pass through the attenuation pole fnr. It may be located between the band XB and the band XB.
  • the value of the resonant frequency fsr of the plurality of series resonators 15S is arbitrary.
  • the resonant frequency fsr may be located within the stop band EB, or may be located on the lower frequency side than the stop band EB.
  • the resonance frequency fsr may be the same among the plurality of series resonators 15S, or may be different from each other.
  • More specific positional relationships between the resonant frequency fsr and anti-resonant frequency fsa of the series resonator 15S, the attenuation pole fnr of the LC filter 7, and the pass band XB and stop band EB may be set as appropriate.
  • the anti-resonant frequency fsa located between the attenuation pole fnr and the passband XB may be close to either the attenuation pole fnr or the passband XB, or may be located in the center between the two. .
  • the resonance frequency fsr of the series resonator 15S having the anti-resonance frequency fsa located between the attenuation pole fnr and the passband XB may be located on the passband XB side with respect to the attenuation pole fnr, or may be located on the passband XB side with respect to the attenuation pole fnr. (example in FIG. 1B), or may be located on the opposite side of the passband XB.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing the configuration of a composite filter 1A as a specific example of the composite filter 1. As shown in FIG.
  • the composite filter 1A includes an LC filter 7A as a specific example of the LC filter 7 and an elastic wave filter 9A as a specific example of the elastic wave filter 9.
  • the LC filter 7 and the elastic wave filter 9 can be arranged in any order in the signal flow direction, and FIG. 2 illustrates an arrangement order that is opposite to that in FIG. 1A.
  • the LC filter 7A includes one or more capacitors 13A (in the illustrated example, a plurality of capacitors, more specifically, three capacitors 13A) forming a part of the signal path 5, and one or more capacitors 13A connecting the signal path 5 and the reference potential section 17. In the illustrated example, it has a plurality (more specifically, two) series resonant circuits (numerals omitted). The plurality of capacitors 13A are connected in series.
  • the series resonant circuit includes an inductor 11B and a capacitor 13B connected in series. Note that the positional relationship between the inductor 11B and the capacitor 13B may be reversed from that illustrated.
  • the series resonant circuit connects the reference potential section 17 with, for example, a position between the capacitors 13A that are adjacent to each other in terms of electrical connection.
  • the LC filter 7A functions as a high-pass filter that forms an attenuation pole fnr by a series resonant circuit and passes a signal with a higher frequency than the attenuation pole fnr from the input terminal 3A to the output terminal 3B.
  • the resonant frequency fnr of the plurality of series resonant circuits may be set as appropriate.
  • the resonant frequencies fnr of the plurality of series resonant circuits may be the same or different. In the former case, the amount of attenuation at the attenuation pole fnr can be increased. In the latter case, the band in which the signal is attenuated can be widened.
  • the inductance of the inductor 11 (11B) and the capacitance of the capacitors 13 (13A and 13B) may be appropriately set so as to obtain desired filter characteristics.
  • the formula for calculating the frequency is publicly known. Therefore, for example, by calculation based on such a formula, the values of inductance and capacitance that make the resonant frequency fnr a desired frequency may be searched for.
  • the elastic wave filter 9A includes a plurality of (four in the illustrated example) series resonators 15S (15S1 to 15S4) and a plurality (three in the illustrated example) of parallel arms 21. ing. Note that a portion of the signal path 5 that includes a plurality of series resonators 15S may be referred to as a series arm 19. As described above, the parallel arm 21 electrically connects the reference potential section 17 between the series resonators 15S that are adjacent to each other (the nodes 18).
  • the parallel arm 21 connected to the input terminal 3A side of the series resonator 15S closest to the input terminal 3A (the most forward stage) and/or the series resonator 15S closest to the output terminal 3B (the most rear stage) A parallel arm 21 connected to the output terminal 3B side of the resonator 15S may be provided.
  • the parallel arm 21 may be connected to the front stage and/or the rear stage of the series resonator 15S.
  • the one or more parallel arms 21 may have various configurations and may have various functions.
  • the parallel arm 21 may have an inductor and/or a capacitor, or may have an elastic wave resonator 15.
  • all the parallel arms 21 have only the inductor 11C that connects the signal path 5 and the reference potential section 17. In other words, the parallel arm 21 does not have the elastic wave resonator 15.
  • Such an inductor 11C reduces the probability that the plurality of series resonators 15S as a whole will function as a capacitor with a large capacity, and further reduces the probability that a signal having a frequency within the stop band EB will pass through.
  • the inductor 11C may cooperate with the series resonator 15S to configure a high-pass filter having a transition band between the stop band EB and the pass band XB.
  • the inductance of the inductor 11C may be set arbitrarily.
  • reference potential sections 17 are shown at a plurality of positions (two in the illustrated example).
  • the reference potential portions 17 shown at the plurality of positions may actually be different conductors, or may actually be the same conductor.
  • the reference potential section 17 shown in one position may actually be one conductor or may actually be a plurality of conductors.
  • the plurality of conductors constituting the reference potential section 17 may be electrically connected to each other or may not be electrically connected to each other.
  • the reference potential section 17 is shown as an external component of the composite filter 1A, and is connected to the composite filter 1A via a reference potential terminal 3G included in the composite filter 1A.
  • the reference potential terminal 3G may be regarded as the reference potential section 17 shown in FIG. 1A.
  • the term reference potential portion may refer to all of the various conductors described above, or may refer to various conductors, unless otherwise specified or unless there is a contradiction.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of an elastic wave filter 9AA as a specific example (sometimes referred to as a "first configuration example") of the elastic wave filter 9A.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing the configuration of an elastic wave filter 9AB as another specific example (sometimes referred to as a "second configuration example") of the elastic wave filter 9A.
  • the parallel arm connected to the input side of the series resonator 15S1 located closest to the input terminal 3A (the side of the input terminal 22A to be described later) 21 is shown.
  • the series resonators 15S may be divided in various ways.
  • any number of series resonators 15S among the plurality of series resonators 15S may be divided.
  • the number of series resonators 15S to be divided may be only one, a plurality of series resonators, a part of a plurality of series resonators 15S, or a plurality of series resonators 15S. It may be the entire resonator 15S. In the examples of FIGS. 3 and 4, all series resonators 15S are divided.
  • the series resonators 15S to be divided are smaller than the total number of series resonators 15S, the series resonators 15S in any order are connected to the input terminal 3A and/or the LC filter 7. May be divided. Further, the series resonators 15S may be divided in any order with respect to the order from the passband XB of the anti-resonance frequency fsa.
  • the number of divided resonators 14 included in one series resonator 15S is also arbitrary.
  • the numbers of divided resonators 14 included in one series resonator 15S are 2, 4, and 6 (an even number from another point of view).
  • the number of split resonators 14 may be an odd number such as 3 or 5, or may be 7 or more.
  • the number of divided resonators 14 may be the same in some or all of the plurality of series resonators 15S. However, they may be different from each other. In the latter case, the number of the plurality of divided resonators 14 may be larger or smaller as the series resonators 15S are located closer to the input side and/or the LC filter 7 side.
  • the number of divided resonators 14 included in each series resonator 15S is 4, 2, 2, and 2 in order from the left side of the figure.
  • This example is an example of a mode in which the number of split resonators 14 increases as the side of the LC filter 7 (from another perspective, the input side) increases.
  • the number of split resonators 14 is larger toward the LC filter 7 side, in some of the plurality of series resonators 15S, the number of split resonators 14 is the same as each other. 15S may be lined up.
  • Some of the plurality of series resonators 15S may include the series resonators 15S closest to the LC filter 7 (for example, the number of divided resonators 14 of the series resonator 15S1 and the number of divided resonators 15S of the series resonator 15S2). 14 may be the same number). However, the relationship that the number of divided resonators 14 is larger toward the LC filter 7 side does not include a case where the number of divided resonators 14 is the same in all series resonators 15S.
  • the relationship that the number of split resonators 14 is larger toward the LC filter 7 side is that the number of split resonators 14 of a series resonator 15S that does not have a split resonator 14 is 0 (or 1), and the number of split resonators 14 is larger on the side of the LC filter 7. Determine whether or not it holds true by taking this into account. For example, if the number of split resonators 14 is 4, 0, and 2 from the LC filter 7 side, the relationship that the number of split resonators 14 is larger on the LC filter 7 side does not hold. .
  • the relationship that the number of split resonators 14 is larger on the LC filter 7 side means that there are two or more series resonators 15S, and a series This can be established if at least one resonator 15S exists.
  • the above relationship holds true when, for example, the number of series resonators 15S having split resonators 14 is 2 or more, 3 or more, and/or the same as the total number of series resonators 15S. It's fine.
  • the series resonator 15S1 located closest to the LC filter 7 (input side from another point of view) among the plurality of series resonators 15S is This is an example of an embodiment having the largest number of divided resonators 14 among the above.
  • the relationship that the series resonator 15S1 has the largest number of split resonators 14 does not include a case where the number of split resonators 14 is the same in all series resonators 15S.
  • the relationship that the series resonator 15S1 has the largest number of split resonators 14 means that there are two or more series resonators 15S and that the series resonator 15S1 has at least This can be achieved if there are two split resonators 14 (for example, a mode in which the series resonators 15S other than the series resonator 15S1 do not have the split resonators 14).
  • the above relationship holds true when, for example, the number of series resonators 15S having split resonators 14 is 2 or more, 3 or more, and/or the same as the total number of series resonators 15S. It's fine. Further, it may be established when there are two or more series resonators 15S in which the number of divided resonators 14 (two or more) is different from each other.
  • the plurality of divided resonators 14 may be connected in series or in parallel.
  • both series connection and parallel connection may be made.
  • the number of split resonators 14 may be, for example, an even number. In this case, the split resonator 14 can be equally divided, which facilitates the design.
  • nodes 18 are shown at a plurality of positions between two series resonators 15S each having split resonators 14 connected in parallel with each other.
  • nodes 18 are shown at two positions between series resonator 15S3 and series resonator 15S4 in FIG.
  • the nodes 18 shown at multiple positions may actually exist at multiple positions, or may actually exist at one position (there may be wiring connecting the nodes 18 to each other). ).
  • the nodes 18 shown in these multiple positions are one node 18 from an electrical point of view. Therefore, in the description of the embodiments, a node 18 shown in a plurality of positions will be referred to as one node 18 unless otherwise specified.
  • connection positions of the divided resonators 14 connected in parallel and the node 18 to the reference potential section 17 are shown at the same position.
  • the positions of the two may be different from each other as long as the connection relationship from an electrical point of view does not change.
  • each series resonator 15S having a plurality of divided resonators 14 the anti-resonance frequencies fsa of the plurality of divided resonators 14 may all be the same, or some or all of them may be different from each other. It's okay. However, as understood from the above description, in at least one series resonator 15S, at least some of the antiresonance frequencies fsa of the plurality of divided resonators 14 are different from each other.
  • the anti-resonance frequencies fsa of all the split resonators 14 are different from each other.
  • only the antiresonance frequencies fsa of some of the divided resonators 14 may be different.
  • the number of split resonators 14 and the number of levels of anti-resonance frequency fsa may be the same or different. good.
  • the above number of “levels” is, from another point of view, the number of "types" of the antiresonant frequency fsa.
  • the first and second divided resonators 14 have the same anti-resonant frequency fsa
  • the third and fourth divided resonators 14 have the same anti-resonant frequency fsa.
  • the anti-resonance frequency fsa of the first and second split resonators 14 the number of levels is two.
  • the antiresonance frequencies fsa at the same level are basically the same. However, it goes without saying that tolerances may be allowed.
  • the term "level” is used for convenience in explaining the difference and number of anti-resonant frequencies fsa, and the level can be of any size.
  • each series resonator 15S shown in FIG. 3 the antiresonance frequencies fsa of all the plurality of divided resonators 14 are different from each other. That is, the number of divided resonators 14 and the number of levels of antiresonance frequency fsa are the same.
  • each series resonator 15S shown in FIG. 4 only some of the plurality of divided resonators 14 may have different antiresonance frequencies fsa. That is, the number of levels of the anti-resonant frequency fsa may be smaller than the number of divided resonators 14.
  • each of the series resonators 15S2 and 15S3 is an example of the series resonator 15S in which the number of anti-resonant frequency fsa levels is smaller than the number of divided resonators 14.
  • any number of series resonators 15S among the plurality of series resonators 15S may have two or more levels of anti-resonance frequency fsa.
  • the number of series resonators 15S having a level of 2 or more may be one, a plurality, or a part of a plurality of series resonators 15S. Alternatively, it may be all of the plurality of series resonators 15S. In the examples of FIGS. 3 and 4, all series resonators 15S have levels of 2 or more.
  • the series resonance in any order with respect to the connection order from the input terminal 3A and/or the LC filter 7 The child 15S may have two or more levels. Further, regarding the order of the anti-resonance frequency fsa from the pass band XB, the series resonators 15S in any order may have two or more levels.
  • the number of levels of the anti-resonant frequency fsa of the divided resonators 14 included in one series resonator 15S is also arbitrary.
  • 2, 3, and 4 are illustrated as the number of levels that one series resonator 15S has.
  • the number of levels may be odd or even.
  • the number of levels may be five or more.
  • the number of levels may be the same in some or all of the plurality of series resonators 15S. However, they may be different from each other. In the latter case, the number of levels may be greater or less as the series resonators 15S are located closer to the input side and/or the LC filter 7 side.
  • the number of levels of antiresonance frequency fsa that each series resonator 15S has is 4, 2, 2, and 2 in order from the left side of the diagram.
  • the number of levels each series resonator 15S has is 4, 3, 3, and 2.
  • These examples are examples of a mode in which the number of levels is greater on the LC filter 7 side (from another perspective, on the input side).
  • series resonators 15S having the same number of levels may be lined up in some of the plurality of series resonators 15S. .
  • Some of the plurality of series resonators 15S may include the series resonators 15S closest to the LC filter 7 (for example, the number of levels of the series resonators 15S1 and the number of levels of the series resonators 15S2 are the same). ). However, the relationship that the number of levels is greater on the LC filter 7 side does not include a mode in which the number of levels is the same in all series resonators 15S.
  • the relationship that the number of levels of the anti-resonant frequency fsa of the split resonator 14 is larger as the side of the LC filter 7 is closer is that the number of levels of the series resonator 15S that does not have the split resonator 14 is 1 (or 0). Whether or not this is true is determined by taking into account the series resonator 15S. Incidentally, the series resonator 15S which has the divided resonator 14 but whose anti-resonance frequency fsa has a level of 1 is naturally taken into consideration. For example, if the number of levels is 3, 1, and 2 in order from the LC filter 7 side, it is assumed that the relationship that the number of levels is greater on the LC filter 7 side does not hold.
  • the relationship that the number of levels is greater toward the LC filter 7 is that there are two or more series resonators 15S, and the series resonators 15S have two or more levels. This can be true if at least one exists. However, the above relationship holds true when, for example, the number of series resonators 15S having a level of 2 or more is 2 or more, 3 or more, and/or the same as the total number of series resonators 15S. It's fine.
  • the series resonator 15S1 located closest to the LC filter 7 (input side from another perspective) among the plurality of series resonators 15S is connected to the plurality of series resonators 15S.
  • the relationship that the series resonator 15S1 has the largest number of levels does not include an aspect in which all the series resonators 15S have the same number of levels.
  • the relationship that the series resonator 15S1 has the most levels means that two or more series resonators 15S exist and the series resonator 15S1 has two or more levels. It can be established if it has. However, the above relationship holds true when, for example, the number of series resonators 15S having a level of 2 or more is 2 or more, 3 or more, and/or the same as the total number of series resonators 15S. It's fine. Further, in at least two series resonators 15S each having two or more levels, this may be established when the number of levels is different from each other.
  • a plurality of divided resonators 14 having different levels of anti-resonance frequency fsa may be connected in series or in parallel.
  • series connection and parallel connection may be performed.
  • the first divided resonator 14 and the second divided resonator 14 having a different level from the first divided resonator 14 are connected in series, and the first divided resonator 14 and the first divided resonator 14 are connected in series.
  • the resonator 14 and the third divided resonator 14 having different levels may be connected in parallel.
  • the level of the second divided resonator 14 and the level of the third divided resonator 14 may be the same or different.
  • any three resonators of the four divided resonators 14 of the series resonator 15S1 in FIG. This is an example.
  • the two resonators at the top of the figure and the one resonator on the left at the bottom of the figure are at the level of the second divided resonator 14 described above and the third divided resonance. This is an example of a mode in which the level of the child 14 is the same.
  • the number of divided resonators 14 when three or more divided resonators 14 are connected in series and in parallel, the number of divided resonators 14 is, for example, , may be an even number. In this case, the number of levels may be an odd number or an even number. Further, the number of divided resonators 14 may be an even number that is a multiple of the number of levels (in this paragraph, 2 or more). Note that the multiple here is a number multiplied by an integer of 1 or more. For example, in the series resonator 15S1 in FIG. 4, the number of levels is four, and the number of divided resonators 14 is an even number (4) that is one times the number of levels. In each of the series resonators 15S2 and 15S3 in FIG. 4, the number of levels is three, and the number of divided resonators 14 is an even number (six), which is twice the number of levels.
  • the resonant frequency fsr and anti-resonant frequency fsa of the split resonator 14 are set so that the resonant frequency fsr and anti-resonant frequency fsa of the series resonator 15S having the split resonator 14 have the magnitudes described in Section 3. In addition, it may be set appropriately so that two or more levels of the divided resonators 14 are realized in each series resonator 15S.
  • a series resonator 15S having a plurality of divided resonators 14 having the same anti-resonance frequency fsa and the same resonant frequency fsr is known. Therefore, first, similarly to such a split resonator 14, initial values of the anti-resonance frequency fsa and the resonant frequency fsr of the split resonator 14 may be set. Next, various design values (for example, capacitance, from another point of view, electrode dimensions) of the divided resonators 14 may be adjusted so that the anti-resonance frequency fsa of each divided resonator 14 deviates from the above-mentioned initial value. At this time, the value originally intended as the anti-resonant frequency fsa (and resonant frequency fsr) of the series resonator 15S is maintained.
  • a specific example of the elastic wave resonator 15 (FIG. 19) illustrated later is also a specific example of the series resonator 15S and a specific example of the split resonator 14.
  • the resonance point of the split resonator 14 also appears as a resonance point in the impedance characteristic of the series resonator 15S. Therefore, for example, in one series resonator 15S, the resonant frequency fsr of the plurality of divided resonators 14 may be the same as the frequency intended as the resonant frequency fsr of the one series resonator 15S.
  • the resonant frequencies fsr of the plurality of divided resonators 14 may be different from each other for fine adjustment (they may deviate from the frequency intended as the resonant frequency fsr of the series resonator 15S).
  • the resonance points of each divided resonator 14 may or may not appear as mutually different resonance points in the impedance characteristic of the one series resonator 15S (they may merge and become indistinguishable).
  • the anti-resonance frequency fsa is the capacitance of the series resonant circuit when the elastic wave resonator 15 is represented by a double resonant circuit as an equivalent circuit. It is determined by the capacitance ratio (capacitance ratio) of the parallel resonant circuit and the resonant frequency fsr. Therefore, in one series resonator 15S, the capacitance, etc. of the plurality of divided resonators 14 (from another point of view, the dimensions of the electrodes, etc.) is such that the combined capacitance, etc. corresponds to the anti-resonance frequency fsa of the one series resonator 15S. set to become something. The anti-resonance frequency fsa of the divided resonator 14 is determined by the capacitance set in this manner.
  • the value of the anti-resonance frequency fsa of the split resonator 14 is arbitrary.
  • the anti-resonance frequency fsa of the divided resonator 14 is either the anti-resonance frequency fsa of the one series resonator 15S or the attenuation pole of the LC filter 7 (for example, the closest to the passband XB). It may be lower, the same, or higher than the closest one). Further, for example, the anti-resonance frequency fsa of the split resonator 14 may be located on the lower frequency side than the passband XB.
  • the difference between two or more levels of the anti-resonance frequency fsa of the split resonator 14 may be set as appropriate.
  • the difference between two or more levels is the resonance frequency fsr of the one series resonator 15S and the anti-resonance of the one series resonator 15S.
  • the difference ⁇ f from the frequency fsa may be 1/500 or more, 1/300 or more, 1/100 or more, 1/50 or more, or 1/10 or more, and also 1/2 or less, 1/5 or less , 1/10 or less, 1/50 or less, or 1/100 or less.
  • the above lower limit and upper limit may be arbitrarily combined so that no contradiction occurs.
  • FIG. 7A is a diagram for explaining the characteristics of the elastic wave resonator 15 (or the series resonator 15S or the split resonator 14 from another perspective).
  • the horizontal axis indicates the frequency f (MHz).
  • the vertical axis indicates the impedance phase ⁇ Z (°).
  • the line in the figure shows the change in ⁇ Z in the elastic wave resonator 15 with respect to the change in frequency.
  • the spurious on the high frequency side of the anti-resonant frequency fsa corresponds to a ripple where ⁇ Z is larger than ⁇ 90°.
  • spurious is sometimes used as a broad term that refers not only to unintended components of radio waves or signals, but also to ripples in various characteristics such as impedance characteristics.
  • FIG. 5A is a diagram for explaining the action of two divided resonators 14 connected in series within one series resonator 15S.
  • the horizontal axis indicates the real part Zr of impedance.
  • the vertical axis indicates the imaginary part Zi of impedance.
  • Za, Zd, and Zs indicated by arrows each indicate impedance at a specific frequency.
  • the length of the arrow regarding Za, Zd, and Zs indicates the absolute value
  • the angle formed by the arrow and the horizontal axis Zr corresponds to ⁇ Z.
  • ⁇ Z is ⁇ 90°
  • the arrow is parallel to the horizontal axis Zr
  • ⁇ Z is 0°.
  • ⁇ Z is greater than -90° and less than 0°.
  • Za and Zs indicate the impedance of two divided resonators 14 that are connected in series with each other within one series resonator 15S and have different anti-resonance frequencies fsa. Further, FIG. 5A shows the impedance at a specific frequency on the higher frequency side than the anti-resonance frequency fsa of any of the split resonators 14 (for example, on the higher frequency side than the low frequency end of the pass band XB). .
  • ⁇ Z is ideally -90°, and spurs correspond to ripples where ⁇ Z deviates from -90°.
  • Za represents the impedance of the split resonator 14 that does not generate spurious (or has relatively small spurious)
  • Zs represents the impedance that generates spurious (or relatively small spurious).
  • 14 shows the impedance of the split resonator 14 (which has a large spurious response).
  • Zd indicates the combined impedance of Za and Zs.
  • ⁇ Zd has a size between ⁇ Za and ⁇ Zs. That is, ⁇ Zd is smaller than ⁇ Zs (approaching -90°).
  • ⁇ Zd is smaller than ⁇ Zs (approaching -90°).
  • Zdr
  • Zdi
  • FIG. 5B is a diagram for explaining the action of two divided resonators 14 connected in parallel within one series resonator 15S.
  • the horizontal axis indicates the real part Yr of admittance.
  • the vertical axis indicates the imaginary part Yi of admittance.
  • Ya, Yd, and Ys indicated by arrows each indicate admittance at a specific frequency.
  • the length of the arrow indicates the absolute value
  • ⁇ Y is 90°
  • the arrow is parallel to the horizontal axis Yr
  • ⁇ Y is 0°.
  • ⁇ Y is less than 90° and greater than 0°.
  • Ya and Ys indicate the admittance of two split resonators 14 that are connected in parallel to each other within one series resonator 15S and have different antiresonance frequencies fsa. Further, FIG. 5B shows the admittance at a specific frequency on the higher frequency side than the anti-resonance frequency fsa of any of the split resonators 14 (for example, on the higher frequency side than the low frequency end of the pass band XB). .
  • ⁇ Z and the relationship between Z and Y at the above frequency, ⁇ Y is ideally 90°, and spurious Corresponds to ripples that depart from °.
  • Ya represents the admittance of the split resonator 14 that does not generate spurious (or has relatively small spurious)
  • Ys represents the admittance that generates spurious (or relatively small spurious).
  • the admittance of the split resonator 14 (which has large spurious signals) is shown.
  • Yd indicates the combined admittance of Ya and Ys.
  • ⁇ Yd has a size between ⁇ Ya and ⁇ Ys. That is, ⁇ Yd is larger than ⁇ Ys (approaching 90°). Since the spurious becomes larger as ⁇ Y becomes smaller than 90°, the spurious at a specific frequency is reduced by making ⁇ Yd larger than ⁇ Ys.
  • Ydr
  • Ydi
  • Zdr
  • Zdi
  • the inventor of the present application performed simulation calculations to investigate the characteristics of the composite filter 1. As a result, it was confirmed that the intensity of spurious components of the composite filter 1 could be reduced by dividing the series resonator 15S. Further, it was possible to obtain knowledge regarding the influence of the spurious of the series resonator 15S on the characteristics of the composite filter 1, and furthermore, it was possible to obtain knowledge regarding the division mode that efficiently improves the characteristics of the composite filter 1.
  • the simulation conditions the influence of the spurious of the series resonator 15S on the characteristics of the composite filter 1, and the influence of the division of the series resonator 15S on the characteristics of the composite filter will be described in order. Regarding the description of the simulation, for convenience, it is assumed that the number of divided resonators 14 and the number of levels are the same in each series resonator 15S.
  • FIG. 6A and 6B are diagrams showing the characteristics of the composite filter 1 assumed in the simulation.
  • the horizontal axis indicates the frequency f (MHz).
  • the vertical axis indicates the transmission coefficient (dB).
  • the transmission coefficient is written as "S21".
  • FIG. 6B is a partially enlarged view of FIG. 6A.
  • FIGS. 6A and 6B show an example of simulation results for a case where the series resonator 15S is not divided.
  • the assumed composite filter 1 has a passband XB in a range higher than 5000 MHz.
  • the attenuation pole near 5000 MHz is formed by the elastic wave filter 9.
  • the attenuation pole between 3500 MHz and 4000 MHz is formed by the LC filter 7.
  • FIG. 7A is a diagram showing the ⁇ Z characteristic of the elastic wave resonator 15, as described above.
  • a simulation was performed for a case assuming a pseudo spurious Sp1 as the characteristic of the elastic wave resonator 15, as shown in FIG. 7A.
  • Ta The frequency of the pseudo spurious Sp1 of the plurality of divided resonators 14 differs depending on the difference in anti-resonance frequency fsa of the plurality of divided resonators 14.
  • FIG. 7B is a diagram showing an example of a simulation result of the pass characteristic of the composite filter 1 in a case assuming the pseudo spurious Sp1 of FIG. 7A.
  • FIG. 6B This figure corresponds to FIG. 6B, and similarly to FIG. 6B, it shows the results in the case where the series resonator 15S is not divided.
  • pseudo spurious Sp1 is not assumed.
  • the pseudo spurious Sp1 of the elastic wave resonator 15 appears as a spurious Sp2 that lowers the transmission coefficient (S21) in the pass characteristics of the composite filter 1. .
  • FIGS. 8A to 9B are diagrams showing the results of the simulation described with reference to FIGS. 7A and 7B for various cases.
  • each line in the figure is a line connecting the lower ends of the spurious signal Sp2 in FIG. 7B.
  • each line indicates the magnitude of spurious Sp1 (FIG. 7A) occurring in the elastic wave resonator 15. For example, “-85” indicates that the upper end of spurious Sp1 (maximum ⁇ Z of spurious Sp1) is -85°. However, “Ref” indicates that there is no spurious Sp1 ( ⁇ Z is approximately -90°). Therefore, the "Ref” line is the same as the line in FIG. 6B.
  • FIG. 8A shows the results of a case in which spurious Sp1 is assumed to be present in the series resonator 15S1 among the four series resonators 15S.
  • FIGS. 8B, 9A, and 9B show the results of cases in which spurious Sp1 is assumed in the series resonators 15S2, 15S3, and 15S4, respectively. In these cases, neither series resonator 15S is split.
  • FIGS. 10A to 11B are diagrams showing the simulation results of FIGS. 8A to 9B using other plotting methods.
  • FIG. 10A, FIG. 10B, FIG. 11A, and FIG. 11B correspond to FIG. 8A, FIG. 8B, FIG. 9A, and FIG. 9B, respectively.
  • the horizontal axis shows ⁇ Z (°)
  • the vertical axis shows insertion loss (dB).
  • the insertion loss is written as "Loss”.
  • the value of the insertion loss is the same as the value shown as the transmission coefficient (S21) in FIGS. 8A to 9B.
  • each line shows the relationship between ⁇ Z and insertion loss at a given frequency f (MHz).
  • FIGS. 12A and 12B are diagrams comparing parts of FIGS. 10A to 11B.
  • the horizontal axis indicates the capacitance Ca+Cb (pF) of the elastic wave resonator 15.
  • Ca is the capacitance of a series resonant circuit when the elastic wave resonator 15 is expressed as a double resonant circuit as an equivalent circuit.
  • Cb is the capacitance of the parallel resonant circuit of the double resonant circuit.
  • Ca+Cb is different for the series resonators 15S1 to 15S4, and the horizontal axis also serves as an axis indicating the series resonators 15S1 to 15S4.
  • FIGS. 12A and 12B are the same as the vertical axes of FIGS. 10A to 11B.
  • the plots in the figure are indicated by different types of marks depending on the frequency f (MHz).
  • FIG. 12A shows the results in the case where the magnitude of spurious Sp1 of the elastic wave resonator 15 is ⁇ 85°.
  • FIG. 12B shows the results in the case where the magnitude of spurious Sp1 of the elastic wave resonator 15 is ⁇ 80°.
  • the following items can be read from these drawings.
  • the reason why the influence of the spurious Sp1 on the spurious Sp2 of the composite filter 1 becomes greater as the series resonator 15S is closer to the LC filter 7 is that the closer the series resonator 15S is to the LC filter 7, the greater the influence of the spurious Sp1 on the spurious Sp2 of the composite filter 1 is.
  • This is that it has a large effect on impedance matching between the two.
  • FIG. 13A, and 14B are diagrams corresponding to FIG. 8A.
  • FIG. 14A, and FIG. 14B correspond to cases in which the series resonator 15S1 is divided into two, three, or four parts, respectively.
  • 15, 16A, and 16B are diagrams corresponding to FIG. 10A. 15, 16A, and 16B correspond to cases in which the series resonator 15S1 is divided into two, three, or four parts, respectively.
  • 17A and 17B are diagrams similar to FIGS. 12A and 12B.
  • the horizontal axis represents the number n of divided resonators 14 included in the series resonator 15S1.
  • the plot where n is 1 corresponds to the case where the series resonator 15S1 is not divided, and from another point of view corresponds to a part of FIG. 10A (the plot of "Reso1" in FIGS. 12A and 12B) ).
  • the plots where n is 2, 3 or 4 correspond to portions of FIGS. 15, 16A and 16B.
  • the series resonator 15S is It can be confirmed that by dividing, the influence of the spurious Sp1 of the series resonator 15S (divided resonator 14) on the spurious Sp2 of the composite filter 1 is reduced, and as a result, the magnitude (dB) of the spurious Sp2 is reduced. .
  • the magnitude (dB) of the spurious Sp2 of the composite filter 1 can be reduced as the number of divisions increases.
  • the allowable magnitude of spurious Sp2 is -0.5 dB, and a line corresponding to this value is attached.
  • the spurious Sp1 of the series resonator 15S1 is -85°
  • the spurious Sp2 of the composite filter 1 can be kept within an allowable range by dividing the series resonator 15S1 into two.
  • the spurious Sp1 is ⁇ 80°
  • the spurious Sp2 can be kept within an allowable range by dividing the series resonator 15S1 into four parts.
  • the circuit configuration of the composite filter 1 described above may be realized by various structures. An example is shown below.
  • FIG. 18 is a schematic cross-sectional view showing an example of the structure of the composite filter 1.
  • the composite filter 1 having the illustrated structure may be referred to as a composite filter 1B.
  • the composite filter 1 (1B) may face upward in any direction, but for convenience, in the explanation of FIG. 18, the upper side of the figure (the upper side along the page) is defined as the upper side, and terms such as upper surface and lower surface are used. Sometimes.
  • the composite filter 1B is configured as a surface-mounted chip component, for example.
  • the overall shape is, for example, approximately a thin rectangular parallelepiped shape (thickness is shorter than the length of the short side in plan view) with the thickness direction being in the vertical direction.
  • External terminals are provided on the lower surface of the composite filter 1B for mounting the composite filter 1B.
  • the external terminals are, for example, the previously described input terminal 3A, output terminal 3B, and reference potential terminal 3G (not shown here).
  • the composite filter 1B is mounted on the circuit board by connecting external terminals to pads of the circuit board using conductive bumps.
  • the composite filter 1B includes, for example, a circuit board 31, an acoustic wave chip 33 mounted on the circuit board 31, and a sealing part 35 that seals the acoustic wave chip 33.
  • the LC filter 7 is provided on the circuit board 31, for example.
  • a plurality of elastic wave resonators 15 (for example, a plurality of series resonators 15S) included in the elastic wave filter 9 are provided in the elastic wave chip 33.
  • Some or all of the other components (for example, inductors and/or capacitors) included in the acoustic wave filter 9 may be provided on the acoustic wave chip 33 or on the circuit board 31. good.
  • the circuit board 31 is, for example, approximately formed in the shape of a thin rectangular parallelepiped whose thickness direction is the vertical direction.
  • the basic structure and materials of the circuit board 31 (excluding the specific conductor pattern and dimensions for configuring the composite filter 1) are similar to the structures and materials of various known printed circuit boards. good.
  • the circuit board 31 may be an LTCC (Low Temperature Co-fired Ceramics) substrate, an HTCC (High Temperature Co-Fired Ceramic) substrate, an IPD (Integrated Passive Device) substrate, or an organic multilayer substrate.
  • Examples of LTCC substrates include those made by adding a glass-based material to alumina and allowing firing at low temperatures (for example, around 900° C.).
  • Cu or Ag may be used as the conductive material.
  • Examples of the HTCC substrate include those using ceramics containing alumina or aluminum nitride as a main component.
  • tungsten or molybdenum may be used as the conductive material.
  • Examples of the IPD substrate include a Si substrate on which passive elements are formed.
  • Examples of the organic multilayer substrate include a substrate made of glass or the like laminated with prepreg impregnated with resin.
  • the circuit board 31 has, for example, a substantially insulating plate-shaped base 37 and a conductor 39 located inside and/or on the surface of the base 37.
  • the base body 37 may have, for example, a plurality of insulating layers 37a stacked on each other.
  • the conductor 39 may include, for example, a conductor layer 39a located on the main surface of the insulating layer 37a, and a via conductor 39b penetrating the insulating layer 37a.
  • the acoustic wave chip 33 is configured as a surface-mounted chip component, for example. Its overall shape is, for example, approximately a thin rectangular parallelepiped whose thickness direction is the vertical direction.
  • the basic structure and materials of the acoustic wave chip 33 (excluding the specific conductor pattern and dimensions for configuring the composite filter 1) are similar to the structures and materials of various known acoustic wave chips. It's okay to be.
  • the acoustic wave chip 33 may be a bare chip, a WLP (wafer level package) type having a cover that covers the surface of the bare chip on the circuit board 31 side, or a WLP (wafer level package) type that has a cover that covers the side surface of the bare chip.
  • the acoustic wave chip 33 may be of FO (Fan Out)-WLP type having a molded part.
  • FO Field Out
  • the acoustic wave chip 33 is a bare chip.
  • the acoustic wave chip 33 includes, for example, a chip substrate 41 and a conductor layer 43 located on the surface (one main surface) of the chip substrate 41 on the circuit board 31 side.
  • the piezoelectric body is made of, for example, a single crystal having piezoelectricity.
  • the single crystal is, for example, quartz (SiO 2 ), lithium niobate (LiNbO 3 ) single crystal, or lithium tantalate (LiTaO 3 ) single crystal.
  • the cut angle may be appropriately set depending on the type of elastic wave to be used.
  • the chip substrate 41 may be entirely composed of a piezoelectric material (or may be a piezoelectric substrate), or may be a support substrate made of an appropriate material with a piezoelectric layer formed thereon. Alternatively, a piezoelectric substrate and a support substrate may be bonded together.
  • the material of the conductor layer 43 may be an appropriate metal such as Al.
  • the acoustic wave chip 33 may have an insulating layer that covers the conductor layer 43 and the surface of the chip substrate 41 on the circuit board 31 side while exposing the terminals of the acoustic wave chip 33. good.
  • Such an insulating layer may simply be for reducing corrosion of the conductor layer 43, or may have an acoustically advantageous effect.
  • the material of such an insulating layer may be any suitable material, for example SiO2 .
  • the side and bottom surfaces of the chip substrate 41 may be covered with an insulating layer or the like that is thinner than the thickness of the chip substrate 41.
  • the conductor layer 43 of the acoustic wave chip 33 has, for example, a terminal 43a of the acoustic wave chip 33. Further, the conductor layer 39a located on the upper surface of the circuit board 31 has a pad 39c facing the terminal 43a.
  • the acoustic wave chip 33 is mounted on the circuit board 31 by connecting the terminal 43a and the pad 39c with the conductive bump 45. That is, the acoustic wave chip 33 is fixed to the circuit board 31 by the bumps 45 and is electrically connected.
  • the material of the bumps 45 is, for example, solder. Solder includes lead-free solder.
  • the sealing portion 35 covers the top surface of the circuit board 31 from above the acoustic wave chip 33.
  • a gap is formed between the acoustic wave chip 33 and the circuit board 31 by the thickness of the terminal 43a, bump 45, and pad 39c. This gap is not filled with the sealing part 35, and the gap is a closed space sealed by the sealing part 35.
  • the closed space may be in a vacuum state or may be filled with an appropriate inert gas (for example, nitrogen).
  • the material of the sealing portion 35 may be an organic material, an inorganic material, or a combination of both. More specifically, for example, the sealing portion 35 may be made of resin, or may be made of resin containing particles (filler) made of an inorganic material.
  • the inductor 11 and capacitor 13 of the LC filter 7 and the inductor 11C of the acoustic wave filter 9 are configured by, for example, the conductor 39 of the circuit board 31.
  • Base 37 may function as a dielectric between the electrodes of capacitor 13.
  • at least a portion of these inductors 11 and capacitors 13 may be configured by the conductor layer 43 of the acoustic wave chip 33.
  • the elastic wave resonator 15 is constituted by a chip substrate 41 of the acoustic wave chip 33 and a conductor layer 43.
  • circuit board 31 and the acoustic wave chip 33 are also labeled assuming the structure illustrated in FIG. Further, in FIG. 2, a plurality of terminals 43a are indicated by circles around the acoustic wave chip 33, and the reference numerals of the input terminal 22A and output terminal 22B among them are also indicated.
  • the inductor 11 configured by the conductor 39 of the circuit board 31 may have an appropriate configuration.
  • the inductor 11 may be configured by a meandering or spiral conductor pattern included in the conductor layer 39a, or a spiral conductor configured by appropriately combining the conductor layer 39a and the via conductor 39b. You can leave it there.
  • the capacitor 13 formed by the conductor 39 of the circuit board 31 may have an appropriate structure.
  • a pair of electrodes of the capacitor 13 may be formed of the same conductor layer 39a, or may be formed of different conductor layers 39a.
  • Examples of the former include a pair of strip-shaped electrodes that face each other in a plan view, and a pair of comb-teeth electrodes that mesh with each other in a plan view (see the comb-teeth electrodes of the elastic wave resonator 15 described later).
  • Examples of the latter include flat electrodes that face each other across the insulating layer 37a in the thickness direction of the insulating layer 37a.
  • chips other than the acoustic wave chip 33 may be mounted on the circuit board 31.
  • the other chip may be, for example, a chip inductor (any inductor 11), a chip capacitor (any capacitor 13), or a chip-type filter (LC filter 7).
  • another chip may be configured as a component (for example, a circuit board) including two or more of the inductor 11 and capacitor 13 of the LC filter 7 and the inductor 11C of the acoustic wave filter 9.
  • the composite filter 1 may be part of a module instead of a chip component. More specifically, for example, the circuit board 31 may have a larger area than the illustrated example, electronic components that do not constitute the composite filter 1 may be mounted, or elements that do not constitute the composite filter 1 may be mounted on the circuit board 31 by the conductor 39. You can configure it. In such a case, the composite filter 1 may be connected to other electronic components or elements within the circuit board 31 by wiring formed by the conductors 39 of the circuit board 31. From another point of view, there may be no portion that clearly matches the concept of the input terminal 3A and the output terminal 3B. Examples of electronic components that are mounted on the circuit board 31 and do not constitute the composite filter 1 include an IC (Integrated Circuit) and a chip-type antenna. An example of an element that is constituted by the circuit board 31 and does not constitute the composite filter 1 is an antenna.
  • IC Integrated Circuit
  • the elastic wave chip 33 may constitute another filter. More specifically, for example, the illustrated chip components may constitute a branching filter (for example, a duplexer) having a transmission filter and a reception filter.
  • the composite filter 1 may constitute one of a transmission filter and a reception filter.
  • the elastic wave chip 33 may include at least a portion of a transmission filter and at least a portion of a reception filter.
  • Acoustic wave chips other than the acoustic wave chip 33 may be mounted on the circuit board 31. More specifically, for example, the chip components including the acoustic wave chip 33 and other acoustic wave chips may constitute a branching filter (for example, a duplexer).
  • the composite filter 1 may constitute one of the transmission filter and the reception filter, and the filter constituted by another acoustic wave chip may constitute the other of the transmission filter and the reception filter.
  • Mounting of electronic components such as the acoustic wave chip 33 on the circuit board 31 is not limited to using the bumps 45.
  • the electronic component may be fixed to the circuit board 31 with an insulating adhesive and electrically connected to the circuit board 31 with a bonding wire.
  • the portion other than the acoustic wave chip 33 and where at least a portion of the composite filter 1 (for example, the inductor 11 and/or the capacitor 13) is provided is conceptualized as the substrate structure 53. It's fine.
  • the board structure 53 consists of one circuit board 31.
  • the substrate structure 53 may be composed of the circuit board 31 and a chip other than the acoustic wave chip 33 mounted on the circuit board 31.
  • the elastic wave resonator 15 (for example, the series resonator 15S without the split resonator 14 or the split resonator 14; the same applies in this section unless otherwise specified) included in the elastic wave filter 9 can have various configurations. It's okay to be.
  • the elastic wave resonator 15 may be a SAW resonator, a BAW resonator that uses BAW while having electrodes similar to the SAW resonator, or a piezoelectric thin film on the cavity. It may be a piezoelectric thin film resonator (sometimes referred to as FBAR (Film Bulk Acoustic Resonator)) that vibrates.
  • FBAR Ferrm Bulk Acoustic Resonator
  • FIG. 19 is a plan view schematically showing the configuration of a SAW resonator as the elastic wave resonator 15. This figure shows a part of the surface of the acoustic wave chip 33 on the circuit board 31 side.
  • FIG. 1 For convenience, an orthogonal coordinate system consisting of a D1 axis, a D2 axis, and a D3 axis is shown in FIG.
  • the elastic wave resonator 15 may be directed upward or downward.
  • terms such as upper surface or lower surface may be used with the positive side of the D3 axis being the upper side.
  • the D1 axis is defined to be parallel to the propagation direction of the elastic wave propagating along the surface (upper surface 41a) of the chip substrate 41 on the circuit board 31 side.
  • the D2 axis is defined to be parallel to the upper surface 41a and orthogonal to the D1 axis.
  • the D3 axis is defined to be orthogonal to the upper surface 41a.
  • the elastic wave resonator 15 is constituted by a so-called one-port elastic wave resonator.
  • the elastic wave resonator 15 outputs a signal input from one of the two wiring lines 55 shown on both sides of the paper from the other of the two wiring lines 55.
  • the elastic wave resonator 15 converts an electric signal into an elastic wave and converts an elastic wave into an electric signal.
  • the elastic wave resonator 15 includes, for example, a chip substrate 41 (at least a portion of the upper surface 41a), an excitation electrode 57 located on the upper surface 41a, and a pair of reflectors 59 located on both sides of the excitation electrode 57. Contains.
  • a plurality of elastic wave resonators 15 may be configured on one chip substrate 41. That is, the chip substrate 41 may be shared by a plurality of elastic wave resonators 15.
  • the chip substrate 41 has piezoelectricity at least in a predetermined region of the upper surface 41a.
  • the excitation electrode 57 and the reflector 59 are constituted by a layered conductor provided in the region.
  • the excitation electrode 57 and the reflector 59 are, for example, made of the same material and the same thickness.
  • the layered conductors constituting these are, for example, metal.
  • the metal is, for example, Al or an alloy containing Al as a main component (Al alloy).
  • the Al alloy is, for example, an Al-Cu alloy.
  • the layered conductor may be composed of multiple metal layers.
  • the thickness of the layered conductor is appropriately set depending on the electrical characteristics required of the elastic wave resonator 15 and the like. As an example, the thickness of the layered conductor is 50 nm or more and 600 nm or less.
  • the excitation electrode 57 is constituted by a so-called IDT (Interdigital Transducer) electrode, and has a pair of comb-teeth electrodes 61 (one is hatched for convenience to improve visibility).
  • Each comb-teeth electrode 61 includes, for example, a busbar 63, a plurality of electrode fingers 65 extending in parallel from the busbar 63, and a plurality of dummy electrodes 67 protruding from the busbar 63 between the plurality of electrode fingers 65. There is.
  • the pair of comb-teeth electrodes 61 are arranged so that the plurality of electrode fingers 65 mesh with each other (cross each other).
  • the bus bar 63 is, for example, formed in an elongated shape that has a generally constant width and extends linearly in the elastic wave propagation direction (D1 direction).
  • the pair of bus bars 63 face each other in the direction (D2 direction) orthogonal to the propagation direction of the elastic waves.
  • the bus bar 63 may have a width that changes or may be inclined with respect to the propagation direction of the elastic wave.
  • Each electrode finger 65 is, for example, formed into an elongated shape that extends linearly in a direction (D2 direction) orthogonal to the propagation direction of the elastic wave with a generally constant width.
  • a plurality of electrode fingers 65 are arranged in the propagation direction of the elastic wave.
  • the plurality of electrode fingers 65 of one comb-teeth electrode 61 and the plurality of electrode fingers 65 of the other comb-teeth electrode 61 are basically arranged alternately.
  • the pitch p of the plurality of electrode fingers 65 is basically constant within the excitation electrode 57.
  • the excitation electrode 57 may have a part that is unique with respect to the pitch p. Specific areas include, for example, a narrow pitch part where the pitch p is narrower than the majority (for example, 80% or more), a wide pitch part where the pitch p is wider than the majority, and a small number of electrode fingers 65 that are substantially spaced apart. An example is the thinned out part.
  • pitch p refers to the pitch of the portion (most of the plurality of electrode fingers 65) excluding the peculiar portions as described above.
  • the average value of the pitch of the plurality of electrode fingers 65 of most may be used as the value of pitch p.
  • the number of electrode fingers 65 may be set as appropriate depending on the electrical characteristics required of the elastic wave resonator 15. Since FIG. 19 is a schematic diagram, the number of electrode fingers 65 is shown to be small. In reality, more electrode fingers 65 than shown may be arranged. The same applies to the strip electrode 71 of the reflector 59, which will be described later.
  • the lengths of the plurality of electrode fingers 65 are, for example, equal to each other.
  • the excitation electrode 57 may be subjected to so-called apodization, in which the length of the plurality of electrode fingers 65 (from another point of view, the intersection width W described later) changes depending on the position in the propagation direction.
  • the length and width of the electrode fingers 65 may be set as appropriate depending on required electrical characteristics and the like.
  • the dummy electrode 67 has a generally constant width and protrudes in a direction perpendicular to the propagation direction of the elastic wave. Its width is, for example, equivalent to the width of the electrode finger 65. Further, the plurality of dummy electrodes 67 are arranged at the same pitch as the plurality of electrode fingers 65, and the tip of the dummy electrode 67 of one comb-teeth electrode 61 is the tip of the electrode finger 65 of the other comb-teeth electrode 61. and are facing each other through a gap. Note that the excitation electrode 57 may not include the dummy electrode 67.
  • the pair of reflectors 59 are located on both sides of the plurality of excitation electrodes 57 in the propagation direction of the elastic waves.
  • each reflector 59 may be electrically floating or may be provided with a reference potential.
  • Each reflector 59 is formed, for example, in a lattice shape. That is, the reflector 59 includes a pair of bus bars 69 facing each other and a plurality of strip electrodes 71 extending between the pair of bus bars 69.
  • the pitch between the plurality of strip electrodes 71 and the pitch between adjacent electrode fingers 65 and strip electrodes 71 are basically equivalent to the pitch between the plurality of electrode fingers 65.
  • the voltage is applied to the upper surface 41a (piezoelectric body) by the plurality of electrode fingers 65, and the piezoelectric body vibrates. That is, elastic waves are excited.
  • the elastic waves of various wavelengths propagating in various directions the elastic waves propagating in the arrangement direction of the plurality of electrode fingers 65 with the pitch p of the plurality of electrode fingers 65 approximately half a wavelength ( ⁇ /2) are Since the plurality of waves excited by the electrode fingers 65 overlap in the same phase, the amplitude tends to increase.
  • the elastic waves propagating through the piezoelectric body are converted into electrical signals by the plurality of electrode fingers 65.
  • the pitch p of the plurality of electrode fingers 65 is approximately half a wavelength ( ⁇ /2), and the elastic waves propagating in the arrangement direction of the plurality of electrode fingers 65 are converted into electricity.
  • the signal strength tends to be strong.
  • the elastic wave resonator 15 is a resonator whose resonant frequency is the frequency of an elastic wave with a pitch p of approximately half a wavelength ( ⁇ /2). functions as The pair of reflectors 59 contribute to confining the elastic waves.
  • the elastic wave resonators 15 (for example, the split resonators 14) connected in series may share the bus bar 63 connected to each other.
  • the wiring 55 may not be provided between the divided resonators 14.
  • Elastic wave resonators 15 (for example, split resonators 14) that are adjacent in the elastic wave propagation direction may share a reflector 59 located between them.
  • the node 18 is typically located at the wiring 55, but may be located at other locations such as the bus bar 63.
  • FIG. 20 is a circuit diagram showing the configuration of a diplexer 81 (an example of a multiplexer) as an example of how the composite filter 1 is used.
  • the diplexer 81 includes a second filter 83 that filters the signal flowing through the signal path 85 from the input terminal 3A to the second output terminal 3C.
  • the passband XB of the composite filter 1 and the passband of the second filter 83 are different from each other (they do not overlap with each other).
  • the configuration of the second filter 83 is arbitrary.
  • the second filter 83 is configured by an LC filter.
  • the second filter 83 includes one or more (in the illustrated example, one) inductor 11F that constitutes a part of the signal path 85 and one or more (in the illustrated example, a plurality of inductors; more specifically, two). It has a parallel resonant circuit (number omitted). Each parallel resonant circuit has an inductor 11G and a capacitor 13G connected in parallel with each other.
  • the second filter 83 also includes one or more (in the illustrated example, a plurality of capacitors, more specifically, three) capacitors 13H that connect the signal path 85 and the reference potential section 17 (reference potential terminal 3D). There is.
  • the second filter 83 is configured by, for example, the circuit board 31 (and/or a chip mounted on the circuit board 31). Unlike the illustrated example, the second filter 83 may be configured by a filter other than the LC filter (for example, an elastic wave filter or a composite filter (a combination of an elastic wave filter and an LC filter)).
  • a filter other than the LC filter for example, an elastic wave filter or a composite filter (a combination of an elastic wave filter and an LC filter)
  • FIG. 21 is a block diagram showing the main parts of a communication device 151 as an example of how the composite filter 1 is used.
  • the communication device 151 includes a module 171 and a housing 173 that accommodates the module 171.
  • the module 171 performs wireless communication using radio waves, and includes a duplexer 101.
  • the branching filter 101 is a duplexer having a transmission filter 103 and a reception filter 105.
  • the composite filter 1 is applied to at least a portion of at least one of the transmission filter 103 and the reception filter 105.
  • the transmission information signal TIS containing the information to be transmitted is modulated and frequency increased (converted to a high frequency signal having a carrier frequency) by an RF-IC (Radio Frequency Integrated Circuit) 153 (an example of an integrated circuit element). is made into a transmission signal TS.
  • the transmission signal TS has unnecessary components outside the transmission passband removed by a bandpass filter 155, is amplified by an amplifier 157, and is input to the duplexer 101.
  • the duplexer 101 (transmission filter 103) removes unnecessary components outside the transmission passband from the input transmission signal TS, and outputs the removed transmission signal TS to the antenna 159.
  • the antenna 159 converts the input electric signal (transmission signal TS) into a wireless signal (radio wave) and transmits the signal.
  • the wireless signal (radio wave) received by the antenna 159 is converted into an electric signal (received signal RS) by the antenna 159 and input to the duplexer 101 .
  • the duplexer 101 (reception filter 105) removes unnecessary components outside the reception passband from the input reception signal RS, and outputs the result to the amplifier 161.
  • the output reception signal RS is amplified by an amplifier 161, and a bandpass filter 163 removes unnecessary components outside the reception passband.
  • the received signal RS is then lowered in frequency and demodulated by the RF-IC 153 to become a received information signal RIS.
  • the transmission information signal TIS and the reception information signal RIS may be low frequency signals (baseband signals) containing appropriate information, such as analog audio signals or digitized audio signals.
  • the passband of the wireless signal may be set as appropriate.
  • the modulation method may be phase modulation, amplitude modulation, frequency modulation, or a combination of two or more of these.
  • a direct conversion system is shown as the circuit system, any other appropriate circuit system may be used, for example, a double superheterodyne system may be used.
  • FIG. 21 schematically shows only the main parts, and a low-pass filter, an isolator, etc. may be added at an appropriate position, or the position of an amplifier, etc. may be changed.
  • the module 171 has, for example, components from the RF-IC 153 to the antenna 159 on the same circuit board. That is, the transmission filter 103 and the reception filter 105 are modularized by being combined with other components.
  • This circuit board may be the circuit board 31, or may be one on which the circuit board 31 is mounted. Note that the transmission filter 103 and the reception filter 105 may be included in the communication device 151 without being modularized.
  • the components illustrated as the components of the module 171 may be located outside the module or may not be housed in the housing 173. For example, the antenna 159 may be exposed outside the housing 173.
  • the transmission filter 103 includes the composite filter 1
  • the input terminal 3A is connected to the amplifier 157
  • the output terminal 3B is connected to the antenna 159
  • the reception filter 105 includes the composite filter 1
  • the input terminal 3A is connected to the antenna 159
  • the output terminal 3B is connected to the amplifier 161, for example.
  • another filter or the like may be interposed between the input terminal 3A and the composite filter 1 and/or between the composite filter 1 and the output terminal 3B.
  • the composite filter 1 includes the LC filter 7 and the plurality of elastic wave resonators 15.
  • the LC filter 7 has one or more attenuation poles fnr on the low frequency side of the passband XB with respect to the signal flowing through the signal path 5.
  • At least one of the plurality of elastic wave resonators 15 (series resonators 15S) has an antiresonance frequency fsa located between the passband XB and the one closest to the passband XB among the one or more attenuation poles fnr. have.
  • the plurality of series resonators 15S are connected in series to each other via a node 18 to the reference potential section 17, and constitute a part of the signal path 5.
  • At least one of the plurality of series resonators 15S (all in the examples of FIGS. 3 and 4) is connected to each other by at least one of a parallel connection and a series connection to the reference potential section 17 without going through the node 18. It has a plurality of split resonators 14.
  • the first series resonators (in the examples of FIGS. 3 and 4, any one of 15S1 to 15S4) among the plurality of series resonators 15S have anti-resonance frequencies fsa different from each other as the plurality of divided resonators 14.
  • the resonator has a first resonator and a second resonator.
  • the first resonator and the second resonator may be connected in series.
  • the first resonator and the second resonator may be connected in parallel.
  • the combined capacitance of the first resonator and the second resonator is the sum of the capacitances of the first resonator and the second resonator. Furthermore, as understood from the configuration of the excitation electrode 57 illustrated in FIG. 19, the capacitance of the elastic wave resonator 15 and the exclusive area of the elastic wave resonator 15 are approximately proportional. Therefore, an increase in the area occupied by the series resonator 15S caused by dividing the series resonator 15S can be reduced.
  • the first series resonator (for example, the series resonator 15S1 in FIG. 3) is a plurality of divided resonators 14, in addition to the first resonator and second resonator connected in series with each other as described above.
  • the third resonator may have an anti-resonant frequency fsa different from the anti-resonant frequency fsa of the resonator.
  • the first resonator and the third resonator may be connected in parallel. That is, series connection and parallel connection may be used together.
  • can be alleviated between the series-divided divided resonators 14 and the parallel-divided divided resonators 14.
  • the characteristics of one series resonator 15S as a whole are improved.
  • the number of levels of the antiresonant frequency fsa of the plurality of divided resonators 14 may be smaller than the number of the plurality of divided resonators 14.
  • the number of levels increases, while it is possible to reduce the intensity of spurious, it increases the probability that the shape of the impedance characteristic intended for one series resonator 15S as a whole will be disturbed. Therefore, by making the number of levels smaller than the number of divided resonators 14, the probability that the above-mentioned disturbance will occur can be reduced. Further, for example, an odd number of levels can be used in an even number of divided resonators 14, and as a result, equal division is facilitated while using both series and parallel connections.
  • the number of levels of the anti-resonance frequency fsa of the plurality of divided resonators 14 may be the same as the number of the plurality of divided resonators 14.
  • the intensity of spurious can be reduced compared to, for example, the case where the number of levels is smaller than the number of divided resonators 14.
  • the second series resonator in the examples of FIGS. 3 and 4, any one of 15S1 to 15S4 may be used) among the plurality of elastic wave resonators (series resonators 15S).
  • the plurality of divided resonators 14 may include two or more resonators whose anti-resonance frequencies fsa are different from each other. That is, each of the at least two series resonators 15S may include two or more resonators whose antiresonance frequencies fsa are different from each other.
  • the intensity of spurious components can be reduced compared to, for example, a mode in which only one series resonator 15S is divided.
  • the number of divided resonators 14 included in the first series resonator and the number of divided resonators 14 included in the second series resonator may be different from each other (for example, in FIG. (see series resonators 15S1 and 15S2).
  • the number of levels of the anti-resonance frequency fsa of the plurality of divided resonators 14 included in the first series resonator and the number of levels of the plurality of divided resonators 14 included in the second series resonator The number of levels of the anti-resonant frequency fsa may be different from each other.
  • the number of divided resonators 14 and/or the number of levels can be set depending on the degree of influence of the spurious Sp1 of each series resonator 15S on the characteristics of the composite filter 1. For example, the stronger the influence of the spurious Sp1 on the characteristics of the composite filter 1 is on the series resonator 15S, the greater the number of split resonators 14 and/or the number of levels, thereby reducing the intensity of the spurious Sp2 of the composite filter 1. At the same time, disturbances in the characteristics of the composite filter 1 due to division can be reduced.
  • the first series resonator (for example, the series resonator 15S1) is electrically closest to the LC filter 7 among the plurality of elastic wave resonators 15 (series resonator 15S), and is one of the plurality of split resonators 14.
  • the number of levels of anti-resonant frequency fsa may be the largest.
  • two or more series resonators 15S among the plurality of elastic wave resonators 15 may include a plurality of split resonators 14 having different anti-resonance frequencies fsa. .
  • the number of levels of anti-resonant frequencies fsa of the plurality of divided resonators 14 may be different from each other.
  • the number of levels of the plurality of elastic wave resonators 15 may be increased as the elastic wave resonators 15 are electrically closer to the LC filter 7.
  • the multiplexer (diplexer 81) includes a composite filter 1 that connects a common terminal (input terminal 3A) and a first terminal (output terminal 3B), and a composite filter 1 that connects the common terminal (input terminal 3A) and the first terminal (output terminal 3B), and connects the input terminal 3A and the second terminal (second output terminal 3C) and another filter (second filter 83) connected thereto.
  • the communication device 151 includes a composite filter 1 , an antenna 159 electrically connected to one of the input side and the output side with respect to the composite filter 1 , and an antenna 159 that is electrically connected to one of the input side and the output side with respect to the composite filter 1 . It may have an integrated circuit element (RF-IC 153) electrically connected to the other output side.
  • RF-IC 153 integrated circuit element
  • each of the series resonators 15S1 to 15S4 is an example of a first series resonator.
  • the divided resonators 14 having different antiresonance frequencies in each series resonator 15S are examples of a first resonator, a second resonator, and a third resonator.
  • Diplexer 81 is an example of a multiplexer.
  • RF-IC 153 is an example of an integrated circuit element.
  • the technology according to the present disclosure is not limited to the above embodiments, and may be implemented in various ways.
  • SYMBOLS 1 Composite filter, 5... Signal path, 7... LC filter, 9... Elastic wave filter, 15... Elastic wave resonator, 15S... Series resonator (first series resonator), 14... Split resonator, 18... Node , XB... Pass band, fsa... Anti-resonant frequency of the series resonator or split resonator, fnr... Frequency of the attenuation pole (resonant frequency) of the LC filter.

Abstract

複合フィルタにおいて、ＬＣフィルタは、通過帯域の低周波数側に１つ以上の減衰極を有している。複数の弾性波共振子の少なくとも１つは、上記１つ以上の減衰極のうち最も通過帯域に近いものと通過帯域との間に位置する反共振周波数を有している。複数の弾性波共振子は、互いに直列接続されて信号経路の一部を構成している。複数の弾性波共振子の少なくとも１つは、複数の分割共振子を有している。複数の分割共振子は、並列接続及び基準電位部へのノードを介さない直列接続の少なくとも一方の接続によって互いに接続されている。複数の弾性波共振子のうちの少なくとも１つは、反共振周波数が互いに異なっている２つの分割共振子を有している。

Description

複合フィルタ、マルチプレクサ及び通信装置
　本開示は、ＬＣフィルタ及び弾性波共振子を有している複合フィルタ、該複合フィルタを有しているマルチプレクサ、及び上記複合フィルタを有している通信装置に関する。
　ＬＣフィルタ及び弾性波共振子を含む複合フィルタが知られている（例えば下記特許文献１）。ＬＣフィルタは、インダクタ（Ｌ）と、キャパシタ（Ｃ）とを含む。弾性波は、例えば、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）、ＢＡＷ（Bulk Acoustic Wave）、板波又は弾性境界波である。なお、これらの種々の弾性波は、必ずしも明瞭に区別可能でなくてよい。
　特許文献１では、ＬＣフィルタによってノッチフィルタが構成されている。ノッチフィルタは、通過帯域の低周波数側に減衰極を構成している。複数の弾性波共振子は、互いに直列接続されて信号経路の一部を構成している複数の直列共振子を有している。複数の直列共振子の少なくとも１つは、ノッチフィルタの減衰極と通過帯域との間に、インピーダンスの絶対値が極小値となる反共振周波数を有している。
特開２０２１－１９０９０８号公報
　本開示の一態様に係る複合フィルタは、ＬＣフィルタと、複数の弾性波共振子と、を有している。前記ＬＣフィルタは、信号経路を流れる信号に対して通過帯域の低周波数側に１つ以上の減衰極を有している。前記複数の弾性波共振子の少なくとも１つは、前記１つ以上の減衰極のうち最も前記通過帯域に近いものと前記通過帯域との間に位置する反共振周波数を有している。前記複数の弾性波共振子は、基準電位部へのノードを介して互いに直列接続されて前記信号経路の一部を構成している。前記複数の弾性波共振子の少なくとも１つは、複数の分割共振子を有している。前記複数の分割共振子は、並列接続及び前記基準電位部へのノードを介さない直列接続の少なくとも一方の接続によって互いに接続されている。前記複数の弾性波共振子のうちの第１直列共振子は、前記複数の分割共振子として、反共振周波数が互いに異なっている第１共振子及び第２共振子を有している。
　本開示の一態様に係るマルチプレクサは、共通端子と第１端子とを接続している上記複合フィルタと、前記共通端子と第２端子とを接続している他のフィルタと、を有している。
　本開示の一態様に係る通信装置は、上記複合フィルタと、前記複合フィルタに対して入力側及び出力側の一方に電気的に接続されているアンテナと、前記複合フィルタに対して入力側及び出力側の他方に電気的に接続されている集積回路素子と、を有している。
実施形態に係る複合フィルタの構成を模式的に示すブロック図である。 図１Ａの複合フィルタの特性を説明するための図である。 実施形態に係る複合フィルタの具体例を示す回路図である。 図２の複合フィルタの弾性波フィルタの第１構成例を示す回路図である。 図２の複合フィルタの弾性波フィルタの第２構成例を示す回路図である。 実施形態に係る複合フィルタの作用を説明するための図である。 実施形態に係る複合フィルタの作用を説明するための他の図である。 シミュレーション計算において想定した複合フィルタの透過特性の一例を示す図である。 図６Ａの一部を拡大して示す図である。 スプリアスの影響を調べる方法を説明するための図である。 スプリアスの影響を調べる方法を説明するための他の図である。 スプリアスの影響を調べるためのシミュレーション結果の例を示す図である。 スプリアスの影響を調べるためのシミュレーション結果の他の例を示す図である。 スプリアスの影響を調べるためのシミュレーション結果の更に他の例を示す図である。 スプリアスの影響を調べるためのシミュレーション結果の更に他の例を示す図である。 図８Ａのシミュレーション結果を他のプロット方法によって示す図である。 図８Ｂのシミュレーション結果を他のプロット方法によって示す図である。 図９Ａのシミュレーション結果を他のプロット方法によって示す図である。 図９Ｂのシミュレーション結果を他のプロット方法によって示す図である。 図１０Ａ～図１１Ｂの一部同士を比較する図である。 図１０Ａ～図１１Ｂの他の一部同士を比較する図である。 弾性波共振子の２分割がスプリアスに及ぼす影響を調べるためのシミュレーション結果の例を示す図である。 弾性波共振子の３分割がスプリアスに及ぼす影響を調べるためのシミュレーション結果の例を示す図である。 弾性波共振子の４分割がスプリアスに及ぼす影響を調べるためのシミュレーション結果の例を示す図である。 図１３のシミュレーション結果を他のプロット方法によって示す図である。 図１４Ａのシミュレーション結果を他のプロット方法によって示す図である。 図１４Ｂのシミュレーション結果を他のプロット方法によって示す図である。 図１０Ａ、図１５、図１６Ａ及び図１６Ｂの一部同士を比較する図である。 図１０Ａ、図１５、図１６Ａ及び図１６Ｂの他の一部同士を比較する図である。 複合フィルタの構造の一例を示す模式的な断面図である。 複合フィルタが含む弾性波共振子の構成例を模式的に示す平面図である。 複合フィルタの利用例としてのダイプレクサの構成を示す回路図である。 実施形態に係る通信装置の要部を示すブロック図である。
（複合フィルタの概要）
　図１Ａは、実施形態に係る複合フィルタ１の構成を模式的に示すブロック図である。
　複合フィルタ１は、例えば、入力端子３Ａから出力端子３Ｂまでの信号経路５を流れる電気信号をフィルタリングする。フィルタリングのために、複合フィルタ１は、信号経路５に沿って、ＬＣフィルタ７と、弾性波フィルタ９とを有している。なお、ＬＣフィルタ７及び弾性波フィルタ９は、いずれが相対的に入力側又は出力側に位置していてもよい。
　ＬＣフィルタ７は、１以上のインダクタ１１と、１以上のキャパシタ１３とを有している。図１Ａでは、ＬＣフィルタ７として、信号経路５と基準電位部１７とを接続する直列共振回路が例示されている。弾性波フィルタ９は、１以上の弾性波共振子１５を有している。本実施形態では、１以上の弾性波共振子１５は、入力端子３Ａと出力端子３Ｂとを接続している（換言すれば信号経路５の一部を構成している）直列共振子１５Ｓを有している。
　図１Ｂは、複合フィルタ１のフィルタ特性を説明するための図である。
　この図において、横軸は周波数ｆ（Ｈｚ）を示しており、紙面右側ほど周波数が高い。左側の縦軸は減衰量Ａ（ｄＢ）を示しており、紙面下側ほど減衰量が大きい。右側の縦軸は、インピーダンスの絶対値｜Ｚ｜（Ω）を示しており、紙面上側ほど｜Ｚ｜が大きい対数軸である。
　線ＬＸは、複合フィルタ１の減衰量を示している。複合フィルタ１は、通過帯域ＸＢにおいて減衰量が小さくなっている。また、通過帯域ＸＢに対して低周波数側に隣接する阻止帯域ＥＢにおいて減衰量が大きくなっている。なお、両者の間の周波数帯を遷移帯域（符号省略）ということがある。
　線ＬＮは、ＬＣフィルタ７の直列共振回路における信号経路５と基準電位部１７との間の｜Ｚ｜を示している。この｜Ｚ｜は、通過帯域ＸＢよりも低周波数側（例えば阻止帯域ＥＢ内）に位置する共振周波数ｆｎｒにおいて極小値となっている。従って、信号経路５を流れる信号のうち、共振周波数ｆｎｒ及びその周囲の周波数を有する成分は、基準電位部１７へ逃げやすい。すなわち、ＬＣフィルタ７は、信号経路５を流れる信号のうち、共振周波数ｆｎｒ（及びその周囲の周波数）を有する成分を減衰させる減衰極を形成する。
　なお、この減衰極は、ＬＣフィルタ７のフィルタ特性に現れればよく、必ずしも複合フィルタ１の特性（線ＬＸ）に現れなくてもよい。また、以下では、便宜上、ＬＣフィルタ７の減衰極の周波数として、上記の共振周波数ｆｎｒを参照することがあり、また、減衰極にｆｎｒの符号を付すことがある。
　線ＬＳは、直列共振子１５Ｓの｜Ｚ｜を示している。この｜Ｚ｜は、共振周波数ｆｓｒにおいて極小値となるとともに、反共振周波数ｆｓａにおいて極大値となっている。反共振周波数ｆｓａは、例えば、共振周波数ｆｓｒよりも高い（逆であってもよい。）。反共振周波数ｆｓａは、通過帯域ＸＢよりも低周波数側（例えば阻止帯域ＥＢ内）に位置している。直列共振子１５Ｓは、信号経路５の一部を構成しているから、信号経路５を流れる信号のうち、反共振周波数ｆｓａ及びその周囲の周波数を有する成分は減衰する。
　直列共振子１５Ｓの反共振周波数ｆｓａは、ＬＣフィルタ７の減衰極ｆｎｒに対して、通過帯域ＸＢ側（高周波数側）に位置している。また、一般に、弾性波共振子１５における反共振点（及び共振点）付近の｜Ｚ｜は、ＬＣ共振回路における共振点付近における｜Ｚ｜に比較して急激に変化する。従って、複合フィルタ１の通過帯域ＸＢの阻止帯域ＥＢ側における減衰の傾きは急峻となる。一方で、ＬＣフィルタ７によって、例えば、阻止帯域ＥＢの帯域幅が確保される。
　図２は、複合フィルタ１の具体例としての複合フィルタ１Ａの構成を示す回路図である。
　複合フィルタ１Ａは、弾性波フィルタ９の具体例としての弾性波フィルタ９Ａを有している。弾性波フィルタ９Ａは、互いに直列接続されて信号経路５の一部を構成している複数（図示の例では４つ）の直列共振子１５Ｓ（１５Ｓ１～１５Ｓ４）を有している。
　図３は、弾性波フィルタ９Ａを更に具体化した構成の例を示す回路図である。
　複数の直列共振子１５Ｓの少なくとも１つ（図示の例では全部）は、２以上の分割共振子１４に分割されている。換言すれば、２以上の分割共振子１４は、直列接続及び／又は並列接続されて１つの直列共振子１５Ｓを構成している。
　互いに直列接続されている２以上の共振子が存在する場合において、各共振子が１つの直列共振子１５Ｓであるのか、１つの直列共振子１５Ｓの一部（換言すれば分割共振子１４）であるのかは、基準電位部１７との接続関係に基づいて判断されてよい。すなわち、直列共振子１５Ｓ同士の間は並列腕２１（インダクタ１１Ｃ）によって基準電位部１７に接続されているのに対して、互いに直列接続されている分割共振子１４同士の間は基準電位部１７に接続されていない。換言すれば、複数の直列共振子１５Ｓは基準電位部１７へのノード１８を介して直列接続されているのに対して、１つの直列共振子１５Ｓ内で互いに直列接続されている分割共振子１４は、基準電位部１７へのノード１８を介さずに直列接続されている。なお、並列接続されている２以上の共振子の各々が、直列共振子１５Ｓではなく、分割共振子１４であることは明らかである。
　分割共振子１４は、直列共振子１５Ｓを分割したものであるから、弾性波共振子である。そして、各分割共振子１４は、直列共振子１５Ｓと同様に、共振周波数ｆｓｒ及び反共振周波数ｆｓａ（図１Ｂ）を有している。なお、便宜上、このように共振周波数ｆｓｒ及び反共振周波数ｆｓａに関しては直列共振子１５Ｓと分割共振子１４とで共通の符号を用いる。少なくとも１つの直列共振子１５Ｓにおいて、２以上の分割共振子１４のうち少なくとも２つは、互いに異なる反共振周波数ｆｓａを有している。これにより、通過帯域ＸＢに現れるスプリアスの強度を低減することができる。
　具体的には、分割共振子１４の反共振周波数を互いに異ならせることによって、スプリアスが生じる周波数が分割共振子１４同士で互いに相違する。その結果、複数の分割共振子１４（１つの直列共振子１５Ｓ）全体の特性は、例えば、一の分割共振子１４における特定の周波数でスプリアスが生じる特性が、他の分割共振子１４によって緩和されたものとなる。換言すれば、各分割共振子１４におけるスプリアスを生じる特性が複合フィルタ１の特性に及ぼす影響は種々の周波数に分散される。これにより、複合フィルタ１において、上記特定の周波数で強度が高いスプリアスが発生する蓋然性が低減される。
　以上が実施形態に係る複合フィルタ１の概要である。以下では、複合フィルタ１の詳細について、概略、下記の順で説明を行う。第３節では、主として、弾性波フィルタ９の直列共振子１５Ｓの反共振周波数等について説明する。弾性波フィルタ９の並列腕２１については第４節で説明し、分割共振子１４については第５節で説明する。
　１．複合フィルタ１の全体構成（図１Ａ）
　２．ＬＣフィルタ７（図１Ａ）
　３．弾性波フィルタ９（図１Ａ）
　４．複合フィルタ１の回路構成の具体例（図２）
　５．分割共振子１４（図３及び図４）
　　５．１．分割の態様
　　５．２．反共振周波数ｆｓａの水準の数
　　５．３．分割共振子の反共振周波数ｆｓａ等
　６．分割の作用の原理
　　６．１．直列分割（図５Ａ）
　　６．２．並列分割（図５Ｂ）
　　６．３．直列分割及び並列分割の併用
　７．分割の作用の具体例（図６Ａ～図１７Ｂ）
　　７．１．シミュレーションの条件
　　７．２．直列共振子１５Ｓのスプリアスが複合フィルタ１の特性に及ぼす影響
　　７．３．直列共振子１５Ｓの分割が複合フィルタ１の特性に及ぼす影響
　８．複合フィルタ１の構造の例（図１８）
　９．弾性波共振子１５の構成の具体例（図１９）
　１０．複合フィルタ１の利用例
　　１０．１．ダイプレクサ（図２０）
　　１０．２．通信機器（図２１）
　１１．実施形態のまとめ
（１．複合フィルタの全体構成）
　図１Ａに示す複合フィルタ１は、既述のように、入力端子３Ａに入力された電気信号のうち通過帯域ＸＢ内の周波数を有する成分を出力端子３Ｂから出力する。別の観点では、複合フィルタ１は、信号経路５を流れる電気信号のうち通過帯域外（例えば阻止帯域ＥＢ）の周波数を有する成分を減衰させる。なお、入力端子３Ａ、出力端子３Ｂ及び基準電位部１７は、複合フィルタ１の一部と捉えられてもよいし、複合フィルタ１とは別個の部材と捉えられてもよい。基準電位部１７は、基準電位が付与される導体である。基準電位としては、代表的には０Ｖを例示できるが、これに限られない。
　複合フィルタ１は、通過帯域ＸＢ及び阻止帯域ＥＢのいずれに着目して構成されたものであってもよい。また、複合フィルタ１において、通過帯域ＸＢ又は阻止帯域ＥＢは、下限（低周波数側の端部）の周波数及び上限の周波数の双方が規定されてもよいし、一方のみ（図１Ｂの例では通過帯域ＸＢの下限及び阻止帯域ＥＢの上限）が規定されてもよい。別の観点では、複合フィルタ１は、例えば、バンドパスフィルタ、ハイパスフィルタ及び帯域阻止フィルタのいずれと捉えられるものであってもよい。
　複合フィルタ１は、既述のように、信号経路５に沿ってＬＣフィルタ７及び弾性波フィルタ９を有している。ＬＣフィルタ７及び弾性波フィルタ９の数及び順番は任意である。図１Ａでは、入力側から出力側へ順に、１つのＬＣフィルタ７と、１つの弾性波フィルタ９とが設けられている。図示の例以外の態様としては、例えば、ＬＣフィルタ７と弾性波フィルタ９との順番が図示の例とは逆のもの、並びに弾性波フィルタ９の入力側及び出力側のそれぞれにＬＣフィルタ７（合計で２つのＬＣフィルタ７）が設けられるものが挙げられる。
　実施形態の説明に関して、フィルタ（例えば７又は９）が、信号経路５上に（又は信号経路５に沿って）位置している等という場合において、又はそのような文章表現に沿った態様で模式的なブロック図が示されている場合において、フィルタのより詳細な構成は、そのような文章表現及び／又は模式的なブロック図に合致していないことがある。例えば、より詳細な構成に着目したときに、フィルタは、信号経路５の一部を構成している態様（表現どおりの態様。図１Ａの弾性波フィルタ９を参照。）であってもよいし、信号経路５から不要な信号を基準電位部１７に逃がすように信号経路５と基準電位部１７との間に接続されている態様（図１ＡのＬＣフィルタ７を参照）であってもよい。
　複合フィルタ１は、図示されていない構成要素を備えていてもよい。例えば、複合フィルタ１は、ＬＣフィルタ７及び弾性波フィルタ９とは別個にフィルタを含んでいてもよいし、抵抗体、インダクタ及び／又はキャパシタ等の素子を含んでいてもよい。その位置も任意であり、ＬＣフィルタ７と弾性波フィルタ９との間であってもよいし、両フィルタの外側であってもよい。また、別の観点では、複合フィルタ１は、他のフィルタと組み合わされて、更に別の複合フィルタを構成していてもよい。複合フィルタ１は、フィルタリングを目的とした構成だけでなく、インピーダンス整合等の他の目的を有する構成を含んでいてもよい。上記のように図示されていない構成要素が設けられていてもよいことは、特に断りがない限り、ＬＣフィルタ７内及び弾性波フィルタ９内においても同様である。
　流通されている製品等において、通過帯域ＸＢ及び阻止帯域ＥＢは、適宜に特定されてよい。例えば、仕様書によって特定されてもよいし、製品のフィルタ特性を計測することによって特定されてもよい。通過帯域ＸＢ及び阻止帯域ＥＢに要求される減衰量は、複合フィルタ１が適用される機器等によって異なる。一例として、減衰量の絶対値が５ｄＢ以下又は３ｄＢ以下の周波数帯が通過帯域ＸＢとして特定されてよい。また、一例として、減衰量の絶対値が３０ｄＢ以上の周波数帯が阻止帯域ＥＢとして特定されてよい。
　通過帯域ＸＢ及び阻止帯域ＥＢの帯域幅及び中心周波数等の具体的な値は任意である。なお、中心周波数は、帯域の下限の周波数と帯域の上限の周波数との中央の周波数（別の観点では両者の平均値）である。通過帯域ＸＢが下限の周波数及び上限の周波数を有する場合（複合フィルタ１がバンドパスフィルタである場合）の中心周波数の範囲の例を挙げると、５００ＭＨｚ以上３０ＧＨｚ以下である。また、通過帯域ＸＢは、適宜な通信規格に従って設定されてよい。この場合において、通過帯域ＸＢは、規格で定められた１つの帯域にのみ対応していてもよいし、規格で定められた２以上の帯域を含んでいてもよい。
（２．ＬＣフィルタ）
　ＬＣフィルタ７は、既述のように、１以上のインダクタ１１及び１以上のキャパシタ１３（別の観点ではＬＣ共振回路）を含むことによって、複合フィルタ１の通過帯域ＸＢの低周波数側に１つ以上の減衰極ｆｎｒを形成する。ＬＣフィルタ７は、例えば、バンドパスフィルタ、ハイパスフィルタ及び帯域阻止フィルタのいずれかと捉えられるものであってよい。また、例えば、ＬＣフィルタ７は、周波数に対する｜Ｚ｜の変化を示す線ＬＮが、周波数に対する減衰量又は透過率の変化を示す線に類似するものであってもよい。ＬＣフィルタ７において、周波数の変化に対する減衰量の変化の態様は、減衰極ｆｎｒが形成される限り、適宜なものとされてよい。
　ＬＣフィルタ７の構成は種々のものとされてよい。例えば、ＬＣフィルタ７において、減衰極ｆｎｒを形成する回路は、図１Ａの例のように、信号経路５と基準電位部１７との間に位置するＬＣ直列共振回路であってもよいし、図１Ａの例とは異なり、信号経路５の一部を構成するＬＣ並列共振回路であってもよい。また、ＬＣフィルタ７は、減衰極ｆｎｒを形成する共振回路とは別に、信号経路５の一部を構成するＬＣ直列共振回路を有していたり、信号経路５と基準電位部１７との間に位置するＬＣ並列共振回路を有していたりしてもよい。さらに、ＬＣフィルタ７は、共振回路を構成しないインダクタ１１及びキャパシタ１３を有していてもよい。インダクタ１１のインダクタンス、及びキャパシタ１３のキャパシタンス等は、インダクタ１１及びキャパシタ１３を設ける目的に照らして適宜に設定されてよい。
　ＬＣフィルタ７は、周波数が互いに異なる複数の減衰極ｆｎｒを形成してよい。この場合において、直列共振子１５Ｓの反共振周波数ｆｓａが、複合フィルタ１の通過帯域ＸＢとＬＣフィルタ７の減衰極ｆｎｒとの間に位置するという関係は、任意の減衰極ｆｎｒに対して成立してよい。例えば、反共振周波数ｆｓａは、ＬＣフィルタ７が形成する減衰極ｆｎｒのうち、最も通過帯域ＸＢに近い減衰極ｆｎｒと、通過帯域ＸＢとの間に位置してよい。本実施形態の説明において、複数の減衰極ｆｎｒのうちのいずれであるかを特に限定せずに減衰極ｆｎｒに言及する場合、矛盾等が生じない限り、当該減衰極ｆｎｒは、最も通過帯域ＸＢに近い減衰極ｆｎｒであってよい。
（３．弾性波フィルタ）
　弾性波フィルタ９は、既述のように、複数（１つとすることも可）の直列共振子１５Ｓを有している。複数の直列共振子１５Ｓの反共振周波数ｆｓａは、一部又は全部が互いに同一（公差が存在する場合も含む。以下、同様。）であってもよいし、互いに異なっていてもよい。
　複数の直列共振子１５Ｓの反共振周波数ｆｓａの一部又は全部が互いに同一の場合においては、例えば、反共振周波数ｆｓａにおける減衰量を大きくすることができる。複数の反共振周波数ｆｓａの一部又は全部が互いに異なっている場合においては、例えば、複数の減衰極が形成されることによって、阻止帯域ＥＢを広くすることができる。複数の反共振周波数ｆｓａの一部又は全部が互いに異なる場合における周波数差は適宜に設定されてよい。例えば、最も大きな周波数差は、通過帯域ＸＢ及び／又は阻止帯域ＥＢの帯域幅に対して、半分未満であってもよいし、半分以上であってもよい。
　複数の直列共振子１５Ｓの少なくとも一部に関して反共振周波数ｆｓａが互いに異なる場合、少なくとも１つの反共振周波数ｆｓａ（最も周波数が高いものを含む）が、ＬＣフィルタ７の減衰極ｆｎｒと、複合フィルタ１の通過帯域ＸＢとの間に位置している。これにより、上述した急峻化の作用が多少なりとも奏される。もちろん、全ての直列共振子１５Ｓの反共振周波数ｆｓａが、減衰極ｆｎｒと通過帯域ＸＢとの間に位置していてもよいし、５割以上の数の反共振周波数ｆｓａが減衰極ｆｎｒと通過帯域ＸＢとの間に位置してもよい。
　複数の直列共振子１５Ｓの共振周波数ｆｓｒの値は任意である。例えば、共振周波数ｆｓｒは、阻止帯域ＥＢ内に位置していてもよいし、阻止帯域ＥＢよりも低周波数側に位置していてもよい。共振周波数ｆｓｒは、複数の直列共振子１５Ｓ同士で同じであってもよいし、互いに異なっていてもよい。
　直列共振子１５Ｓの共振周波数ｆｓｒ及び反共振周波数ｆｓａ、ＬＣフィルタ７の減衰極ｆｎｒ、並びに通過帯域ＸＢ及び阻止帯域ＥＢのより具体的な位置関係は、適宜に設定されてよい。例えば、減衰極ｆｎｒと通過帯域ＸＢとの間に位置する反共振周波数ｆｓａは、減衰極ｆｎｒと通過帯域ＸＢとのいずれに近くてもよいし、双方の間の中央に位置していてもよい。減衰極ｆｎｒと通過帯域ＸＢとの間に位置する反共振周波数ｆｓａを有する直列共振子１５Ｓの共振周波数ｆｓｒは、減衰極ｆｎｒに対して、通過帯域ＸＢ側に位置していてもよいし、一致していていてもよいし（図１Ｂの例）、通過帯域ＸＢとは反対側に位置していていてもよい。
（４．複合フィルタの回路構成の具体例）
　図２は、複合フィルタ１の具体例としての複合フィルタ１Ａの構成を示す回路図である。
　複合フィルタ１Ａは、ＬＣフィルタ７の具体例としてのＬＣフィルタ７Ａと、弾性波フィルタ９の具体例としての弾性波フィルタ９Ａとを有している。既述のように、ＬＣフィルタ７及び弾性波フィルタ９の信号の流れ方向における配置順は任意であり、図２では、図１Ａとは逆の配置順が例示されている。
　ＬＣフィルタ７Ａは、信号経路５の一部を構成する１以上（図示の例では複数。より詳細には３つ）のキャパシタ１３Ａと、信号経路５と基準電位部１７とを接続する１以上（図示の例では複数。より詳細には２つ）の直列共振回路（符号省略）とを有している。複数のキャパシタ１３Ａは直列接続されている。直列共振回路は、直列接続されたインダクタ１１Ｂ及びキャパシタ１３Ｂを有している。なお、インダクタ１１Ｂ及びキャパシタ１３Ｂの位置関係は、図示とは逆であってもよい。直列共振回路は、例えば、電気的接続に関して互いに隣り合っているキャパシタ１３Ａの間の位置と基準電位部１７とを接続している。このようなＬＣフィルタ７Ａは、例えば、直列共振回路によって減衰極ｆｎｒを形成しつつ、減衰極ｆｎｒよりも高い周波数の信号を入力端子３Ａから出力端子３Ｂへ通過させるハイパスフィルタとして機能する。
　複数の直列共振回路の共振周波数ｆｎｒ（別の観点ではＬＣフィルタ７Ａの減衰極）は適宜に設定されてよい。例えば、複数の直列共振回路の共振周波数ｆｎｒは、互いに同一であってもよいし、互いに異なっていてもよい。前者の場合においては、減衰極ｆｎｒにおける減衰量を大きくすることができる。後者の場合においては、信号が減衰される帯域を広くすることができる。
　インダクタ１１（１１Ｂ）のインダクタンス、並びにキャパシタ１３（１３Ａ及び１３Ｂ）のキャパシタンスは、所望のフィルタ特性が得られるように適宜に設定されてよい。例えば、直列接続又は並列接続されたインダクタのインダクタンスを合成する式、直列接続又は並列接続されたキャパシタのキャパシタンスを合成する式、並びにインダクタンス及びキャパシタンスから共振回路（直列共振回路及び並列共振回路）の共振周波数を算出する式は公知である。従って、例えば、このような式に基づく計算によって、共振周波数ｆｎｒが所望の周波数になるインダクタンス及びキャパシタンスの値が探査されてよい。
　弾性波フィルタ９Ａは、既述のように、複数（図示の例では４つ）の直列共振子１５Ｓ（１５Ｓ１～１５Ｓ４）と、複数（図示の例では３つ）の並列腕２１とを有している。なお、信号経路５のうち、複数の直列共振子１５Ｓを含んで構成されている部分を直列腕１９ということがある。既述のように、並列腕２１は、電気的に互いに隣り合う直列共振子１５Ｓの間（ノード１８）と基準電位部１７とを接続している。
　図２では図示しないが、最も入力端子３Ａ側（最も前段側）の直列共振子１５Ｓの入力端子３Ａ側に接続される並列腕２１、及び／又は最も出力端子３Ｂ側（最も後段側）の直列共振子１５Ｓの出力端子３Ｂ側に接続される並列腕２１が設けられてもよい。弾性波フィルタ９が有する直列共振子１５Ｓの数が１つのみの場合において、直列共振子１５Ｓの前段及び／又は後段に並列腕２１が接続されてもよい。
　１以上の並列腕２１は、種々の構成とされてよく、その作用も種々のものとされてよい。例えば、並列腕２１は、インダクタ及び／又はキャパシタを有する構成であってもよいし、弾性波共振子１５を有する構成であってもよい。
　図２の例では、全ての並列腕２１は、信号経路５と基準電位部１７とを接続するインダクタ１１Ｃのみを有している。換言すれば、並列腕２１は、弾性波共振子１５を有していない。このようなインダクタ１１Ｃは、例えば、複数の直列共振子１５Ｓの全体が、容量が大きいキャパシタとして機能する蓋然性を低減し、ひいては、阻止帯域ＥＢ内の周波数を有する信号が通過する蓋然性を低減することに寄与する。また、インダクタ１１Ｃは、直列共振子１５Ｓと協働して、阻止帯域ＥＢと通過帯域ＸＢとの間に遷移帯域を有するハイパスフィルタを構成しても構わない。インダクタ１１Ｃのインダクタンスは任意に設定されてよい。
　図２では、図示の都合上、複数（図示の例では２つ）の位置に基準電位部１７が示されている。この複数の位置に示された基準電位部１７は、実際に互いに異なる導体であってもよいし、実際には互いに同一の導体であってもよい。また、１つの位置に示された基準電位部１７は、実際に１つの導体であってもよいし、実際には複数の導体であってもよい。基準電位部１７を構成する複数の導体は、互いに電気的に接続されていてもよいし、互いに電気的に接続されていなくてもよい。図２では、基準電位部１７は、複合フィルタ１Ａの外部の構成として示されており、複合フィルタ１Ａが有する基準電位用端子３Ｇを介して複合フィルタ１Ａと接続されている。ただし、基準電位用端子３Ｇが図１Ａに示した基準電位部１７として捉えられてもよい。基準電位部の語は、特に断りが無い限り、また、矛盾等が生じない限り、上記の種々の導体の全体を指す用語であってもよいし、種々の導体を指してもよい。
（５．分割共振子）
（５．１．分割の態様）
　図３は、弾性波フィルタ９Ａの具体例（「第１構成例」ということがある。）としての弾性波フィルタ９ＡＡの構成を示す回路図である。図４は、弾性波フィルタ９Ａの他の具体例（「第２構成例」ということがある。）としての弾性波フィルタ９ＡＢの構成を示す回路図である。なお、図３及び図４では、図２とは異なり、最も入力端子３Ａの側（後述する入力端子２２Ａの側）に位置している直列共振子１５Ｓ１よりも入力側に接続されている並列腕２１が示されている。
　図３及び図４の例から理解されるように、直列共振子１５Ｓの分割の態様は種々のものとされてよい。
　例えば、複数の直列共振子１５Ｓのうち、任意の数の直列共振子１５Ｓが分割されてよい。例えば、分割される直列共振子１５Ｓの数は、１つのみであってもよいし、複数であってもよいし、複数の直列共振子１５Ｓの一部であってもよいし、複数の直列共振子１５Ｓの全部であってもよい。図３及び図４の例では、全ての直列共振子１５Ｓが分割されている。
　特に図示しないが、分割される直列共振子１５Ｓの数が直列共振子１５Ｓの総数よりも小さい場合、入力端子３Ａ及び／又はＬＣフィルタ７からの接続順に関して、いずれの順番の直列共振子１５Ｓが分割されてもよい。また、反共振周波数ｆｓａの通過帯域ＸＢからの順番に関して、いずれの順番の直列共振子１５Ｓが分割されてもよい。
　また、例えば、１つの直列共振子１５Ｓが有している分割共振子１４の数も任意である。図３及び図４の例では、１つの直列共振子１５Ｓが有している分割共振子１４の数として、２、４及び６（別の観点では偶数）が例示されている。特に図示しないが、分割共振子１４の数は、３又は５のように奇数であってもよいし、７以上であっても構わない。
　２以上の直列共振子１５Ｓそれぞれが複数の分割共振子１４を有している場合、分割共振子１４の数は、複数の直列共振子１５Ｓの一部又は全部において、互いに同じであってもよいし、互いに異なっていてもよい。後者の場合、複数の分割共振子１４の数は、入力側及び／又はＬＣフィルタ７側に位置する直列共振子１５Ｓほど多くてもよいし、少なくてもよい。
　図３の例では、各直列共振子１５Ｓが有している分割共振子１４の数は、図の左側から順に、４、２、２、２となっている。この例は、ＬＣフィルタ７側（別の観点では入力側）ほど分割共振子１４の数が多い態様の一例である。図３の例から理解されるように、ＬＣフィルタ７側ほど分割共振子１４の数が多いという場合、複数の直列共振子１５Ｓの一部において、分割共振子１４の数が互いに同じ直列共振子１５Ｓが並んでいてもよい。上記複数の直列共振子１５Ｓの一部は、最もＬＣフィルタ７側の直列共振子１５Ｓを含んでいてもよい（例えば直列共振子１５Ｓ１の分割共振子１４の数と直列共振子１５Ｓ２の分割共振子１４の数とが同じであってもよい。）。ただし、ＬＣフィルタ７側ほど分割共振子１４の数が多いという関係は、全ての直列共振子１５Ｓにおいて、分割共振子１４の数が互いに同じ態様は含まない。
　ＬＣフィルタ７側ほど分割共振子１４の数が多いという関係は、分割共振子１４を有していない直列共振子１５Ｓの分割共振子１４の数を０（又は１）として、当該直列共振子１５Ｓを考慮に入れて成立の有無を判定する。例えば、分割共振子１４の数が、ＬＣフィルタ７側から順に４、０、２となっている場合、ＬＣフィルタ７側ほど分割共振子１４の数が多いという関係は成立していないものとする。これまでの説明から理解されるように、ＬＣフィルタ７側ほど分割共振子１４の数が多いという関係は、２以上の直列共振子１５Ｓが存在するとともに、分割共振子１４を有している直列共振子１５Ｓが少なくとも１つ存在すれば、成立し得る。ただし、上記の関係は、例えば、分割共振子１４を有している直列共振子１５Ｓの数が、２以上若しくは３以上であるとき、及び／又は直列共振子１５Ｓの総数と同じときに成立してよい。
　また、図３の例は、別の観点では、複数の直列共振子１５Ｓの中で最もＬＣフィルタ７側（別の観点では入力側）に位置する直列共振子１５Ｓ１が、複数の直列共振子１５Ｓの中で最も多くの分割共振子１４を有している態様の一例である。なお、このようにいうとき、図示の例とは異なり、直列共振子１５Ｓ１の分割共振子１４の数と同数の分割共振子１４を有している１以上の直列共振子１５Ｓが存在していても構わない。ただし、直列共振子１５Ｓ１が最も多くの分割共振子１４を有しているという関係は、全ての直列共振子１５Ｓにおいて、分割共振子１４の数が互いに同じ態様は含まない。これまでの説明から理解されるように、直列共振子１５Ｓ１が最も多くの分割共振子１４を有しているという関係は、２以上の直列共振子１５Ｓが存在するとともに、直列共振子１５Ｓ１が少なくとも２つの分割共振子１４を有していれば成立し得る（例えば、直列共振子１５Ｓ１以外の直列共振子１５Ｓが分割共振子１４を有していない態様など。）。ただし、上記の関係は、例えば、分割共振子１４を有している直列共振子１５Ｓの数が、２以上若しくは３以上であるとき、及び／又は直列共振子１５Ｓの総数と同じときに成立してよい。また、分割共振子１４の数（２以上）が互いに異なる２以上の直列共振子１５Ｓが存在するときに成立してよい。
　また、例えば、１つの直列共振子１５Ｓにおいて、複数の分割共振子１４は、直列接続されていてもよいし、並列接続されていてもよい。また、１つの直列共振子１５Ｓが３つ以上の分割共振子１４を有している場合は、直列接続と並列接続との双方がなされていてもよい。直列接続と並列接続との双方がなされるとき、分割共振子１４の数は、例えば、偶数とされてよい。この場合、分割共振子１４を等分割できるから、設計が容易化される。
　なお、図３及び図４の例では、それぞれ互いに並列接続されている分割共振子１４を有している２つの直列共振子１５Ｓ同士の間に、複数の位置にノード１８が示されている。例えば、図３の直列共振子１５Ｓ３と直列共振子１５Ｓ４との間では２つの位置にノード１８が示されている。この複数の位置に示されたノード１８は、実際に複数の位置に存在していてもよいし、実際には１つの位置に存在していてもよい（ノード１８同士を接続する配線が存在していなくてもよい。）。いずれにせよ、この複数の位置に示されたノード１８は、電気的な観点からは１つのノード１８である。従って、実施形態の説明においても、特に断りが無い限り、複数の位置に示されたノード１８を１つのノード１８として言及する。
　また、図３及び図４の例では、並列接続されている分割共振子１４同士の接続位置と、基準電位部１７へのノード１８とが同じ位置に示されている。ただし、電気的な観点における接続関係が変わってしまわない限り、両者の位置が互いに異なっていてもよいことは明らかである。
（５．２．反共振周波数の水準の数）
　複数の分割共振子１４を有している各直列共振子１５Ｓにおいて、複数の分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａは、全部が互いに同じであってもよいし、一部又は全部が互いに異なっていてもよい。ただし、これまでの説明から理解されるように、少なくとも１つの直列共振子１５Ｓにおいては、複数の分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａの少なくとも一部は互いに異なっている。
　上記でも触れているように、反共振周波数ｆｓａが互いに異なる２以上の分割共振子１４を有している直列共振子１５Ｓにおいては、全ての分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａが互いに異なっていてもよいし、一部の分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａのみが異なっていてもよい。別の観点では、分割共振子１４を有している各直列共振子１５Ｓにおいて、分割共振子１４の数と反共振周波数ｆｓａの水準の数とは同じであってもよいし、異なっていてもよい。
　なお、上記の「水準」の数は、別の観点では、反共振周波数ｆｓａの「種類」の数である。例えば、４つの分割共振子１４において、第１及び第２の分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａが互いに同じで、第３及び第４の分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａが互いに同じであるとともに第１及び第２の分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａと異なる場合は、水準の数は２である。同一の水準の反共振周波数ｆｓａは、基本的には、同一である。ただし、公差が許容されてよいことはもちろんである。「水準」の語は、反共振周波数ｆｓａの異同及び数の説明の便宜上のものであって、水準の大きさは任意である。
　図３に示す各直列共振子１５Ｓにおいては、複数の分割共振子１４の全ての反共振周波数ｆｓａが互いに異なっている。すなわち、分割共振子１４の数と、反共振周波数ｆｓａの水準の数とは同じである。一方、図４に示す各直列共振子１５Ｓにおいては、複数の分割共振子１４の一部のみにおいて反共振周波数ｆｓａが互いに異なっていることがある。すなわち、反共振周波数ｆｓａの水準の数が分割共振子１４の数よりも少ないことがある。
　図４の各直列共振子１５Ｓの複数の分割共振子１４においては、反共振周波数ｆｓａが互いに異なるもの同士は互いに異なるハッチングが付され、反共振周波数ｆｓａが互いに同じもの同士は互いに同一のハッチングが付されている。なお、互いに異なる直列共振子１５Ｓ同士において、同一のハッチングが付された分割共振子１４は、反共振周波数ｆｓａが互いに同じとは限らない。図４において、直列共振子１５Ｓ２及び１５Ｓ３それぞれは、反共振周波数ｆｓａの水準の数が分割共振子１４の数よりも少ない直列共振子１５Ｓの一例である。
　分割共振子１４の数と、分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａの水準の数とが同じである場合、及び異なる場合のいずれにおいても、上述した分割共振子１４の数の説明は、矛盾等が生じない限り、水準の数に援用されてよい。念のために記載すると、以下のとおりである。
　例えば、複数の直列共振子１５Ｓのうち、任意の数の直列共振子１５Ｓが２以上の反共振周波数ｆｓａの水準を有してよい。例えば、２以上の水準を有している直列共振子１５Ｓの数は、１つのみであってもよいし、複数であってもよいし、複数の直列共振子１５Ｓの一部であってもよいし、複数の直列共振子１５Ｓの全部であってもよい。図３及び図４の例では、全ての直列共振子１５Ｓが２以上の水準を有している。
　特に図示しないが、２以上の水準を有する直列共振子１５Ｓの数が直列共振子１５Ｓの総数よりも小さい場合、入力端子３Ａ及び／又はＬＣフィルタ７からの接続順に関して、いずれの順番の直列共振子１５Ｓが２以上の水準を有していてもよい。また、反共振周波数ｆｓａの通過帯域ＸＢからの順番に関して、いずれの順番の直列共振子１５Ｓが２以上の水準を有していてもよい。
　また、例えば、１つの直列共振子１５Ｓが有している分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａの水準の数も任意である。図３及び図４の例では、１つの直列共振子１５Ｓが有している水準の数として、２、３及び４が例示されている。この例示から理解されるように、水準の数は、奇数及び偶数を問わない。また、特に図示しないが、水準の数は、５以上であっても構わない。
　２以上の直列共振子１５Ｓそれぞれが２以上の反共振周波数ｆｓａの水準を有している場合、水準の数は、複数の直列共振子１５Ｓの一部又は全部において、互いに同じであってもよいし、互いに異なっていてもよい。後者の場合、水準の数は、入力側及び／又はＬＣフィルタ７側に位置する直列共振子１５Ｓほど多くてもよいし、少なくてもよい。
　図３の例では、各直列共振子１５Ｓが有している反共振周波数ｆｓａの水準の数は、図の左側から順に、４、２、２、２となっている。また、図４の例では、各直列共振子１５Ｓが有している水準の数は、４、３、３、２となっている。これらの例は、ＬＣフィルタ７側（別の観点では入力側）ほど水準の数が多い態様の例である。これらの例から理解されるように、ＬＣフィルタ７側ほど水準の数が多いという場合、複数の直列共振子１５Ｓの一部において、水準の数が互いに同じ直列共振子１５Ｓが並んでいてもよい。上記複数の直列共振子１５Ｓの一部は、最もＬＣフィルタ７側の直列共振子１５Ｓを含んでいてもよい（例えば直列共振子１５Ｓ１の水準の数と直列共振子１５Ｓ２の水準の数とが同じであってもよい。）。ただし、ＬＣフィルタ７側ほど水準の数が多いという関係は、全ての直列共振子１５Ｓにおいて、水準の数が互いに同じ態様は含まない。
　ＬＣフィルタ７側ほど分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａの水準の数が多いという関係は、分割共振子１４を有していない直列共振子１５Ｓの水準の数を１（又は０）として、当該直列共振子１５Ｓを考慮に入れて成立の有無を判定する。なお、分割共振子１４を有しているが分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａの水準が１である直列共振子１５Ｓは、当然に考慮に入れる。例えば、水準の数が、ＬＣフィルタ７側から順に３、１、２となっている場合、ＬＣフィルタ７側ほど水準の数が多いという関係は成立していないものとする。これまでの説明から理解されるように、ＬＣフィルタ７側ほど水準の数が多いという関係は、２以上の直列共振子１５Ｓが存在するとともに、２以上の水準を有している直列共振子１５Ｓが少なくとも１つ存在すれば、成立し得る。ただし、上記の関係は、例えば、２以上の水準を有している直列共振子１５Ｓの数が、２以上若しくは３以上であるとき、及び／又は直列共振子１５Ｓの総数と同じときに成立してよい。
　また、図３及び図４の例は、別の観点では、複数の直列共振子１５Ｓの中で最もＬＣフィルタ７側（別の観点では入力側）に位置する直列共振子１５Ｓ１が、複数の直列共振子１５Ｓの中で最も多くの反共振周波数ｆｓａの水準を有している態様の例である。なお、このようにいうとき、図示の例とは異なり、直列共振子１５Ｓ１の水準の数と同数の水準を有している１以上の直列共振子１５Ｓが存在していても構わない。ただし、直列共振子１５Ｓ１が最も多くの水準を有しているという関係は、全ての直列共振子１５Ｓにおいて、水準の数が互いに同じ態様は含まない。これまでの説明から理解されるように、直列共振子１５Ｓ１が最も多くの水準を有しているという関係は、２以上の直列共振子１５Ｓが存在するとともに、直列共振子１５Ｓ１が２以上の水準を有していれば成立し得る。ただし、上記の関係は、例えば、２以上の水準を有している直列共振子１５Ｓの数が、２以上若しくは３以上であるとき、及び／又は直列共振子１５Ｓの総数と同じときに成立してよい。また、２以上の水準を有する少なくとも２つの直列共振子１５Ｓにおいて、水準の数が互いに異なるときに成立してよい。
　また、例えば、１つの直列共振子１５Ｓにおいて、反共振周波数ｆｓａの水準が互いに異なる複数の分割共振子１４は、直列接続されていてもよいし、並列接続されていてもよい。また、１つの直列共振子１５Ｓが３つ以上の分割共振子１４と、２以上の水準とを有している場合は、直列接続及び並列接続とが行われていてもよい。例えば、第１の分割共振子１４と、第１の分割共振子１４と水準が異なる第２の分割共振子１４とが直列接続されるとともに、第１の分割共振子１４と、第１の分割共振子１４と水準が異なる第３の分割共振子１４とが並列接続されてよい。このとき、第２の分割共振子１４の水準と第３の分割共振子１４の水準とは、同じであってもよいし、異なっていてもよい。
　なお、図４の直列共振子１５Ｓ１の４つの分割共振子１４の任意の３つの共振子は、上述の第２の分割共振子１４の水準と第３の分割共振子１４の水準とが異なる態様の一例となっている。図４の直列共振子１５Ｓ２において、図の最上段の２つの共振子と図の最下段の左側の１つの共振子とは、上述の第２の分割共振子１４の水準と第３の分割共振子１４の水準とが同じ態様の一例となっている。
　２以上の水準を有している１つの直列共振子１５Ｓにおいて、３つ以上の分割共振子１４の接続に関して直列接続と並列接続との双方がなされるとき、分割共振子１４の数は、例えば、偶数とされてよい。この場合、水準の数は、奇数であってもよいし、偶数であってもよい。また、分割共振子１４の数は、水準の数（本段落では２以上）の倍数となる偶数であってよい。なお、ここでの倍数は、１以上の整数が乗じられた数とする。例えば、図４の直列共振子１５Ｓ１では、水準の数が４であり、分割共振子１４の数が水準の数の１倍の偶数（４）である。図４の直列共振子１５Ｓ２及び１５Ｓ３それぞれでは、水準の数が３であり、分割共振子１４の数が水準の数の２倍の偶数（６）である。
（５．３．分割共振子の反共振周波数等）
　分割共振子１４の共振周波数ｆｓｒ及び反共振周波数ｆｓａは、分割共振子１４を有している直列共振子１５Ｓの共振周波数ｆｓｒ及び反共振周波数ｆｓａが、第３節で説明した大きさになるように、また、各直列共振子１５Ｓにおいて分割共振子１４の２以上の水準が実現されるように適宜に設定されてよい。
　例えば、互いに同一の反共振周波数ｆｓａ及び互いに同一の共振周波数ｆｓｒを有する複数の分割共振子１４を有する直列共振子１５Ｓは公知である。そこで、まず、そのような分割共振子１４と同様に、分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａ及び共振周波数ｆｓｒの初期値が設定されてよい。次に、各分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａが上記の初期値からずれるように分割共振子１４の各種の設計値（例えば容量、別の観点では電極の寸法）が調整されてよい。このとき、直列共振子１５Ｓの反共振周波数ｆｓａ（及び共振周波数ｆｓｒ）として当初から意図されている値が維持されるようにする。
　後に例示する弾性波共振子１５の具体例（図１９）は、直列共振子１５Ｓの具体例でもあり、分割共振子１４の具体例でもある。この具体例においては、分割共振子１４の共振点は、直列共振子１５Ｓのインピーダンス特性においても共振点として現れる。従って、例えば、１つの直列共振子１５Ｓにおいて、複数の分割共振子１４の共振周波数ｆｓｒは、上記１つの直列共振子１５Ｓの共振周波数ｆｓｒとして意図されている周波数と同じとされてよい。ただし、複数の分割共振子１４の共振周波数ｆｓｒは、微調整のために、互いに異なっていてもよい（直列共振子１５Ｓの共振周波数ｆｓｒとして意図されている周波数からずれていてもよい。）。この場合、各分割共振子１４の共振点は、上記１つの直列共振子１５Ｓのインピーダンス特性において互いに異なる共振点として現れてもよいし、現れなくてもよい（合体して判別不可能になっていてもよい。）。
　また、弾性波共振子１５の上記の具体例（図１９）においては、反共振周波数ｆｓａは、弾性波共振子１５を等価回路としての２重共振回路で表したときの直列共振回路のキャパシタンス及び並列共振回路のキャパシタンスの比（容量比）と、共振周波数ｆｓｒとによって決定される。従って、１つの直列共振子１５Ｓにおいて、複数の分割共振子１４の容量等（別の観点では電極の寸法等）は、合成容量等が上記１つの直列共振子１５Ｓの反共振周波数ｆｓａに応じたものになるように設定される。分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａは、そのように設定した容量等によって決定される。
　上記から理解されるように、分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａの値は任意である。例えば、１つの直列共振子１５Ｓにおいて、分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａは、上記１つの直列共振子１５Ｓの反共振周波数ｆｓａ又はＬＣフィルタ７の減衰極のいずれか（例えば最も通過帯域ＸＢに近いもの）に対して、低くてもよいし、同等でもよいし、高くてもよい。また、例えば、分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａは、通過帯域ＸＢよりも低周波数側に位置してよい。
　分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａの２以上の水準同士の差は、適宜に設定されてよい。例えば、１つの直列共振子１５Ｓにおいて、２以上の水準の差（最小値、最大値又は平均値）は、上記１つの直列共振子１５Ｓの共振周波数ｆｓｒと上記１つの直列共振子１５Ｓの反共振周波数ｆｓａとの差Δｆに対して、１／５００以上、１／３００以上、１／１００以上、１／５０以上又は１／１０以上であってよく、また、１／２以下、１／５以下、１／１０以下、１／５０以下又は１／１００以下であってよい。上記の下限と上限とは、矛盾が生じないように任意に組み合わされてよい。
（６．分割の作用の原理）
　既述のように、１つの直列共振子１５Ｓ内において複数の分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａが互いに異なることによって、特定の周波数でスプリアスが大きくなる蓋然性が低減される。以下では、その作用について補足説明を行う。
（６．１．直列分割）
　図７Ａは、弾性波共振子１５（別の観点では直列共振子１５Ｓ又は分割共振子１４）の特性を説明するための図である。
　この図において、横軸は周波数ｆ（ＭＨｚ）を示している。縦軸はインピーダンスの位相∠Ｚ（°）を示している。図中の線は、弾性波共振子１５における、周波数の変化に対する∠Ｚの変化を示している。
　図１Ｂを参照して説明したように、弾性波共振子１５のインピーダンス特性においては、共振周波数ｆｓｒにおいて｜Ｚ｜が極小値となり、反共振周波数ｆｓａにおいて｜Ｚ｜が極大値となる。図７Ａに示されているように、共振周波数ｆｓｒ（図示の例では４５００ＭＨｚ付近）と反共振周波数ｆｓａ（図示の例では４７００ＭＨｚ付近）との間においては、∠Ｚが９０°に近いほど特性が良いとされる。上記の範囲の外側においては、∠Ｚが－９０°に近いほど特性が良いとされる。
　そして、図７Ａにおいては、後述する疑似的なスプリアスＳｐ１によって示されているように、反共振周波数ｆｓａの高周波数側のスプリアスは、∠Ｚが－９０°よりも大きくなるリップルに対応する。∠Ｚが－９０°から大きくなるほど（－９０°から離れるほど）スプリアスの強度が大きくなる。なお、本開示の説明では、便宜上、スプリアスの語は、電波若しくは信号の目的外の成分だけでなく、インピーダンス特性等の種々の特性におけるリップルを指す広い概念の用語として用いることがある。
　図５Ａは、１つの直列共振子１５Ｓ内で直列接続されている２つの分割共振子１４の作用を説明するための図である。
　この図において、横軸はインピーダンスの実数部Ｚｒを示している。縦軸はインピーダンスの虚数部Ｚｉを示している。矢印で示されたＺａ、Ｚｄ及びＺｓは、それぞれ、特定の周波数におけるインピーダンスを示している。Ｚａ、Ｚｄ及びＺｓに係る矢印の長さは、インピーダンスの絶対値｜Ｚ｜を示し、矢印の向きはインピーダンスの位相∠Ｚを示している。矢印と横軸Ｚｒとが成す角度は∠Ｚに相当する。例えば、特に図示しないが、矢印が下向きで縦軸Ｚｉに平行であれば∠Ｚは－９０°であり、矢印が横軸Ｚｒに平行であれば∠Ｚは０°である。図示の例のように矢印が下向きで縦軸Ｚｉに傾斜しているとき、∠Ｚは、－９０°よりも大きく、０°よりも小さい。
　Ｚａ及びＺｓは、１つの直列共振子１５Ｓ内で互いに直列接続されているとともに、反共振周波数ｆｓａが互いに異なる２つの分割共振子１４のインピーダンスを示している。また、図５Ａは、いずれの分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａよりも高周波数側（例えば通過帯域ＸＢの低周波数側の端部よりも高周波数側）の特定の周波数におけるインピーダンスを示している。既述のように、上記のような周波数においては、∠Ｚは、理想的には－９０°であり、スプリアスは、∠Ｚが－９０°から離れるリップルに対応する。図示の例においては、特定の周波数において、Ｚａは、スプリアスを生じていない（又は相対的にスプリアスが小さい）分割共振子１４のインピーダンスを示しており、Ｚｓは、スプリアスを生じている（又は相対的にスプリアスが大きい）分割共振子１４のインピーダンスを示している。
　Ｚｄは、Ｚａ及びＺｓの合成インピーダンスを示している。Ｚｄを示す矢印がＺａ及びＺｓを示す矢印の間に位置していることから理解されるように、∠Ｚｄは、∠Ｚａ及び∠Ｚｓの間の大きさとなっている。すなわち、∠Ｚｄは、∠Ｚｓよりも小さくなっている（－９０°に近づいている）。既述のように、∠Ｚが－９０°よりも大きくなるほどスプリアスは大きくなるから、∠Ｚｄが∠Ｚｓよりも小さくなることによって、特定の周波数におけるスプリアスの強度が低減される。
　より詳細には、Ｚｄの実数部をＺｄｒとし、Ｚｄの虚数部をＺｄｉとし、｜Ｚａ｜＝｜Ｚｓ｜としたとき、以下の式が成り立つ。
　　　Ｚｄｒ＝｜Ｚａ｜ｃｏｓ（（∠Ｚａ＋∠Ｚｓ）／２）ｃｏｓ（（∠Ｚａ－∠Ｚｓ）／２）
　　　Ｚｄｉ＝｜Ｚａ｜ｓｉｎ（（∠Ｚａ＋∠Ｚｓ）／２）ｃｏｓ（（∠Ｚａ－∠Ｚｓ）／２）
　｜∠Ｚａ－∠Ｚｓ｜が小さいとき、ｃｏｓ（（∠Ｚａ－∠Ｚｓ）／２）は１に近づくから、∠Ｚｄは（∠Ｚａ＋∠Ｚｓ）／２に近づく。従って、例えば、∠Ｚａが、スプリアスが生じていないときの∠Ｚであるとすれば、特定の周波数における∠Ｚｓに係るスプリアスが複合フィルタ１の特性に及ぼす影響は半減されることになる。
（６．２．並列分割）
　上記では直列接続されている分割共振子１４について述べたが、並列接続されている分割共振子１４についても同様の説明を行うことができる。具体的には、以下のとおりである。
　図５Ｂは、１つの直列共振子１５Ｓ内で並列接続されている２つの分割共振子１４の作用を説明するための図である。
　この図において、横軸はアドミタンスの実数部Ｙｒを示している。縦軸はアドミタンスの虚数部Ｙｉを示している。矢印で示されたＹａ、Ｙｄ、Ｙｓは、それぞれ、特定の周波数におけるアドミタンスを示している。矢印の長さはアドミタンスの絶対値｜Ｙ｜を示し、矢印の向きはアドミタンスの位相∠Ｙを示している。すなわち、矢印と横軸Ｙｒとが成す角度は∠Ｙに相当する。例えば、特に図示しないが、矢印が上向きで縦軸Ｙｉに平行であれば∠Ｙは９０°であり、矢印が横軸Ｙｒに平行であれば∠Ｙは０°である。図示の例のように矢印が上向きで縦軸Ｙｉに傾斜しているとき、∠Ｙは、９０°よりも小さく、０°よりも大きい。
　Ｙａ及びＹｓは、１つの直列共振子１５Ｓ内で互いに並列接続されているとともに、反共振周波数ｆｓａが互いに異なる２つの分割共振子１４のアドミタンスを示している。また、図５Ｂは、いずれの分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａよりも高周波数側（例えば通過帯域ＸＢの低周波数側の端部よりも高周波数側）の特定の周波数におけるアドミタンスを示している。∠Ｚに関する既述の説明、及びＺとＹとの関係から理解されるように、上記のような周波数においては、∠Ｙは、理想的には９０°であり、スプリアスは、∠Ｙが９０°から離れるリップルに対応する。図示の例においては、特定の周波数において、Ｙａは、スプリアスを生じていない（又は相対的にスプリアスが小さい）分割共振子１４のアドミタンスを示しており、Ｙｓは、スプリアスを生じている（又は相対的にスプリアスが大きい）分割共振子１４のアドミタンスを示している。
　Ｙｄは、Ｙａ及びＹｓの合成アドミタンスを示している。Ｙｄを示す矢印がＹａ及びＹｓを示す矢印の間に位置していることから理解されるように、∠Ｙｄは、∠Ｙａ及び∠Ｙｓの間の大きさとなっている。すなわち、∠Ｙｄは、∠Ｙｓよりも大きくなっている（９０°に近づいている）。∠Ｙが９０°よりも小さくなるほどスプリアスは大きくなるから、∠Ｙｄが∠Ｙｓよりも大きくなることによって、特定の周波数におけるスプリアスが低減される。
　より詳細には、Ｙｄの実数部をＹｄｒとし、Ｙｄの虚数部をＹｄｉとし、｜Ｙａ｜＝｜Ｙｓ｜＝１／｜Ｚａ｜＝１／｜Ｚｓ｜としたとき、以下の式が成り立つ。
　　　Ｙｄｒ＝｜Ｙａ｜ｃｏｓ（（∠Ｙａ＋∠Ｙｓ）／２）ｃｏｓ（（∠Ｙａ－∠Ｙｓ）／２）
　　　Ｙｄｉ＝｜Ｙａ｜ｓｉｎ（（∠Ｙａ＋∠Ｙｓ）／２）ｃｏｓ（（∠Ｙａ－∠Ｙｓ）／２）
　　　Ｚｄｒ＝｜Ｚａ｜ｃｏｓ（（∠Ｚａ＋∠Ｚｓ）／２）ｃｓｃ（（∠Ｚａ－∠Ｚｓ）／２）
　　　Ｚｄｉ＝｜Ｚａ｜ｓｉｎ（（∠Ｚａ＋∠Ｚｓ）／２）ｃｓｃ（（∠Ｚａ－∠Ｚｓ）／２）
　｜∠Ｙａ－∠Ｙｓ｜が小さいとき、ｃｏｓ（（∠Ｙａ－∠Ｙｓ）／２）は１に近づくから、∠Ｙｄは（∠Ｙａ＋∠Ｙｓ）／２に近づく。従って、例えば、∠Ｙａが、スプリアスが生じていないときの∠Ｙであるとすれば、特定の周波数における∠Ｙｓに係るスプリアスが複合フィルタ１の特性に及ぼす影響は半減されることになる。
（６．３．直列分割及び並列分割の併用）
　１つの直列共振子１５Ｓ内で直列接続されている分割共振子１４においては、｜∠Ｚａ－∠Ｚｓ｜が大きくなると、｜Ｚｄ｜＜｜Ｚａ｜が直列共振子１５Ｓの特性に及ぼす影響が大きくなる。１つの直列共振子１５Ｓ内で並列接続されている分割共振子１４においては、｜∠Ｙａ－∠Ｙｓ｜が大きくなると、｜Ｙｄ｜＜｜Ｙａ｜が直列共振子１５Ｓの特性に及ぼす影響が大きくなる。１つの直列共振子１５Ｓ内で直列接続と並列接続との双方がなされていると、全体として、｜Ｚｄ｜と｜Ｚａ｜との差が緩和される。これにより、例えば、インピーダンスの不整合を低減できる。特に、直列接続の数と並列接続の数とが等しいと（例えば図４の直列共振子１５Ｓ１を参照）、当該効果が向上しやすい。
（７．分割の作用の具体例）
　本願発明者は、複合フィルタ１の特性を調べるシミュレーション計算を行った。その結果、直列共振子１５Ｓを分割することによって複合フィルタ１のスプリアスの強度を低減できることを確認できた。また、直列共振子１５Ｓのスプリアスが複合フィルタ１の特性に及ぼす影響に関する知見を得ることができ、ひいては、複合フィルタ１の特性を効率的に向上させる分割態様に関する知見を得ることができた。以下では、シミュレーションの条件、直列共振子１５Ｓのスプリアスが複合フィルタ１の特性に及ぼす影響、及び直列共振子１５Ｓの分割が複合フィルタの特性に及ぼす影響について順に述べる。なお、シミュレーションの説明に関しては、便宜上、各直列共振子１５Ｓにおいて、分割共振子１４の数と水準の数とは同じであるものとする。
（７．１．シミュレーションの条件）
　シミュレーションでは、図２に例示した構成を有している複合フィルタ１を想定した。直列共振子１５Ｓが有している分割共振子１４の数は、シミュレーションの目的に応じて種々設定した。すなわち、分割共振子１４の数を変更した複数のケースについてシミュレーションを行った。
　図６Ａ及び図６Ｂは、シミュレーションで想定した複合フィルタ１の特性を示す図である。図６Ａにおいて、横軸は周波数ｆ（ＭＨｚ）を示している。縦軸は透過係数（ｄＢ）を示している。なお、図中では、透過係数は、「Ｓ２１」と表記されている。図６Ｂは図６Ａの一部を拡大した図である。
　図６Ａ及び図６Ｂは、直列共振子１５Ｓが分割されていないケースについてのシミュレーション結果の一例を示している。これらの図によって示されているように、想定した複合フィルタ１は、５０００ＭＨｚよりも高い範囲に通過帯域ＸＢを有している。５０００ＭＨｚ付近の減衰極は、弾性波フィルタ９によって構成されている。３５００ＭＨＺ～４０００ＭＨｚの間の減衰極はＬＣフィルタ７によって構成されている。
（７．２．直列共振子のスプリアスが複合フィルタの特性に及ぼす影響）
　図７Ａは、既述のとおり、弾性波共振子１５の∠Ｚの特性を示す図である。直列共振子１５Ｓに生じるスプリアスが複合フィルタ１の特性に及ぼす影響を調べるために、図７Ａに示すように、弾性波共振子１５の特性として、疑似的なスプリアスＳｐ１を想定したケースについてシミュレーションを行った。複数の分割共振子１４の疑似的なスプリアスＳｐ１の周波数は、複数の分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａの相違に応じて異なる。
　図７Ｂは、図７Ａの疑似的なスプリアスＳｐ１を想定したケースにおける、複合フィルタ１の通過特性のシミュレーション結果の一例を示す図である。
　この図は、図６Ｂに相当しており、また、図６Ｂと同様に、直列共振子１５Ｓが分割されていないケースの結果を示している。図６Ｂでは、疑似的なスプリアスＳｐ１は想定されていない。図６Ｂと図７Ｂとの比較から理解されるように、弾性波共振子１５の疑似的なスプリアスＳｐ１は、複合フィルタ１の通過特性において、透過係数（Ｓ２１）を低下させるスプリアスＳｐ２として現れている。
　図８Ａ～図９Ｂは、図７Ａ及び図７Ｂを参照して説明したシミュレーションの結果を種々のケースについて示す図である。
　これらの図の横軸及び縦軸は、図７Ｂと同様である。図中の各線は、図７ＢのスプリアスＳｐ２の下端を連ねたものである。各図の上部に位置する凡例によって示されているように、各線は、弾性波共振子１５に生じるスプリアスＳｐ１（図７Ａ）の大きさを示している。例えば、「－８５」は、スプリアスＳｐ１の上端（スプリアスＳｐ１の最大の∠Ｚ）が－８５°であることを指す。ただし、「Ｒｅｆ」は、スプリアスＳｐ１が無い（∠Ｚが略－９０°である）ことを指す。従って、「Ｒｅｆ」の線は、図６Ｂの線と同じである。
　図８Ａは、４つの直列共振子１５Ｓのうち直列共振子１５Ｓ１にスプリアスＳｐ１を想定したケースの結果を示している。同様に、図８Ｂ、図９Ａ及び図９Ｂは、それぞれ、直列共振子１５Ｓ２、１５Ｓ３及び１５Ｓ４にスプリアスＳｐ１を想定したケースの結果を示している。これらのケースでは、いずれの直列共振子１５Ｓも分割されていない。
　図１０Ａ～図１１Ｂは、図８Ａ～図９Ｂのシミュレーション結果を他のプロット方法によって示す図である。
　図１０Ａ、図１０Ｂ、図１１Ａ及び図１１Ｂは、それぞれ、図８Ａ、図８Ｂ、図９Ａ及び図９Ｂに対応している。これらの図において、横軸は∠Ｚ（°）を示し、縦軸は挿入損失（ｄＢ）を示している。なお、図中では、挿入損失は、「Ｌｏｓｓ」と表記されている。挿入損失の値は、図８Ａ～図９Ｂにおいて透過係数（Ｓ２１）として示した値と同じである。各図の上部に位置する凡例によって示されているように、各線は、所定の周波数ｆ（ＭＨｚ）における∠Ｚと挿入損失との関係を示している。
　図１２Ａ及び図１２Ｂは、図１０Ａ～図１１Ｂの一部同士を比較する図である。
　これらの図において、横軸は弾性波共振子１５のキャパシタンスＣａ＋Ｃｂ（ｐＦ）を示している。Ｃａは、弾性波共振子１５を等価回路としての２重共振回路で表したときの直列共振回路のキャパシタンスである。Ｃｂは、上記２重共振回路の並列共振回路のキャパシタンスである。Ｃａ＋Ｃｂは、直列共振子１５Ｓ１～１５Ｓ４において互いに異なっており、横軸は、直列共振子１５Ｓ１～１５Ｓ４を示す軸ともなっている。図中の「Ｒｅｓｏ１」、「Ｒｅｓｏ２」、「Ｒｅｓｏ３」及び「Ｒｅｓｏ４」が示された位置（Ｃａ＋Ｃｂの値）は、それぞれ、直列共振子１５Ｓ１、１５Ｓ２、１５Ｓ３及び１５Ｓ４（別の観点では、図１０Ａ、図１０Ｂ、図１１Ａ及び図１１Ｂ）に対応している。
　また、図１２Ａ及び図１２Ｂの縦軸は、図１０Ａ～図１１Ｂの縦軸と同じである。図の上部に位置する凡例によって示されているように、図中のプロットは、周波数ｆ（ＭＨｚ）に応じて互いに異なる種類のマークによって示されている。図１２Ａは、弾性波共振子１５のスプリアスＳｐ１の大きさが－８５°のケースの結果を示している。図１２Ｂは、弾性波共振子１５のスプリアスＳｐ１の大きさが－８０°のケースの結果を示している。
　これらの図面から下記事項が読み取れる。弾性波共振子１５のスプリアスＳｐ１が大きくなるほど、複合フィルタ１のスプリアスＳｐ２が大きくなる。ＬＣフィルタ７に近い直列共振子１５Ｓほど、スプリアスＳｐ１が複合フィルタ１のスプリアスＳｐ２に及ぼす影響が大きい。周波数が低い（直列共振子１５Ｓの反共振周波数ｆｓａに近い）ほど、スプリアスＳｐ１が複合フィルタ１のスプリアスＳｐ２に及ぼす影響が大きい。
　ＬＣフィルタ７に近い直列共振子１５Ｓほど、スプリアスＳｐ１が複合フィルタ１のスプリアスＳｐ２に及ぼす影響が大きいことから、ＬＣフィルタ７に近い直列共振子１５Ｓほど、分割することによる効果が有効であることが導かれる。ＬＣフィルタ７に近い直列共振子１５ＳほどスプリアスＳｐ１が複合フィルタ１のスプリアスＳｐ２に及ぼす影響が大きくなる理由としては、ＬＣフィルタ７に近い直列共振子１５Ｓほど、ＬＣフィルタ７と弾性波フィルタ９との間のインピーダンス整合に及ぼす影響が大きいことが挙げられる。
（７．３．直列共振子の分割が複合フィルタの特性に及ぼす影響）
　以下では、直列共振子１５Ｓ１が２分割、３分割又は４分割され、他の条件は上記のシミュレーションと同様の条件とされたケースについて、シミュレーション結果を示す。
　図１３、図１４Ａ及び図１４Ｂは、図８Ａに対応する図である。図１３、図１４Ａ及び図１４Ｂは、それぞれ、直列共振子１５Ｓ１を２分割、３分割又は４分割したケースに対応している。
　図１５、図１６Ａ及び図１６Ｂは、図１０Ａに対応する図である。図１５、図１６Ａ及び図１６Ｂは、それぞれ、直列共振子１５Ｓ１を２分割、３分割又は４分割したケースに対応している。
　図１７Ａ及び図１７Ｂは、図１２Ａ及び図１２Ｂに類似する図である。ただし、これらの図において、横軸は、直列共振子１５Ｓ１が有している分割共振子１４の数ｎとなっている。ｎが１のプロットは、直列共振子１５Ｓ１が分割されていないケースに対応しており、別の観点では、図１０Ａの一部に対応している（図１２Ａ及び図１２Ｂの「Ｒｅｓｏ１」のブロットと同じである。）。ｎが２、３又は４のプロットは、図１５、図１６Ａ及び図１６Ｂの一部に対応している。
　図８Ａ、図１３、図１４Ａ及び図１４Ｂの比較、図１０Ａ、図１５、図１６Ａ及び図１６Ｂの比較、並びに図１７Ａ及び図１７Ｂにおけるｎの変化に対する挿入損失の変化から、直列共振子１５Ｓを分割することによって、直列共振子１５Ｓ（分割共振子１４）のスプリアスＳｐ１が複合フィルタ１のスプリアスＳｐ２に及ぼす影響が低減され、ひいては、スプリアスＳｐ２の大きさ（ｄＢ）が低減されることを確認できる。
　また、分割数を多くするほど、複合フィルタ１のスプリアスＳｐ２の大きさ（ｄＢ）を低減できることも確認できる。例えば、図１７Ａ及び図１７Ｂでは、許容可能なスプリアスＳｐ２の大きさとして、－０．５ｄＢを仮定して、当該値に対応する線が付されている。直列共振子１５Ｓ１のスプリアスＳｐ１が－８５°のケースでは、直列共振子１５Ｓ１を２分割することによって複合フィルタ１のスプリアスＳｐ２を許容範囲に収めることができている。また、スプリアスＳｐ１が－８０°のケースでは、直列共振子１５Ｓ１を４分割することによってスプリアスＳｐ２を許容範囲に収めることができている。
（８．複合フィルタの構造の例）
　以上に説明した複合フィルタ１の回路構成は、種々の構造によって実現されてよい。以下に一例を示す。
　図１８は、複合フィルタ１の構造の一例を示す模式的な断面図である。便宜上、図示の構造を有する複合フィルタ１を複合フィルタ１Ｂと呼称することがある。複合フィルタ１（１Ｂ）は、いずれの方向が上方とされてもよいが、便宜上、図１８の説明においては、図の上方（紙面に沿う上方）を上方とし、上面及び下面等の語を用いることがある。
　複合フィルタ１Ｂは、例えば、表面実装型のチップ部品として構成されている。その全体形状は、例えば、概略、上下方向を厚さ方向とする薄型の直方体状（厚みが平面視の短辺の長さよりも短い形状）である。複合フィルタ１Ｂの下面には、複合フィルタ１Ｂを実装するために外部端子が設けられている。外部端子は、例えば、既述の入力端子３Ａ、出力端子３Ｂ及び基準電位用端子３Ｇ（ここでは不図示）である。特に図示しないが、複合フィルタ１Ｂは、外部端子が回路基板のパッドに対して導電性のバンプによって接合されることによって上記回路基板に実装される。
　複合フィルタ１Ｂは、例えば、回路基板３１と、回路基板３１に実装されている弾性波チップ３３と、弾性波チップ３３を封止している封止部３５とを有している。ＬＣフィルタ７は、例えば、回路基板３１に設けられている。弾性波フィルタ９が有している複数の弾性波共振子１５（例えば複数の直列共振子１５Ｓ）は、弾性波チップ３３に設けられている。弾性波フィルタ９が有している他の構成要素（例えばインダクタ及び／又はキャパシタ）の一部又は全部は、弾性波チップ３３に設けられていてもよいし、回路基板３１に設けられていてもよい。
　回路基板３１は、例えば、概略、上下方向を厚さ方向とする薄型の直方体状に形成されている。回路基板３１の基本的な構造及び材料（複合フィルタ１を構成するための具体的な導体のパターン及び寸法等を除いた構成）は、公知の種々のプリント基板の構造及び材料と同様とされてよい。例えば、回路基板３１は、ＬＴＣＣ（Low Temperature Co-fired Ceramics）基板、ＨＴＣＣ（High Temperature Co-Fired Ceramic）基板、ＩＰＤ（Integrated Passive Device）基板又は有機多層基板とされてよい。
　ＬＴＣＣ基板としては、例えば、アルミナにガラス系材料を加えて低温（例えば９００℃前後）での焼成を可能としたものが挙げられる。ＬＴＣＣ基板において、導電材料としては、例えば、Ｃｕ又はＡｇが用いられてよい。ＨＴＣＣ基板としては、アルミナ又は窒化アルミニウムを主成分としたセラミックスを用いたものが挙げられる。ＨＴＣＣ基板において、導電材料としては、例えば、タングステン又はモリブデンが用いられてよい。ＩＰＤ基板としては、例えば、Ｓｉ基板に受動素子を形成したものが挙げられる。有機多層基板としては、ガラス等からなる基材に樹脂を含侵させたプリプレグを積層したものが挙げられる。
　回路基板３１は、例えば、実質的に絶縁性の板状の基体３７と、基体３７の内部及び／又は表面に位置している導体３９を有している。基体３７は、例えば、互いに積層された複数の絶縁層３７ａを有してよい。導体３９は、例えば、絶縁層３７ａの主面に位置している導体層３９ａと、絶縁層３７ａを貫通するビア導体３９ｂとを有してよい。
　弾性波チップ３３は、例えば、表面実装型のチップ部品として構成されている。その全体形状は、例えば、概略、上下方向を厚さ方向とする薄型の直方体状である。弾性波チップ３３の基本的な構造及び材料（複合フィルタ１を構成するための具体的な導体のパターン及び寸法等を除いた構成）は、公知の種々の弾性波チップの構造及び材料と同様とされてよい。例えば、弾性波チップ３３は、ベアチップであってもよいし、ベアチップの回路基板３１側の面を覆うカバーを有するＷＬＰ（Wafer level Package）型のものであってもよいし、ベアチップの側面を覆うモールド部を有するＦＯ（Fan Out）－ＷＬＰ型のものであってもよい。ここでは、弾性波チップ３３がベアチップである態様を例に取る。弾性波チップ３３は、例えば、チップ基板４１と、チップ基板４１の回路基板３１側の面（一方の主面）に位置している導体層４３とを有している。
　チップ基板４１は、例えば、少なくとも、回路基板３１側の面のうちの所定領域が圧電体によって構成されている。圧電体は、例えば、圧電性を有する単結晶からなる。単結晶は、例えば、水晶（ＳｉＯ２）、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ３）単結晶またはタンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ３）単結晶である。カット角は、利用する弾性波の種類等に応じて適宜に設定されてよい。チップ基板４１は、例えば、その全体が圧電体によって構成されていてもよいし（圧電基板であってもよいし）、適宜な材料からなる支持基板に圧電体層が形成されたものであってもよいし、圧電基板と支持基板とが貼り合わされたものであってもよい。導体層４３の材料は、Ａｌ等の適宜な金属とされてよい。
　特に図示しないが、弾性波チップ３３は、上記の他、弾性波チップ３３の端子を露出させつつ、導体層４３及びチップ基板４１の回路基板３１側の面を覆う絶縁層を有していてもよい。このような絶縁層は、単に導体層４３の腐食を低減するためのものであってもよいし、音響的に有利な作用を奏するものであってもよい。このような絶縁層の材料は、適宜なものとされてよく、例えば、ＳｉＯ２である。また、チップ基板４１の側面及び下面は、チップ基板４１の厚さに比較して薄い絶縁層等によって被覆されていてもよい。
　弾性波チップ３３の導体層４３は、例えば、弾性波チップ３３の端子４３ａを有している。また、回路基板３１の上面に位置する導体層３９ａは、端子４３ａに対向するパッド３９ｃを有している。端子４３ａとパッド３９ｃとが導電性のバンプ４５によって接合されることによって、弾性波チップ３３は、回路基板３１に実装される。すなわち、弾性波チップ３３は、バンプ４５によって、回路基板３１に固定されるとともに、電気的に接続される。バンプ４５の材料は、例えば、はんだである。はんだは、鉛フリーはんだを含む。
　封止部３５は、例えば、弾性波チップ３３の上から回路基板３１の上面を覆っている。弾性波チップ３３と回路基板３１との間には、端子４３ａ、バンプ４５及びパッド３９ｃの厚みで隙間が構成されている。封止部３５は、この隙間には充填されておらず、当該隙間は、封止部３５によって封止された密閉空間とされている。密閉空間は、真空状態とされていてもよいし、適宜な不活性ガス（例えば窒素）が充填されていてもよい。封止部３５の材料は、有機材料であってもよいし、無機材料であってもよいし、両者の組み合わせであってもよい。より詳細には、例えば、封止部３５は、樹脂とされたり、無機材料からなる粒子（フィラー）を含んでいる樹脂とされたりしてよい。
　ＬＣフィルタ７のインダクタ１１及びキャパシタ１３、並びに弾性波フィルタ９のインダクタ１１Ｃは、例えば、回路基板３１の導体３９によって構成されている。基体３７は、キャパシタ１３の電極間の誘電体として機能してよい。また、これらのインダクタ１１及びキャパシタ１３の少なくとも一部は、弾性波チップ３３の導体層４３によって構成されてもよい。弾性波共振子１５は、弾性波チップ３３のチップ基板４１及び導体層４３によって構成されている。
　なお、既述の図２では、図１８に例示する構造を想定して、回路基板３１及び弾性波チップ３３の符号も付されている。また、図２では、複数の端子４３ａが弾性波チップ３３の周囲の丸によって示され、そのうちの入力端子２２Ａ及び出力端子２２Ｂの符号も示されている。
　回路基板３１の導体３９（又は弾性波チップ３３の導体層４３）によって構成されるインダクタ１１は、適宜な構成とされてよい。例えば、インダクタ１１は、導体層３９ａが含むミアンダ状又は渦巻き状の導体パターンによって構成されていてもよいし、導体層３９ａ及びビア導体３９ｂを適宜に組み合わせて構成された螺旋状の導体によって構成されていてもよい。
　回路基板３１の導体３９（又は弾性波チップ３３の導体層４３）によって構成されるキャパシタ１３は、適宜な構成とされてよい。例えば、キャパシタ１３の１対の電極は、同一の導体層３９ａによって構成されていてもよいし、互いに異なる導体層３９ａによって構成されていてもよい。前者としては、平面視において互いに対向する１対のストリップ状の電極、及び平面視において互いに噛み合う１対の櫛歯電極（後述する弾性波共振子１５の櫛歯電極を参照）を挙げることができる。後者としては、絶縁層３７ａの厚さ方向において絶縁層３７ａを挟んで互いに対向する平板電極を挙げることができる。
　特に図示しないが、回路基板３１には、弾性波チップ３３以外の他のチップが実装されていてもよい。他のチップは、例えば、チップインダクタ（いずれかのインダクタ１１）、チップキャパシタ（いずれかのキャパシタ１３）、又はチップ型のフィルタ（ＬＣフィルタ７）であってよい。あるいは、他のチップは、ＬＣフィルタ７のインダクタ１１及びキャパシタ１３、並びに弾性波フィルタ９のインダクタ１１Ｃのうちの２つ以上を含む構成要素（例えば回路基板）として構成されていてよい。
　複合フィルタ１は、チップ部品ではなく、モジュールの一部であってもよい。より詳細には、例えば、回路基板３１は、図示の例よりも広い面積を有していたり、複合フィルタ１を構成しない電子部品が実装されていたり、複合フィルタ１を構成しない素子を導体３９によって構成したりしてよい。このような場合において、複合フィルタ１は、回路基板３１の導体３９によって構成された配線によって他の電子部品又は回路基板３１内の素子と接続されてよい。別の観点では、入力端子３Ａ及び出力端子３Ｂの概念に明瞭に合致する部位が存在しなくてもよい。回路基板３１に実装され、複合フィルタ１を構成しない電子部品としては、例えば、ＩＣ（Integrated Circuit）及びチップ型のアンテナを挙げることができる。回路基板３１によって構成され、複合フィルタ１を構成しない素子としては、例えば、アンテナを挙げることができる。
　弾性波チップ３３は、複合フィルタ１に加えて、他のフィルタを構成していてもよい。より詳細には、例えば、図示されたチップ部品は、送信フィルタ及び受信フィルタを有する分波器（例えばデュプレクサ）を構成してよい。そして、複合フィルタ１は、送信フィルタ及び受信フィルタの一方を構成してよい。弾性波チップ３３は、送信フィルタの少なくとも一部及び受信フィルタの少なくとも一部を有してよい。
　弾性波チップ３３以外の他の弾性波チップが回路基板３１に実装されていてもよい。より詳細には、例えば、弾性波チップ３３及び他の弾性波チップを含むチップ部品は、分波器（例えばデュプレクサ）を構成してよい。そして、複合フィルタ１は、送信フィルタ及び受信フィルタの一方を構成し、他の弾性波チップによって構成されるフィルタは、送信フィルタ及び受信フィルタの他方を構成してよい。
　弾性波チップ３３等の電子部品の回路基板３１に対する実装は、バンプ４５によるものに限定されない。例えば、電子部品は、回路基板３１に絶縁性の接着剤によって固定されるとともに、ボンディングワイヤによって回路基板３１に電気的に接続されてもよい。
　なお、以上に説明した構造において、弾性波チップ３３以外の部分であって、複合フィルタ１の少なくとも一部（例えばインダクタ１１及び／又はキャパシタ１３）が設けられる部分は、基板構造体５３として概念されてよい。例えば、図１８では、基板構造体５３は、１つの回路基板３１からなる。また、特に図示しないが、基板構造体５３は、回路基板３１と、回路基板３１に実装される弾性波チップ３３以外のチップから構成されてよい。
（９．弾性波共振子の構成の具体例）
　弾性波フィルタ９が含む弾性波共振子１５（例えば、分割共振子１４を有さない直列共振子１５Ｓ、又は分割共振子１４。特に断りが無い限り、本節において同様。）は、種々の構成とされてよい。例えば、弾性波共振子１５は、ＳＡＷ共振子とされてもよいし、ＳＡＷ共振子と同様の電極を有しつつ、ＢＡＷを利用するＢＡＷ共振子とされてもよいし、キャビティ上で圧電薄膜を振動させる圧電薄膜共振器（ＦＢＡＲ（Film Bulk Acoustic Resonator）と呼称されることもある。）とされてもよい。以下、弾性波共振子１５の一例として、ＳＡＷ共振子について説明する。
　図１９は、弾性波共振子１５としてのＳＡＷ共振子の構成を模式的に示す平面図である。この図は、弾性波チップ３３のうち、回路基板３１側の面の一部領域を示している。
　図１９には、便宜的に、Ｄ１軸、Ｄ２軸及びＤ３軸からなる直交座標系を付す。弾性波共振子１５は、いずれの方向が上方又は下方とされてもよい。ただし、以下の説明では、便宜上、Ｄ３軸の正側を上方として、上面又は下面等の用語を用いることがある。なお、Ｄ１軸は、チップ基板４１の回路基板３１側の面（上面４１ａ）に沿って伝搬する弾性波の伝搬方向に平行になるように定義されている。Ｄ２軸は、上面４１ａに平行かつＤ１軸に直交するように定義されている。Ｄ３軸は、上面４１ａに直交するように定義されている。
　弾性波共振子１５は、いわゆる１ポート弾性波共振子によって構成されている。弾性波共振子１５は、例えば、紙面両側に示された２つの配線５５の一方から入力された信号を２つの配線５５の他方から出力する。この際、弾性波共振子１５は、電気信号から弾性波への変換及び弾性波から電気信号への変換を行う。
　弾性波共振子１５は、例えば、チップ基板４１（その少なくとも上面４１ａ側の一部）と、上面４１ａ上に位置する励振電極５７と、励振電極５７の両側に位置する１対の反射器５９とを含んでいる。１つのチップ基板４１上には、複数の弾性波共振子１５が構成されてよい。すなわち、チップ基板４１は、複数の弾性波共振子１５に共用されてよい。
　チップ基板４１は、既述のように、少なくとも、上面４１ａのうち所定の領域に圧電性を有している。励振電極５７及び反射器５９は、当該領域に設けられた層状導体によって構成されている。励振電極５７および反射器５９は、例えば、互いに同一の材料および厚さで構成されている。これらを構成する層状導体は、例えば、金属である。金属は、例えば、ＡｌまたはＡｌを主成分とする合金（Ａｌ合金）である。Ａｌ合金は、例えば、Ａｌ－Ｃｕ合金である。層状導体は、複数の金属層から構成されていてもよい。層状導体の厚さは、弾性波共振子１５に要求される電気特性等に応じて適宜に設定される。一例として、層状導体の厚さは５０ｎｍ以上６００ｎｍ以下である。
　励振電極５７は、いわゆるＩＤＴ（Interdigital Transducer）電極によって構成されており、１対の櫛歯電極６１（一方には視認性をよくする便宜上ハッチングを付す）を有している。各櫛歯電極６１は、例えば、バスバー６３と、バスバー６３から互いに並列に延びる複数の電極指６５と、複数の電極指６５の間においてバスバー６３から突出する複数のダミー電極６７とを有している。そして、１対の櫛歯電極６１は、複数の電極指６５が互いに噛み合うように（交差するように）配置されている。
　バスバー６３は、例えば、概略、一定の幅で弾性波の伝搬方向（Ｄ１方向）に直線状に延びる長尺状に形成されている。そして、一対のバスバー６３は、弾性波の伝搬方向に直交する方向（Ｄ２方向）において互いに対向している。なお、バスバー６３は、幅が変化したり、弾性波の伝搬方向に対して傾斜したりしていてもよい。
　各電極指６５は、例えば、概略、一定の幅で弾性波の伝搬方向に直交する方向（Ｄ２方向）に直線状に延びる長尺状に形成されている。各櫛歯電極６１において、複数の電極指６５は、弾性波の伝搬方向に配列されている。また、一方の櫛歯電極６１の複数の電極指６５と他方の櫛歯電極６１の複数の電極指６５とは、基本的には交互に配列されている。
　複数の電極指６５のピッチｐ（例えば互いに隣り合う２本の電極指６５の中心間距離）は、励振電極５７内において基本的に一定である。なお、励振電極５７は、一部にピッチｐに関して特異な部分を有していてもよい。特異な部分としては、例えば、大部分（例えば８割以上）よりもピッチｐが狭くなる狭ピッチ部、大部分よりもピッチｐが広くなる広ピッチ部、少数の電極指６５が実質的に間引かれた間引き部が挙げられる。
　以下において、ピッチｐという場合、特に断りがない限りは、上記のような特異な部分を除いた部分（複数の電極指６５の大部分）のピッチをいうものとする。また、特異な部分を除いた大部分の複数の電極指６５においても、ピッチが変化しているような場合においては、大部分（例えば８割以上）の複数の電極指６５のピッチの平均値をピッチｐの値として用いてよい。
　電極指６５の本数は、弾性波共振子１５に要求される電気特性等に応じて適宜に設定されてよい。図１９は模式図であることから、電極指６５の本数は少なく示されている。実際には、図示よりも多くの電極指６５が配列されてよい。後述する反射器５９のストリップ電極７１についても同様である。
　複数の電極指６５の長さは、例えば、互いに同等である。なお、励振電極５７は、複数の電極指６５の長さ（別の観点では後述する交差幅Ｗ）が伝搬方向の位置に応じて変化する、いわゆるアポダイズが施されていてもよい。電極指６５の長さ及び幅は、要求される電気特性等に応じて適宜に設定されてよい。
　ダミー電極６７は、例えば、概ね一定の幅で弾性波の伝搬方向に直交する方向に突出している。その幅は、例えば電極指６５の幅と同等である。また、複数のダミー電極６７は、複数の電極指６５と同等のピッチで配列されており、一方の櫛歯電極６１のダミー電極６７の先端は、他方の櫛歯電極６１の電極指６５の先端とギャップを介して対向している。なお、励振電極５７は、ダミー電極６７を含まないものであってもよい。
　１対の反射器５９は、弾性波の伝搬方向において複数の励振電極５７の両側に位置している。各反射器５９は、例えば、電気的に浮遊状態とされてもよいし、基準電位が付与されてもよい。各反射器５９は、例えば、格子状に形成されている。すなわち、反射器５９は、互いに対向する１対のバスバー６９と、１対のバスバー６９間において延びる複数のストリップ電極７１とを含んでいる。複数のストリップ電極７１のピッチ、及び互いに隣接する電極指６５とストリップ電極７１とのピッチは、基本的には複数の電極指６５のピッチと同等である。
　１対の櫛歯電極６１に電圧が印加されると、複数の電極指６５によって上面４１ａ（圧電体）に電圧が印加され、圧電体が振動する。すなわち、弾性波が励振される。種々の方向に伝搬する種々の波長の弾性波のうち、複数の電極指６５のピッチｐを概ね半波長（λ／２）として複数の電極指６５の配列方向に伝搬する弾性波は、複数の電極指６５によって励振された複数の波が同相で重なり合うことから振幅が大きくなりやすい。
　また、圧電体を伝搬する弾性波は、複数の電極指６５によって電気信号に変換される。このとき、弾性波が励振されるときと同様に、複数の電極指６５のピッチｐを概ね半波長（λ／２）として複数の電極指６５の配列方向に伝搬する弾性波が変換された電気信号の強度が強くなりやすい。
　上記のような作用（及びここでは説明を省略する他の作用）により、弾性波共振子１５は、ピッチｐを概ね半波長（λ／２）とする弾性波の周波数を共振周波数とする共振子として機能する。１対の反射器５９は、弾性波を閉じ込めることに寄与する。
　特に図示しないが、互いに直列接続される弾性波共振子１５（例えば分割共振子１４）は、互いに接続されるバスバー６３が共用されていてもよい。換言すれば、分割共振子１４の間に配線５５が設けられていなくてもよい。弾性波の伝搬方向において隣接している弾性波共振子１５（例えば分割共振子１４）は、両者の間に位置する反射器５９を共用していてもよい。ノード１８は、典型的には配線５５に位置するが、バスバー６３等の他の部位に位置していても構わない。
（１０．複合フィルタの利用例）
（１０．１．ダイプレクサ）
　図２０は、複合フィルタ１の利用例としてのダイプレクサ８１（マルチプレクサの一例）の構成を示す回路図である。
　ダイプレクサ８１は、図２に示した複合フィルタ１（１Ａ）に加えて、入力端子３Ａから第２出力端子３Ｃへの信号経路８５を流れる信号をフィルタリングする第２フィルタ８３を有している。複合フィルタ１の通過帯域ＸＢと、第２フィルタ８３の通過帯域とは互いに異なっている（互いに重複していない。）。
　第２フィルタ８３の構成は任意である。図示の例では、第２フィルタ８３は、ＬＣフィルタによって構成されている。具体的には、第２フィルタ８３は、信号経路８５の一部を構成する１以上（図示の例では１つ）のインダクタ１１Ｆ及び１以上（図示の例では複数。より詳細には２つ）の並列共振回路（符号省略）を有している。各並列共振回路は、互いに並列接続されたインダクタ１１Ｇ及びキャパシタ１３Ｇを有している。また、第２フィルタ８３は、信号経路８５と基準電位部１７（基準電位用端子３Ｄ）とを接続する１以上（図示の例では複数。より詳細には３つ）のキャパシタ１３Ｈを有している。回路基板３１の符号から理解されるように、第２フィルタ８３は、例えば、回路基板３１（及び／又は回路基板３１に実装されているチップ）によって構成されている。図示の例とは異なり、第２フィルタ８３は、ＬＣフィルタ以外のフィルタ（例えば弾性波フィルタ又は複合フィルタ（弾性波フィルタとＬＣフィルタとの組み合わせ））によって構成されていてもよい。
（１０．２．通信装置）
　図２１は、複合フィルタ１の利用例としての通信装置１５１の要部を示すブロック図である。通信装置１５１は、モジュール１７１と、モジュール１７１を収容する筐体１７３とを有している。モジュール１７１は、電波を利用した無線通信を行うものであり、分波器１０１を含んでいる。分波器１０１は、送信フィルタ１０３及び受信フィルタ１０５を有するデュプレクサとされている。そして、送信フィルタ１０３及び受信フィルタ１０５の少なくとも一方の少なくとも一部に複合フィルタ１が適用されている。
　モジュール１７１において、送信すべき情報を含む送信情報信号ＴＩＳは、ＲＦ－ＩＣ（Radio Frequency Integrated Circuit）１５３（集積回路素子の一例）によって変調および周波数の引き上げ（搬送波周波数を有する高周波信号への変換）がなされて送信信号ＴＳとされる。送信信号ＴＳは、バンドパスフィルタ１５５によって送信用の通過帯以外の不要成分が除去され、増幅器１５７によって増幅されて分波器１０１に入力される。そして、分波器１０１（送信フィルタ１０３）は、入力された送信信号ＴＳから送信用の通過帯以外の不要成分を除去し、その除去後の送信信号ＴＳをアンテナ１５９に出力する。アンテナ１５９は、入力された電気信号（送信信号ＴＳ）を無線信号（電波）に変換して送信する。
　また、モジュール１７１において、アンテナ１５９によって受信された無線信号（電波）は、アンテナ１５９によって電気信号（受信信号ＲＳ）に変換されて分波器１０１に入力される。分波器１０１（受信フィルタ１０５）は、入力された受信信号ＲＳから受信用の通過帯以外の不要成分を除去して増幅器１６１へ出力する。出力された受信信号ＲＳは、増幅器１６１によって増幅され、バンドパスフィルタ１６３によって受信用の通過帯以外の不要成分が除去される。そして、受信信号ＲＳは、ＲＦ－ＩＣ１５３によって周波数の引き下げおよび復調がなされて受信情報信号ＲＩＳとされる。
　なお、送信情報信号ＴＩＳおよび受信情報信号ＲＩＳは、適宜な情報を含む低周波信号（ベースバンド信号）でよく、例えば、アナログの音声信号もしくはデジタル化された音声信号である。無線信号の通過帯は、適宜に設定されてよい。変調方式は、位相変調、振幅変調、周波数変調もしくはこれらのいずれか２つ以上の組み合わせのいずれであってもよい。回路方式は、ダイレクトコンバージョン方式を図示したが、それ以外の適宜なものとされてよく、例えば、ダブルスーパーヘテロダイン方式であってもよい。また、図２１は、要部のみを模式的に示すものであり、適宜な位置にローパスフィルタやアイソレータ等が追加されてもよいし、また、増幅器等の位置が変更されてもよい。
　モジュール１７１は、例えば、ＲＦ－ＩＣ１５３からアンテナ１５９までの構成要素を同一の回路基板上に有している。すなわち、送信フィルタ１０３及び受信フィルタ１０５は、他の構成要素と組み合わされてモジュール化されている。この回路基板は、回路基板３１であってもよいし、回路基板３１が実装されるものであってもよい。なお、送信フィルタ１０３及び受信フィルタ１０５は、モジュール化されずに、通信装置１５１に含まれていても構わない。また、モジュール１７１の構成要素として例示した構成要素は、モジュールの外部に位置していたり、筐体１７３に収容されていなかったりしてもよい。例えば、アンテナ１５９は、筐体１７３の外部に露出するものであってもよい。
　送信フィルタ１０３が複合フィルタ１を含んでいる場合、例えば、入力端子３Ａが増幅器１５７に接続され、出力端子３Ｂがアンテナ１５９に接続される。また、受信フィルタ１０５が複合フィルタ１を含んでいる場合、例えば、入力端子３Ａがアンテナ１５９に接続され、出力端子３Ｂが増幅器１６１に接続される。なお、入力端子３Ａと複合フィルタ１との間、及び／又は複合フィルタ１との出力端子３Ｂとの間には、他のフィルタ等が介在していても構わない。
（１１．実施形態のまとめ）
　以上のとおり、実施形態に係る複合フィルタ１は、ＬＣフィルタ７と、複数の弾性波共振子１５とを有している。ＬＣフィルタ７は、信号経路５を流れる信号に対して通過帯域ＸＢの低周波数側に１つ以上の減衰極ｆｎｒを有している。複数の弾性波共振子１５（直列共振子１５Ｓ）は、少なくとも１つが、１つ以上の減衰極ｆｎｒのうち最も通過帯域ＸＢに近いものと通過帯域ＸＢとの間に位置する反共振周波数ｆｓａを有している。複数の直列共振子１５Ｓは、基準電位部１７へのノード１８を介して互いに直列接続されて信号経路５の一部を構成している。複数の直列共振子１５Ｓの少なくとも１つ（図３及び図４の例では全部）は、並列接続及び基準電位部１７へのノード１８を介さない直列接続の少なくとも一方の接続によって互いに接続されている複数の分割共振子１４を有している。複数の直列共振子１５Ｓのうちの第１直列共振子（図３及び図４の例では、１５Ｓ１～１５Ｓ４のいずれでもよい。）は、複数の分割共振子１４として、反共振周波数ｆｓａが互いに異なっている第１共振子及び第２共振子を有している。
　従って、既述のように、複数の分割共振子１４においてスプリアスが生じる周波数を互いに異ならせ、複合フィルタ１全体として、特定の周波数でスプリアスが大きくなる蓋然性を低減することができる。
　第１共振子及び第２共振子（１つの直列共振子１５Ｓ内の、反共振周波数ｆｓａが互いに異なる分割共振子１４）は直列接続されていてよい。
　この場合、例えば、第１共振子及び第２共振子に印加される電圧が分圧されるから、スプリアスの強度を低下させるだけでなく、耐電力性を向上させることができる。
　第１共振子及び第２共振子（１つの直列共振子１５Ｓ内の、反共振周波数ｆｓａが互いに異なる分割共振子１４）は並列接続されていてよい。
　この場合、第１共振子及び第２共振子の合成キャパシタンスは、第１共振子及び第２共振子のキャパシタンスの和である。また、図１９に例示した励振電極５７の構成から理解されるように、弾性波共振子１５のキャパシタンスと、弾性波共振子１５の専有面積は概ね比例する。従って、直列共振子１５Ｓを分割したことによって生じる直列共振子１５Ｓの専有面積の増大を低減することができる。
　第１直列共振子（例えば図３の直列共振子１５Ｓ１）は、複数の分割共振子１４として、上記のような互いに直列接続されている第１共振子及び第２共振子に加えて、第１共振子の反共振周波数ｆｓａとは異なる反共振周波数ｆｓａを有している第３共振子を有していてよい。第１共振子及び第３共振子は並列接続されていてよい。すなわち、直列接続と並列接続とが併用されていてよい。
　この場合、既述のように、直列分割された分割共振子１４と、並列分割された分割共振子１４との間で、｜Ｚｄ｜と｜Ｚａ｜との差を緩和することができる。その結果、１つの直列共振子１５Ｓ全体としての特性が向上する。
　第１直列共振子（例えば図４の直列共振子１５Ｓ２又は１５Ｓ３）において、複数の分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａの水準の数は、複数の分割共振子１４の数よりも少なくてよい。
　水準の数が多くなると、スプリアスの強度を低下させることができる一方で、１つの直列共振子１５Ｓ全体として意図されていたインピーダンス特性の形状に乱れが生じる蓋然性が高くなる。そこで、水準の数を分割共振子１４の数よりも少なくすることによって、上記のような乱れが生じる蓋然性を低減できる。また、例えば、偶数個の分割共振子１４において奇数個の水準を用いることができ、その結果、直列接続及び並列接続を併用しつつ均等に分割することが容易化される。
　第１直列共振子（例えば図４の直列共振子１５Ｓ１）において、複数の分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａの水準の数は、複数の分割共振子１４の数と同じであってよい。
　この場合、例えば、水準の数が分割共振子１４の数よりも少ない場合に比較してスプリアスの強度を低減できる。
　上記の第１直列共振子だけでなく、複数の弾性波共振子（直列共振子１５Ｓ）のうちの第２直列共振子（図３及び図４の例では、１５Ｓ１～１５Ｓ４のいずれでもよい。）も、複数の分割共振子１４として、反共振周波数ｆｓａが互いに異なっている２以上の共振子を有していてよい。すなわち、少なくとも２つの直列共振子１５Ｓのそれぞれが、反共振周波数ｆｓａが互いに異なっている２以上の共振子を有していてよい。
　この場合、例えば、１つの直列共振子１５Ｓのみが分割されている態様に比較して、スプリアスの強度を低減できる。
　第１直列共振子が有している複数の分割共振子１４の数と、第２直列共振子が有している複数の分割共振子１４の数とは、互いに異なっていてよい（例えば図３の直列共振子１５Ｓ１及び１５Ｓ２を参照）。また、別の観点では、第１直列共振子が有している複数の分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａの水準の数と、第２直列共振子が有している複数の分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａの水準の数とは、互いに異なっていてよい。
　この場合、例えば、各直列共振子１５ＳのスプリアスＳｐ１が複合フィルタ１の特性に及ぼす影響の度合いに応じて、分割共振子１４の数及び／又は水準の数を設定することができる。例えば、スプリアスＳｐ１が複合フィルタ１の特性に及ぼす影響が大きい直列共振子１５Ｓほど、分割共振子１４の数及び／又は水準の数を多くすることによって、複合フィルタ１のスプリアスＳｐ２の強度を低減しつつ、分割による複合フィルタ１の特性の乱れを低減できる。
　第１直列共振子（例えば直列共振子１５Ｓ１）は、複数の弾性波共振子１５（直列共振子１５Ｓ）の中で、ＬＣフィルタ７に対して電気的も最も近く、複数の分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａの水準の数が最も多くてよい。
　また、別の観点では、複数の弾性波共振子１５（直列共振子１５Ｓ）のうち２以上の直列共振子１５Ｓが、反共振周波数ｆｓａが互いに異なる複数の分割共振子１４を有していてよい。上記２以上の直列共振子１５Ｓの少なくとも２つにおいては、複数の分割共振子１４の反共振周波数ｆｓａの水準の数が互いに異なっていてよい。複数の弾性波共振子１５は、ＬＣフィルタ７に電気的に近いものほど、水準の数が多くてよい。
　図１２Ａ等を参照して説明したように、ＬＣフィルタ７に近い直列共振子１５Ｓほど、そのスプリアスＳｐ１が複合フィルタ１のスプリアスＳｐ２に及ぼす影響が大きい。従って、上記のように、最もＬＣフィルタ７に近い直列共振子１５Ｓ１の水準の数を最も多くしたり、ＬＣフィルタ７に近い直列共振子１５Ｓほど水準の数を多くしたりすることによって、効率的にスプリアスの強度を低下させることができる。別の観点では、分割による複合フィルタ１の特性の乱れが生じる蓋然性を低減できる。
　実施形態に係るマルチプレクサ（ダイプレクサ８１）は、共通端子（入力端子３Ａ）と第１端子（出力端子３Ｂ）とを接続している複合フィルタ１と、入力端子３Ａと第２端子（第２出力端子３Ｃ）とを接続している他のフィルタ（第２フィルタ８３）と、を有していてよい。
　また、実施形態に係る通信装置１５１は、複合フィルタ１と、複合フィルタ１に対して入力側及び出力側の一方に電気的に接続されているアンテナ１５９と、複合フィルタ１に対して入力側及び出力側の他方に電気的に接続されている集積回路素子と（ＲＦ－ＩＣ１５３）、を有していてよい。
　このようなダイプレクサ８１又は通信装置１５１は、複合フィルタ１を利用していることから、通過帯域ＸＢにおけるスプリアスの強度が低減される。
　以上の実施形態において、直列共振子１５Ｓ１～１５Ｓ４は、それぞれ、第１直列共振子の一例である。各直列共振子１５Ｓにおける反共振周波数が互いに異なる分割共振子１４は第１共振子、第２共振子及び第３共振子の例である。ダイプレクサ８１はマルチプレクサの一例である。ＲＦ－ＩＣ１５３は集積回路素子の一例である。
　本開示に係る技術は、以上の実施形態に限定されず、種々の態様で実施されてよい。例えば、実施形態の説明でも触れたように、信号経路を構成する弾性波共振子は１つとされ、この１つの弾性波共振子が、反共振周波数が互いに異なる分割共振子を有していてもよい。
　１…複合フィルタ、５…信号経路、７…ＬＣフィルタ、９…弾性波フィルタ、１５…弾性波共振子、１５Ｓ…直列共振子（第１直列共振子）、１４…分割共振子、１８…ノード、ＸＢ…通過帯域、ｆｓａ…直列共振子又は分割共振子の反共振周波数、ｆｎｒ…ＬＣフィルタの減衰極の周波数（共振周波数）。

Claims (13)

  1. 　信号経路を流れる信号に対して通過帯域の低周波数側に１つ以上の減衰極を有しているＬＣフィルタと、
    　少なくとも１つが、前記１つ以上の減衰極のうち最も前記通過帯域に近いものと前記通過帯域との間に位置する反共振周波数を有している、複数の弾性波共振子と、
    　を有しており、
    　前記複数の弾性波共振子は、基準電位部へのノードを介して互いに直列接続されて前記信号経路の一部を構成しており、
    　前記複数の弾性波共振子の少なくとも１つは、並列接続及び前記基準電位部へのノードを介さない直列接続の少なくとも一方の接続によって互いに接続されている複数の分割共振子を有しており、
    　前記複数の弾性波共振子のうちの第１直列共振子は、前記複数の分割共振子として、反共振周波数が互いに異なっている第１共振子及び第２共振子を有している
    　複合フィルタ。
  2. 　前記第１共振子及び前記第２共振子は直列接続されている
    　請求項１に記載の複合フィルタ。
  3. 　前記第１共振子及び前記第２共振子は並列接続されている
    　請求項１に記載の複合フィルタ。
  4. 　前記第１直列共振子は、前記複数の分割共振子として、前記第１共振子の反共振周波数とは異なる反共振周波数を有している第３共振子を有しており、
    　前記第１共振子及び前記第３共振子は並列接続されている
    　請求項２に記載の複合フィルタ。
  5. 　前記第１直列共振子において、前記複数の分割共振子の反共振周波数の水準の数は、前記複数の分割共振子の数よりも少ない
    　請求項１～４のいずれか１項に記載の複合フィルタ。
  6. 　前記第１直列共振子において、前記複数の分割共振子の反共振周波数の水準の数は、前記複数の分割共振子の数と同じである
    　請求項１～４のいずれか１項に記載の複合フィルタ。
  7. 　前記複数の弾性波共振子のうちの第２直列共振子は、前記複数の分割共振子として、反共振周波数が互いに異なっている２以上の共振子を有している
    　請求項１～６のいずれか１項に記載の複合フィルタ。
  8. 　前記第１直列共振子が有している前記複数の分割共振子の数と、前記第２直列共振子が有している複数の分割共振子の数とは、互いに異なっている
    　請求項７に記載の複合フィルタ。
  9. 　前記第１直列共振子が有している前記複数の分割共振子の反共振周波数の水準の数と、前記第２直列共振子が有している前記複数の分割共振子の反共振周波数の水準の数とは、互いに異なっている
    　請求項７又は８に記載の複合フィルタ。
  10. 　前記第１直列共振子は、前記複数の弾性波共振子の中で、
    　　前記ＬＣフィルタに対して電気的も最も近く、
    　　前記複数の分割共振子の反共振周波数の水準の数が最も多い
    　請求項１～９のいずれか１項に記載の複合フィルタ。
  11. 　前記複数の弾性波共振子のうち２以上の弾性波共振子が、反共振周波数が互いに異なる前記複数の分割共振子を有しており、
    　前記２以上の弾性波共振子の少なくとも２つにおいては、前記複数の分割共振子の反共振周波数の水準の数が互いに異なり、
    　前記複数の弾性波共振子は、前記ＬＣフィルタに電気的に近いものほど、前記水準の数が多い
    　請求項１～１０のいずれか１項に記載の複合フィルタ。
  12. 　共通端子と第１端子とを接続している請求項１～１１のいずれか１項に記載の複合フィルタと、
    　前記共通端子と第２端子とを接続している他のフィルタと、
    　を有しているマルチプレクサ。
  13. 　請求項１～１１のいずれか１項に記載の複合フィルタと、
    　前記複合フィルタに対して入力側及び出力側の一方に電気的に接続されているアンテナと、
    　前記複合フィルタに対して入力側及び出力側の他方に電気的に接続されている集積回路素子と、
    　を有している通信装置。
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2005027535A2 (en) * 2003-09-16 2005-03-24 Nortel Networks Limited Band reject filters
WO2016088680A1 (ja) * 2014-12-04 2016-06-09 株式会社村田製作所 ラダー型フィルタ、弾性波フィルタモジュール及びデュプレクサ
WO2021002321A1 (ja) * 2019-07-01 2021-01-07 株式会社村田製作所 弾性波フィルタおよびマルチプレクサ
JP2021190908A (ja) * 2020-06-02 2021-12-13 京セラ株式会社 帯域阻止フィルタ、複合フィルタ及び通信装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2005027535A2 (en) * 2003-09-16 2005-03-24 Nortel Networks Limited Band reject filters
WO2016088680A1 (ja) * 2014-12-04 2016-06-09 株式会社村田製作所 ラダー型フィルタ、弾性波フィルタモジュール及びデュプレクサ
WO2021002321A1 (ja) * 2019-07-01 2021-01-07 株式会社村田製作所 弾性波フィルタおよびマルチプレクサ
JP2021190908A (ja) * 2020-06-02 2021-12-13 京セラ株式会社 帯域阻止フィルタ、複合フィルタ及び通信装置

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