CN116781079A - 一种基于参考通道的tiadc时间失配误差校准电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种基于参考通道的TIADC时间失配误差校准电路，属于电子电路领域，将时间失配误差与微分器的误差两者当作一个整体量来同时估计，并补偿回输出结果上。本发明包括估计模块和补偿模块，将参考通道的输出与每个子通道的输出轮流对齐，等价于参考通道中包含各个子通道的理想输出，能被用于提取子通道的时间失配误差。本发明极大的减少了乘法器和加法器的个数，估计模块采用前馈式结构，收敛速度快并且稳定，对宽带信号都有效，能有效解决在特殊频点如，等估计以及校准失效的问题；估计模块与补偿模块组合使用同时解决了时间失配误差和微分器的增益失配误差补偿的问题。

Description

一种基于参考通道的TIADC时间失配误差校准电路

技术领域

本发明涉及电子电路技术领域，特别涉及一种基于参考通道的TIADC时间失配误差校准电路。

背景技术

ADC（analog to digital converter，模数转换器）是将模拟信号转换成离散信号的桥接装置，广泛应用于无线通信、电子雷达、医疗设备等各个领域。随着时代的进步，对ADC的需求越来越大，指标也在不断提高。高精度、高分辨率和低功耗的ADC是非常重要的。TIADC（即时间交错ADC）可以有效地解决这一问题，TIADC可以将整个ADC的采样率提高一倍，轻松达到1GS/s的采样率。

TIADC由M个子通道组成，如图1所示。由于制造工艺、布局布线、温度、电压等因素的影响，子通道之间的不匹配会引起如偏移误差、增益误差、时间失配等错误；会产生SNR（信噪比）输出的SFDR（无杂散动态范围）信号严重退化。时间不匹配误差存在不只与采样频率有关，还与输入频率有关，这是最困难的校准，并且对输出信号的性能影响最大。

全数字校准结构有两种：一种是反馈校准，另一种是前馈校准。反馈校准通过梯度下降法不断逼近被补偿输出结果与预期结果之间的偏差，实现对时间失配误差的补偿效果。因此，需要根据误差判断函数构造相应的反馈回路，但这可能导致不稳定的收敛和缓慢的收敛，因此校准效果不是很有用。前馈校准直接根据TIADC的输出结果计算各子通道的时间失配误差，并将估计结构与补偿结构分离；将时间误差直接送入时间误差补偿单元，对补偿结果进行精确校准，这种结构更稳定，收敛速度更快。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于参考通道的TIADC时间失配误差校准电路，以解决时间失配误差和微分器的增益失配误差补偿的问题。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种基于参考通道的TIADC时间失配误差校准电路，将时间失配误差与微分器的误差两者当作一个整体量来同时估计，并补偿回输出结果上；

带参考通道的TIADC包括M个子通道和一个参考通道，M为正整数；时间失配误差校准电路包括估计模块和补偿模块，将参考通道的输出与每个子通道的输出轮流对齐，等价于参考通道中包含各个子通道的理想输出，能被用于提取子通道的时间失配误差。

在一种实施方式中，所述估计模块包含3个四选一的选择器、1个除法器、1个修正移动平均模块、1个微分器；修正移动平均模块对应实现求输入信号数学期望的功能；微分器通过构造一个数字FIR滤波器实现，理想数字微分器的脉冲响应表示如下：

，

其中表示数字FIR滤波器的脉冲响应，求导在时域上表现为输入信号与数字FIR滤波器的卷积：/>，

其中表示输入信号，/>表示对应输入信号的导数值，k可以表示滤波器的阶数。

在一种实施方式中，所述估计模块采用通道轮巡的方式去依次估计每一个子通道的时间适配误差大小，通过下采样提取特定的采样序列，第i个子通道经过下采样后的输出序列为：，

其中表示第i个子通道经过下采样以后的输出序列，/>表示第i个子通道的输出经过5倍抽取以后的输出序列，/>表示第i个子通道包含失配误差的输入信号经过5倍抽取以后的表达式，/>表示采样周期，/>表示第i个子通道的时间失配误差；

参考通道中包含子通道的信息，需要提取出来，下采样后第i个子通道的标准值序列提取如下：，

其中表示参考通道经过下采样以后的输出序列，/>表示参考通道经过4倍抽取以后的输出序列，/>表示不包含失配误差的输入信号经过4倍抽取以后的表达式；

基于线性近似，各自经过下采样以后的子通道与参考通道的差值近似表达为：

，

表示第i个子通道与参考通道的差值，从上式得到子通道与参考通道之间的时间间隔，在不存在时间失配的前提下，两者之间不存在时间间隔；/>表示对应输入信号的导数，后续用/>来简化表示，同样表达输入信号的导数；

差值绝对值的数学期望被得到：，

其中表示子通道与参考通道做差值的绝对值的数学期望，N表示点数，表示导数的数学期望；对于零均值的带宽受限的信号，信号的绝对值的数学期望是恒定的，类似于导数的数学期望的信号；两边同时除以/>得到时间失配误差值：/>。

在一种实施方式中，所述微分器的输出对应不同的频率具有相应的衰减幅度：阶数越大，微分器的衰减越小，带内衰减越小；导致通过数字FIR滤波器实现的求导与理想导数之间存在偏差，看作是微分器的增益误差，那么理想导数值与微分器的输出之间的关系如下所示：/>，

表示微分器的输出，所述估计模块得出的时间失配误差中还包含了微分器的增益误差/>，那么最后的输出结果为：/>，

所以所述估计模块得出的输出结果是微分器的增益误差与第i个子通道时间失配误差的乘积。

在一种实施方式中，所述补偿模块采用泰勒级数展开式得到：

，

其中表示第i子通道补偿以后的输出结果/>表示第i子通道的输入信号，/>表示第i个子通道的导数值；

补偿模块与估计模块共用一个微分器，从微分器给补偿模块的输出包含微分器的增益失配，那么上式重新写作：，

表示微分器输出给第i个子通道的输出值，而从估计模块给补偿模块的时间失配误差实际值为：/>，

为估计模块实际输出的结果，带入上式可以得到：

，

通过两者配合同时解决时间失配误差和微分器的增益失配误差。

在一种实施方式中，所述微分器为四阶数字FIR滤波器。

本发明提供的一种基于参考通道的TIADC时间失配误差校准电路，利用电路特性使整体电路对微分器的阶数不敏感，所以微分器采用了四阶数字FIR滤波器实现，极大的减少了乘法器和加法器的个数；估计模块采用前馈式结构，收敛速度快并且稳定，对宽带信号都有效，能有效解决在特殊频点如，/>等估计以及校准失效的问题。本发明的估计模块与补偿模块组合使用同时解决了时间失配误差和微分器的增益失配误差补偿的问题。另外采用通道轮巡的结构，依次估计每个子通道的时间适配误差，让所有子通道的时间失配误差大小与参考通道对齐，即避免了子通道之间估计的同时引入额外的误差量，同时共享了硬件结构，能将估计模块的硬件消耗缩小至/>倍。

附图说明

图1是TIADC原理结构示意图。

图2是带参考通道的TIADC原理结构示意图。

图3是本发明提供的一种基于参考通道的TIADC时间失配误差校准电路结构示意图。

图4是带参考通道的四通道TIADC的时序图。

图5是TIADC时间失配误差估计模块示意图。

图6是四阶微分器结构示意图。

图7是TIADC时间失配误差补偿结构示意图。

图8是频点校准前SFDR示意图。

图9是频点校准后SFDR示意图。

图10是第四通道估计模块输出结果示意图。

图11是第一通道估计模块输出结果示意图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例对本发明提出的一种基于参考通道的TIADC时间失配误差校准电路作进一步详细说明。根据下面说明，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。

本发明提供一种基于参考通道的TIADC时间失配误差校准电路，其结构如图2所示，将时间失配误差与微分器的误差两者当作一个整体量来同时估计，并补偿回输出结果上。如图3所示为带参考通道的TIADC结构原理图，本发明采用的方案是使参考通道与子通道的采样时钟频率为互质关系，这样能够使参考通道和每个子通道的采样点轮流对齐。当整个TIADC电路的采样频率为，子ADC的数量为M个时，那么子ADC的采样频率为/>，而参考通道ADC的采样频率为/>。这样本发明的时间失配误差校准电路能将参考通道ADC的输出与每个子通道ADC的输出轮流对齐，等价于参考通道ADC中包含各个子通道ADC的理想输出，能被用于提取子通道ADC的时间失配误差。

从图4中可以看出，以四通道带参考通道的电路结构为例，子通道ADC的采样频率为，而参考通道ADC的采样频率为/>。因此可以看出，当不存在时钟失配误差时，参考通道ADC的第一个采样时钟沿与第一通道ADC对齐，第二个采样时钟沿与第二通道ADC对齐，第三个采样时钟沿与第三通道ADC对齐，第四个采样时钟沿与第四通道ADC对齐，这样循环与各个通道ADC的采样时钟对齐。

整个校准电路主要分成估计模块与补偿模块，估计模块如图5所示，采用通道轮巡的方式去依次估计每一个子通道ADC的时间适配误差大小；通过下采样提取特定的采样序列，第i个子通道ADC经过下采样以后的输出序列为：

，

其中表示第i个子通道ADC经过下采样以后的输出序列，/>表示第i个子通道ADC的输出经过5倍抽取以后的输出序列，/>表示第i个子通道ADC输入信号（包含失配误差）经过5倍抽取以后的表达式，/>表示采样周期，表示第i个子通道ADC的时间失配误差。

参考通道ADC中包含着子通道ADC的信息，需要提取出来。下采样后第i个子通道ADC的标准值序列提取如下：

，

其中表示参考通道ADC经过下采样以后的输出序列，/>表示参考通道ADC经过4倍抽取以后的输出序列，/>表示输入信号（不包含失配误差）经过4倍抽取以后的表达式。

基于线性近似，各自经过下采样以后的子通道ADC与参考通道ADC的差值可以近似表达为：，

表示第i个子通道ADC与参考通道ADC的差值，从上式可以得到子通道ADC与参考通道ADC之间的时间间隔，在不存在时间失配的前提下，两者之间是不存在时间间隔的，表示对应输入信号的导数，后续用/>来简化表示，同样表达输入信号的导数。

差值绝对值的数学期望可以被得到：，

其中表示子通道ADC与参考通道ADC做差值的绝对值的数学期望，N表示点数，表示导数的数学期望。对于零均值的带宽受限的信号，信号的绝对值的数学期望是恒定的，类似于导数的数学期望的信号。两边同时除以/>得到时间失配误差值：/>，

如图5所示，估计模块主要包含三个四选一的选择器，一个除法器，一个MMA（Modified Moving Average，修正移动平均）模块，一个微分器。MMA模块对应实现求输入信号数学期望的功能；微分器通过构造一个数字FIR滤波器实现，理想数字微分器的脉冲响应表示如下：，

其中表示数字FIR滤波器的脉冲响应，求导在时域上表现为输入信号与数字FIR滤波器的卷积：/>，

其中表示输入信号，/>表示对应输入信号的导数值，k可以表示滤波器的阶数。使用四阶数字FIR滤波器对应的电路实现如图6所示。

从微分器的幅频响应来看，微分器的输出对应不同的频率有着相应的衰减幅度：阶数越大，微分器的衰减越小，带内衰减越小。这就导致通过数字FIR滤波器实现的求导与理想导数之间存在一定的偏差，可以看作是微分器的增益误差，那么理想导数值与微分器的输出之间的关系如下所示：/>，

表示微分器的输出。那么所提出的估计模块得出的时间失配误差中其实还包含了微分器的增益误差/>，那么最后的输出结果为：/>，

所以所估计得出的输出结果是微分器的增益误差与第i个子通道ADC时间失配误差的乘积。

在补偿方面，采用泰勒级数展开式可以得到：，

其中表示第i子通道ADC补偿以后的输出结果，/>表示第i子通道ADC的输入信号，/>表示第i个子通道ADC的导数值，补偿模块如图7所示。

估计时间适配误差时会引入微分器的增益误差，导致估计值不准确，补偿同样也是；两者单独计算都会有额外的偏差在里面。通过让补偿模块与估计模块共用微分器，使微分器的增益误差同时存在于估计模块与补偿模块中，通过共用一个微分器能合理的解决此问题。

从微分器给补偿模块的输出包含微分器的增益失配，那么上式重新写作：

，

表示微分器输出给第i个子通道ADC的输出值，而从估计模块给补偿模块的时间失配误差实际值为：/>，

为估计模块实际输出的结果，带入上式可以得到：

，

通过两者配合能同时解决时间失配误差和微分器的增益失配误差。微分器的增益误差能通过此方法消除掉，所以可以不考虑微分器的衰减，本发明设计的微分器最后只用了四阶数字FIR滤波器即可。

本发明利用泰勒级数展开公式对TIADC中多通道ADC之间存在的时间失配误差做校准，性能的高低主要取决于时间失配误差以及微分器输出的准确度，本发明一方面是通过消除微分器的输出误差来提高整个电路校准以后的信号的性能；第二个方面是通过简单的运算得出时间失配误差/>来减少硬件消耗。

本发明利用所设计电路的特性使整体电路对微分器的阶数不敏感，可以使用四阶数字FIR结构就能得到很高的输出性能，如图8和图9所示的SFDR性能分析就是基于四阶数字FIR滤波器设计的结构得出，可以看出性能有很大的提升。本发明的关键路径更短，综合更容易实现更高频率；电路结构优化，更为简洁，对于传统利用相关做估计的方法，电路更简洁，只使用了一个加法器、一个MMA模块以及一个除法器，利用通道轮巡结构使面积进一步得到优化。本发明的结构适用于任意通道结构的TIADC，本发明仅以4通道结构为例做说明，给四通道TIADC设置时间失配误差分别为[-1‰，2‰，-3‰，4‰]，参考通道设置没有时间失配误差，在频点做校准。根据图8和图9所示，可以看出经过校准以后输出信号的SFDR（无杂散动态范围）从43.81dB提升到了85.27dB，校准效果十分明显。如图10和图11所示，从第一通道和第四通道的估计失配收敛来看，确实包含两种误差在内，微分器的增益失配约为2.5左右，那么第一通道和第四通道的时间失配误差分别为-1‰，4‰。与分析的一致。

上述描述仅是对本发明较佳实施例的描述，并非对本发明范围的任何限定，本发明领域的普通技术人员根据上述揭示内容做的任何变更、修饰，均属于权利要求书的保护范围。

Claims (6)

1.一种基于参考通道的TIADC时间失配误差校准电路，其特征在于，将时间失配误差与微分器的误差两者当作一个整体量来同时估计，并补偿回输出结果上；微分器的误差为：TIADC时间失配误差校准电路中使用泰勒级数补偿时，用到微分器来实现导数操作，而微分器输出的导数值存在一个随着频率变化而变化的增益系数，从而导致用泰勒级数来实现补偿操作时会额外将微分器的增益误差引入；

带参考通道的TIADC包括M个子通道和一个参考通道，M为正整数；时间失配误差校准电路包括估计模块和补偿模块，将参考通道的输出与每个子通道的输出轮流对齐，等价于参考通道中包含各个子通道的理想输出，能被用于提取子通道的时间失配误差。

2.如权利要求1所述的基于参考通道的TIADC时间失配误差校准电路，其特征在于，所述估计模块包含3个四选一的选择器、1个除法器、1个修正移动平均模块、1个微分器；修正移动平均模块对应实现求输入信号数学期望的功能；微分器通过构造一个数字FIR滤波器实现，理想数字微分器的脉冲响应表示如下：；

其中表示表示数字FIR滤波器的脉冲响应，求导在时域上表现为输入信号与数字FIR滤波器的卷积：/>；

其中表示输入信号，/>表示对应输入信号的导数值，k可以表示滤波器的阶数。

3.如权利要求2所述的基于参考通道的TIADC时间失配误差校准电路，其特征在于，所述估计模块采用通道轮巡的方式去依次估计每一个子通道的时间适配误差大小，通过下采样提取特定的采样序列，第i个子通道经过下采样后的输出序列为：

；

其中表示第i个子通道经过下采样以后的输出序列，/>表示第i个子通道的输出经过5倍抽取以后的输出序列，/>表示第i个子通道包含失配误差的输入信号经过5倍抽取以后的表达式，/>表示采样周期，/>表示第i个子通道的时间失配误差；

参考通道中包含子通道的信息，需要提取出来，下采样后第i个子通道的标准值序列提取如下：；

其中表示参考通道经过下采样以后的输出序列，/>表示参考通道经过4倍抽取以后的输出序列，/>表示不包含失配误差的输入信号经过4倍抽取以后的表达式；

基于线性近似，各自经过下采样以后的子通道与参考通道的差值近似表达为：

；

表示第i个子通道与参考通道的差值，从上式得到子通道与参考通道之间的时间间隔，在不存在时间失配的前提下，两者之间不存在时间间隔；/>表示对应输入信号的导数，后续用/>来简化表示，同样表达输入信号的导数；

差值绝对值的数学期望被得到：；

其中表示子通道与参考通道做差值的绝对值的数学期望，N表示点数，/>表示导数的数学期望；对于零均值的带宽受限的信号，信号的绝对值的数学期望是恒定的，类似于导数的数学期望的信号；两边同时除以/>得到时间失配误差值：。

4.如权利要求3所述的基于参考通道的TIADC时间失配误差校准电路，其特征在于，所述微分器的输出对应不同的频率具有相应的衰减幅度：阶数越大，微分器的衰减越小，带内衰减越小；导致通过数字FIR滤波器实现的求导与理想导数之间存在偏差，看作是微分器的增益误差，那么理想导数值与微分器的输出之间的关系如下所示：/>；

表示微分器的输出，所述估计模块得出的时间失配误差中还包含了微分器的增益误差/>那么最后的输出结果为：/>；

所以所述估计模块得出的输出结果是微分器的增益误差与第i个子通道时间失配误差的乘积。

5.如权利要求4所述的基于参考通道的TIADC时间失配误差校准电路，其特征在于，所述补偿模块采用泰勒级数展开式得到：；

其中表示第i子通道补偿以后的输出结果，/>表示第i子通道的输入信号，/>表示第i个子通道的导数值；

补偿模块与估计模块共用一个微分器，从微分器给补偿模块的输出包含微分器的增益失配，那么上式重新写作：；

表示微分器输出给第i个子通道的输出值，而从估计模块给补偿模块的时间失配误差实际值为：/>；

为估计模块实际输出的结果，带入上式可以得到：/>；

通过两者配合同时解决时间失配误差和微分器的增益失配误差。

6.如权利要求5所述的基于参考通道的TIADC时间失配误差校准电路，其特征在于，所述微分器为四阶数字FIR滤波器。