CN116324632A - 车辆系统振动抑制控制设备和振动抑制控制方法 - Google Patents

Abstract

提供了一种车辆系统的振动抑制控制设备，该设备使用电机速度信息来抑制由于共振导致的振动，由此提高车辆的乘坐舒适性。本发明提供了一种反馈控制配置，其中包括如下近似模型：其中对于向车辆的转矩输入和电机旋转速度的传输特性模型被近似为作为电机惯性矩的积分项与滤波器特性的二次表达式的乘积的传递函数；该近似模型用于对电机旋转速度的速度检测分量ω_m进行微分，以确定电机加速转矩分量T_mA*；使电机加速转矩分量T_mA*通过带通滤波器F_comp(s)，以获得随后从输入转矩指令T_ref减去的补偿转矩分量T_Fcomp。

Description

车辆系统振动抑制控制设备和振动抑制控制方法

技术领域

本发明涉及车辆系统的振动抑制控制设备，其中所述车辆系统包括用于对电动机进行转矩控制的驱动设备以及包括诸如齿轮和轴等组件的弹性传动系统(driveline)。

在电动车辆等中，诸如齿轮和轴等传动机构表现为具有低刚度的弹性轴，使得在电机的转动惯量、轮胎的转动惯量(其中电机和轮胎连接到弹性轴)和车身的惯量之间发生扭转共振。本发明涉及用于抑制该振动的控制方法。

背景技术

电机驱动设备通过调控电压和电流来控制由电机产生的转矩。在为交流电机的情况下，基于来自直接连接到电机轴的旋转变压器或编码器的相位信息来控制交流电机的电流相位。即，电机的相位和速度是能够测量的。还有其它的用于轮胎轴处的速度测量的传感器，但该传感器的精度和分辨率低并且测量延迟大。因此，从该速度传感器获得的速度信息不能用于共振等的振动抑制控制。因此，需要仅使用电机侧的位置信息和速度信息的振动抑制控制。

专利文献1和专利文献2公开了本发明的领域中的常规实例。专利文献1公开了一种使用车辆模型的振动抑制控制方式。以下，基于如专利文献1中描述的车辆模型进行说明。专利文献2公开了对于专利文献1的改进，针对速度测量中的延迟时间(停滞时间(deadtime))采取了对策。

专利文献1在图4中定义了应用振动抑制控制的系统的模型，其中用专利文献1的段落[0034]中的数学表达式表示该模型。专利文献1在图2中公开了振动抑制控制的基本配置。

在专利文献1的图2中，采用以下块作为控制元件。

(a)G_p(s)，作为从对车辆输入的转矩到电机旋转速度的传递特性的模型，

(b)H(s)，作为具有带通滤波器特性的传递特性，以及

(c)G_m(s)，作为从期望对车辆输入的转矩到电机旋转速度的传递特性。

通过其组合，带截止滤波器(band cutoff filter)被配置为从转矩指令中去除谐振频率分量，并且振动抑制控制被配置为基于电机旋转速度测量来执行反馈控制。

专利文献2公开了一种针对因电流控制响应、速度测量等中的延迟而导致的停滞时间的对策。通过对输入到模型的转矩指令插入延迟来实现该对策，其中，该延迟等于速度测量中的停滞时间，由此确保了模型的估计速度与测量速度之间的时间匹配。

在专利文献1和2的公开当中，以下项目是要与本发明进行比较的功能。

(1)振动抑制控制方式，其对用于抑制振动的转矩指令加上补偿转矩，其中该补偿转矩是基于转矩指令和测量速度来确定的，

(2)抑制由于离散时间导致的误差，其中该误差是由于利用采样数据系统实现控制方式而引起的，以及

(3)抑制由于电流控制、速度测量等中的延迟时间(停滞时间)而导致的误差分量。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2003-009566号公报

专利文献2：日本特开2005-269835号公报

专利文献3：日本特许第5861554号公报

发明内容

首先，对本发明的实施例要解决的问题在分开的部分进行说明。

(1)模型的降阶

在专利文献1中，车辆系统模型用G_p(s)表示。该模型包括诸如电机、轮胎和车身等多个惯性体。因此，该模型被表示为具有高阶数学表达式的传递函数。然而，根据高阶数学表达式，难以掌握模型的特性，并且对振动抑制控制进行设计是复杂的。因此，以下提出一种用于振动抑制控制的设计方法，其中将模型近似为由积分与二阶数学表达式的乘积表示的传递函数，并且采用该传递函数。

(2)模型与轮胎滑移等之间的失配问题

尽管专利文献1和2未记载，但在控制系统中使用的模型的误差也引起问题。车辆的使用条件会大幅改变。例如，易滑路面具有较小的轮胎系数。通常，控制系统中的模型是固定的，使得模型与设备之间出现参数误差。这对控制系统的性能有不利影响。因此，期望的是确保鲁棒性，使得即使当路面变化时，性能也较少受到不利影响。

(3)对控制和测量中的停滞时间进行补偿的方法

如在背景技术部分(2)和(3)中讨论的，本发明将要解决的停滞时间存在两种类型的分量。专利文献1设法解决由于为了在CPU中实现而变换到采样数据系统所引起的离散时间而导致的误差，而专利文献2设法解决如速度测量中的延迟等控制中的停滞时间。

作为针对离散时间问题的对策，在连续数据系统的阶段修改控制块的配置。作为针对速度测量中的延迟时间问题的对策，对到模型的输入转矩指令插入等效延迟时间。在本发明中，也针对这些停滞时间考虑对策。

此外，在专利文献2的方式中，在取速度测量侧与模型侧之差时实施时间匹配。然而，该差仍包含延迟。因此，以下还研究对停滞时间的预测补偿。

(4)减速齿轮等的齿隙(Backlash)的影响

传动机构的齿轮中存在齿隙分量。该非线性要素很可能引起诸如摆动(hunting)等不稳定现象。专利文献1采用了使用模型的反函数1/G_p(s)的振动抑制方式。1/G_p(s)的特性在共振频带中具有低增益，但相反在反谐振频率附近具有高增益。因此，在反谐振频率附近的低频处出现由于非线性和模型误差而导致的振动分量。还需要抑制这种不稳定现象。

本发明的目的是提供一种车辆系统的振动抑制控制设备，该振动抑制控制设备能够实现与背景技术部分(1)至(3)的功能等同的功能，进而减少干扰的影响，提高针对模型误差的鲁棒性等，并且通过使用电机速度信息，抑制由于共振导致的振动，由此提高车辆的乘坐舒适性。

为了解决上述问题，根据权利要求1，一种振动抑制控制设备，用于车辆系统，在该车辆系统中，通过具有转矩控制功能的电机驱动设备经由弹性轴驱动车辆，该车辆系统振动抑制控制设备包括：包含输出转矩指令(T_m)被输入到的近似模型的部分；以及反馈控制部分，被配置为：采用近似模型；通过对电机旋转速度的测量速度分量(ω_m)进行微分来计算电机加速转矩分量(T_mA*)；使电机加速转矩分量(T_mA*)通过振动抑制控制滤波器(F_comp(s))来产生补偿转矩分量(T_Fcomp)；以及通过从输入转矩指令(T_ref)减去补偿转矩分量(T_Fcomp)来计算输出转矩指令(T_m)；其中振动抑制控制滤波器(F_comp(s))是用数学表达式(13)表示的：

其中，

s:拉普拉斯算子，

ω_r＝√(K_d·(1/TJ_m+1/TJ_wM)，

ω_a＝√(K_d·(1/TJ_wM))，

ζ_r＝(K_d·D_s)/(2·ω_r)，

ζ_a＝(K_d·D_s)/(2·ω_a)，

ζ_A：可调参数，

D_s＝TJ_M/(TJ_w+TJ_M)·K_t,

TJ_m：与电机惯量相当的时间常数，

TJ_w：与驱动轮惯量相当的时间常数(多个驱动轮的合成值)，

TJ_M：与车辆质量相当的时间常数，

K_d：传动系统的扭转刚度系数，

K_t：与轮胎和路面之间的摩擦相关的系数，以及

TJ_wM＝TJ_w+TJ_M。

根据权利要求2，根据权利要求1所述的车辆系统振动抑制控制设备包括：干扰转矩观测器，其中：近似模型包括：减法器，被配置为从输出转矩指令(T_m)减去由干扰转矩观测器计算的估计干扰转矩(^T_obs)和轴扭转转矩(^T_d)，以输出估计电机加速转矩分量(^T_mA)；被配置为通过将估计电机加速转矩分量(^T_mA)除以与电机转动惯量相当的时间常数来计算电机侧加速度的块；被配置为通过将轴扭转转矩(^T_d)除以车身和轮胎的合成转动惯量来计算车身侧加速度的块；被配置为通过对电机侧加速度与车身侧加速度之差进行时间积分来计算电机和车身之间的相对速度的块；被配置为通过将轴扭转转矩(^T_d)乘以滑移系数(^D_s)来计算轮胎滑移速度的块；以及被配置为通过利用时间积分将轮胎滑移速度与电机和车身之间的相对速度之差变换为弹性轴的扭转相位、并且将弹性轴的扭转相位乘以传动系统的扭转刚度系数(^K_d)来计算轴扭转转矩(^T_d)的块；其中，干扰转矩观测器被配置为：利用与电机转动惯量相当的时间常数，对估计电机加速转矩分量(^T_mA)与电机加速转矩分量(T_mA*)之间的偏差进行积分以产生积分量，该电机加速转矩分量(T_mA*)是通过对电机旋转速度的测量速度分量(ω_m)进行微分而计算出的；通过将积分量乘以观测器增益(K_g)来计算估计干扰转矩(^T_obs)；以及将估计干扰转矩(^T_obs)输入到减法器。

根据权利要求3，根据权利要求2所述的车辆系统振动抑制控制设备被配置为使得用估计电机加速转矩分量(^T_mA)代替电机加速转矩分量(T_mA*)，以输入到振动抑制控制滤波器(F_comp(s))。

根据权利要求4，根据权利要求3所述的车辆系统振动抑制控制设备包括延迟补偿器，该延迟补偿器被配置为延迟估计电机加速转矩分量(^T_mA)，以进行估计电机加速转矩分量(^T_mA)与电机旋转速度的测量速度分量之间的时间匹配。

根据权利要求5，根据权利要求4所述的车辆系统振动抑制控制设备包括低通滤波器，该低通滤波器被配置为延迟电机加速转矩分量(T_mA*)与估计电机加速转矩分量(^T_mA)之间的偏差。

根据权利要求6，根据权利要求3或4或5所述的车辆系统振动抑制控制设备包括：第一乘法器，被配置为将电机加速转矩分量(T_mA*)乘以可变加权系数；第二乘法器，被配置为将估计电机加速转矩分量(^T_mA)乘以可变加权系数；以及加法器，被配置为对第一乘法器和第二乘法器的输出求和；其中，将加法器的输出输入到振动抑制控制滤波器(F_comp(s))。

根据权利要求7，一种车辆系统振动抑制控制设备，用于车辆系统，在该车辆系统中，通过具有转矩控制功能的电机驱动设备经由弹性轴驱动车辆，该车辆系统振动抑制控制设备包括：干扰转矩观测器，被配置为：基于电机旋转相位的测量值和时间的测量值来计算测量电机旋转速度(ω_{m_det})；通过输出转矩指令(T_m)被输入到的车辆模型确定估计电机旋转速度(^ω_m)；通过将估计电机旋转速度(^ω_m)延迟与包括速度测量侧延迟时间的总延迟时间相等的时间来确定第一量(^ω_{m_dly})；以及基于测量电机旋转速度(ω_{m_det})与第一量(^ω_{m_dly})之间的偏差来确定估计干扰转矩(^T_obs)；以及反馈控制部分，被配置为：使输入转矩指令(T_ref)通过前置滤波器来产生转矩指令(T_{ref_LPF})；使估计电机加速转矩分量(^T_mA)通过振动抑制控制滤波器来产生补偿转矩分量(ΔT_comp)，其中，通过车辆模型计算估计电机加速转矩分量(^T_mA)；以及通过从转矩指令(T_{ref_LPF})减去补偿转矩分量(ΔT_comp)来计算输出转矩指令(T_m)；其中，干扰转矩观测器是基于采样数据系统模型的第一块，并且第一块被配置为：接收通过从输出转矩指令(T_m)减去估计干扰转矩(^T_obs)而计算出的第二量(^T_m)的输入；以及基于第二量(^T_m)来计算估计电机加速转矩分量(^T_mA)；其中，干扰转矩观测器包括：第二块或^T_m-^T_mA变换块；其中，第二块包括被配置为从第二量(^T_m)减去轴扭转转矩(^T_d)以输出估计电机加速转矩分量(^T_mA)的减法器；其中，第二块被配置为：通过对估计电机加速转矩分量(^T_mA)进行近似积分来计算估计电机旋转速度(^ω_m)；通过对轴扭转转矩(^T_d)进行近似积分来计算车辆速度(^ω_Wm)；通过将轴扭转转矩(^T_d)乘以滑移系数(^D_s)来计算轮胎滑移速度；通过从估计电机旋转速度(^ω_m)减去车辆速度(^ω_Wm)和轮胎滑移速度来计算轴扭转速度(^ω_d)；通过对轴扭转速度(^ω_d)与积分系数(^K_d·T_c)的乘积进行近似积分来产生第三量；使第三量通过延迟器来产生轴扭转转矩(^T_d)；其中，^T_m-^T_mA变换块由具有基于由数学表达式(12)表示的二阶传递函数设计的系数的二阶滤波器构成：

其中，

s：拉普拉斯算子，

ω_r＝√(K_d·(1/TJ_m+1/TJ_wM)，

ω_a＝√(K_d·(1/TJ_wM))，

ζ_r＝(K_d·D_s)/(2·ω_r)，

ζ_a＝(K_d·D_s)/(2·ω_a)，

D_s＝TJ_M/(TJ_w+TJ_M)·K_t,

TJ_m：与电机惯量相当的时间常数，

TJ_w：与驱动轮惯量相当的时间常数(多个驱动轮的合成值)，

TJ_M：与车辆质量相当的时间常数，

K_d：传动系统的扭转刚度系数，

K_t：与轮胎和路面之间的摩擦相关的系数，以及

TJ_wM＝TJ_w+TJ_M；

其中，干扰转矩观测器还包括：增益乘法器，被配置为将第一量(^ω_{m_dly})与测量电机旋转速度(ω_{m_det})之间的偏差乘以观测器增益(K_g)；以及延迟器，被配置为延迟增益乘法器的输出，以产生估计干扰转矩(^T_obs)；其中，测量电机旋转速度(ω_{m_det})与估计电机旋转速度(^ω_m)之间的偏差是通过第一、第二或第三采样数据系统模型计算来确定的；其中，第一采样数据系统模型计算被配置为：通过将与电机旋转相位的过去采样值的相位差除以时间差来计算测量电机旋转速度(ω_{m_det})；通过利用延迟块延迟估计电机旋转速度(^ω_m)来产生第一量(^ω_{m_dly})；以及计算测量电机旋转速度(ω_{m_det})与第一量(^ω_{m_dly})之间的偏差；其中，第二采样数据系统模型计算被配置为：通过将与电机旋转相位的过去采样值的相位差除以恒定采样周期来计算测量电机旋转速度(ω_{m_det})；通过利用延迟块延迟估计电机旋转速度(^ω_m)来产生第一量(^ω_{m_dly})；以及计算测量电机旋转速度(ω_{m_det})与第一量(^ω_{m_dly})之间的偏差；其中，第三采样数据系统模型计算被配置为：通过将来自采样数据系统一阶延迟滤波器的积分部的输入信号除以采样周期(Tc)来计算测量电机旋转速度(ω_{m_det})，其中，采样数据系统一阶延迟滤波器被配置为处理电机旋转相位的测量值；通过利用具有系数与采样数据系统一阶延迟滤波器相同的一阶延迟滤波器的延迟块延迟估计电机旋转速度(^ω_m)来产生第一量(^ω_{m_dly})；以及计算测量电机旋转速度(ω_{m_det})与第一量(^ω_{m_dly})之间的偏差；并且其中，振动抑制控制滤波器(F_comp(s))是用数学表达式(13)表示的：

其中，

s：拉普拉斯算子，

ω_r＝√(K_d·(1/TJ_m+1/TJ_wM)，

ω_a＝√(K_d·(1/TJ_wM))，

ζ_r＝(K_d·D_s)/(2·ω_r)，

ζ_a＝(K_d·D_s)/(2·ω_a)，

ζ_A：可调参数，

D_s＝TJ_M/(TJ_w+TJ_M)·K_t,

TJ_m：与电机惯量相当的时间常数，

TJ_w：与驱动轮惯量相当的时间常数(多个驱动轮的合成值)，

TJ_M：与车辆质量相当的时间常数，

K_d：传动系统的扭转刚度系数，

K_t：与轮胎和路面之间的摩擦相关的系数，以及

TJ_wM＝TJ_w+TJ_M。

根据权利要求8，一种车辆系统振动抑制控制设备，用于车辆系统，在该车辆系统中，通过具有转矩控制功能的电机驱动设备经由弹性轴驱动车辆，该车辆系统振动抑制控制设备包括：干扰转矩观测器，被配置为：基于电机旋转相位的测量值和时间的测量值来计算测量电机旋转速度(ω_{m_det})；以及基于测量电机旋转速度(ω_{m_det})的时间微分分量(T_{mA_det})和输出转矩指令(T_m)来确定估计干扰转矩(^T_obs)；以及反馈控制部分，被配置为：使输入转矩指令(T_ref)通过前置滤波器来产生转矩指令(T_{ref_LPF})；使估计电机加速转矩分量(^T_mA)通过振动抑制控制滤波器来产生补偿转矩分量(ΔT_comp)，其中，通过车辆模型计算估计电机加速转矩分量(^T_mA)；以及通过从转矩指令(T_{ref_LPF})减去补偿转矩分量(ΔT_comp)来计算输出转矩指令(T_m)；其中，干扰转矩观测器是基于采样数据系统模型的第一块，并且第一块被配置为：接收通过从输出转矩指令(T_m)减去估计干扰转矩(^T_obs)而计算出的第二量(^T_m)的输入；以及基于第二量(^T_m)来计算估计电机加速转矩分量(^T_mA)；其中，干扰转矩观测器包括：第二块或^T_m-^T_mA变换块；其中，第二块包括被配置为从第二量(^T_m)减去轴扭转转矩(^T_d)以输出估计电机加速转矩分量(^T_mA)的减法器，其中，第二块被配置为：通过从轴扭转转矩(^T_d)与积分系数(Tc/^TJ_wM)的乘积减去估计电机加速转矩分量(^T_mA)与积分系数(Tc/^TJ_m)的乘积来计算第一量；通过对第一量的第一近似积分来计算第三量；通过将轴扭转转矩(^T_d)乘以滑移系数(^D_s)来计算轮胎滑移速度；通过从第三量减去轮胎滑移速度来计算轴扭转速度(^ω_d)；通过对轴扭转速度(^ω_d)与积分系数(^K_d·T_c)的乘积的第二近似积分来产生第四量；使第四量通过延迟器来产生轴扭转转矩(^T_d)，其中，^T_m-^T_mA变换块由具有基于由数学表达式(12)表示的二阶变换函数设计的系数的二阶滤波器构成：

其中，干扰转矩观测器还包括：积分器，被配置为对第五量(^T_{mA_dly})与时间微分分量(T_{mA_det})之间的偏差分量(ΔT_{mA_dly})进行积分，其中，第五量(^T_{mA_dly})是通过延迟估计电机加速转矩分量(^T_mA)来产生的；增益乘法器，被配置为将积分器的输出乘以观测器增益(K_g)；以及延迟器，被配置为延迟增益乘法器的输出，以产生估计干扰转矩(^T_obs)，其中，偏差(ΔT_{mA_det})是通过第一、第二或第三采样数据系统模型计算来确定的；其中，第一采样数据系统模型计算被配置为：通过将与电机旋转相位的过去采样值的相位差除以时间差来计算测量电机旋转速度(ω_{m_det})；通过延迟测量电机旋转速度(ω_{m_det})来产生第六量；通过利用系数(TJ_m/Tc)对第六量进行微分来计算时间微分分量(^T_{mA_det})；通过利用延迟块延迟估计电机加速转矩分量(^T_mA)来产生第五量(^T_{mA_dly})；以及计算时间微分分量(^T_{mA_det})与第五量(^T_{mA_dly})之间的偏差；其中，第二采样数据系统模型计算被配置为：通过将与电机旋转相位的过去采样值的相位差除以恒定采样周期来计算测量电机旋转速度(ω_{m_det})；通过延迟测量电机旋转速度(ω_{m_det})来产生第六量；通过利用系数(TJ_m/Tc)对第六量进行微分来计算时间微分分量(^T_{mA_det})；通过利用延迟块延迟估计电机加速转矩分量(^T_mA)来产生第五量(^T_{mA_dly})；以及计算时间微分分量(^T_{mA_det})与第五量(^T_{mA_dly})之间的偏差；其中，第三采样数据系统模型计算被配置为：将时间微分分量(^T_{mA_det})确定为来自采样数据系统一阶延迟滤波器的积分部的输入信号，其中，采样数据系统一阶延迟滤波器被配置为处理通过对电机旋转相位的测量值进行微分产生的测量电机旋转速度(ω_{m_det})；以及通过利用具有系数与采样数据系统一阶延迟滤波器相同的一阶延迟滤波器的延迟块延迟估计电机加速转矩分量(^T_mA)来产生第五量(^T_{mA_dly})；并且其中，振动抑制控制滤波器(F_comp(s))是用数学表达式(13)表示的：

其中，

s：拉普拉斯算子，

ω_r＝√(K_d·(1/TJ_m+1/TJ_wM)，

ω_a＝√(K_d·(1/TJ_wM))，

ζ_r＝(K_d·D_s)/(2·ω_r)，

ζ_a＝(K_d·D_s)/(2·ω_a)，

ζ_A：可调参数，

D_s＝TJ_M/(TJ_w+TJ_M)·K_t,

TJ_m：与电机惯量相当的时间常数，

TJ_w：与驱动轮惯量相当的时间常数(多个驱动轮的合成值)，

TJ_M：与车辆质量相当的时间常数，

K_d：传动系统的扭转刚度系数，

K_t：与轮胎和路面之间的摩擦相关的系数，以及

TJ_wM＝TJ_w+TJ_M。

根据权利要求9，根据权利要求7或8所述的车辆系统振动抑制控制设备包括：齿隙时段检测部分，被配置为检测齿隙时段；补偿转矩减法器，被配置为从转矩指令(T_{ref_LPF})减去补偿转矩分量(ΔT_comp)以输出输出转矩指令(T_m)，其中，转矩指令(T_{ref_LPF})是使输入转矩指令(T_ref)通过抑制高频带的前置滤波器来产生的；第一和第二转矩限制器，被配置为限制从补偿转矩减法器输出的输出转矩指令(T_m)，其中，第一转矩限制器具有第一转矩限制值，并且其中，第二转矩限制器具有比第一转矩限制值小的第二转矩限制值；开关，被配置为选择第一转矩限制器的输出和第二转矩限制器的输出之一，并且当齿隙时段检测部分检测到齿隙时段时，选择第二转矩限制器的输出；以及加法器，被配置为计算由开关选择的转矩限制器之一的输出与补偿转矩分量(ΔT_comp)的第一和，并且将第一和反馈回前置滤波器；其中，齿隙时段检测部分包括：转矩-相位变换部分，被配置为接收作为第二量(^T_m)与估计电机加速转矩分量(^T_mA)之差的估计轴扭转转矩(^T_d)的输入，并且将估计轴扭转转矩(^T_d)变换为估计轴扭转相位(^θ_d)；齿隙起始定时检测部分，被配置为检测估计轴扭转相位(^θ_d)的过零点作为齿隙时段的起始定时；扭转速度估计部分，被配置为通过对估计轴扭转相位(^θ_d)进行时间微分来估计轴扭转速度；速度改变估计部分，被配置为通过对输出转矩指令(T_m)进行时间积分来估计齿隙时段期间的速度改变分量；扭转移位估计部分，被配置为通过以下步骤来计算对应于齿隙的估计相位改变量(^Δθ_BL)：计算由扭转速度估计部分估计的轴扭转速度、在由齿隙起始定时检测部分检测的齿隙时段的起始定时存储的初始扭转速度、和由速度改变估计部分估计的齿隙时段期间的速度改变分量的第二和；以及对第二和进行时间积分；以及齿隙结束检测部分，被配置为通过将由扭转移位估计部分估计的相位改变量(^Δθ_BL)与作为设定值的齿隙相位宽度的绝对值(^θ_d)和余量宽度(Δθ)进行比较来检测齿隙时段的结束；并且其中，基于由齿隙起始定时检测部分检测的齿隙起始定时和由齿隙结束检测部分检测的齿隙结束信号来检测齿隙时段。

根据权利要求10，根据权利要求9所述的车辆系统振动抑制控制设备被配置为使得用输出转矩指令(T_m)代替估计轴扭转转矩(^T_d)，以输入到转矩-相位变换部分。

根据权利要求11，一种车辆系统振动抑制控制方法包括操作权利要求1至10中任一项所述的车辆系统振动抑制控制设备。

(1)根据权利要求1至11所述的发明，能够通过使用电机速度信息来抑制由于共振导致的振动，由此提高车辆的乘坐舒适性。

(2)根据权利要求1所述的发明，能够将近似模型的传递函数的阶数降低至二阶。通过使用滤波器的降阶的二阶表达式，能够容易地设计用于构造振动抑制控制所需的数学表达式(13)的滤波器特性。

(3)根据权利要求2所述的发明，能够通过使用为了振动抑制控制而计算出的电机加速转矩分量T_mA*来实现干扰转矩观测器，并且通过该干扰转矩观测器来估计干扰转矩。

(4)根据权利要求3所述的发明，能够使干扰转矩观测器的干扰估计功能有助于振动抑制，由此抑制了由于齿隙导致的振动(摆动)并且抑制由于如当轮胎系数变化时等的模型误差导致的干扰分量。

(5)根据权利要求4、5所述的发明，能够实现干扰转矩观测器的电机加速转矩与测量速度的微分分量之间的时间匹配，由此提高转矩指令骤变时的振动抑制控制的特性。

(6)根据权利要求6所述的发明，能够将用于振动抑制控制的电机加速转矩在通过对测量速度进行微分而获得的分量与干扰转矩观测器侧的电机加速转矩之间进行切换，或者将它们组合，或者为它们分配加权系数。

(7)根据权利要求7所述的发明，能够输出去除了共振带中的转矩分量的转矩指令。

此外，能够获得如通过使用速度测量的微分反馈型振动抑制控制而产生的效果，由此抑制了由施加到车身和传动机构的干扰力引起的共振分量。

此外，由于干扰转矩观测器被配置为将来自车辆模型的信息与来自速度测量的信息之间的偏差分量反馈到模型输入，因此即使存在车辆模型与实际车辆之间的参数的差异，也能够抑制由于该差异而导致的误差分量。因此，确保了鲁棒性，使得即使出现参数误差或波动，也抑制振动抑制控制的性能所受的负面影响。

(8)根据权利要求8所述的发明，因为基于从速度测量获得的电机加速转矩分量T_{mA_det}与从车辆模型获得的估计电机加速转矩分量^T_mA之间的偏差来计算估计干扰转矩^T_obs，所以能够简化干扰转矩观测器的配置。

(9)根据权利要求9、10所述的发明，能够估计齿隙的起始时间和结束时间，并且在齿隙时段期间，通过减小转矩指令来抑制电机的加速。这用于减少由于加速导致的动能，由此减少在齿隙结束而齿轮齿碰撞时产生的震动。

附图说明

图1是示出应用本发明的车辆系统的标准化控制模型的框图。

图2是示出根据本发明的实施例的简化控制模型的框图。

图3是示出根据本发明的实施例的近似模型的框图。

图4是示出根据本发明第一实施例的振动抑制控制设备的反馈部分和近似传递函数的框图。

图5是示出干扰转矩观测器的一般系统的框图。

图6是示出根据本发明第二实施例的干扰转矩观测器的框图。

图7是示出根据本发明第二实施例的振动抑制控制设备的框图。

图8是示出根据本发明第三实施例的振动抑制控制设备的框图。

图9是示出根据本发明第四实施例的一例的振动抑制控制设备的框图。

图10是示出根据本发明第四实施例的另一例的振动抑制控制设备的框图。

图11是示出根据本发明第五实施例的振动抑制控制设备的框图。

图12是示出用于验证的模拟设备模型的框图。

图13是示出用于验证采用干扰转矩观测器的振动抑制控制的效果的模拟模型的框图。

图14是示出用于模拟的输入转矩指令和负载干扰模式的说明图。

图15是常规高阶(三阶)模型和第一实施例中使用的二阶近似模型的波特图(Bodediagram)。

图16是示出未执行振动抑制控制的模拟结果的说明图。

图17是示出采用本发明第一实施例的模拟结果的说明图。

图18是示出采用本发明第一实施例并且考虑到齿轮齿隙分量的影响的模拟结果的说明图。

图19是示出除了图18的条件之外还考虑到轮胎滑移的模拟结果的说明图。

图20是示出采用本发明第三实施例的模拟结果的说明图。

图21是示出采用本发明第三实施例并且考虑到齿轮齿隙分量的影响的模拟结果的说明图。

图22是示出除了图21的条件之外还考虑到轮胎滑移的模拟结果的说明图。

图23是采用本发明第三实施例、考虑到齿轮齿隙分量的影响并且将电流控制和速度测量中的延迟时间模拟并添加作为LPF1的模拟结果的说明图。

图24是示出采用本发明第四实施例并且近似模型侧的延迟时间与速度测量侧的延迟时间彼此匹配的模拟结果的说明图。

图25是示出考虑到干扰转矩分量的车辆模型的框图。

图26是示出通过降低图25的车辆模型的阶数而产生的车辆模型的框图。

图27是示出根据本发明第六实施例的振动抑制控制设备的框图。

图28是示出图27的振动抑制控制设备被变换到的采样数据系统的框图。

图29是示出根据本发明第六实施例的干扰转矩观测器中的车辆模型部分的连续数据系统模型的框图。

图30是示出根据本发明第六实施例的干扰转矩观测器中的车辆模型部分的采样数据系统模型的一例的框图。

图31是示出根据本发明第六实施例的干扰转矩观测器中的车辆模型部分的采样数据系统模型的另一例的框图。

图32是示出根据本发明第六实施例的计算测量速度与干扰转矩观测器的估计速度之差的方法的框图。

图33是示出根据本发明第六实施例的移动平均计算的一例的示图，其中(a)是框图，并且(b)是解释通过移动平均进行时间匹配的时间图。

图34是示出根据本发明第七实施例的振动抑制控制设备的框图。

图35是示出根据本发明第七实施例的干扰转矩观测器中的车辆模型部分的采样数据系统模型的一例的框图，其中，(a)示出了配置例，并且(b)示出了配置的另一例。

图36是示出根据本发明第七实施例的计算测量速度与干扰转矩观测器的估计速度之差的方法的框图。

图37是示出根据本发明第八和第九实施例的振动抑制控制设备的框图。

图38是示出图37中示出的齿隙时段检测部分的框图。

图39是示出没有采用振动抑制控制时的加速/减速特性的示图。

图40是示出当采用本发明第六实施例并且假定在实际车辆中没有齿隙时的加速/减速特性的示图。

图41是示出当采用本发明第七实施例并且假定在实际车辆中没有齿隙时的加速/减速特性的示图。

图42是示出当采用本发明第七实施例并且假定在实际车辆中有齿隙时的加速/减速特性的示图。

图43是示出当采用本发明第八实施例并且假定在实际车辆中有齿隙时的加速/减速特性的示图。

图44是示出当采用本发明第八实施例时表现出估计齿隙时段的功能的行为的加速/减速特性的示图。

图45是示出当采用本发明第九实施例并且假定在实际车辆中有齿隙时的加速/减速特性的示图。

图46是示出当采用本发明第九实施例时表现出估计齿隙时段的功能的行为的加速/减速特性的示图。

具体实施方式

以下参考附图来说明本发明的实施例。本发明不限于以下的实施例，而是可以以各种方式来实现。在专利文献1中，用数学表达式定义车辆的模型。当表示为使用拉普拉斯算子的框图和传递函数时，该模型用图1中的G_p(s)来表示。

基本上，车辆模型与专利文献1的图4中相同。然而，由于诸如齿轮比、轮胎半径等因素，模型变得复杂。因此，使用一般的标幺制(per-unit system)的概念将车辆模型变换为基于额定转矩和额定旋转速度的标准化模型。结果，单位制被统一，使得齿轮比、轮胎半径等没有显式出现，并且控制框图被简化。尽管省略了术语“标幺制”和“标准化”的说明，但电机的转动惯量和车身的惯量分别被替换为在输入额定转矩后直到达到额定速度为止的时间常数。通过引入时间常数，变得能够定量地相互比较多个惯量分量，并且将时间常数用于对近似的判断。

图1中的变量和常数如下定义：

TJ_m：与电机惯量相当的时间常数，

TJ_w：与驱动轮惯量相当的时间常数(驱动轮的合成值)，

TJ_M：与车辆质量相当的时间常数，

K_d：传动系统的扭转刚度系数，

K_t：与轮胎和路面之间的摩擦相关的系数，

ω_m：电机角速度，

ω_w：驱动轮角速度，

ω_M：车辆速度，

T_m：电机转矩

T_d：驱动轮转矩，

T_t：轮胎与路面之间的转矩，以及

T_F：施加到车辆的外力(干扰转矩分量)。

在以上说明中，为了避免转矩与时间常数之间的混淆，“T”被用于与转矩相关的变量，并且“TJ”被用于从转动惯量转换产生的时间常数。

为了说明控制系统，对实际设备和在控制部分中使用的模型进行说明。这有可能引起它们之间的混淆。因此，在第二实施例和以下实施例中，为了区分与控制模型相关的系数或变量，将符号“^”加到系数或变量的开头。

积分块是用数学表达式(1)中的传递函数表示的，其中“s”是拉普拉斯算子。

减法器11从电机转矩(输出转矩指令)T_m减去驱动轮转矩T_d以输出电机转矩(电机加速转矩)T_mA。

G_m(s)块12将减法器11的输出乘以传递函数G_m(s)以输出电机角速度ω_m。减法器13从电机角速度ω_m减去驱动轮角速度ω_w。G_d(s)块14将减法器13的输出乘以传递函数G_d(s)以输出驱动轮转矩T_d。

减法器15从驱动轮转矩T_d减去轮胎与路面之间的转矩T_t。G_m(s)块16将减法器15的输出乘以传递函数G_m(s)以输出驱动轮角速度ω_w。减法器17从驱动轮角速度ω_w减去车辆速度ω_M。K_t块18将减法器17的输出乘以与轮胎和路面之间的摩擦相关的系数K_t，并且输出轮胎与路面之间的转矩T_t。减法器19从轮胎与路面之间的转矩T_t减去施加到车辆的外力(干扰转矩分量)T_F。G_m(s)块20将减法器19的输出乘以传递函数G_M(s)以输出车辆速度ω_M。

减法器15、17、19和块16、18、20被定义为传递函数G_TdWw(s)。

图1的配置是多级反馈配置。因此，当忽略干扰分量T_F且按从底部起的顺序展开块时，该模型系统用数学表达式(2)和(3)的传递函数来表示。

即，当将从弹性轴的扭转转矩(驱动轮转矩)T_d到轮胎速度(驱动轮角速度)ω_w的部分定义为传递函数G_TdWw(s)时，用数学表达式(2)表示G_TdWw(s)。

作为从以电磁方式产生的电机转矩(输出转矩指令)T_m到电机旋转速度(角速度)ω_m的整个模型的传递函数，传递函数G_p(s)是如数学表达式(3)表示的积分项与三阶项的乘积。在此，转动惯量之和用TJ_Σ＝TJ_m+TJ_w+TJ_M表示。

数学表达式(3)中的积分项含有与所有转动惯量的合成分量相当的时间常数。如数学表达式(4)中那样对系数进行校正以将积分项分离为电机转动惯量的积分项G_m(s)＝1/(TJ_m·s)与F_p(s)的合成，给出用数学表达式(5)表示的滤波器部分(F_p(s))。

G_p(s)＝G_m(s)·F_p(s) (4)

在第一实施例中，数学表达式(5)被简化，然后用于振动抑制控制。

数学表达式(4)和(5)表示图1的配置。该配置被近似，以减少如图2所示的组件的数量。对该近似依据传递函数来说明。

对数学表达式(2)应用该近似，这对应于用图2中的G_TdWw2(s)代替图1中的G_TdWw(s)。

图2中的传递函数G_TdWw2(s)包括：D_s块21，其将驱动轮转矩T_d乘以滑移系数D_s以输出轮胎滑移速度ω_slip；1/TJ_wM(s)块22，其用轮胎和车身的合成转动惯量TJ_wM对驱动轮转矩T_d进行积分以输出轮胎和车身速度ω_wM；以及加法器23，其对速度ω_slip与ω_wM求和以输出驱动轮角速度ω_w。

数学表达式(2)由积分项与一阶滤波器的乘积构成。一阶滤波器的分母中的系数被近似为数学表达式(6)。

通常，当从时间常数方面对车身的惯量与轮胎的转动惯量进行比较时，轮胎的时间常数小得多(TJ_M>>TJ_w)。此外，轮胎系数K_t具有大的值(K_t>>1)。根据这两个特性，参考数学表达式(6)中的关系，数学表达式(2)中的一阶滤波器部的分母的系数远小于1。

该一阶滤波器部的分母表示低通滤波器(LPF)的特性，其中数学表达式(6)的倒数对应于转折频率(corner frequency)。数学表达式(6)具有小值的事实意味着，该LPF仅使相当高的频率分量衰减。因此，如果转折频率相对于振动抑制控制的谐振频率或补偿频带足够高，则能够认为它与振动抑制控制无关。通过将数学表达式(6)的值视为零并且将一阶滤波器部的分母侧近似为单位增益(＝1)，数学表达式(2)被近似为数学表达式(7)，这等同于数学表达式(8)中的比例项D_s与数学表达式(9)中的时间常数TJ_wM的积分之和。

TJ_wM＝TJ_w+TJ_M (9)

如在数学表达式(9)中，TJ_wM表示轮胎和车身的合成转动惯量。在数学表达式(8)中，D_s是表示轮胎滑移特性的系数，并且对应于用于计算由施加到轮胎轴的驱动力(驱动轮转矩)T_d引起的滑移速度ω_slip的滑移系数。

通过应用以上近似，数学表达式(4)和(5)被简化为数学表达式(10)和(11)。

通过将用数学表达式(5)表示的三阶滤波器F_p(s)简化为用数学表达式(11)表示的二阶滤波器F_p2(s)，能够在具有二阶方程的固有频率和粘度比的一般系统中表示特性，并且能够使用近似为两惯量系统的模型来进行控制设计。

弹性轴的端部连接到电机轴和轮胎轴。振动抑制控制使用两端之间的速度差和扭转相位，其中通过对速度差进行时间积分来产生扭转相位。如果不需要参考电机和轮胎各自的速度，则图2中示出的框图中的积分项可以如图3(本实施例的近似模型)所示地同化和减少。

首先，积分时间常数TJ_m和TJ_wM被分离并且被用于计算各个加速度分量(A_m和A_wM)。然后，对这些加速度之差进行积分，以计算速度差(扭转速度)。此外，由于将通过对电机速度进行微分而获得的分量用于如下所述的振动抑制控制，因此它被修改为以便输出对电机的积分项的输入分量T_mA。利用图3中示出的配置，积分器的数量能够被减少至两个。

该输出分量T_mA是通过从在电机的定子和转子之间产生的电磁转矩(T_m)减去与传送到弹性轴的转矩对应的且施加到电机输出轴的反作用力(驱动轮转矩)T_d来产生的。由于输出分量T_mA与电机的加速度Am成比例，因此输出分量T_mA此后被称为“电机加速转矩”。

在图3中，对与图1和图2中相同的部分用相同的附图标记来表示。除法器25将利用减法器11从输出转矩指令T_m减去驱动轮转矩T_d而获得的电机加速转矩T_mA除以与电机的转动惯量(TJ_m)相当的时间常数，并且输出电机侧加速度A_m。

除法器26将驱动轮转矩T_d除以轮胎和车身的合成转动惯量TJ_wM以输出车身侧加速度A_wM。

减法器27求出电机侧加速度Am与车辆侧加速度A_wM之间的偏差。积分器28对输出的偏差进行时间积分，以产生电机和车身之间的相对速度(ω_m－ω_wM)。

减法器29从电机/车辆相对速度(ω_m－ω_wM)减去通过将驱动轮转矩T_d乘以滑移系数D_s而产生的轮胎滑移速度ω_slip，以产生电机/轮胎相对速度(弹性轴的相对扭转速度)ω_d。

G_d(s)块14将从减法器29输出的电机/轮胎相对速度ω_d乘以传递函数G_d(s)以输出驱动轮转矩T_d。

当用传递函数表示时，图3的配置是用等于数学表达式(11)中的二阶滤波器F_P2(s)的数学表达式(12)中的G_PTmA2(s)表示的。已知在两惯量系统中，分母表示共振特性并且分子表示反共振特性。能够从固有频率和衰减率(damping ratio)方面来处理如数学表达式(12)那样的二阶数学表达式。在该实施例中，该数学表达式(12)用于设计振动抑制控制。

其中

s：拉普拉斯算子，

ω_r＝√(K_d·(1/TJ_m+1/TJ_wM)，

ω_a＝√(K_d·(1/TJ_wM))，

ζ_r＝(K_d·D_s)/(2·ω_r)，

ζ_a＝(K_d·D_s)/(2·ω_a)，

D_s＝TJ_M/(TJ_w+TJ_M)·K_t,

TJ_m：与电机惯量相当的时间常数，

TJ_w：与驱动轮惯量相当的时间常数(多个驱动轮的组合值)，

TJ_M：与车辆质量相当的时间常数，

K_d：传动系统(齿轮、弹性轴等)的扭转刚度系数，

K_t：与轮胎和路面之间的摩擦相关的系数，以及

TJ_wM＝TJ_w+TJ_M。

(第一实施例)

图4的(a)示出根据第一实施例的振动抑制控制方式的配置例，其中对被控设备G_P(s)应用G_comp(s)的反馈补偿。在G_comp(s)中，用微分器31即1/^G_m(s)对测量速度ω_m进行微分，以产生电机加速转矩分量T_mA*，使电机加速转矩分量T_mA*通过带通滤波器F_comp(s)(振动抑制控制滤波器)，以产生反馈到输入转矩指令T_ref的补偿转矩分量T_Fcomp。

即，减法器32从输入转矩指令T_ref减去补偿转矩分量T_Fcomp以输出输出转矩指令T_m。对于该带通滤波器F_comp(s)，采用数学表达式(13)。在数学表达式(13)中，ζA是唯一的可调参数，并且除了该参数之外，使用数学表达式(12)的固有频率和衰减率。

图4的(a)中的设备侧可以分离为电机的积分项G_m(s)和滤波器部G_PTmA(s)，并且如图4的(b)所示，实际设备的G_m(s)和控制模型的^G_m(s)被近似为彼此相等。由于滤波器部分G_PTmA(s)也被近似为G_PTmA2(s)，因此如图4的(c)所示，仅留下反馈F_P-comp(s)和G_m(s)。因此，只要如数学表达式(14)中那样近似F_P-comp(s)并且将F_comp(s)设计为具有稳定特性即可。

将用于近似模型的数学表达式(12)和用于补偿滤波器的数学表达式(13)代入数学表达式(14)而得到二阶数学表达式(15)。

由于可调参数ζ_A相当于分母的粘度比，设置“ζ_A＝1”使分母具有双根，由此使系统变稳定，这意味着带通滤波器F_comp(s)已被适当地设计。

实际上存在模型误差，所以需要将ζ_A设置为小的值。理想的是，将ζ_A设置为ζ_A＝1即可。通过将设备的滤波特性部近似为数学表达式(11)来获得数学表达式(15)。使用近似模型使得易于设计补偿器。

根据第一实施例，通过将图1的配置近似为图2中的两惯量系统的模型配置，能够如数学表达式(10)和数学表达式(11)中那样降低传递函数的阶数。此外，通过如图3所示那样修改模型以输出电机加速转矩，能够通过基于利用二阶数学表达式的固有频率和粘度比的二阶滤波器的一般系统来表达特性。这使得能够容易地掌握被控对象的共振和反共振特性。

通过使用该简化的二阶数学表达式，能够容易地设计用于构造图4的(a)的振动抑制控制所需的数学表达式(13)的反馈控制的滤波器特性。

(第二实施例)

第一实施例中设计的振动抑制控制仍有问题。需要针对齿轮齿隙和轮胎系数(摩擦系数)波动采取对策。作为预备步骤，在作为第二实施例的本部分中，提出了使用图3的近似模型来实现干扰转矩观测器的方法。

图5示出了一般的干扰转矩观测器的配置例。对于组件如下地定义符号和变量。

G_P(s)：待控设备的模型，

^G_P(s)：控制中的模型，

K_g：观测器增益，

^ω_m：由控制模型估计的电机速度，

T_mdist：换算为电机轴转矩的干扰转矩分量，以及

^T_obs：估计干扰转矩。

本来，如上坡路那样的坡度作为外力作用于车身，并且由制动导致的减速力作为干扰转矩作用于轮胎轴。然而，由于仅测量电机速度，因此将这些干扰转矩分量汇总定义为T_mdist，它是通过换算到电机轴而产生的量。由干扰转矩观测器将该干扰转矩估计为^T_obs。

图5示出了以下的一般结构：由减法器41从输出转矩指令T_m减去T_mdist以产生一个量，并且该量被输入到设备模型G_P(s)以输出与测量速度ω_m相当的速度。在观测器侧，减法器44从输出转矩指令T_m减去^T_obs以产生一个量，该量被输入到模型^G_P(s)以计算估计速度^ω_m；减法器42计算估计速度^ω_m和来自设备的测量速度ω_m之差；增益乘法器43将该差乘以观测器增益K_g以产生估计干扰转矩^T_obs，并且将估计干扰转矩^T_obs反馈到被输入模型输入转矩的减法器44。

在第二实施例中，图5的一般配置被进一步修改为图6中示出的配置。在示出根据第一实施例的振动抑制控制的图4的(a)中，通过对测量速度应用与微分相当的1/G_m(s)＝(TJ_m·s)来计算将电机加速的转矩(电机加速转矩分量)T_mA*。另一方面，图3中的模型还输出等价于T_mA*的T_mA。因此，通过使用图3中的近似模型并且用电机加速转矩之差(^T_mA－T_mA*)(减法器51的输出)代替图5中的速度差分量(^ω_m－ω_m)，能够实现使用已在振动抑制控制中计算出的T_mA*的干扰转矩观测器。对于数字控制器中的实际实现方式，使用数学表达式(12)的二阶传递函数以抑制离散时间误差。

在图6中，与图3和图5中相同的部分用相同的附图标记来表示。将从近似模型G_PTmA2(s)中的减法器11输出的估计电机加速转矩分量^T_mA(＝(^TJ_m·s)·^ω_m)取入减法器51中。减法器51计算估计电机加速转矩分量^T_mA与使电机角速度ω_m通过微分器31产生的电机加速转矩分量T_mA*(＝(^TJ_m·s)·ω_m)之差。由积分器52对减法器51的输出(^TJ_m·s)·Δω_m进行积分，然后将其乘以增益乘法器43的观测器增益K_g，以产生估计干扰转矩^T_obs。

此外，在图6中，滑移系数D_s和扭转刚度系数K_d与控制模型相关，因此，它们被表示为滑移系数^D_s和扭转刚度系数^K_d。

除法器25将估计电机加速转矩分量^T_mA除以与电机转动惯量相当的时间常数^TJ_m，以产生电机侧加速度。

除法器26将轴扭转转矩^T_d除以轮胎和车身的合成转动惯量^TJ_wM，以产生车身侧加速度。

减法器27计算除法器25与26之差，并且积分器28在时间上对输出的差进行积分，以产生电机和车身之间的相对速度^ω_d。

通过将轴扭转转矩^T_d乘以D_s块21的滑移系数^D_s，计算轮胎滑移速度。

减法器29计算轮胎滑移速度与电机/车辆相对速度^ω_d之差，其中计算出的差在G_d(s)块14中被进行时间积分，由此被转换为弹性轴的扭转相位。扭转相位乘以传动系统的扭转刚度系数^K_d，以产生轴扭转转矩^T_d。

减法器11和减法器44可以被集成到单个减法器中，该单个减法器从输出转矩指令T_m减去估计干扰转矩^T_obs和轴扭转转矩^T_d。

如上所述，可以不改变图3中的输出来使用来自模型G_PTmA2(s)的^T_mA，无需对模型侧的速度进行微分。然而，由于该差是速度的微分分量，因此在差分计算之后追加积分1/(^TJ_m·s)，以恢复速度差。最后，将积分之后获得的值乘以观测器增益K_g，以产生估计干扰转矩^T_obs。因此，图6在特性方面等效于图5。在以下的实施例中，通过使用图6中由虚线示出的两种信号T_mA*和^T_mA来实现振动抑制控制。

图7示出了图6中示出的干扰转矩观测器与图4的(a)中示出的振动抑制控制的组合作为第二实施例的配置例。在图7中，与图6和图4的(a)中相同的部分用相同的附图标记来表示。

在图7中，块60是图6中示出的积分器52和增益乘法器43的功能的组合。

在图7中，图6的模型部分(G_PTmA2(s))被汇总示为块^G_PTmA2(s)。如果被实现为未被近似为图1中的模型的模型，则计算花费的时间更长。如果如图3所示被实现为多个要素块，则变换到采样数据系统可能会引起由于离散时间导致的误差。然而，通过像数学表达式(12)的^G_PTmA2(s)那样变换为二阶滤波器形式，然后变换为采样数据系统，也能够抑制由于离散时间导致的误差。

根据第二实施例，通过使用图3的简化模型配置图6中示出的干扰转矩观测器，能够估计换算到电机轴的干扰转矩分量。如图7所示对模型部分采用^G_PTmA2(s)，因为能够使用第一实施例的振动抑制控制的中间分量，所以有助于简化配置。

此外，当用单个传递函数表示图7中的^G_PTmA2(s)的部分时，传递函数具有如数学表达式(12)中的二阶滤波器的形式。因此，即使为了在控制器中实现而变换为采样数据系统，也能够抑制由于离散时间导致的误差。

(第三实施例)

图8示出了根据第三实施例的振动抑制控制，其采用了根据第一实施例的振动抑制控制和根据第二实施例的干扰转矩观测器。这与图7的不同之处在于反馈信号源，其中带通滤波器F_comp(s)的输入从速度测量侧的T_mA*改为模型侧的估计值^T_mA。因为干扰转矩观测器以使分量T_mA*与^T_mA相等的方式工作，所以这些信号通常收敛于大致相同的值。

然而，与第一实施例的方法相比，第三实施例的特征在于，能够抑制齿隙引起的摆动和由于诸如轮胎系数变化时等的模型误差导致的干扰分量。

在专利文献1中，对转矩指令输入部分追加了前置滤波器以用于去除共振附近的频率分量。另外，由于将未考虑到干扰的理想模型的逆特性(1/G_p(s))用于振动抑制，因此当存在模型误差时，会有补偿性能受到该模型误差的不利影响的问题。此外，由于该逆特性在反谐振频率附近具有高增益，因此相反也会出现低频振动。

为了解决这些问题，在第三实施例中，转矩指令和测量速度两者都被输入到模型，并且模型的内部状态被用于对振动抑制的反馈控制。通过忽略对模型的两个输入分量中的测量速度分量并且仅提取转矩指令、模型和振动抑制反馈，能够产生与前置滤波器的效果等同的效果。换句话说，这用于抑制转矩指令中含有的引起共振的频率分量。因此，第三实施例的配置不需要像专利文献1中那样插入的前置滤波器。此外，在观测器增益K_g增大时，前置滤波器的效果变得较小，并且基于与第一实施例的速度测量等同的速度测量的振动抑制控制的效果反而变得较大。通过以这种方式包含两种功能，能够产生与专利文献1以及第一和第二实施例类似的、抑制由共振导致的振动分量的效果。

此外，专利文献1以及第一和第二实施例具有易受非线性、模型误差等影响的问题。例如，在齿轮齿隙的时段期间，仅电机的转动惯量加速，导致电机速度的变化大。可料想到，这造成振动抑制控制的过度补偿，由此引起摆动行为。可料想到，由于路面摩擦(轮胎系数)的变化导致的模型误差引起补偿滤波器中的设计误差，由此引起用于补偿的频率特性的偏差，由此使响应波形失真。如上所述，这些误差分量的影响尤其可能表现为补偿滤波器的增益高的反共振带中的分量。

另一方面，当采用第三实施例并且观测器增益K_g被设置为使得干扰转矩观测器的工作频带含有反谐振频率时，反谐振频率附近的低频振动分量能够被估计为干扰转矩。估计干扰转矩分量将要校正振动抑制控制的补偿值，由此抑制由于齿隙导致的摆动和路面摩擦变化引起的低频振动分量。

因此，通过采用干扰转矩观测器以使用包括干扰影响的电机加速转矩进行振动抑制控制，能够产生即使当存在诸如非线性和模型误差等因素的影响时也能够保持稳定性的鲁棒性的效果。

(第四实施例)

图8示出表示连续数据系统的框图，忽略了速度测量中的延迟。然而，实际的速度测量通过以下方式实现：对从诸如旋转变压器或编码器等旋转传感器获得的相位信息进行周期性采样，并且基于采样之间的相位差和时间差来计算速度。因此，速度测量具有由于采样间隔、计算时间等导致的延迟。此外，由于电机驱动设备采用电流控制等来控制转矩，因此电流控制的响应也存在延迟。在图9中，这些延迟时间被组合为停滞时间分量L1并被表示为延迟1即e^－L1s(延迟部61)。在该延迟之后的ω_{m_dly}是实际测量的速度分量。

针对第三实施例，第四实施例进一步采用用于减少停滞时间的影响的措施。图9示出了第四实施例的配置例。在图9中，与图6中相同的部分用相同的附图标记来表示。在图9中，为了使干扰转矩观测器的估计转矩准确，将作为延迟2即e^－L2s(延迟部62)的停滞时间分量L2插入到干扰转矩观测器侧，其中停滞时间分量L2等于速度测量侧的停滞时间分量L1，以确保减法器51进行的减法之前两个分量之间的时间匹配。延迟部62构成本发明的延迟补偿装置。

包括延迟时间L1的测量速度分量被用于计算从微分器31输出的电机加速转矩T_{mA_dly}*。由于在干扰转矩观测器的模型中没有实现电流控制和速度测量的功能，因此将具有与延迟时间L1相等的延迟时间(L2)的延迟处理(延迟部62)插入到干扰转矩观测器中的估计电机加速转矩(^T_mA)，以计算量(^T_{mA_dly})，并且计算该量(^T_{mA_dly})与前述量(T_{mA_dly}*)之差，以产生从减法器51输出的干扰转矩观测器的电机加速转矩的差分分量。

第四实施例与专利文献2的不同之处在于，干扰转矩观测器的电机加速转矩分量^T_mA被用作(输入到带通滤波器F_comp(s)的)振动抑制控制的反馈分量，并且^T_mA不含延迟。即，从图9中的干扰转矩观测器，如虚线所指示的，从延迟2的前级(延迟部62)提取的分量(^T_mA)被用于振动抑制控制。

在示出第四实施例的配置的另一例的图10中，假定速度测量中存在比图9的情况下更多的噪声。通常，为了抑制由于噪声导致的速度干扰，常在微分器31的后级追加低通滤波器LPF(高频带截止滤波器)以对速度测量的结果进行滤波。这对停滞时间分量L1的后级追加了LPF延迟，由此进一步延迟了分量T_{mA_dly}*。因此，需要对模型侧的^T_{mA_dly}追加LPF以进行时间匹配。

然而，图10的配置使得在计算T_{mA_dly}*与^T_{mA_dly}之差的图9中的减法器51的后级插入低通滤波器70。在将单个低通滤波器70插入到以尽可能小的延迟且时间匹配地计算电机加速转矩分量之间的差的后级的配置中，由于追加的低通滤波器70，不需要考虑针对延迟时间的时间匹配。这是第四实施例的用于实现延迟时间匹配的配置的另一例。要点在于能够实现实际设备侧与模型侧之间的时间匹配。虽然存在用于实现实际车辆侧与模型侧之间的时间匹配的各种配置，但本公开仅包括图9和图10中示出的两例。

第四实施例产生以下效果。

在专利文献2中，为了校正由于速度测量等导致的延迟时间(停滞时间)的影响，将等效延迟插入到理想模型1/G_p(s)的输入分量，以确保模型与实际车辆之间的速度差分量的时间匹配。然而，用于反馈控制的信号也含有该停滞时间延迟，使得在转矩指令骤变的状况下出现误差。因此，需要用前置滤波器去除高频分量。

在第四实施例的方式中，如在专利文献2中那样，使用延迟对观测器模型与实际车辆之间的差分分量进行时间匹配。然而，由转矩指令产生的振动抑制控制分量是不含延迟的信号。因此，抑制由转矩指令的变化引起的振动分量的效果不包括补偿的延迟。

从不同角度来看，虽然不能校正速度测量中的时间延迟，但能够在控制计算时掌握将由电机产生的转矩的指令。另外，由于车身侧的时间常数大，由于干扰转矩导致的测量速度的波动相对慢，但电机侧速度根据转矩指令而大幅改变。因此，由于基于速度测量的补偿分量较少受延迟的影响，对基于速度测量的补偿分量采用利用延迟的时间匹配。与之相对，基于转矩指令的补偿分量被配置为不含延迟。

即，通过对干扰转矩观测器的差进行时间匹配，能够准确估计干扰转矩，并且在转矩指令骤变时产生适用对于停滞时间的预测补偿的效果。

(第五实施例)

图11示出了根据第五实施例的配置例。对于带通滤波器F_comp(s)的输入，追加了在第一和第二实施例中的基于测量速度的微分分量的方式与第三和第四实施例中的基于干扰转矩观测器的方式之间进行切换的功能。当在如起始时等转矩指令被固定为零时，期望以高优先级尽快抑制负载侧的干扰。在这种情况下，仅使用速度测量的第一和第二实施例更合适。此外，可能存在路面状况与谐振频率同步变化的特殊状况。在这种情况下，期望改善补偿信号的响应。

因此，如图11所示，组合第二实施例和第三实施例，并且追加了将两个电机加速转矩分量加权并相加的配置，由此添加了在两个信号之间进行切换的功能和增益调节的功能。

在图11中，与图9中相同的部分用相同的附图标记来表示。乘法器81将速度测量侧(微分器31的输出侧)的电机加速转矩分量T_{mA_dly}*乘以加权系数K_FB1。乘法器82将模型^G_PTmA2(s)侧的电机加速转矩分量^T_mA乘以加权系数K_FB2。加权系数K_FB1和K_FB2是可变的。加法器83对乘法器81和82的输出求和，并且将求和结果输入到带通滤波器F_comp(s)。信号选择和权重控制部分80由乘法器81和82以及加法器83构成。

设置信号选择和权重控制部分80的第五实施例的功能不限于图9，并且也可以应用到图7、图8和图10的配置。

图11示出设置有延迟2(延迟部62)的配置例。可以用没有延迟2的配置代替图11的配置。

通过随时间推移相对增减，可以在两类信号(控制方式)之间缓慢地切换。此外，通过增减两类加权系数之和，可以调节振动抑制控制的反馈量。

根据第五实施例的配置例，在与发动机启动对应的、刚刚将电机驱动设备中的逆变器从其栅极切断状态(逆变器的所有开关元件都被切断)解除之后，优选的是，该系统被操作以根据第一实施例基于速度测量来执行振动抑制控制，由此快速抑制干扰。在干扰转矩观测器的状态稳定之后，切换加权系数K_FB1和K_FB2可以逐渐转移到根据第三和第四实施例的方式。通过随时间推移线性地转变系数，能够防止由于控制方式的切换导致的震动。

<实施例的行为和效果的验证结果>

由于本发明的目的是改善振动抑制控制的特性，因此通过数值模拟来研究如阶跃响应等瞬态响应以验证行为和效果。

图12示出了用作实际设备的模型。图12的配置采用基于图1的配置的详细模型系统G_p(s)，其中由路面的坡度引起的负载转矩用T_Mdist(对应于图1中的T_F)表示，并且通过在K_t块18中乘以轮胎系数之后追加乘以调节系数K_Kt的乘法器85来模拟路面摩擦系数的变化。

通过对弹性轴的扭转相位追加相位非线性函数(齿隙相位±θ_BL)部86来模拟齿轮齿隙。图1中的G_d(s)(＝K_d/s)块14由彼此分离的积分器87和K_d块88构成。该模型仅被用作设备，其中改变设定值以切换有/无干扰、有/无系数改变以及有/无齿隙。

该设备模型的参数通过标幺制来设置，以定义具有10Hz谐振频率和1.5Hz反谐振频率的虚拟模型，以研究补偿的特性。轮胎系数被设置为K_t＝25.0p.u那样大。

控制系统如图13所示地配置。图13的配置是通过如下部分地修改配置图11而产生的。设备模型G_p(s)接收齿隙相位±θ_BL、针对路面变化的调节系数K_Kt和施加到车身的干扰力(等效转矩)T_Mdist(t)的输入。用具有时间常数τ_LPF1和τ_LPF2的低通滤波器91和92(LPF1和LPF2)代替延迟部61、62。在输入转矩指令T_ref(t)与减法器32之间设置具有时间常数τ_LPF3的低通滤波器93(LPF3)。此外，以用于在输入到带通滤波器F_comp(s)的^T_mA与T_{mA_dly}之间进行切换的SelFB开关94代替信号选择和权重控制部分80。在带通滤波器F_comp(s)的输出侧设置乘法器95，以乘以加权系数(增益校正值)K_FB。

基本上，能够通过该配置来模拟第一至第四实施例。能够通过将K_FB设置为零来使反馈补偿无效，其中K_FB将要与振动抑制控制分量相乘。能够通过切换SelFB开关94来执行在第一和第二实施例的配置与第三和第四实施例的配置之间的切换。由一阶延迟滤波器LPF1(91)和LPF2(92)来模拟干扰转矩观测器的时间匹配。通过将时间常数τ_LPF1和τ_LPF2设置为0s，可以等效地禁用LPF特性。

图12和13中的要素如下。

T_ref(t)：输入转矩指令，

T_Mdist(t)：施加到车身的干扰力(等效转矩)，

G_p(s)：模拟车辆的设备模型(图12)，

±θ_BL：实际模型的齿轮齿隙相位(当设置为零时，表示无齿隙)，

K_Kt：用于实际模型的路面变化的调节系数(1.0：实际路面的摩擦与模型匹配；<1：路面处于滑移状态时)，

^G_PTmA2(s)：干扰转矩观测器模型(数学表达式(12))，

^TJ_m：与模型的转动惯量相当的时间常数，

K_g：干扰转矩观测器的反馈增益，

F_comp(s)：用于振动抑制控制的滤波器部分(数学表达式(13)，ζ_A＝1)，

K_FB：对振动抑制控制的反馈分量的增益校正(当设置为零时，表示无补偿)

LPF1：模拟速度测量延迟的低通滤波器(τ_LPF1：时间常数；τ_LPF1＝0表示无延迟)，

LPF2：观测器内部的用于与速度测量延迟匹配的低通滤波器(τ_LPF2：时间常数；τ_LPF2＝0表示无延迟)，

^T_obs：干扰转矩观测器得出的估计转矩，

T_Fcomp：振动抑制控制的补偿转矩分量，

T_{mA_dly}：实际设备侧的测量的电机速度的微分分量(有延迟)，以及

^T_mA、^T_{mA_dly}：模型侧的测量的电机速度的微分分量(无延迟；有延迟)。

为了研究瞬态响应特性，如图14所示，设置输入转矩指令T_ref(t)和负载干扰转矩T_Mdist(t)的输入模式。这是用于评估以下方面的特性例：转矩指令的响应的特性；当施加到车身的反作用力瞬时改变时的振动分量；以及当转矩返回到零时齿隙的影响。

t＝1.0s至2.0s：以100％转矩进行加速

t＝2.0s至4.0s：以0％转矩惯性滑行，

t＝4.0s至5.0s：根据50％转矩的反作用力(上坡坡度)进行减速，以及

t＝5.0s～：0％转矩的反作用力；惯性滑行。

然而，实际扭转指令没有这种陡变的阶跃波形。因此，追加低通滤波器93(LPF3)(10ms)以使上升略有缓和。如下所述，该滤波器93的输出用标记为“T_refLp”的波形来表示。

为了模拟第一至第四实施例的特性，如下表1所示地组合设定值。

表1

<使用近似为两惯量系统的模型和速度测量信息的振动抑制控制的行为和效果(第一实施例)>

图15示出了在第一实施例中采用的模型近似的有效性，其中在波特图中比较了数学表达式(2)中的G_TdWw(s)的特性与数学表达式(7)中的G_TdWw2(s)的特性。从图15的(a)可见在50Hz以上出现增益的差。即，仅在高于谐振频率10Hz的频率分量中出现差。此外，在图15的(b)中，在对分别为从电机输入转矩到电机速度的传递函数的数学表达式(3)中的G_p(s)和数学表达式(10)和(11)中的G_p2(s)进行比较时，可见二者的特性几乎彼此重叠，且近似模型的误差小，并且该近似模型也能够用于控制。

图16示出了振动抑制控制被禁用(K_FB＝0)时的特性以与第一实施例进行比较。在图16中，在转矩指令变化之后，电机旋转速度ω_m、弹性轴的相对扭转速度ω_d和扭转转矩T_d等在谐振频率附近即10Hz周围分别表现出大的振动，而衰减缓慢。

另一方面，图17示出了当采用根据第一实施例的振动抑制控制和使用近似模型的设计方法时的响应。与图16相比，即使当转矩指令骤变时，也没有出现振动。在紧接时刻1s加速开始之后，电机速度ω_m在短时间段内增加，以产生与输入转矩对应的弹性轴的扭转相位。然而，当扭转阶段即传输的转矩T_d已达到目标值时，电机速度ω_m随后返回到正常线，此后与轮胎速度ωw一致地增加。从该行为可确认，由于共振导致的振动被抑制并且加速度被稳定。当在t＝2s转矩指令返回到零时，也是如此。

然而，当在t＝4s对车身施加干扰力时，补偿转矩分量T_Fcomp振荡。电机速度ω_m中也出现振动，尽管振动的振幅小。因此，速度波动通过振动抑制控制被放大。由该干扰引起的振动分量是频率明显低于图16中的频率并且接近反谐振频率1.5Hz的频率分量。

参考转矩指令和干扰转矩的这种变化特性，可以确认以下两类效果。首先，即使当通过如图2所示近似图1如像两惯量系统那样来构成振动抑制控制时，相对于转矩指令的变化也能够产生足够的振动抑制效果。其次，它的缺点是响应于干扰转矩而在反谐振频率附近产生低频振动。这意味着，需要修改用于设计数学表达式(13)的补偿滤波器的方法或者追加干扰抑制功能。因此，提出了后者的干扰抑制功能。

<负载干扰转矩观测器的行为和效果(第二实施例)>

在前一部分中示出的图16和图17中，仅启用了使用图3中的近似模型的图6的配置中的干扰转矩观测器的估计功能(K_g≠0)。参考图16和图17中的点划线所指示的估计干扰转矩^T_obs的估计行为，其中在t＝1s和t＝2s出现小的分量，但很快消失，尽管在t＝4s和t＝5s启动及释放干扰转矩时存在响应延迟，但确认能够稳定地估计干扰转矩。

如上所述，作为振动抑制控制问题的由干扰转矩引起的振动受到车辆惯性的影响而成为低频分量。为了产生足以补偿低频分量的响应，设置K_g。因此可见即使利用第二实施例的配置，干扰转矩观测器也能够执行正常的估计动作。

<干扰转矩观测器抑制振动的行为和效果(第三实施例)>

在说明第三实施例的效果之前，以下描述用于说明要解决的两类问题的波形例。

首先，说明齿隙的影响。当在采用第一实施例的图17的条件下在实际设备的模型中设置齿轮齿隙分量(±θ_BL≠0)时，特性如图18所示地变化。当转矩指令变化时，能够以与图17中相同的方式抑制振动。然而，在t＝4s出现干扰转矩之后，出现持续振荡的异常振动。这是因为，当转矩指令等于零时，出现齿隙、即齿轮的齿面彼此脱离接触的特殊状态。这引起连续低频振动的问题。

接下来，说明模型误差的影响。当相对于图18的条件，路面的摩擦进一步减小且仅轮胎系数变为0.3倍(K_Kt＝0.3)时，特性如图19所示地变化。在从t＝1s至t＝2s的时段期间，因为施加了转矩指令，所以不在齿隙区域中，但存在由于模型误差引起的低频振动的问题。此外，当转矩指令在t＝2s时返回到零及之后时，以该干扰作为振动源，由于齿隙导致出现摆动。

总之，第一和第二实施例的方式有两类低频振动现象的问题，即由于齿隙导致的摆动现象以及模型误差的影响。通过第三实施例来解决这些问题。

另外在图18和图19中，仅启用干扰转矩观测器的估计功能。虽然尚未用于控制，但估计干扰转矩^T_obs不仅含有干扰转矩，而且含有上述的振动转矩分量。鉴于估计的特性，期望使用干扰转矩观测器的振动抑制控制是有效的。

以下说明与表现出以上问题的特性相比的第三实施例的行为和效果的例子。

首先，图20示出了在与图17相同的理想设备条件下振动抑制控制方式从第一实施例切换到第三实施例时的特性。相对于从t＝1s至t＝2s的转矩指令的变化，维持了类似的稳定特性。此外，还抑制了从t＝4s至t＝6s的反共振附近的有问题的低频振动。因此，可以确认本发明的振动抑制控制不会引起异常的低频振动。

接下来，在如图18那样仅设置齿隙的条件下，利用本发明的方式获得如图21所示的稳定特性。相对于转矩指令从t＝1s至t＝2s的变化，维持了稳定特性。此外，在t＝4s之后输入干扰转矩之后出现的由于齿隙导致的摆动被抑制。

最后，在如图19那样存在齿隙和模型误差两者的条件下，利用本发明的方式获得图22中示出的特性。作为图19的配置中的问题的、在从t＝1s至t＝2s被输入转矩指令时的低频振动被显著抑制。在t＝2s之后，没有出现由于齿隙导致的振动。参考在该时段期间估计的干扰转矩^T_obs，能够推断出，因为与没有模型误差的情形相对照，干扰估计在工作，所以干扰估计功能有助于振动抑制。在t＝4s之后，如图20和21那样维持稳定性。

<对干扰转矩观测器追加与速度测量时间匹配的振动抑制控制的行为和效果(第五实施例)>

图23示出在与如图18那样仅设置齿隙的相同条件下将电流控制和速度测量中的延迟时间模拟为LPF1(τ_LPF1)时的特性例。振动抑制控制保持与第三实施例中相同，并且因为在观测器侧尚未采用时间匹配措施，所以LPF2被设置为无延迟(τ_LPF2＝0)。为了澄清问题的特性，插入到转矩指令输入部分中的LPF3的时间常数也被变为零(τ_LPF3＝10ms→0ms)，并且使转矩指令以阶跃方式快速改变。由于当转矩指令改变时表现出改善特性的效果，因此仅在t＝0.5s至2.5s的时段期间在时间轴方向上放大地绘制波形。由于在干扰转矩时只有低频分量，因此稳定性没有差异而被省略。

在图23中，存在由于速度测量中的延迟时间的影响导致观测器的估计转矩出现误差的问题。

在t＝1s和t＝2s的指令骤变之后，在估计干扰转矩^T_obs的脉冲状波形中出现失真和大约一个周期的残余振动。因此，在t＝2s之后的振动抑制补偿的波形T_Fcomp没有立即返回到零，并且由于估计误差而在收敛波形中逐步失真。结果，该失真也叠加在输出到电机驱动部分的转矩指令T_m的波形上。

图24示出了对图23采用如图9所示的补偿速度测量中的延迟时的特性。具体而言，将模型侧的LPF2的延迟时间设置为等于速度测量侧的LPF1的延迟时间(τ_LPF2＝τ_LPF1＝5ms)。通过该时间延迟匹配，估计干扰转矩^T_obs和振动抑制补偿T_Fcomp的波形中的振动分量被抑制，使得输出转矩指令T_m具有不含过冲、不含失真且不含振动的平滑波形。因此可以确认，通过使观测器的电机加速转矩和测量速度的微分分量在时间方面匹配，可以改善振动抑制控制的特性。

<第一至第五实施例中的问题>

(观测器的配置方法、与速度测量方式的组合、和时间匹配措施)

用基于连续数据系统的模型和传递函数示出第一至第五实施例中说明的基本原理。然而，当投入实际使用时，需要被实现为形成数字控制。这会引起一些问题。

－为了将系统实现为数字运算单元等的程序，需要将系统变换为适于数字控制的采样数据系统。当时间被近似为以采样间隔离散的时间值时，离散化引起误差。

－对于速度测量，使用滤波器以抑制相位时间差和测量噪声的影响。由于存在因滤波器导致的时间延迟分量，因此与无延迟的模型侧的速度相比，由于时间失配导致的观测器估计出现误差。尤其是在瞬态响应期间，误差变大，使得需要时间匹配措施。

虽然以下对细节进行说明，但首先在图39、图40和图41中示出共振特性的例子，以便于理解问题。这些是当使转矩指令以梯形形状改变时的共振例及其抑制效果。图39的(A)示出未采用振动抑制控制时的加速/减速特性。图39的(B)是在时间上放大的图39的(A)的局部视图。在图39的(A)中，(a)示出了转矩指令和传动系统轴的扭转转矩T_d，(b)示出了轴扭转速度，并且(c)示出了电机加速转矩分量T_mA。

与第一至第五实施例中示出的数据相比，转矩指令T_{ref_LPF}变为梯形形状，但梯形的转折点仍表现为振动源，引起了作为共振现象的过冲和残余振动。可见转折点的变化越陡，振动的振幅越大，这即使在加速期间也不衰减。在第六和后续实施例中，使其如图40(第六实施例)和图41(第七实施例)所示那样被稳定化。当它可以被稳定控制时，隐藏在振动中的分量变得清晰。图40的(b)中的Δω_mW的波形示出了传动机构的两个端部之间的速度差(电机轴与轮胎轴之间的速度差)，并且因为尚未考虑齿隙，所以相当于轴扭转相位的时间微分分量(轴扭转速度)。当使弹性轴的传输转矩以恒定梯度增大或减小时，需要增大或减小轴扭转相位，使得能够看出轴扭转速度的振幅为恒定。

(传动系统中的针对齿隙要素的对策)

减速齿轮用在车辆的传动机构中。齿轮具有称为齿隙的游隙。这出现在电机转矩的极性在正和负之间切换的零转矩附近，其中齿轮齿没有啮合，使得传输的力即对电机轴的反作用力也等于零。因此，如果电机的转动惯量小，则即使电机转矩并不非常大，电机速度也快速增加。在齿隙时段的结束，齿轮的齿彼此碰撞，从而引起称为“咔嗒震动(rattlingshock)”的异常振动和声音。

针对该现象，已采取以下的对策：当电机转矩指令越过零时，使电机转矩指令的变化率减小以延长转矩指令小的时间段，由此使齿能够彼此轻柔地碰触。

在图41(第七实施例)中，在控制中和在实际车辆中都忽略了齿隙。相比之下，示出图42以研究不修改控制方式而仅在实际设备侧追加齿隙的影响。在图42中，(a)示出轴扭转转矩T_d，该轴扭转转矩表现出由于齿隙而在过零点附近贴近零的失真。在图42中，(b)示出轴扭转速度，在该轴扭转速度上叠加了图41中未出现的脉冲状波形。为了清楚地指示齿隙时段在脉冲中的哪个位置，添加了虚线所指示的波形作为补充。仅在齿隙时段期间，追踪实线所指示的轴扭转速度的波形，并且除了齿隙时段之外将该值保持。在实线与虚线彼此重叠的时段期间，正在出现齿隙。

参考图42的(B)的放大图，(b)的轴扭转速度具有在齿隙起始之后立即快速增大而在齿隙结束之后快速减小的脉冲状波形。由于没有来自弹性轴的反作用力，因此电机单独地快速加速。当齿碰撞时，加速的惯性能量被转化为轴扭转的弹性能量，从而导致减速。随着该脉冲波形的振幅增加，齿隙结束时的齿之间的相对速度增加，并且咔嗒震动也增加。

专利文献3公开了一种齿隙控制方法，其特征在于通过使用参考模型来估计齿隙出现时段。根据专利文献3，通过在齿隙时段之外增大转矩指令并且仅在齿隙时段期间将转矩指令抑制为低水平，抑制了整体上响应特性的劣化，并且减少了咔嗒震动。

在图42的(B)的时间放大图中，转矩指令T_{ref_LPF}的过零出现在1.5s左右和2.1s左右，其中选择放大范围以包括骤变和缓变这两类。取决于骤变和缓变，在过零附近，作为控制输出的T_m的行为出现差异。当转矩指令的变化缓和，如在1.5s左右时，控制输出T_m在齿隙期间即在T_d等于零的时段期间被节流至零左右，以产生抑制第二栏中示出的轴扭转速度的骤变的齿隙控制的效果。

然而，当转矩指令骤变，如在后半部的2.1s时，因为干扰转矩观测器具有响应的极限，所以控制输出T_m没有被充分节流，并且轴扭转速度变大，即电机加速变快。

鉴于以上，为了减小仅通过采用第六和第七实施例而无法被充分抑制的快速转矩变化时的咔嗒震动，第八和第九实施例被呈现为具有减少宽范围的咔嗒震动的扩展功能。

(采样数据系统的限制)

第一至第五实施例的配置各自以连续数据系统模型的形式示出。然而近年来，称为CPU(中央处理单元)的计算机处理器常被用作控制器，其中控制算法被实现为处理离散时间数字值的数字控制。

数字控制具有以下限制。

(a)采样数据系统(离散时间)

即使是连续的输入信号，也被转换为离散时间样本值后被处理。内部状态量也参考采样定时进行更新。程序的执行花费时间，这导致输出信号最多延迟一次采样。

(b)对有效位数的限制

信号的量也被作为编码后的数字值来处理，这引起关于有效位数和分辨率的问题。动态范围还根据如定点编码方法或浮点编码方法等编码方法而变化。

(c)离散计算误差

利用基于采样数据系统的数字控制，为了获得与连续数据系统的结果接近的结果，有应用如龙格-库塔法(Runge-Kutta method)等迭代运算来近似积分的方法。此外，对于具有大量积分元件和反馈环路的配置，还存在变换为多变量状态方程等并求解联立微分方程组的方法。另一方面，还有使用后向差分法等简单的实现方法，虽说会出现一些误差。

在第六至第九实施例中，期望利用内置CPU实现实时控制。因此，需要尽可能被实现为具有简单算法和短的计算时间。因此，积分被近似为简单后向差分，并且通过插入采样延迟来近似反馈回路，由此省略收敛运算。因此，相对于连续数据系统，担心计算误差可能会增加。

在以下的实施例中，以上被称为变换为采样数据系统的方法、采样数据系统中的计算误差等。

(第六实施例)

以下的实施例也采用在第一至第五实施例中定义的模型、变量和传递函数。图25是示出由三种惯性体(电机、轮胎和车身)和转矩传输机构(齿轮和弹性轴)的弹簧元件构成的基本车辆模型的框图。

图25与图1的不同之处在于，减法器10从电机转矩(输出转矩指令)T_m减去干扰转矩分量(通过换算到电机轴而获得的等效分量)T_dist来输出被输入到减法器11的量。其它配置与图1中相同。图25中的变量和常量与用图1说明的变量和常量相同。

图25中的模型G_p(s)如在第一实施例(采用数学表达式(1)至(12))中那样被近似为传递函数具有降低的阶数的图26中示出的模型。在图26中，与图25和图2中相同的部分用相同的附图标记来表示。

图29示出了如下所述使用图26的模型构造的干扰转矩观测器。干扰转矩观测器估计图25的干扰转矩分量T_dist，其中在同一点处从^T_m减去^T_obs和^T_d。因此，估计干扰转矩^T_obs可以被视为用于校正模型的轴扭转转矩分量^T_d的分量。在图29的配置中，估计电机加速转矩被计算为^T_mA＝^T_m-(^T_obs+^T_d)。估计电机加速转矩^T_mA与估计电机速度^ω_m之间的关系用如数学表达式(16)中的微分和积分来表达。

在以下的实施例中，提出了用于利用采样数据系统实现以上内容的配置例。

图27示出了作为第六实施例的基础的连续数据系统的整体配置。首先，说明图27中的变量和要素块。

[变量的说明]

T_ref：输入转矩指令，是由上级指令设备所请求的电机的轴输出转矩的值，

ΔT_comp：补偿转矩分量，是(从振动抑制控制滤波器150输出的)振动抑制控制的输出，

T_m：控制设备的输出转矩指令，也是干扰转矩观测器120的输入。由后级的电机驱动设备产生该转矩。

ω_m：实际电机的旋转速度，

θ_m,t：实际电机的旋转相位和时间，由RD转换器130在采样时刻锁存，由后级的速度计算部140基于时间差分量来计算速度。

ω_{m_det}：由速度计算部140基于(θ_m,t)的测量值(θ_{m_det},t_{_det})来计算的测量电机旋转速度。(1)从来自控制设备的T_m的输出到实际车辆中的转矩产生为止的停滞时间与(2)从实际旋转速度ω_m到测量旋转速度ω_{m_det}为止的停滞时间之和被说明为L1(延迟块1为e^－L1s)。

^T_obs：由干扰转矩观测器120估计的干扰转矩分量(估计干扰转矩)，是图25中的T_dist的估计，其中如T_F等施加到车身的干扰力在此被转换和估计，

^ω：从干扰转矩观测器中的参考模型(121)输出的估计电机速度，

^T_mA：从干扰转矩观测器中的参考模型(121)输出的估计电机加速转矩，

^ω_{m_dly}：为了与速度计算部140中的延迟1即e^－L1s匹配，由延迟部62中的延迟2即e^－L2s延迟^ωm产生的信号分量，以及

Δω_m：由减法器51产生的速度偏差分量，作为模型的估计电机速度(^ω_{m_dly})与测量电机速度(ω_{m_det})之间的偏差，其中由增益乘法器43将该速度偏差分量乘以观测器增益K_g，以产生估计转矩^T_obs。

[块的说明]

(a)前置滤波器部(PRE-LPF)100：从外部转矩指令T_ref中去除高频分量并且包含限定上下限的转矩限制器的滤波器。输出T_{ref_LPF}被用作振动抑制控制的输入。

(b)设备(实际车辆)110：与图25和数学表达式(3)中的G_p(s)对应的实际车辆的设备。如逆变器等驱动设备被忽略。被输入输出转矩指令T_m，然后输出电机旋转速度ω_m，其中由积分器28对电机旋转速度ω_m进行时间积分以确定电机旋转相位θ_m

(c)干扰转矩观测器120(Tdist_OBS)：振动抑制控制的一部分，由包括考虑到车辆模型部(121)和时间匹配的速度偏差计算部分(延迟部62、减法器51)以及基于观测器增益K_g的反馈部分构成。

(d)车辆模型121：干扰转矩观测器120中的模型部，模拟与图26对应的车辆。被输入转矩指令T_m，并且输出与数学表达式(10)中的^G_p(s)对应的电机旋转速度^ω_m，并且输出与数学表达式(12)中的G_TdWw2(s)对应的估计电机加速转矩^T_mA。

(e)RD转换器130：用于速度测量的测量电路，使用旋转变压器和旋转变压器/数字转换器(RD转换器)输出旋转相位θ_{m_det}。在速度测量中，相位θ_{m_det}和时间t_{_det}二者被同时采样。

(f)速度计算部140：基于RD转换器的信号来计算测量电机速度的部分。

(g)振动抑制控制滤波器150：滤波器F_comp(s)，计算用于抑制弹性轴导致的共振的振动抑制控制分量ΔT_comp，与数学表达式(13)的带通滤波器对应。

接下来，说明图27的配置。首先，前置滤波器部100从输入转矩指令T_ref中去除高频带，并且实施带有上下限的限制以计算T_{ref_LPF}。从T_{ref_LPF}减去由振动抑制控制产生的补偿转矩ΔT_comp，以产生控制输出转矩T_m。T_m也是振动抑制控制系统中的干扰转矩观测器120的输入。

由速度计算部140基于旋转相位θ_m和时间t的测量值(θ_{m_det}，t_{_det})来计算电机速度。例如，通过将与过去采样值的相位差除以时间差来确定测量速度ω_{m_det}。

虽然在以下说明干扰转矩观测器120(Tdist_OBS)的详细配置，但干扰转矩观测器120的输出是用于振动抑制控制的电机加速转矩的估计分量^T_mA。使估计分量^T_mA通过振动抑制控制滤波器150(F_comp(s))来产生补偿转矩ΔT_comp，从T_{ref_LPF}减去补偿转矩ΔT_comp来产生T_m。

图28示出了通过将图27中示出的控制部分变换为采样数据系统产生的控制部分。图28示出了控制部分的整体，其中仅详细示出了前置滤波器部100。前置滤波器部100包括抑制输入转矩指令T_ref的高频带的低通滤波器K_LPF，并且还设置有限定最大值的转矩限制器101(TLIM0)(第一转矩限制器)。图28示出了通过后向差分法的变换产生的简单配置例，其中延迟部103的延迟算子用“z^－1”表示，并且其采样周期用T_c表示。

转矩限制器101的输出(T_{ref_LPF})被延迟器103延迟，并且由减法器104从输入转矩指令T_ref减去延迟器103的输出，并且使减法器104的输出通过低通滤波器K_LPF，此后被加法器105与延迟器103的输出相加。将加法器105的加法输出输入到转矩限制器101。

在图28中，振动抑制控制的输出T_m是通过从前置滤波器部100的输出T_{ref_LPF}减去作为振动抑制控制滤波器150的输出的补偿转矩ΔT_comp来产生的。输出T_m也是对干扰转矩观测器120的输入转矩指令。需要将延迟z^－1插入到反馈部分中，从而在振动抑制控制滤波器150的后级中插入延迟器161。随着延迟器的数量增加，误差增加。因此，考虑到延迟器的数量减少而将延迟器161插入到该位置。

图29示出了干扰转矩观测器120的配置例。图29示出了采用图26的降阶模型的基本连续数据系统模型。图29中的模型G_p2(s)具有与图6中示出的根据第二实施例的干扰转矩观测器模型^G_pTmA2(s)相同的配置，其中还示出了延迟部62、减法器51、增益乘法器43和减法器44。

图30示出了从图29变换产生的采样数据系统，示出了用利用后向差分的积分代替时间积分的配置例。

图30与图29的不同之处在于：使减法器11的输出(^T_mA)通过积分系数乘法器T_c/TJ_m以及由具有延迟算子z^－1的延迟器和加法器构成的积分部122，以产生估计电机旋转速度^ω_m；使估计轴扭转速度^ω_d通过积分系数乘法器^K_d·T_c、由具有延迟算子z^－1的延迟器和加法器构成的积分部123以及具有延迟算子z^－1的延迟器124，以产生估计轴扭转转矩^T_d；使估计轴扭转转矩^T_d通过积分系数乘法器T_c/TJ_m以及由具有延迟算子z^－1的延迟器和加法器构成的积分部125，以产生^ω_WM；并且具有延迟算子z^－1的延迟器126被插入到增益乘法器43的后级。

通过从对模型输入的转矩指令减去干扰转矩的估计值^T_obs，速度偏差收敛而减小，使得干扰转矩与估计值彼此匹配。

如下文参考图32详细说明的，为了进行时间匹配而插入图30中的延迟部62(e^－L2s块)。

图31示出了图30的其它形式。图30中的电机模型部^DG_p2可以通过使用数学表达式(12)的二阶传递函数来实现。因此，二阶IIR滤波器127(Infinite Impulse ResponseFilter，无限脉冲响应滤波器)的系数直接根据数学表达式(12)来设计并且被实现为^DG_pTmA2_IIR2(本发明的^T_m－^T_mA变换块)。用于计算估计干扰转矩^T_obs的^ω_m是通过由积分系数乘法器T_c/TJ_m和积分部122对二阶IIR滤波器127的输出分量^T_mA进行时间积分来产生的。

返回参照图28，由作为一阶LPF的前置滤波器部100基于后向差分处理转矩指令T_ref，以产生被抑制了骤变的T_{ref_LPF}。尽管不需要前置滤波器部100作为陷波滤波器执行去除谐振频率分量的功能，但前置滤波器部去除了在后级通过振动抑制控制无法补偿的高频分量。

干扰转矩观测器120接收通过从前置滤波器部100的输出T_{ref_LPF}减去振动抑制控制的补偿转矩分量ΔT_comp产生的输出转矩指令分量T_m和由速度计算部140计算出的测量速度分量的输入，并且输出通过车辆模型计算的估计电机加速转矩分量^T_mA。振动抑制控制滤波器150计算振动抑制补偿转矩分量ΔT_comp，其中从T_{ref_LPF}减去振动抑制补偿转矩分量ΔT_comp以产生作为通过应用振动抑制控制补偿产生的量的转矩指令T_m，其中转矩指令T_m被用作控制器的输出。在驱动系统中，转矩指令T_m被供给到后级的驱动设备，以使实际电机产生与转矩指令T_m对应的电机转矩。

如在第三实施例中已说明的，预期因此使用干扰转矩观测器120来配置的振动抑制控制与输入信号相应地产生三类效果。

以下讨论对干扰转矩观测器120的速度测量侧输入被固定为零而由此被无效化时从转矩指令T_{ref_LPF}到输出T_m的传递函数。在包括干扰转矩观测器120和振动抑制控制滤波器150的反馈部分被变换为集成的传递函数时，该传递函数相当于一种带阻滤波器(bandelimination filter)。即，这产生了输出通过去除转矩指令T_{ref_LPF}中含有的共振带中的转矩分量而产生的转矩指令的效果。

另一方面，以下讨论对干扰转矩观测器120的速度测量侧输入被固定为零而由此被无效化时基于速度测量的振动抑制的效果。然后，作为第二效果，产生基于速度微分反馈的振动抑制控制的效果，这被称为一般PID控制等的效果。参考图31的例子，干扰转矩观测器120进行工作使得速度偏差变为零，即使模型速度和测量速度变得彼此相等。由于^T_mA是产生模型速度^ω_m的积分器的输入信号，因此^T_mA对应于^ω_m的微分，并且可以被视为在观测器的收敛行为下测量速度的微分分量的近似。由于经由振动抑制控制滤波器150将^T_mA用于振动抑制控制，因此这产生与基于速度测量的微分反馈型振动抑制控制类似的效果。这用于抑制由施加到车身和传动机构的干扰力引起的共振分量。

此外，干扰转矩观测器被配置为将来自参考模型的信息与来自速度测量的信息之间的偏差分量反馈到模型输入，使得即使参考模型与实际车辆之间参数有差异，这也产生了抑制由该差异导致的误差分量的效果。该效果是第三效果，其中即使参数出现误差或波动，也确保抑制振动抑制控制的性能劣化的鲁棒性。

图32示出速度测量部分(RD转换器130和速度计算部140)以及计算在干扰转矩观测器中使用的估计速度^ω_m与检测速度ω_{m_det}之间的偏差Δω_m的部分的配置。为了进行时间匹配，与延迟时间L2对应的延迟块e^－L2s(延迟部62)被插入到估计速度^ω_m侧。

尽管在图27和28中被省略，但在该控制系统中存在大量延迟分量。响应于来自CPU的中断信号直到产生控制输出为止需要计算时间。在后级的驱动设备中，电流控制等也存在延迟。此外，在使用位置传感器测量速度的配置中，需要使用一定量的时间差中的相位差来计算速度，这造成测量延迟。如果插入LPF以消除噪声，则这进一步增加了延迟分量。在图27中，由于速度测量导致的延迟时间用Ln表示，并且包括其它的延迟时间的总和用L1表示。

另一方面，由于干扰转矩观测器的模型部分使用转矩指令的样本值来计算模型，因此模型的估计速度可以被视为采样时刻的分量。因此，如果在不校正的情况下计算偏差，则产生作为在时间上彼此偏移时间L1的分量之间的差异的偏差。在瞬态响应期间，这种时间失配引起误差。

鉴于以上，在如图32所示计算干扰转矩观测器的速度偏差时，为了与延迟时间L1匹配，将与等于延迟时间L1的时间L2对应的延迟块e^－L2s插入到模型侧。关于针对延迟时间的校正，分开来示出了从中断时刻到相位测量时刻的电流控制等导致的延迟分量和速度测量计算部分中的延迟分量。计算时间和电流控制的响应时间相对短并且变化小，但速度测量延迟取决于计算方法、LPF等的变化而变化。所以这些是分开讨论的。以下提出一种适于速度测量方法的时间匹配方法。

在图32的(a)中，速度测量部分(RD转换器130)通过测量电路对旋转相位θ_m及其对应时间t进行采样，并且通过CPU将值读取为相位θ_{m_det}和时间t_{_det}。然后，具有延迟算子z^－n的延迟器141延迟相位θ_{m_det}，并且减法器142从当前时间的值θ_{m_det}减去从延迟器141输出的n次采样前的值θ_{m_det}。另外，具有延迟算子z^－n的延迟器143延迟相位t_{_det}，并且减法器144从当前时间的值t_{_det}减去从延迟器143输出的n次采样前的值t_{_det}。

然后，计算器145将从减法器142输出的相位差除以从减法器144输出的时间差，以计算测量速度ω_{m_det}。在此，z^－n块对应于n个级联的z^－1块。利用z^－n块，计算当前时间的值与n次采样前的值之差。

图32示出了用于计算模型与速度测量计算部分(140)之间的偏差的偏差计算部分(减法器51)和时间匹配部分e^－L2s(延迟部62)的配置例。假定由于电机驱动设备的电流控制导致的延迟时间大致恒定，并且通过延迟器65(z^－α)的α次延迟计算进行补偿。在后级中，对由于速度测量导致的延迟时间进行校正。速度测量有各种方法。当如图32的(a)所示使用n个样本间隔的相位差时，可以通过插入(n+1)个样本移动平均计算来生成与速度测量中的延迟时间等价的延迟时间。

为速度测量设置多个(n次)采样间隔的原因在于，测量的相位数据含有测量误差和噪声，并且要通过增加用于差分计算的相位差和时间差以降低噪声分量比率(测量误差)来提高速度测量的精度。然而，增加数目n会引起为了换取精度而时延(表示为e^－Lns)增加的问题。因此，针对干扰转矩观测器侧的估计速度也插入与Ln对应的延迟。

图33的(b)图示了通过图33的(a)中的移动平均计算的等效延迟时间。在n＝4的情况下，基于采样定时d0(n＝0)和d4(n＝4)之间的4×T_c的相位差计算测量速度，使得当测量时刻被定义为测量时间段的中心时刻时延迟时间等于(ΔT_Ln＝2×T_c)。因此，当(n+1)次的移动平均被插入模型侧时，在(n+1)＝5的情况下，输出d0至d5的平均值ma(5)，并且该中心时刻定义了与速度测量中的延迟等效的延迟时间(2×T_c)。

为了进行时间匹配在模型侧插入延迟似乎会降低振动抑制的效果。然而，对需要快速响应的转矩指令的振动抑制，采用在延迟块的前级的^T_mA，由此不受时间匹配的影响。含有延迟的速度偏差信息仅用于估计变化相对慢的干扰转矩，使得性能不会受太大不利影响。

图32的(a)中的速度测量部分基于以下假定：相位测量是通过CPU中断信号和软件等实现的，并且恒定的中断间隔T_c含有偏差ΔT。因此，在测量相位的同时测量时刻，以计算准确的时间差。如果速度测量被实现为数字逻辑电路，则采样时刻t_det能够与采样周期T_c准确同步，使得时间差可以如图32的(b)所示被恒定采样周期n·T_c替代。

在图32的(b)中，由除法器146将从减法器142输出的相位差除以恒定采样周期n·T_c以输出测量速度ω_{m_det}。

图32的(c)中的速度测量部分是通过称为不完全微分或伪微分的技术来配置时间差和滤波器的例子。通过利用后向差分的一阶滤波器(基于采样数据系统的一阶延迟滤波器)，提取出在被加到先前值之前的分量，并且被除以时间T_c，以产生基于利用时间差的速度测量与一阶滤波(LPF)的组合的分量。另一方面，通过在模型侧使用具有相同配置的一阶滤波器进行时间匹配，能够插入与速度测量侧的延迟等效的延迟。

在图32的(c)中，速度测量侧的基于后向差分的一阶滤波器包括：减法器152，从由RD转换器130(速度测量电路)测量的相位减去延迟器151的输出；乘法器153，具有滤波器系数K_LP，减法器152的输出通过该乘法器153；以及加法器154，对乘法器153的输出与延迟器151的输出求和。延迟器151延迟加法器154的输出。

除法器155将乘法器153的输出除以时间T_c，该乘法器153的输出是将在加法器154与先前值相加之前的值。

模型侧的基于后向差分的一阶滤波器包括：延迟器65，通过α次延迟计算来延迟^ω_m；减法器163，从延迟器65的输出减去延迟器162的输出；乘法器164，具有滤波器系数K_LP，减法器163的输出通过该乘法器164；以及加法器165，对乘法器164的输出与延迟器162的输出求和。延迟器162延迟加法器165的输出。

在后向差分的情况下，乘法器153和164的乘法系数K_LP被设置为K_LP＝T_c/(T_c+T_LPF)，其中T_LPF是滤波器时间常数。

上述的第六实施例产生以下效果。

(a)能够提高参考模型的计算精度。

(b)由于针对速度测量和LPF采取了各种时间匹配措施，因此提高了参考模型与速度测量之间的偏差(差)的精度，并且提高了干扰转矩估计的精度。

以这种方式，能够提高干扰转矩观测器的精度和响应性能，由此提高使用干扰转矩观测器的振动抑制控制的稳定性。

(第七实施例)

图34示出采用了如在第三和第四实施例中那样使用电机加速转矩的偏差的方式的第七实施例。图34示出连续数据系统的整体配置。连续数据系统变换为具有与图28中相同的整体配置的采样数据系统。在该实施例中，仅修改干扰转矩观测器和速度计算。在图34中，与图27中相同的部分用相同的附图标记来表示。

图34与第六实施例的配置例的不同之处在于，干扰转矩传感器120的偏差部分(减法器51)的输入被修改为估计电机加速转矩分量^T_{mA_dly}与由速度计算部141计算的时间微分分量T_{mA_det}之差ΔT_mA。

作为减法器51的输出的电机加速转矩的偏差分量ΔT_mA通过时间积分(积分器52)最终返回到速度偏差分量Δω_m，使得干扰转矩观测器能够如第六实施例中那样配置。由此，在干扰转矩观测器120中的车辆模型121的输出能够被用于振动抑制控制和干扰转矩估计这两者。这使得无需计算估计电机速度^ω_m。

在图34中，为了图示的目的省略了图27和图28中示出的前置滤波器部100。

图35的(a)示出通过将图34的干扰转矩观测器120变换为采样数据系统产生的配置例，并且对应于第六实施例的图30。由于不需要估计电机速度^ω_m，因此通过将设置在图30中示出的模型^DG_p2中的^TJ_m和^TJ_WM的积分系数的后级的积分部(122、125)移动到模型^DG_p1中的减法器27之后的位置并且将积分部组合为单个积分部128，能够减少与积分对应的项数。

使来自减法器51的差分输出通过积分系数乘法器T_c/^TJ_m以及由具有延迟算子z^－1的延迟器和加法器构成的积分部122，之后被输入到增益乘法器43，以估计干扰转矩。

图35的(b)对应于第六实施例的图31，其中模型^DG_p2中的积分(积分系数乘法器T_c/^TJ_m和积分部122)移动到减法器51的偏差计算的后级，因此，图31的模型^DG_p2仅用二阶滤波器127(^DG_pTmA2_IIR2)(本发明的^T_m－^T_mA变换块)简单地实现。

在第七实施例中车辆模型的输出被设置为估计电机加速转矩^T_mA的原因在于，期望的是，两个积分项^TJ_m和^TJ_WM移动到差分计算的后级，由此减少为一个积分项。

对于采样数据系统的数字计算，期望的是，随着积分器数量减少，误差减小，并且精度提高。

图36示出第七实施例中的电机加速转矩的差分计算的细节和用于对差进行积分的部分的配置。图36的(a)对应于第六实施例的图32的(a)，其中来自模型侧的输出改变为仅电机加速转矩，另一方面，在速度测量侧追加时间微分并被近似为时间差计算。

图36的(a)的速度测量侧与图32的(a)的不同之处在于追加了时间微分。使从计算器145输出的测量电机旋转速度ω_{m_det}通过具有延迟算子z^－1的延迟器132；减法器133计算延迟器132的输出与ω_{m_det}之差；并且使从减法器133输出的差通过具有系数TJ_m/T_c的微分器134。将时间微分计算追加到速度测量侧引起了延迟时间分量的增加。为了补偿这种增加，使移动平均计算部66的输出通过两样本移动平均计算部67以获得^T_{mA_dly}，并且使减法器51的输出通过积分系数乘法器T_c/^TJ_m以及由具有延迟算子z^－1的延迟器和加法器构成的积分部122以获得Δω_m。

尽管没有示出，但可以用与第六实施例的图32的(b)对应的配置代替图36的(a)中的ω_{m_det}的计算部。即，可以用图32的(b)中的RD转换器130、延迟器141、减法器142和除法器146代替图36的(a)中的RD转换器130、延迟器141和143、减法器142和144以及计算器145。

图36的(b)示出了以下的配置：如图32的(c)所示那样对于速度测量之后的滤波和时间微分，采用IIR滤波器(具有滤波器系数的K_LP的一阶滤波器)。由于期待IIR滤波器产生LPF的效果，并且允许在速度测量中出现一些噪声，因此将速度测量的采样间隔设置为n＝1。

图36的(b)与图32的(c)的不同之处在于，在RD转换器130和减法器152之间设置微分功能，该微分功能由具有延迟算子z^-1的延迟器135、用于计算与延迟器135的输出的偏差的减法器136以及用于将减法器136的输出乘以系数1/T_c的乘法器137构成。为了抵消该微分，在减法器51的输出侧设置积分系数乘法器T_c/^TJ_m和积分器122。

此外，图32的(c)中的除法器155是速度计算部的一部分，因此移动到紧接在减法器136之后的位置作为元件137。

虽然图36的(a)的速度测量侧在时间微分部分中采用用于差分计算的延迟器132，但在图36的(b)中采用一阶延迟滤波器的功能。

尽管一阶延迟滤波器最初是为满足速度的需要，但能够通过从滤波器内部的积分部的输入部提取^T_{mA_det}来提取速度的时间差分分量。换句话说，延迟器132的功能被包括在延迟器151中，从而得到稍微简化的配置。

另一方面，在图36的(b)的模型侧，输入信号本身从模型估计速度^ω_m变为其微分分量、即电机加速转矩^T_mA。其它与图32的(c)中相同，与第六实施例中那样，插入一阶延迟滤波器，并且移动平均计算器67被设置在延迟器65之后，以与速度测量侧的由微分计算引起的延迟时间的增加相匹配。

如上所述，根据第七实施例，如在第六实施例中那样，针对速度测量和LPF采取了各种时间匹配措施，使得参考模型与速度测量之间的偏差(差)的精度提高，并且干扰转矩估计的精度提高。

以这种方式，能够提高干扰转矩观测器的精度和响应性能，由此提高使用干扰转矩观测器的振动抑制控制的稳定性。

(第八实施例)

为了抑制由于齿轮齿隙导致的咔嗒震动，期望在齿隙时段期间减小电机转矩，以抑制速度的骤变。然而，如果电机转矩被限制为零，则齿隙相位不会变化，以致花费更长的时间来消除游隙。因此，期望以与可允许震动水平对应的上限速度使电机加速，并且尽快通过齿隙状况，由此缩短转矩指令受限的时段。为此目的，需要准确估计齿隙的起始和结束。

鉴于以上，相对于第六和第七实施例的配置，第八实施例另外设置有估计齿隙时段的功能和在齿隙时段期间将转矩指令抑制为小值的功能。

图37示出了第八实施例的整体配置例，并且图38示出了齿隙时段检测部分200的配置例。在第六和第七实施例中已说明过的要素是速度计算部140、干扰转矩观测器(Tdist_OBS)120、振动抑制控制滤波器150(F_comp)等。此外，如图27和图34中的干扰转矩观测器120的单点划线所指示的，追加输出分量(T_m－^T_mA)作为估计轴扭转转矩^T_d的功能，并将其用于估计。

在图37中，设置用于从前置滤波器部100中的加法器105的输出减去用于振动抑制的补偿转矩分量ΔT_comp的补偿转矩减法器201(subg)。

在补偿转矩减法器201的输出侧，设置用于限制输出转矩指令T_m的转矩限制器，其中第一转矩限制器101(TLIM0)具有第一转矩限制值，并且第二转矩限制器102(TLIM1)具有第二转矩限制值，该第二转矩限制值具有比第一转矩限制值窄的在上下限之间的宽度。

在转矩限制器101和102的输出侧有用于选择转矩限制器101和102的输出的开关swA，并且当以下说明的齿隙时段检测部分200检测到齿隙时，选择第二转矩限制器102的输出。

通过加法器108(addg)将开关swA的输出(T_m)与直接从振动抑制控制滤波器150输出的延迟前的补偿转矩分量ΔT_comp相加，并且将加法器108的加法输出输入到用于保持先前值的延迟器103。

干扰转矩观测器120接收被由开关swA选择的转矩限制器限制过的输出转矩指令T_m的输入以及由速度计算部140测量的电机旋转速度ω_{m_det}，并且输出估计电机加速转矩分量^T_mA以及作为分量T_m－^T_mA的估计轴扭转转矩^T_d。

齿隙时段检测部分200接收从由开关swA选择的转矩限制器输出的输出转矩指令T_m的输入以及从干扰转矩观测器120输出的估计轴扭转转矩^T_d，估计所述齿隙时段，并且输出指示所述齿隙时段的状态的逻辑信号“S_BL”(齿隙检测信号)。

当逻辑信号S_BL用于操纵转矩指令时，它相当于反馈信号。因此，通过延迟器202将输入信号延迟一次采样产生的齿隙检测信号S_BLz被用作开关swA的操作信号。

在该实施例中，齿隙检测信号S_BLz被配置为在齿隙时段期间输出“1”，使得开关swA选择“＝1”侧，即选择在上下限之间具有较小宽度的转矩限制器102。这限制了齿隙时段期间的转矩指令的幅度，以防止电机快速地加速。

图38示出了齿隙时段检测部分200的主要部分，其包括：

开关swB，固定在“＝d”侧，以接收所述估计扭转转矩^T_d的输入；

除法器210(转矩-相位变换部分)，被配置为执行到估计轴扭转相位^θ_d的变换；

齿隙起始定时检测部分220，被配置为检测估计轴扭转相位(^θ_d)的过零点作为所述齿隙时段的起始定时；

扭转速度估计部分230，被配置为通过对估计轴扭转相位^θd进行时间微分来估计所述轴扭转速度^ωd_divTd；

速度改变估计部分240，被配置为通过利用与电机的转动惯量相当的时间常数^TJ_m对图37中的输出转矩指令T_m进行时间积分来估计齿隙时段期间电机速度的变化分量^Δωd_{_BL}；

扭转移位估计部分250，被配置为通过以下步骤计算与齿隙对应的估计相位变化量^Δθ_BL：由加法器251计算由扭转速度估计部分230估计的轴扭转速度、在由齿隙起始定时检测部分220检测的齿隙时段的起始定时存储在锁存电路sh1中的初始扭转速度^ωd_{_ini}以及由速度改变估计部分240估计的齿隙时段期间的速度改变分量Δωd_{_BL}之和；以及对该和进行时间积分；以及

齿隙结束检测部分260，被配置为通过将由所述扭转移位估计部分250估计的所述相位改变量^Δθ_BL与作为设定值的齿隙相位宽度^θ_d的绝对值和余量宽度Δθ进行比较来检测齿隙时段的结束；以及

其中基于由齿隙起始定时检测部分220检测的齿隙起始定时(触发信号E_Set)和由齿隙结束检测部分260检测的齿隙结束(S_Rst)来检测齿隙时段。

接下来，说明图37和图38的细节。图38中的开关swB在第八实施例中固定在“＝d”侧，并且在第九实施例中固定在“＝r”侧。因此，在第八实施例中，^T_d被用作轴扭转相位估计计算(除法器210)的输入。

齿隙时段预测部分被划分为两个部分，即齿隙起始定时检测部分220和齿隙结束检测部分260。基于指示起始定时和结束的检测信号(E_Set、S_Rst)，由SR-FF(置位-复位触发器)构成的触发器sr1输出指示齿隙时段的状态的逻辑信号“S_BL”。在所示的例子中，被配置为在齿隙时段期间输出“＝1”。

接下来，说明齿隙起始定时检测部分220的配置。通过图27和图34中的干扰转矩观测器120获得的^T_d对应于来自弹性轴的反作用力，因此通过在除法器210(转矩-相位转换器)中除以刚度系数K_d而被转换为轴扭转相位^θ_d。齿隙起始定时检测部分220检测相位^θ_d的极性在正负间切换的过零定时，并且以触发信号的形式输出起始定时。根据相位变化的方向，触发信号有两类，其中对于从负到正的方向，输出“E_For”，对于从正到负的方向，输出“E_Rev”。这些信号由逻辑或电路221(OR)合成为单个齿隙起始定时触发信号E_Set，并且从齿隙起始定时检测部分220输出。该起始定时被输入并且用作触发器sr1(SR-FF)的触发信号。此外，为了检测齿隙的结束，需要关于相位变化方向的信息。因此，E_For和E_Rev触发信号被锁存，并且还输出指示方向极性的状态信号“S_FR”。

接下来，说明用于检测齿隙结束的方法。分量^T_d不能用于该目的。对于分量^T_d，始终基于干扰转矩观测器的干扰估计通过振动抑制控制进行补偿，使得齿隙时段期间的电机加速分量也被补偿以改变输出转矩指令T_m。换句话说，由于^T_d也急速变换，因此变得无法基于^T_d来准确地估计轴扭转相位。因此，通过与另一种预测方法组合来实现齿隙结束的估计。在图38的底部描绘了其配置。

如果如图40的(b)中示出的轴扭转速度Δω_mW的波形那样没有齿隙并且振动被抑制，则在轴转矩以恒定梯度改变而极性改变时，轴扭转速度几乎是恒定的。由于估计齿隙时段需要该速度，因此追加了用于从分量^T_d估计轴扭转速度的功能。

为此目的，使用通过由除法器210从分量^T_d转换产生的轴扭转相位^θ_d，并且由扭转速度估计部分230进行时间微分，以计算轴扭转速度^ωd_divTd。

使用锁存电路sh1，根据从齿隙起始时刻检测部分220输出的齿隙起始定时触发信号E_Set，将该估计轴扭转速度保持为初始扭转速度值^ω_{d_ini}。

扭转速度估计部分230由延迟器231、减法器232和除法器233构成以用于时间微分。

然而，由于电机侧的转矩指令T_m即使在齿隙时段期间也变化，因此也通过利用电机的时间常数^TJ_m对T_m进行时间积分来估计速度变化分量^Δωd_{_BL}。

利用时间常数^TJ_m的时间积分由积分系数乘法器T_c/^TJ_m以及由具有延迟算子z^－1的延迟器和加法器构成的积分器241执行。直到齿隙时段的起始为止，由被在前一采样定时估计的齿隙检测信号S_BLz进行切换控制的开关sw3将速度改变分量^Δωd_{_BL}重置为零。在齿隙时段期间，开关sw3被切换至积分部241的加法器侧而仅估计变化分量。

然后，由加法器251将变化分量^Δωd_{_BL}与由锁存电路sh1锁存的初始速度^ωd_{_ini}相加并且校正，以产生在齿隙时段期间被视为轴扭转速度^ωd_{_BL}的量。最后，在扭转移位估计部分250中，对轴扭转速度^ωd_{_BL}进行时间积分，以估计与齿隙对应的相位变化量^Δθ_BL。由具有采样周期T_c的乘法器252以及由具有延迟算子z^－1的延迟器和加法器构成的积分器253执行该时间积分。

齿隙起始时的相位变化量^Δ_BL的初始值也被开关sw4重置为零，该开关sw4的切换受齿隙检测信号S_BLz控制。在齿隙时段期间，开关sw4被切换至积分部253的加法器侧，以估计相位变化。

积分系数乘法器T_c/^TJ_m、积分部241和开关sw3构成变化速度估计部分240。加法器251对应于用变化分量校正初始速度的补偿部分。在加法器251后续的位置，乘法器252、积分器253和开关sw4构成扭转移位估计部分250。

接下来，说明齿隙结束检测部分260的配置。

待估计的相位位移的方向(正/负符号、正/负极性)取决于初始轴扭转速度的正/负极性(S_FR)。因此，需要根据正/负极性而转变为了判定齿隙结束而进行比较的参考相位。鉴于以上，设置用于根据正/负极性设置两类判定参考相位的参考相位设置部261p和261n。开关sw2f和sw2r被从齿隙起始定时检测部分220输出的状态信号S_FR进行切换控制，以转变判定参考相位，在齿隙起始定时触发信号E_Set的定时该判定参考相位被锁存电路sh2f和sh2r锁存。

被锁存电路sh2f锁存的作为基准的判定相位宽度θp被输入到比较器cmpf的“b”输入端子。将其与输入到“a”输入端子的估计相位变化量^Δθ_BL进行比较，以检测状态(^Δθ_BL>θp)。

被锁存电路sh2r锁存的作为基准的判定相位宽度θn被输入到比较器cmpr的“a”输入端子。将其与输入到“b”输入端子的估计相位变化量^Δθ_BL进行比较，以检测状态(θn>^Δθ_BL)。

使比较器cmpf和cmpr的判定输出通过逻辑或电路262以产生齿隙结束信号S_Rst，并且将触发器sr1重置。

在参考相位设置部261p和261n中，齿隙的参考相位宽度被设置为无符号绝对值θ_BL，并且通过加上余量宽度Δθ，然后根据变化的方向设置正/负符号来设置判定值。此外，即使在齿隙时段期间，转矩指令T_m的极性也可能改变以使旋转方向反转。因此，对于相反方向，判定电平被设置为接近于零的大致余量宽度Δθ，从而使得能够响应于反转而立即输出齿隙的结束。将判定相位宽度θp和θn与估计相位变化量^Δθ_BL进行比较以判定结束，并且重置SR-FF(触发器sr1)的信号S_BL。

以上是齿隙时段估计部分的配置例。

参考相位设置部261p和261n、开关sw2f和sw2r、锁存电路sh2f和sh2r、比较器cmpf和cmpr以及逻辑或电路262构成齿隙结束检测部分260。

在从根据齿隙起始定时触发信号E_set被置位起到根据齿隙结束信号S_Rst被重置的时段期间，触发器sr1输出齿隙检测信号S_BL。

估计相位变化量^Δθ_BL是从齿隙的起始起的电机相位与轮胎相位之差的变化量，并且对应于齿轮齿隙游隙的估计相位。当游隙达到设置的齿隙相位(θp,θn)时，通过比较器cmpf、cmpr和逻辑或电路262来判定齿隙时段的结束。

返回参照图37，以下说明基于齿隙检测信号S_BL限制转矩指令的方法。

前置滤波器部100中有两类上下限块。第一上下限块TLIM0(转矩限制器101)是常规块，并且另外的第二上下限块TLIM1(转矩限制器102)用于在齿隙时段期间的限制，并且将转矩宽度(转矩限制值)设置为比第一上下限块TLIM0(转矩限制器101)小的第二转矩限制器值。仅当齿隙检测信号S_BLz指示齿隙时段时，开关swA才切换到齿隙限制侧(TLIM1侧)。这限制了齿隙时段期间的转矩指令的幅度，由此防止电机加速。

然而，如果在上/下限块的后级减去了振动抑制控制的补偿分量Δt_comp，则补偿分量Δt_comp不受该限制功能的作用。因此，减法补偿部(补偿转矩减法器201)移动到限制器的前级。利用该配置，当开关swA从齿隙侧(＝1)切换回到正常侧(＝0)时，前置滤波器部100的输出骤变，由此引起共振。

因此，为了确保无扰特性(bumpless feature)，采用以下方式：在subg(补偿转矩减法器201)减去补偿分量ΔT_comp，并且在刚要保持先前值(延迟器103)之前在addg(加法器108)加上同一补偿分量ΔT_comp。

以上是齿隙时段的检测和齿隙时段期间的转矩指令的限制方法的配置例。在转矩越过零的所有情形下，具体而言，在从外部输入的转矩指令的变化率是平缓的情形下，不需要启动齿隙时段期间的转矩限制。利用干扰转矩观测器的振动抑制控制在齿隙时段期间也工作以限制的转矩指令。因此，仅当振动抑制控制的限制不足时才使利用齿隙检测信号S_BL和TLIM1(转矩限制器102)限制启动即可。

接下来，说明相位估计的原理。如上所述，在应用第六和第七实施例的系统中，不能使用^T_d来检测齿隙的结束。因此，由于轮胎和车身的合成转动惯量大并且转矩指令也接近零，故假定在短时间内轮胎侧的速度变化小，并且采用上述方法。

如果能够测量齿轮两端的旋转速度，则速度差Δω_mW(t)如数学表达式(17)中那样是基于电机侧速度ω_m(t)和轮胎侧速度ω_W(t)来计算的，并且可以如数学表达式(18)中那样通过对从齿隙起始时间t0起的经过时间Δt进行时间积分来计算在齿隙时段期间齿轮齿之间的相对相位θ_BL(Δt)。

Δω_mW(t)是两类相位分量、即轴扭转的相位分量和齿隙的相位分量之和的时间导数。直到刚要出现齿隙之前为止，Δω_mW(t)指示轴扭转速度，并且因为在齿隙时段期间轴转矩等于零，所以在齿轮游隙时段期间指示相对速度。

然而，由于不能测量轮胎侧速度，因此如数学表达式(19)中那样使用其它信息来近似轮胎侧速度。

首先，假定轮胎速度变化很小，保持初始值并将其代入为^ωw(t0+Δt)≈^ωw(t0)。接下来，电机侧速度被分离为速度变化Δω_m(Δt)和初始速度ω(t0)，即ω_m(t0+Δt)＝Δω_m(Δt)+ω_m(t0)。然后，如在数学表达式(19)的第三行那样，将右侧简化为两个要素，即，将右侧第一项简化为电机侧速度变化Δω_m(Δt)，并且将右侧第二项简化为扭转速度的初始值Δω_mw(t0)＝(ω_m(t0)－^ω_w(t0))。因此，这是以变量项和常量项彼此分离的形式来处理的。

对于常量项，使用由扭转速度估计部分230对相位^θ_d进行时间微分产生的速度，其中相位^θ_d根据^T_d来估计。对于变量项，通过利用数学表达式(20)对转矩指令T_m进行积分来估计齿隙期间的电机速度变化Δω_m(Δt)。

有利的是，因为没有反作用力施加于电机输出轴，所以对电机的所有输入转矩都用作使电机加速的转矩分量。因此，可以如在速度变化估计部分240的积分系数乘法器T_c/^TJ_m中那样，将电机的转动惯量TJ_m用作积分时间常数。

通过数学表达式(20)的近似和数学表达式(19)，可以计算在齿隙时段期间变化的轴扭转速度的近似值。然后，通过对近似值应用数学表达式(18)的积分计算，可以计算齿隙相位的估计值。然后，通过将齿隙相位的估计值与预设齿隙相位宽度进行比较来检测齿隙的结束。

对于基于上述数学表达式与图38之间的对应性的说明，将输入信号^T_d除以刚度系数K_d，以计算扭转相位^θ_d；对扭转相位^θ_d进行时间微分，以计算与Δω_mw(t)对应的^ωd_divTd；并且由锁存电路sh1采样^ωd_divTd，以获得与初始值Δω_mw(t0)对应的^ωd_{_ini}。对作为另外的输入信号的转矩指令T_m进行时间积分，以计算与电机侧速度变化Δω_m(Δt)对应的^Δωd_{_BL}；由加法器251计算^Δωd_{_BL}与^ωd_{_ini}之和，以确定与(t0+Δt)对应的^ωd_{_BL}；并且由扭转移位估计部分250对^ωd_{_BL}进行时间积分，以估计与^θ_BL(Δt)对应的^θ_BL。数学表达式(20)中的Δω_m(Δt)的初始值和数学表达式(18)中的^θ_BL(Δt)的初始值在起始时间t0为零。因此，当齿隙检测信号S_BLz处于“0”时，即，在没有出现齿隙的待机时段期间，由开关sw3和sw4将^ωd_{_BL}和^θ_BL重置为零值。

以这种方式，可以通过图38的配置来估计齿隙相位的变化量。然后，将估计的变化量与由参考相位设置部261p、261n设置的相位宽度θp、θn进行比较，以检测齿隙的结束。

如上所述，作为设置的比较基准的齿隙相位宽度具有对应于转矩变化方向的两种，即一种对应于正方向，一种对应于负方向。因此，由开关sw2f和sw2r以及锁存电路sh2h和sh2r进行选择。

第八实施例的方式需要一些假定和措施。首先，在开始估计时，需要估计实际转矩，其中干扰转矩观测器的估计值充分收敛。如果在短时间段内反复出现大的转矩变化，则不可能准确估计齿隙的起始定时，使得在估计初始速度时出现误差，并且结束的检测变得不准确。在这方面，可料想到，当转矩指令小时，转矩极性在短时间内反复变化。如参考图42说明的，第六和第七实施例的方式对于抑制转矩指令是有效的，使得当转矩指令小时，即使第八实施例的估计工作停止并且没有执行限制器切换，也没有问题。

此外，齿隙的相位随着机器的不同而不同，所以估计的时段发生变动。在这方面，与其说将转矩被减小期间的时段缩短而使得产生咔嗒震动，优选的是响应哪怕稍微延迟、但响应是无声的。因此，齿隙起始判定被设置为使得能够比转矩的过零稍早一点检测到齿隙起始(齿隙起始定时检测部分220的过零边缘检测)的水平。这可以通过对参考相位设置部261p、261n的设定值加上作为适当余量相位的Δθ以延迟检测来实现。

图43是示出将第八实施例的方式额外应用于第七实施例时的特性例的时间图。这是在与图42中相同条件下的行为例。在图44的时间图中示出了关于齿隙时段期间的预测操作的行为。

在图43的(A)和图43的(B)中，波形(b)示出轴扭转速度，可以确认，如实线和虚线彼此重叠的部分所指示的，能够显著地抑制齿隙时段期间的轴扭转速度的速度变化宽度。此外，控制输出T_m被强制性抑制为小的值，并且如波形(c)所示，电机加速转矩T_mA和振动抑制控制的校正量ΔT_comp二者都被抑制为小的值。由于波形(d)中的估计轴转矩^T_d直至齿隙起始之前为止具有与实际扭转转矩相近的波形，可见能够通过零检测来检测起始定时。然而，在后续的齿隙时段期间，分量^T_d被抑制为小，但未被抑制为接近零。因此追加了转矩限制器。关于干扰转矩观测器的估计转矩^T_obs，由于即使在齿隙之后仍残留脉动，导致出现估计误差。然而，估计转矩^T_obs收敛于0.1s以内的正常估计值。因此可料想到，此后能够再次执行齿隙估计。

图44示出了估计齿隙时段的功能的行为，其中在波形(a)中，虚线指示基于^T_d的输入估计的扭转速度。在此，起始时保持的^ωd_{_ini}用实线绘制。

在波形(b)中，实线指示通过对电机转矩指令进行积分而估计的分量Δω_m(Δt)(^Δω_{d_BL})，并且点划线指示分量Δω_m(Δt)(^Δω_{d_BL})与初始值^ω_{d_ini}(^ω_{d_BL})之和。可以确认，即使转矩指令被限制，也能够产生足以在短时间内使齿隙终止的速度。

在波形(c)中，实线指示根据转矩估计^T_d计算的相位^θ_d和使用数学表达式(18)估计的分量^Δθ_BL，点划线指示θp，并且虚线指示θn，其中θp和θn将与^Δθ_BL进行比较。

波形(d)指示定时信号E_Set和S_Rst以及通过锁存定时信号E_Set和S_Rst产生的齿隙检测信号S_BL。为了比较，还在底部用虚线绘制从实际设备模型检测的齿隙时段。可见能够大致准确地估计齿隙时段。

(第九实施例)

在第八实施例中，使用干扰转矩观测器的输入/输出差分分量^T_d来估计滑移相位和速度。在第九实施例中，使用转矩指令T_m来替代输入信息。具体地，图38的开关swB被设置于“＝r”侧以输入T_m，使T_m通过除法器210以变换为轴扭转相位^θ_d，由此提供转矩指令T_m作为用于估计^θ_d的信息源的替代。

由于转矩指令接近零，因此如果振动抑制控制的补偿分量已收敛，则能够采用该近似。

由于当轴的扭转转矩接近零时出现齿隙，因此由干扰转矩观测器计算出的估计轴转矩^T_d与T_m近似相等。因此，关于齿隙预测，即使信号被代替，也几乎没有区别。

其它操作与第八实施例中的相同。图45和图46示出对应于图43和图44的特性例。图45和图46的特性与图43和图44的特性几乎相同。已确认即使利用近似也能够工作。

比较第八实施例和第九实施例的特性例，似乎没有由于方式变化而带来的优劣。因此，对于实际使用，可料想到，根据速度测量中含有的噪声量来确定将要选择哪种方式。

通过扩展第六实施例和第七实施例的配置而追加第八实施例和第九实施例的功能，能够估计齿隙起始时间和结束时间，进而减小齿隙时段期间的转矩指令由此抑制电机的加速量。这减少了由加速引起的动能，并且减少了在齿隙结束而齿轮齿碰撞时的震动。

在该方式中，在转矩指令小的区域或者在转矩变化缓慢时，无法准确估计齿隙。然而，使用第六和第七实施例的干扰转矩观测器的振动抑制控制还具有在电机在齿隙时段期间快速地加速时减小输出转矩指令的功能。因此，无需使第八实施例和第九实施例在整个区域上工作，仅在转矩指令的变化率大到足以使齿隙时段的估计更容易时才需使第八实施例和第九实施例工作。

换句话说，通过将第六或第七实施例与第八或第九实施例组合，能够抑制由大范围的齿隙引起的咔嗒震动。

Claims (11)

1.一种车辆系统振动抑制控制设备，该车辆系统利用具有转矩控制功能的电机驱动设备经由弹性轴驱动车辆，该车辆系统振动抑制控制设备的特征在于：

具有被输入输出转矩指令T_m的近似模型，

具备反馈控制结构，所述反馈控制结构利用所述近似模型，通过对电机旋转速度的测量速度分量ω_m进行微分来求出电机加速转矩分量T_mA*，通过从输入转矩指令T_ref减去使所述电机加速转矩分量T_mA*通过振动抑制控制滤波器F_comp(s)而得到的补偿转矩分量T_Fcomp来计算所述输出转矩指令T_m，

所述振动抑制控制滤波器F_comp(s)由式(13)构成，

式(13)

其中

s：拉普拉斯算子，

ω_r＝√(K_d·(1/TJ_m+1/TJ_wM)，

ω_a＝√(K_d·(1/TJ_wM))，

ζ_r＝(K_d·D_s)/(2·ω_r)，

ζ_a＝(K_d·D_s)/(2·ω_a)，

ζ_A：可调参数，

D_s＝TJ_M/(TJ_w+TJ_M)·K_t,

TJ_m：与电机惯量相当的时间常数，

TJ_w：与驱动轮惯量相当的时间常数即多个轮的合成值，

TJ_M：与车辆质量相当的时间常数，

K_d：传动系统的扭转刚度系数，

K_t：与轮胎和路面之间的摩擦相关的系数，以及

TJ_wM＝TJ_w+TJ_M。

2.根据权利要求1所述的车辆系统振动抑制控制设备，其特征在于：

所述近似模型包括：

减法器，从所述输出转矩指令T_m减去由干扰转矩观测器求出的估计干扰转矩^T_obs和轴扭转转矩^T_d以输出估计电机加速转矩分量^T_mA；

将所述估计电机加速转矩分量^T_mA除以与电机转动惯量相当的时间常数来求出电机侧加速度的块；

将所述轴扭转转矩^T_d除以轮胎和车身的合成转动惯量来计算车身侧加速度的块；

对所述电机侧加速度与车身侧加速度之差进行时间积分来求出电机和车身的相对速度的块；

将所述轴扭转转矩^T_d乘以滑移系数^D_s来求出轮胎滑移速度的块；以及

对所述电机和车身的相对速度与所述轮胎滑移速度之差进行时间积分而变换为弹性轴的扭转相位，之后乘以传动系统的扭转刚度系数^K_d而得到所述轴扭转转矩^T_d的块，

所述车辆系统振动抑制控制设备设置有所述干扰转矩观测器，该干扰转矩观测器对所述估计电机加速转矩分量^T_mA与对所述电机旋转速度的测量速度分量ω_m进行微分而求出的电机加速转矩分量T_mA*的偏差实施与电机转动惯量相当的时间常数的积分运算，对该积分运算结果乘以观测器增益K_g来求出估计干扰转矩^T_obs，将所述估计干扰转矩^T_obs输入到所述减法器。

3.根据权利要求2所述的车辆系统振动抑制控制设备，其特征在于：使所述振动抑制控制滤波器F_comp(s)的输入为所述估计电机加速转矩分量^T_mA而不是所述电机加速转矩分量T_mA*。

4.根据权利要求3所述的车辆系统振动抑制控制设备，其特征在于：包括延迟补偿单元，该延迟补偿单元延迟所述估计电机加速转矩分量^T_mA，以取得电机旋转速度的测量速度分量与估计电机加速转矩分量^T_mA的时间匹配。

5.根据权利要求4所述的车辆系统振动抑制控制设备，其特征在于：包括低通滤波器，所述低通滤波器使所述电机加速转矩分量T_mA*与所述估计电机加速转矩分量^T_mA的偏差延迟。

6.根据权利要求3或4或5所述的车辆系统振动抑制控制设备，其特征在于包括：

乘法器，将所述电机加速转矩分量T_mA*和所述估计电机加速转矩分量^T_mA分别乘以可变加权系数；以及加法器，将各个所述乘法器的输出相加，

将所述加法器的输出作为所述振动抑制控制滤波器F_comp(s)的输入。

7.一种车辆系统振动抑制控制设备，该车辆系统利用具有转矩控制功能的电机驱动设备经由弹性轴驱动车辆，该车辆系统振动抑制控制设备的特征在于，包括：

干扰转矩观测器，利用测量电机旋转速度ω_{m_det}与^ω_{m_dly}的偏差信息来求出估计干扰转矩^T_obs，其中所述测量电机旋转速度ω_{m_det}是根据电机旋转相位和时间的测量值而运算得到的，^ω_{m_dly}是通过使估计电机旋转速度^ω_m延迟与包括速度测量侧延迟时间的延迟时间总和相等的时间而得到的，所述估计电机旋转速度^ω_m是利用被输入输出转矩指令T_m的车辆模型而估计出的；以及

反馈控制结构，通过从转矩指令T_{ref_LPF}减去补偿转矩分量ΔT_comp来计算所述输出转矩指令T_m，其中所述转矩指令T_{ref_LPF}是使输入转矩指令T_ref通过前置滤波器而得到的，所述补偿转矩分量ΔT_comp是使利用所述车辆模型求出的估计电机加速转矩分量^T_mA通过振动抑制控制滤波器而得到的，

其中所述干扰转矩观测器由采样数据系统模型构成，是以从所述输出转矩指令T_m减去估计干扰转矩^T_obs而得到的^T_m为输入、根据该^T_m来求出估计电机加速转矩分量^T_mA的块，包括如下的块或^T_m－^T_mA变换块，

其中该块包括：从^T_m减去轴扭转转矩^T_d以输出^T_mA的减法器；以及

从对估计电机加速转矩分量^T_mA进行近似积分而得到的^ω_m减去车身速度^ω_Wm和轮胎滑移速度来求出轴扭转速度^ω_d，使对^ω_d与积分系数^K_d·T_c的乘积进行近似积分之后的结果通过延迟器而作为所述轴扭转转矩^T_d的功能，其中所述车身速度^ω_Wm是通过对^T_d进行近似积分而得到的，所述轮胎滑移速度是通过对^T_d乘以滑移系数^D_s而得到的，

其中所述^T_m－^T_mA变换块由根据式(12)的二阶传递函数设计了系数的二阶滤波器构成，

式(12)

其中

s：拉普拉斯算子，

ω_r＝√(K_d·(1/TJ_m+1/TJ_wM)，

ω_a＝√(K_d·(1/TJ_wM))，

ζ_r＝(K_d·D_s)/(2·ω_r)，

ζ_a＝(K_d·D_s)/(2·ω_a)，

D_s＝TJ_M/(TJ_w+TJ_M)·K_t,

TJ_m：与电机惯量相当的时间常数，

TJ_w：与驱动轮惯量相当的时间常数即多个轮的合成值，

TJ_M：与车辆质量相当的时间常数，

K_d：传动系统的扭转刚度系数，

K_t：与轮胎和路面之间的摩擦相关的系数，以及

TJ_wM＝TJ_w+TJ_M；

其中所述干扰转矩观测器还包括：

增益乘法器，将^ω_{m_dly}与所述测量电机旋转速度ω_{m_det}的偏差乘以观测器增益K_g，其中^ω_{m_dly}是使对所述估计电机加速转矩分量^T_mA进行近似积分而得到的^ω_m延迟与包括速度测量侧延迟时间的延迟时间总和相等的时间而得到的；以及

延迟器，延迟所述增益乘法器的输出以作为所述^T_obs，

其中所述ω_{m_det}与^ω_m的偏差是通过以下任意采样数据系统模型的运算来进行的：

取将与所述电机旋转相位的过去采样值的相位差除以时间差而得到的ω_{m_det}与利用延迟块使^ω_m延迟而得到的^ω_{m_dly}的偏差；或者

取将与所述电机旋转相位的过去采样值的相位差除以恒定采样周期而得到的ω_{m_det}与利用延迟块使^ω_m延迟而得到的^ω_{m_dly}的偏差；或者

针对相位的测量值构成采样数据系统一阶延迟滤波器，取将一阶延迟滤波器的积分部的输入信号除以采样周期Tc而得到的ω_{m_det}与利用具有系数与所述一阶延迟滤波器相同的一阶延迟滤波器的延迟块使^ω_m延迟而得到的^ω_{m_dly}的偏差，

所述振动抑制控制滤波器F_comp(s)由式(13)构成，

式(13)

其中

s：拉普拉斯算子，

ω_r＝√(K_d·(1/TJ_m+1/TJ_wM)，

ω_a＝√(K_d·(1/TJ_wM))，

ζ_r＝(K_d·D_s)/(2·ω_r)，

ζ_a＝(K_d·D_s)/(2·ω_a)，

ζ_A：可调参数，

D_s＝TJ_M/(TJ_w+TJ_M)·K_t,

TJ_m：与电机惯量相当的时间常数，

TJ_w：与驱动轮惯量相当的时间常数即多个轮的合成值，

TJ_M：与车辆质量相当的时间常数，

K_d：传动系统的扭转刚度系数，

K_t：与轮胎和路面之间的摩擦相关的系数，以及

TJ_wM＝TJ_w+TJ_M。

8.一种车辆系统振动抑制控制设备，该车辆系统利用具有转矩控制功能的电机驱动设备经由弹性轴驱动车辆，该车辆系统振动抑制控制设备的特征在于，包括：

干扰转矩观测器，基于根据电机旋转相位和时间的测量值而运算出的测量电机旋转速度ω_{m_det}的时间微分分量T_{mA_det}和输出转矩指令T_m来求出估计干扰转矩^T_obs；以及

反馈控制结构，通过从转矩指令T_{ref_LPF}减去补偿转矩分量ΔT_comp来计算所述输出转矩指令T_m，其中所述转矩指令T_{ref_LPF}是使输入转矩指令T_ref通过前置滤波器而得到的，补偿转矩分量ΔT_comp是使利用所述车辆的模型求出的估计电机加速转矩分量^T_mA通过振动抑制控制滤波器而得到的，

其中所述干扰转矩观测器由采样数据系统模型构成，是以从所述输出转矩指令T_m减去估计干扰转矩^T_obs而得到的^T_m为输入、根据该^T_m来求出所述估计电机加速转矩分量^T_mA的块，包括如下的块或^T_m－^T_mA变换块，

其中该块包括：从^T_m减去轴扭转转矩^T_d以输出^T_mA的减法器；以及

从^T_mA与积分系数Tc/^TJ_m的乘积减去^T_d与积分系数Tc/^TJ_wM的乘积，对该减法输出实施第一近似积分，从第一近似积分输出减去对^T_d乘以滑移系数^D_s而得到的轮胎滑移速度来求出轴扭转速度^ω_d，使对^ω_d与积分系数^K_d·T_c的乘积实施第二近似积分之后的结果通过延迟器来作为所述轴扭转转矩^T_d的功能，

其中所述^T_m－^T_mA变换块由根据式(12)的二阶传递函数设计了系数的二阶滤波器构成，

式(12)

其中所述干扰转矩观测器还包括：

积分部，对使所述估计电机加速转矩分量^T_mA延迟而得到的^T_{mA_dly}与所述T_{mA_det}的偏差分量ΔT_{mA_dly}进行积分；

增益乘法器，对所述积分部的输出乘以观测器增益K_g；以及

延迟器，将增益乘法器的输出延迟而作为所述^T_obs，

其中所述ΔT_{mA_det}的运算是通过以下任意采样数据系统模型的运算来进行的：

取使将与所述电机旋转相位的过去采样值的相位差除以时间差而得到的ω_{m_det}延迟后利用系数TJ_m/Tc进行微分而得到的^T_{mA_det}与利用延迟块使^T_mA延迟而得到的^T_{mA_dly}的偏差；或者

取使将与所述电机旋转相位的过去采样值的相位差除以恒定采样周期而得到的ω_{m_det}延迟后利用系数TJ_m/Tc进行微分而得到的^T_{mA_det}与利用延迟块使^T_mA延迟而得到的^T_{mA_dly}的偏差；或者；

针对对相位的测量值进行微分而得到的ω_{m_det}构成采样数据系统一阶延迟滤波器，取一阶延迟滤波器的积分部的输入信号^T_{mA_det}与利用具有系数与所述一阶延迟滤波器相同的一阶延迟滤波器的延迟块使^T_mA延迟而得到的^T_{mA_dly}的偏差，

所述振动抑制控制滤波器F_comp(s)由式(13)构成，

式(13)

其中

s：拉普拉斯算子，

ω_r＝√(K_d·(1/TJ_m+1/TJ_wM)，

ω_a＝√(K_d·(1/TJ_wM))，

ζ_r＝(K_d·D_s)/(2·ω_r)，

ζ_a＝(K_d·D_s)/(2·ω_a)，

ζ_A：可调参数，

D_s＝TJ_M/(TJ_w+TJ_M)·K_t,

TJ_m：与电机惯量相当的时间常数，

TJ_w：与驱动轮惯量相当的时间常数即多个轮的合成值，

TJ_M：与车辆质量相当的时间常数，

K_d：传动系统的扭转刚度系数，

K_t：与轮胎和路面之间的摩擦相关的系数，以及

TJ_wM＝TJ_w+TJ_M。

9.根据权利要求7或8所述的车辆系统振动抑制控制设备，包括：

齿隙时段检测部，检测齿隙时段；

补偿转矩减法器，从T_{ref_LPF}减去所述补偿转矩分量ΔT_comp以输出所述输出转矩指令T_m，其中所述T_{ref_LPF}是使所述输入转矩指令T_ref通过抑制高频带的前置滤波器而得到的；

第一转矩限制器和第二转矩限制器，为限制从所述补偿转矩减法器输出的输出转矩指令T_m的限制器，其中所述第一转矩限制器具有第一转矩限制值，所述第二转矩限制器具有比第一转矩限制值小的第二转矩限制值；

切换开关，为选择第一转矩限制器或第二转矩限制器的输出的开关，当所述齿隙时段检测部检测到所述齿隙时段时，选择第二转矩限制器的输出；以及

加法器，将由所述切换开关选择的转矩限制器的输出与所述补偿转矩分量ΔT_comp相加并反馈到所述前置滤波器；

所述齿隙时段检测部包括：

转矩-相位变换部，被输入作为^T_m与^T_mA之差的估计轴扭转转矩^T_d，并变换为估计轴扭转相位^θ_d；

齿隙起始定时检测部，检测所述估计轴扭转相位^θ_d的过零点作为所述齿隙时段的起始定时；

扭转速度估计部，对所述估计轴扭转相位^θ_d进行时间微分来估计所述轴扭转速度；

速度改变估计部，对输出转矩指令T_m进行时间积分来估计齿隙时段期间的速度改变分量；

扭转移位估计部，对由所述扭转速度估计部估计的轴扭转速度、在由所述齿隙起始定时检测部检测的齿隙的起始定时存储的初始扭转速度、和由所述速度改变估计部估计的所述齿隙时段期间的速度改变分量相加并进行时间积分，以估计对应于齿隙的估计相位改变量^Δθ_BL；以及

齿隙结束检测部，基于设定的齿隙相位宽度的绝对值^θ_d及余量宽度Δθ与由所述扭转移位估计部估计的相位改变量^Δθ_BL的比较来检测齿隙时段的结束，

其中基于由所述齿隙起始定时检测部检测的齿隙起始定时和由所述齿隙结束检测部检测的齿隙结束信号来检测齿隙时段。

10.根据权利要求9所述的车辆系统振动抑制控制设备，其特征在于：所述转矩-相位变换部被输入所述T_m来代替所述^T_d并变换为^θ_d。

11.一种车辆系统振动抑制控制方法，其特征在于：该车辆系统振动抑制控制方法包括操作权利要求1至10中任一项所述的车辆系统振动抑制控制设备。

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