CN1162963C - 声表面波器件 - Google Patents

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Abstract

一种声表面波器件包含一非对称双电极，此非对称双电极防止带上反射波和传播声表面波间的失配，并能实现优良的单向性。此声表面波器件包含的非对称双电极，包含有着互不相同宽度的第一和第二条带的一个半波长段。半波长安排成定义一个基本段。此声表面波器件包含配置在一块压电基片上的至少两个基本段。当把基本段的中心作为参考位置时，反射中心矢量角度的绝对值在约45±10°或约135±10°以内。换句话说，激励中心和反射中心间的相位差的绝对值在约45±10°或约135±10°以内。

Description

声表面波器件
(1)技术领域
本发明涉及用于诸如谐振器或滤波器的声表面波器件，尤其涉及具有用作单向叉指换能器或是分散反射器的非对称双电极的声表面波器件。
(2)背景技术
声表面波器件如声表面波滤波器广泛应用于移动通信设备或广播设备或其他诸如此类的设备中。尤其因为声表面波器件紧凑、轻量、无需调谐和易于制造，该器件适合于用作如便携通信设备中的电子部件。
声表面波器件从其结构上大致可分为横向型滤波器和谐振型滤波器。通常，横向型滤波器的优势有(1)群时延偏差小，(2)相位线性较佳，(3)基于加权的通带设计中的高度灵活性。然而，横向滤波器也有着插入损耗较大的缺点。
用于声表面波器件的叉指换能器(下简称IDT)对IDT的两面发送和接收声表面波，也就是说，IDT以同等的方式双向地发送和接收声表面波。比如，在横向型滤波器中两个IDT在空间上各自分开预定的距离，从一个IDT发送的声表面波一半由另一个IDT接收，但声表面波从该IDT传播到另一个IDT反面的声表面波会产生损耗。这个损耗被称作“双向损耗”，且在横向型滤波器越来越大的插入损耗中成为一个重大的因素。
为了减少上述的双向损耗，提出了多种类型的单向IDT。在这些单向的IDT中，声表面波仅在其一面发送和接收。而且，已开发出了利用这些单向的IDT的低损耗的横向型滤波器。
例如，汉默(Hanma)等人已提出在“三次渡越抑制技术”(1976，电气和电子工程师协会超声波技术专题论文汇编第328-331页)中提出一种非对称的双电极。图14即为在此已有技术中非对称双电极所展示的局部剖视平面示意图。
在非对称双电极101中，半波长段Z由2个彼此不同宽度的带组成102和103，并沿着声表面波的传播方向重复排列。这种由2个彼此不同宽度的带组成的半波段Z规定的电极叫做“非均衡双电极”或“非对称双电极”。
半波长的宽度设为0.5λ。带102的宽度相对较窄设为λ/16。带103的宽度相对较宽设为3λ/16。在带102和带103之间的间隙宽度设为2λ/16。在此半波长段中带102外侧间隙宽度设为λ/16。此半波长段中声表面波传播方向上的带103外侧间隙宽度设为λ/16。
在邻接的基本段之间，电极性彼此相反。
在上述的非对称双电极中，每一个基本段的反射由一个合成矢量来表达，它产生自综合图15所示带102和103的边缘X1至X4的反射波。图16所示为当参考位置设为基本段的中心时在边缘X1至X4的反射矢量及其合成矢量。从图16中可看出合成矢量V位于角67.5°处，反射中心位于角67.5°/2＝33.75°处。
并且，在这个非对称双电极中，带102的外边界X1和带103的外边界X4放置成对半波长段的中心双向对称。因此，在基本段的中心和邻近基本段中最近带的外侧边界之间的距离，彼此也是相等的。所以在非对称的双电极中，激励中心位于基本段Z的中心，且激励中心和反射中心之间产生33.75°相位差。这样，非对称双电极就按单向电极进行工作。
作为上述非对称双电极的一个例子，下列表1示出当在ST切割结晶石英基片形成3％膜厚铝膜非对称双电极时的模间耦合系数k12/k0、激励中心角ψ和反射中心角φ相位差以及反射中心角φ。
               表1
    项目     计算值
    模间耦合系数k12/k0     0.00257
    激励中心角ψ和反射角φ间的相位差     31.3°
    反射中心角     33.8°
这里，k0是通过IDT进行传播的声表面波的波数。比值k12/k0以及激励中心角ψ和反射中心角φ间的相位差能从有限元方法决定的谐振频率得到，采用的是奥布奇(Obuchi)等人的技术(“基于模耦合理论的声表面波叉指电极激励特性的评估”，日本电子信息和通讯工程师协会技术报告MW90-62)。同样，反射中心角φ由激励中心角ψ和反射中心角φ之间的相位差决定，激励中心从由有限元方法所得电极电荷密度分布的傅里叶变换所获基波分量得到。
日本未审查专利申请公告第61-6917号发表作为在上述非对称双电极情况下，通过在半波长段宽度不同安排的带2实现单向电极。日本未审查专利申请公告第61-6917号揭示的电极由于它的2带的非对称性，也应该作为单向电极工作。然而，在日本未审查专利申请公布第61-6917号发表的方法，没有揭示控制反射中心和反射值的方法。另外，没有描述可行的反射中心和反射值。
文章《直接数字分析SAW模声表面波耦合方程和它的应用》(第27次EM讨论会预印本，第106-116页，Takeuchi等人著)描述了单向IDT的原理，它在一种结构中提出较宽频带平坦方向性，该结构正负反射元被分散排列在一个单向IDT。然而，在这里，没有对形成可靠性优良的单向IDT的方法进行描述。
通常，当使声表面波在仅由IDT构成的没有反射的双带上入射时，由再激励引起反射。因而，在常规的横向型滤波器情况下，产生称为“三次渡越回波”或TTE的波，并引起波纹和其他一些不希望有的波的特性，不利地影响了滤波特性。上述由汉默(Hanma)等人所写的文中揭示了一种借助非对称双电极的声反射波抵消再激励引起的反射的方法。然而，此方法却产生了一个问题，就是当声反射比再激励所引起的反射大时，声反射引起新的波纹。所以，这种抵消再激励反射的方法受压电基片材料和电极材料的限制，因为代表声反射值的反射矢量长度在非对称双电极中是固定的。
从另一方面说，文章《关于一种SAW反射器的加权方法》(1999年，日本电子信息通讯工程师协会大会集，第279页，Tajima等人著)揭示对反射器的反射系数进行加权的方法。此方法采用多条有着互不相同宽度的带，并根据带的宽度利用带的反射系数随其宽度的改变。然而，当带的宽度改变时，声速也就随着改变。结果，当试图根据带的宽度而进行加权时，测试方法和装置就需要找到正确的声速，并按照此正确声速改变带的排列。这就造成了设计需要极端高度技术的这个难题。
如上所述，已提出利用双带的非对称性按单向电极工作的各种IDT或谐振器，但是常规的非对称双电极并未达到足够的单向性。另外，常规的非对称双电极的反射中心和反射值很难控制。
(3)发明内容
为了克服上述的问题，本发明的较佳实施例提供了一种利用非对称双电极的声表面波器件，它能得到较好的声表面波传播的单向性，而且可以在每基本段内有效且方便地控制反射量。
根据本发明的较佳实施例，声表面波器件包括：压电基片，以及非对称双电极，所述非对称双电极设置在所述压电基片上、以配置宽度不同的第一和第二条带的半波长段作为基本段、并沿着声表面波传播方向至少二次以上地反复配置该基本段，其特征在于，所述非对称双电极是反射器，以所述第一和第二条带的边界的位置为X1～X4、以X1＝-X4的位置为基本段的中心，则由合成以所述基本段的中心为参考位置时的第一和第二条带的边界的反射矢量所成的合成矢量而求得的反射中心的绝对值在45±10°或135±10°的范围。
根据本发明较佳实施例的声表面波器件中，更可取的是声表面波的反射量在所述带的边界位置彼此相等。
再者，根据本发明较佳实施例的声表面波器件中，上述非对称双电极可为叉指换能器，或可代之以反射器。
进而言之，根据本发明的较佳实施例，更可取的是用石英晶体作为如上所说的压电基片。另外，本发明的另一个较佳实施例，压电基片可由另一压电单晶，比如LiTaO3，或压电陶瓷，如钛锆酸铅基陶瓷组成。而且，通过在诸如压电基片或铝基片等绝缘基片上形成诸如ZnO薄膜等压电薄膜而构成的压电基片，也可用。
上述或其他的一些要素、特性、特征和本发明的优点将会在下文结合附图详细叙述本发明的较佳实施例中阐明。
(4)附图说明
图1A是根据本发明较佳实施例的非对称双电极的平面图。
图1B是根据本发明较佳实施例的非对称双电极的局部剖视图。
图2是本发明较佳实施例中，非对称双电极激励中心与边界位置的关系曲线。
图3所示为当合成矢量长度Γ为0.20λ时，边界位置X1＝X4和每一边界位置X2与X3之间关系的特性曲线。
图4所示为当合成矢量长度Γ为0.50λ时，边界位置X1＝X4和每一边界位置X2与X3之间关系的特性曲线。
图5所示为当合成矢量长度Γ为1.00λ时，边界位置X1＝X4和每一边界位置X2与X3之间关系的特性曲线。
图6所示为当合成矢量长度Γ为1.25λ时，边界位置X1＝X4和每一边界位置X2与X3之间关系的特性曲线。
图7所示为当合成矢量长度Γ为1.50λ时，边界位置X1＝X4和每一边界位置X2与X3之间关系的特性曲线。
图8所示为当合成矢量长度Γ为1.70λ时，边界位置X1＝X4和每一边界位置X2与X3之间关系的特性曲线。
图9所示为在本发明的较佳实施例中，当由等式(1)得到的边界位置X2改变时，反射中心角φ也随之改变的特性曲线。
图10所示为在本发明的较佳实施例中，当边界位置X3改变时，反射中心角φ也随之改变的特性曲线。
图11是根据本发明的另一个较佳实施例评定IDT方向性用的其电极结构的平面示意图。
图12所示为在本发明的另一个较佳实施例中获得的基本段数和方向性之间关系的特性曲线，和备作比较的采用常规非对称双电极时的这种关系曲线。
图13所示为根据本发明另一个较佳实施例的有反射器IDT的电极结构的平面示意图。
图14所示为常规非对称双电极的局部剖视平面原理图。
图15所示为说明在图14的非对称双电极中带的边界位置的局部剖视图。
图16所示为在图15中的边界位置X1至X4的反射矢量和它的合成矢量V之间关系的说明图。
(5)具体实施方式
为用非对称双电极实现单向性，本申请的发明者进行了广泛的调研并且发现了当每基本段的声表面波的反射量较小时，通过用单向电极形成反射元，其中激励中心和反射中心间的相位差约为+45°(-135°)或约为-45°(+135°)，并且通过安排这些正、负反射元，把它们分别当作正、负脉冲处理，能估算单向电极的频率单向性。此外，本发明者还发现了，当激励中心和反射中心间的相位差在正负元中从约±45°(±135°)有较大偏离时，把正负元分别当作简单的正负脉冲就变得较为困难，这是因为声表面波的相位失配。
此外，本发明者还发现当使用非对称双电极单向IDT加权法时，如果形成正负反射元并用作反射器，其中的反射中心相对于半波长段的中心分别位于约+45°(-135°)或约为-45°(+135°)的角度，则执行关于反射系数的加权是可能的。当试图对带的宽度执行加权时，需要改变电极间距。然而，由反射系数而来的加权法允许反射元制造较为简单，因为正负元的声速彼此是完全相同的。
接下来，本发明之不同的较佳实施例原理将参照附图较详细的描述。
现以图1A和1B所示的非对称双电极为例。在此非对称双电极1中，组成每一个基本段Z的带2和带3有着不同的宽度，这些基本段沿着声表面波的传播方向重复排列着。现在，令其中的一个基本段在从-0.25λ至+0.25λ位置放置着。这里，λ表示声表面波的波长。
令第一和第二带的边界位置置于基本段内，即这半波长段为X1到X4，且经自由表面传播的声表面波的声速为Vf，而经金属表面传播的声表面波的声速为Vm，则根据自由表面和金属表面的声速修正的边界位置X1至X4可由如下等式来表达：
数学表达式7
X1至X4＝(VfLm+VmLf)/(VfLm0+VmLf0)  …(3)
在上列等式(3)中，Lm代表在金属表面上从半波长段的中心算起的总长，即在声表面波传播方向上从0λ到X1至X4之长度；Lf代表在自由表面上从半波长段的中心算起的总长，即也为0λ到X1至X4之长度。Lm0代表在整个半波长段内金属表面的总长，而Lf0则代表在整个半波长段内自由表面的总长。
接下来，将讨论仅一条带放置于半波长段内的单电极的反射。假定安置单条带使其中心位于半波长段Z的参考位置0λ处。令在此单带一端边界位置-Xs的反射矢量为Γs1，其另一端边界位置+Xs的反射矢量为Γs2，则参考位置中合成矢量由下列等式(4)表达。这里，在等式(4)中的j代表虚数单元，k代表波数。
数学表达式8
Γs＝Γs1×e-2·j·k·(-Xs)+Γs2×e-2·j·k·(Xs)  …(4)
上述合成矢量Γs的长度|Γs|代表单带的反射量。
这里，当执行归一化如|Γs1|＝|Γs2|＝1时，我们能用Γs1＝-Γs2＝-1来表达，前提条件是在自由表面上的声阻抗比在金属表面的声阻抗大时。所以，当定义反射中心角φs作为单带的中心时，反射中心角φs将由下列等式(5)用合成反射矢量Γ的角度∠Γ决定。
数学表达式9
φs＝-0.5×∠(j×Γs)  ……(5)
接下来，将讨论当在单带情况下时，非对称双电极在半波长段内放置两条有着互不相同宽度的带的情形。令在如图1A和1B中边界位置X1至X4声表面波的反射矢量为Γ1至Γ4，以0λ为参考位置的合成反射矢量Γ可由下列等式(6)表达。
数学表达式10
Γ＝Γ1×e-2·j·k·X1+Γ2×e-2·j·k·X2+Γ3×e-2·j·k·X3+Γ4×e-2·j·k·X4  …(6)
上述合成矢量Γ的长度|Γ|代表单向电极的反射量。单向电极的反射中心跟单带的定义一样，并由下列等式(7)表达。
数学表达式11
φ＝-0.5×∠(j×Γ)  ……(7)
在非对称双电极情况下，构成一个单向IDT使之邻接的基本段的电极性能交替变换，当在声表面波传播方向上某一边的基本段和其邻接的基本段之间的带间间隙宽度以及在声表面波传播方向上另一边的基本段和其邻接的基本段之间的带间间隙宽度彼此相等时，同时当这些带间间隙宽度被相对于中心基本段的中心处对称放置时，非对称双电极的激励中心将位于半波长段的大致中心部分。
图2为说明在上述非对称双电极中激励中心和边界位置关系的特性曲线。这里，由厚度例如约0.02λ的铝膜所构成的非对称双电极，被放置于一个ST切割石英片上。在此图中，显示从基波分量所得到的激励中心和边界位置的关系，此基波分量是通过对用有限元方法所得电极上电荷密度分布进行傅里叶变换获得的，其条件为X1＝X4＝-0.1875λ，X3-X2＝0.125λ，并且X2作为参数使用时。
可以证实甚至在非对称双电极的非对称度很高的位置，即在X2＝0.172λ处，激励中心的矢量角位于大约+4.6°，即大致在中心部分。构成声表面波的IDT的带条宽度和间隙宽度受到带的电阻和/或图案制作工序的限制。
令X2-X1＞0.02λ，X3-X2＞0.02λ，X4-X3＞0.02λ，且X4＝-1，能相对于|Γ|和边界位置X1唯一决定边界位置X和X3，其中假定Γ1至Γ4的矢量长度彼此相等，进行归一化使之Γ1＝Γ4＝-1，Γ2＝Γ3＝+1，并利用蒙特卡洛法找出条件使等式(6)和(7)满足φ＝45°。
以|Γ|和X1为自变量，表达X2和X3的近似等式由下列表达式(8)和(9)给出。
数学表达式12
X2[λ]＝A×X1[λ]2+B×X1[λ]+C     …(8)
数学表达式13
X3[λ]＝D×X1[λ]2+E×X1[λ]+F     …(9)
在等式(8)和(9)中，A到F由下列等式得到。
数学表达式14
A＝-34.546×|Γ|6+176.36×|Γ|5-354.19×|Γ|4+354.94×|Γ|3-160.44×|Γ|2+10.095×|Γ|-1.7558
B＝-15.464×|Γ|6+77.741×|Γ|5-153.44×|Γ|4+147.20×|Γ|3-68.363×|Γ|2+6.3925×|Γ|-1.7498
C＝-1.772×|Γ|6+8.7879×|Γ|5-17.07×|Γ|4+16.092×|Γ|3-7.4655×|Γ|2+0.8379×|Γ|-0.3318
D＝12.064×|Γ|6-45.501×|Γ|5+57.344×|Γ|4-22.683×|Γ|3+12.933×|Γ|2-15.938×|Γ|-0.1815
E＝7.2106×|Γ|6-30.023×|Γ|5+45.792×|Γ|4-29.784×|Γ|3+13.125×|Γ|2-6.3973×|Γ|+1.0203
F＝1.0138×|Γ|6-4.4422×|Γ|5+7.3402×|Γ|4-5.474×|Γ|3+2.3366×|Γ|2-0.7540×|Γ|+0.2637
从以上结果可知能得到符合预期反射量且在约45°角度处有反射中心的非对称双电极。还可进一步认识到，在根据上述等式构造的非对称双电极中，激励中心位于半波长段的中心。结果，当这个非对称双电极作为单向性电极使用时，激励中心和反射中心间的相位差实质上变为45°，使得此非对称双电极工作如同有着优良特性的单向性电极。
作为实例，图2至图8对|Γ|＝0.20λ，0.50λ，1.00λ，1.25λ，1.50λ，1.70λ显示由等式(8)和(9)得来的X2和X3的结果。同时，在以上说明中，基于声阻抗在自由表面比金属表面大的前提下，对反射系数进行过处理。相反，当声阻抗在自由表面比金属表面小的条件下，仅把|Γ|的符号取反，或换句话说，把φ转90°即可。
如上所述，通过选择边界位置X2和X3，以满足等式(8)和(9)，能使激励中心和反射中心之间的相位差大致为45°。从而，一个优良的单向电极便完成了。然而，本发明者已证实如果X2和X3位于不仅其位置能满足等式(8)和(9)，而且位于距该满足等式(8)和(9)的位置的一定范围内，非对称双电极也有极好的单向性。参照图9和图10说明这点。
图9和图10是特性曲线，各自显示当分别代入|Γ|＝1.5和X1＝-0.2188λ到等式(8)和(9)而得到X2和X3的范围为-0.1λ至+0.1λ时，反射中心的变化。
如上所述，我们希望反射中心位于角度约为45°处，或反射中心和激励中心间的相位差约为45°，但是本发明者证实跟上述的已有技术非对称双电极相比，在约为45+10°范围内可使相位失配得到很大改善。可由图9和10看出，反射中心的位置在角度约为45+10°处的上述范围，对应于X2位置由等式(8)所得值的约为±0.10λ范围，且对应于X3位置由等式(9)所得值的约为±0.10λ范围。
所以，在本发明的较佳实施例中，X2和X3的位置最好是在如上所述等式(1)和(2)的范围内。可知作为此独特布局的结果，能实现优良的单向性。
根据本发明的较佳实施例，用非对称双电极的声表面波器件，其构成如图(1)所示。在ST切割的石英基片上形成厚度例如约为0.02的铝膜后，进行图案制作，从而做成IDT。
根据边界位置X2和X3构造规定非对称双电极的IDT，以下表2中列出的|Γ|和X1的值代入等式(8)和(9)决定该位置。表2所示为在此情况下的模间耦合系数k12/k0和反射中心角φ。
在图2所示的根据等式(8)和(9)构造的非对称双电极中，反射中心的角度接近于45°，因而相对于传播波的反射波的相位失配比常规非对称双电极要小得多。所以，使用根据等式(8)和(9)构造的非对称双电极能够实现比常规声表面波器件执行得更好的声表面波器件，并且正面有效使用带的反射时更为有效。
                        表2
|Γ| X1[λ] k12/k0     反射中心角φ[λ]
    0.20     -0.19     0.0005     43.8
    0.50     -0.20     0.0015     42.3
    0.75     -0.20     0.0021     40.5
    1.00     -0.21     0.0029     39.6
    1.25     -0.21     0.0031     39.0
    1.50     -0.22     0.0036     39.2
    1.60     -0.22     0.0035     40.2
    1.70     -0.23     0.0038     41.5
    1.73     -0.23     0.0038     42.2
接下来，说明根据本发明的较佳实施例，在ST切割石英基片上提供包括非对称双电极的IDT时，方向性的特定试验例子。
如图11所示，用厚度例如约为0.02λ的铝膜在ST切割石英基片(图中未示出)上形成IDT11、IDT12和IDT13。根据本发明的较佳实施例，当中的IDT11由一非对称双电极构成，放置于IDT11相对应两边的IDT12和IDT13为普通双电极型IDT。
在由非对称双电极构成的IDT11中，当有着不同宽度的第一带和第二带2、3的边界部分制成非对称时，激励中心将偏离半波长段的中心，这将使激励中心和反射中心的相位差也偏离约45°处。所以，由|Γ|＝1.5和X1＝-0.2188λ代入等式(8)和(9)所得的边界位置X2和X3，将调整大约0.05λ，并修正得使激励中心和反射中心的相位差能近似接近45°。
结果，当X1＝-0.2188λ，X2＝-0.1185λ，X3＝+0.0050λ，且X4＝+0.2188λ时，激励中心和反射中心的相位差将变成约41°。
图12所示为：对使用图11所示的电极结构且包括上述构造非对称双电极的IDT11的方向性，和当常规非对称双电极被安排代替IDT11时的方向性所作的比较。图中的直线为IDT11的结果，虚线为常规实例。关于方向性，则将输入电压施加到IDT11，而后求出IDT12和IDT13接收到的其输出电压，并从这个输出电压值(dB)估算出方向性。
对于准备比较的使用非对称双电极的IDT，电极层膜厚最好设置在大约0.02λ，边界位置最好设置得使X1＝-0.1875λ，X2＝-0.1250λ，X3＝0λ，X4＝+0.1875λ。在每一个较佳实施例和常规实例中，电极指的截面宽度最好设置为约20λ。
对于在IDT11两相反侧的IDT12和IDT13，电极指的截面宽度最好设置为约20λ，边界位置最好设置得使X1＝-0.1875λ，X2＝-0.0625λ，X3＝+0.0625λ，X4＝+0.1875λ。
从图12可知在较佳实施例中非对称双电极比常规非对称双电极有着更好的单向性。另外，本发明者已证实，通过调整从等式(8)和(9)中得到边界位置X2和X3约±0.1λ，或通过调整X4以便稍许偏离-X1，可纠正激励中心和反射中心的相位差使其接近于45°。
图13是平面图，显示根据本发明的较佳实施例的有着反射器21的IDT的电极结构。这里，根据本发明的较佳实施例构成的反射器21最好置于IDT22内。在此情况下，通过对反射器21的反射耦合系数进行加权，就有可能控制有着反射器21的整个IDT22的频率特性。
本发明不局限于如上所述的一些较佳实施例，可以进行各种修改。比如，上述实施例中，可知能得到比常规实例有着更好的方向性。然而，依据实际使用，可能有时比得到较佳方向性更重要的是激励中心和反射中心间的相位差接近45°，或者当X1＝-X4时反射中心相对于半波长段的中心为45°。虽然，我们希望激励中心和反射中心间的相位差能大约在45°左右，但是可能有这样一种情况，就是当正面有效利用带的反射时，例如当将带用作反射器时，反射中位于角45°的特性比激励中心位于半波长段中心的特性优先考虑，即使激励中心从那里偏离也可。尤其在将带用作反射器时，只能考虑反射中心。
从上文中很明显地看到，在使用非对称双电极的声表面波器件中，根据本发明的各种较佳实施例，当如上所述的基本段的中心被设定作为参考位置时，从综合第一与第二带的边界X1和X4的反射矢量而构成的合成矢量中得到的反射中心矢量角的绝对值，最好在约45±10°或约135±10°以内。由此，声表面波的相位失配将达到最小，如上所述的非对称双电极的单向性也就大大提高了。
同样，在本发明的各种较佳实施例中，当非对称双电极的激励中心和反射中心间的相位差的绝对值在约45±10°内或约135±10°以内，则声表面波的相位失配将达到最小，便能实现优良的单向性。
在本发明的较佳实施例中，在构成基本段和有着互不相同宽度的第一和第二带的边界位置X1至X4中，当基本段的中心位置为0(λ)，且X1＝-X4时，如果X2和X3的位置满足等式(1)和(2)，则能保证基本段的中心为参考位置时，反射中心的矢量角的绝对值在约45±10°内或约135±10°以内，或能保证激励中心和反射中心间的相位差的绝对值在约45±10°内或约135±10°以内。所以，根据本发明的较佳实施例，可方便并可靠地提供一种能防止声表面波的相位失配且有着优良单向性的非对称双电极是有可能的。
当在边界位置X1至X4的声表面波的反射量基本上彼此相等时，反射声表面波和传播声表面波间的相位失配将非常有效地减小。
当根据本发明各种较佳实施例，使IDT构成包含非对称双电极时，防止反射声表面波和传播声表面波之间相位失配，从而可提供单方向性优良的IDT，并且能提供低损耗的横向型声表面波器件。
当根据本发明较佳实施例得非对称双电极用作反射器时，由于能方便地对反射系数进行加权，可提供能够控制反射器的总反射系数频率特性的声表面波器件。
虽然本发明已参照当前认为较佳的实施例来描述，但应理解其中可作各种变化和修改而在广义上没有脱离本发明，因此，只要在本发明的实质精神范围内对上述实施例的变化、变型都将落在本发明权利要求书的范围内。

Claims (5)

1.一种声表面波器件，包含
压电基片，以及
非对称双电极，所述非对称双电极设置在所述压电基片上、以配置宽度不同的第一和第二条带的半波长段作为基本段、并沿着声表面波传播方向至少二次以上地反复配置该基本段，其特征在于，
所述非对称双电极是反射器，
以所述第一和第二条带的边界的位置为X1～X4、以X1＝-X4的位置为基本段的中心，
则由合成以所述基本段的中心为参考位置时的第一和第二条带的边界的反射矢量所成的合成矢量而求得的反射中心的绝对值在45±10°或135±10°的范围。
2.如权利要求1所述的声表面波器件，其特征在于声表面波的反射量在所述带的边界位置彼此相等。
3.如权利要求1所述的声表面波器件，其特征在于所述非对称双电极是叉指换能器。
4.如权利要求1所述的声表面波器件，其特征在于所述非对称双电极是反射器。
5.如权利要求1所述的声表面波器件，其特征在于所述压电基片由石英晶体材料制成。
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