CN116243348A - 卫星导航信号的载波环路跟踪方法、装置、介质及设备 - Google Patents

Abstract

本申请提供一种卫星导航信号的载波环路跟踪方法、装置、介质及设备，涉及卫星通信技术领域。在该方法中进行载波跟踪的鉴相处理时，将符号位事先提取出来，再通过绝对值求取相位。实施本申请提供的技术方案，与现有技术将待鉴相信号直接进行鉴相处理相比，由于不考虑符号位的判决问题，能够在保证鉴相精度的同时，提高运算效率，减少运算时间。

Description

卫星导航信号的载波环路跟踪方法、装置、介质及设备

技术领域

本申请涉及卫星通信技术领域，具体涉及一种卫星导航信号的载波环路跟踪方法、装置、介质及设备。

背景技术

随着科技的发展和我国卫星导航事业的发展，对卫星和飞船等各种航天飞行器的功能要求越来越高，高速数据传输与处理技术是不可缺少的部分，其中高速调整和解调技术是高速数据传输系统中的核心技术，而要实现对高速数据的正确解调很大程度上依赖于正确的码同步和载波环路跟踪，在远距离的载波环路跟踪技术中，直扩接收机采用的载波环路跟踪方式是锁相环，典型的锁相环设计结构包括相位鉴别器(简称鉴相器)、环路滤波器以及数控振荡器，但是由于传输距离远，接收端接收到的信号功率很低，使得载波环路跟踪时鉴别相位差的难度增加，在信噪比(SNR)很低的情况下导致载波环路跟踪效果不太理想。

基于此问题，现有技术中常用的锁相环的鉴相器算法包括I路输出的幅度与Q路输出的幅度相乘的方法以及最大似然估计算法，前者的运算量要求较低，运算时间段，但相位旋转斜率与信号幅度成正比，在高SNR下具有接近于最佳的鉴相效果，但在低SNR下的鉴相效果差；后者的鉴相原理为四象限反正切，得到的相位旋转斜率不依赖于信号幅度，在高SNR与低SNR下均能保持最佳的鉴相效果，但此算法需要判断理想点与测量点的旋转方向，导致对于运算量要求较高，运算时间较长。

因此，对于低信噪比下的基于锁相环的载波跟踪，难以同时满足鉴相效果好以及运算时间短两个方面的需求。

发明内容

本申请提供了一种卫星导航信号的载波环路跟踪方法、装置、介质及设备，在低信噪比下进行载波环路跟踪时，兼具鉴相效果好、运算时间短的效果。

第一方面，本申请提供了一种卫星导航信号的载波环路跟踪方法，所述方法包括：

对输入信号进行解调，得到第一同相信号以及第一正交信号；

对数控振荡器的输出信号进行SIN/COS映射处理，得到第二同相信号以及第二正交信号；对所述第一同相信号与第二同相信号进行相乘处理，得到第一待鉴相信号，对所述第一正交信号与第二正交信号进行相乘处理，得到第二待鉴相信号；

提取所述第一待鉴相信号的符号位以及所述第二待鉴相信号的符号位；

获取所述第一待鉴相信号的相位幅度的绝对值以及所述第二待鉴相信号的相位幅度的绝对值；根据所述第一待鉴相信号的符号位与对应的相位幅度的绝对值以及所述第二待鉴相信号的符号位与对应的相位幅度的绝对值、使用鉴相公式计算所述输入信号与所述输出信号之间的相位差测量结果；

采用定标因子对所述相位差测量结果进行转换操作，得到频偏测量结果，所述定标因子的取值为可调整的数值；

对所述频偏测量结果进行二阶环路滤波，得到误差校正信号；

基于所述误差校正信号对所述输出信号进行频偏调整，直至所述输出信号的频率能够与所述输入信号的频率实现跟踪同步。

通过采用上述技术方案，在进行载波跟踪的鉴相处理时，将符号位事先提取出来，再通过绝对值求取相位，与现有技术将待鉴相信号直接进行鉴相处理相比，由于不考虑符号位的判决问题，能够在保证鉴相精度的同时，提高运算效率，减少运算时间。

可选的，若所述输入信号为BPSK信号，所述鉴相公式包括：

ata_ps＝ATAN(|Q_ps|/|I_ps|)，ata＝[0,π/2]；

x_ps＝Sign(I_ps)·Sign(Q_ps)·ata_ps，ats＝[-π/2,π/2]；

其中，ata_ps为所述BPSK信号与所述输出信号之间的相位幅度差值，ATAN为反切值运算符，|Q_ps|为所述第二待鉴相信号的相位幅度的绝对值，|I_ps|为所述第一待鉴相信号的相位幅度的绝对值，ata为所述BPSK信号与所述输出信号之间的相位幅度差值的取值，x_ps为所述BPSK信号与所述输出信号之间的相位差测量结果，Sign(I_ps)为所述第一待鉴相信号的符号位，Sign(Q_ps)为所述第二待鉴相信号的符号位，ats为所述相位差测量结果的相位调整范围。

通过采用上述技术方案，在最大似然算法基础上，利用待鉴相信号的相位幅度的绝对值求取相位幅度差值，能够适应各个象限的相位幅度差值。

可选的，所述鉴相公式包括：

ata_ps＝Q_ps，rms(Q_ps)＝1；

x_ps＝Sign(I_ps)·Sign(Q_ps)·ata_ps，ats＝[-π/2,π/2]；

其中，Q_ps为第二待鉴相信号，rms为均方根运算符。

通过采用上述技术方案，对于由两个相位差为180°且正交的信号组成的BPSK信号，频偏大小仅和虚部数值有关，因此在实际运用中可通过第二待鉴相信号来确定相位幅度差值。

可选的，若所述输入信号为QPSK信号，所述鉴相公式包括：

ata_ps＝ATAN(|Q_ps|/|I_ps|)，ata＝[0,π/2]；

ata2_ps＝ATAN(|I_ps|/|Q_ps|)，ata2＝[0,π/2]；

x_ps＝Sign(I_ps)·Sign(Q_ps)·(ata_ps-ata2_ps)，ats＝[-π/2,π/2]；

其中，ata_ps为所述QPSK信号的其中一路码元信号与所述输出信号之间的相位幅度差值，ATAN为反切值运算符，|Q_ps|为所述第二待鉴相信号的相位幅度的绝对值，|I_ps|为所述第一待鉴相信号的相位幅度的绝对值，ata为所述QPSK信号的其中一路码元信号与所述输出信号之间的相位幅度差值的取值，ata2_ps为所述QPSK信号的另一路码元信号与所述输出信号之间的相位幅度差值，ata为所述QPSK信号的另一路码元信号与所述输出信号之间的相位幅度差值的取值，x_ps为所述QPSK信号与所述输出信号之间的相位差测量结果，Sign(I_ps)为所述第一待鉴相信号的符号位，Sign(Q_ps)为所述第二待鉴相信号的符号位，ats为所述相位差测量结果的相位调整范围。

通过采用上述技术方案，将带有正负号的符号位提取出来，在计算ATAN的反正切函数中没有正负号的影响，能够缩小计算范围，使得计算出的相位差测量结果更加简单稳定。

可选的，所述鉴相公式包括：

ata_ps＝Q_ps，rms(Q_ps)＝1；

ata2_ps＝I_ps，rms(I_ps)＝1；

x_ps＝Sign(I_ps)·Sign(Q_ps)·(ata_ps-ata2_ps)，ats＝[-π/2,π/2]；

其中，Q_ps为所述第二待鉴相信号，I_ps为所述第一待鉴相信号，rms为均方根运算符。

通过采用上述技术方案，对于由两个连续的二进制比特映射的QPSK信号，频偏由两个待鉴相信号同时确定，频偏的正负与由实际的符号位判定得到，仅计算绝对值层面的相位幅度差值，能够消除相位模糊的问题，降低计算复杂程度。

可选的，所述定标因子包括：

KD＝2^N2，N2＝[1，2，3，…，16]；

其中，KD为定标因子，N2为进行移位操作的乘法器的取值。

通过采用上述技术方案，由于相位差是由频偏导致的，通过乘法器的移位操作，将角度层面的相位差转换为频率层面的频偏量，不仅能够节省乘法器资源，同时也能为后续进行滤波

可选的，所述对所述频偏测量结果进行二阶环路滤波，得到误差校正信号，包括：

判断所述频偏测量结果的频偏是否小于所设阈值，并基于所述判断结果选择相应结构的二阶环路滤波器。

通过采用上述技术方案，能够基于不同的频偏大小，自适应的选择选择相应结构的二阶环路滤波器，能够快速准确地进行频偏测量，并且能够同时适应大频偏与小频偏的频偏测量结果。

可选的，所述判断所述频偏测量结果的频偏是否小于所设阈值，并基于所述判断结果选择相应结构的二阶环路滤波器，包括：

若所述频偏测量结果的频偏小于所设阈值，则选择第一结构的二阶环路滤波器；

所述第一结构的二阶环路滤波器的结构式为：

其中，y_ps为误差校正信号，c₁与c₂为所述第一结构的二阶环路滤波器参数，x_ps为频偏测量结果，ΔT为所述第一结构的二阶环路滤波器的信号输入间隔，τ₁、τ₂为时间常数。

通过采用上述技术方案，对于频偏较小的频偏测量结果，使用第一结构的二阶环路滤波器，能够缩短跟踪时间，减小载波参考相位抖动。

可选的，所述判断所述频偏测量结果的频偏是否小于所设阈值，并基于所述判断结果选择相应结构的二阶环路滤波器，包括：

若所述频偏测量结果的频偏大于等于所设阈值，则选择第二结构的二阶环路滤波器；

所述第二结构的二阶环路滤波器的结构式为：

其中，y_ps为误差校正信号，c₁与c₂为所述第二结构的二阶环路滤波器参数，x_ps为频偏测量结果，ΔT为所述第二结构的二阶环路滤波器的信号输入间隔，τ₁、τ₂为时间常数。

通过采用上述技术方案，对于频偏较大的频偏测量结果，使用第二结构的二阶环路滤波器，具有较好的抗噪声性能以及良好的稳态跟踪能力。

第二方面，本申请提供了一种卫星导航信号的载波环路跟踪装置，所述装置包括：输入信号处理模块，用于对输入信号进行解调，得到第一同相信号以及第一正交信号；

输出信号映射模块，用于对数控振荡器的输出信号进行SIN/COS映射处理，得到第二同相信号以及第二正交信号；

混频模块，用于对所述第一同相信号与第二同相信号进行相乘处理，得到第一待鉴相信号，对所述第一正交信号与第二正交信号进行相乘处理，得到第二待鉴相信号；

象限提取模块，用于提取所述第一待鉴相信号的符号位以及所述第二待鉴相信号的符号位；相位幅度获取模块，用于获取所述第一待鉴相信号的相位幅度的绝对值以及所述第二待鉴相信号的相位幅度的绝对值；

相位差计算模块，用于根据所述第一待鉴相信号的符号位与对应的相位幅度的绝对值以及所述第二待鉴相信号的符号位与对应的相位幅度的绝对值、使用鉴相公式计算所述输入信号与所述输出信号之间的相位差测量结果；

相位差转换模块，用于采用定标因子对所述相位差测量结果进行转换操作，得到频偏测量结果，所述定标因子的取值为可调整的数值；

环路滤波模块，用于对所述频偏测量结果进行二阶环路滤波，得到误差校正信号；

频偏调整模块，用于基于所述误差校正信号对所述输出信号进行频偏调整，直至所述输出信号的频率能够与所述输入信号的频率实现同步跟踪。

第三方面，本申请提供了一种计算机可读存储介质，所述计算机存储介质存储有多条指令，所述指令适于由处理器加载并执行上述任意一项方法。

第四方面，本申请提供了一种电子设备，包括处理器、存储器和收发器，所述存储器用于存储指令，所述收发器用于和其他设备通信，所述处理器用于执行所述存储器中存储的指令，以使所述电子设备执行如上述任意一项方法。

综上所述，本申请实施例中提供的一个或多个技术方案，具有如下技术效果或优点：在进行载波跟踪的鉴相处理时，将符号位事先提取出来，再通过绝对值求取相位，与现有技术将待鉴相信号直接进行鉴相处理相比，由于不考虑符号位的判决问题，能够在保证鉴相精度的同时，提高运算效率，减少运算时间。

附图说明

图1是现有技术中的一种锁相环的基本结构示意图；

图2是现有技术中的一种Costas环的结构示意图；

图3是现有技术中的一种鉴相算法的结构示意图；

图4是本申请实施例提供的一种鉴相算法的鉴相特性示意图；

图5是本申请实施例提供的一种卫星导航信号的载波环路跟踪方法的流程示意图；

图6是本申请实施例提供的一种锁定状态的举例相量图；

图7是本申请实施例提供的一种示例性的牵入状态的BPSK信号的相量图；

图8是本申请实施例提供的一种QPSK信号相位旋转的相量图；

图9是本申请实施例提供的一种BPSK/QPSK调整信号载波Costas环滤波的结构示意图；

图10是本申请实施例提供的一种二阶环路滤波器的第一结构示意图；

图11是本申请实施例提供的一种第一结构的二阶环路滤波器在小频偏情况下滤波的仿真示意图；

图12是本申请实施例提供的一种第一结构的二阶环路滤波器在大频偏情况下滤波的仿真示意图；

图13是本申请实施例提供的一种二阶环路滤波器的第二结构示意图；

图14是本申请实施例提供的一种第二结构的二阶环路滤波器在小频偏情况下滤波的仿真示意图；

图15是本申请实施例提供的一种第二结构的二阶环路滤波器在大频偏情况下滤波的仿真示意图；

图16是本申请实施例提供的一种DDS内部结构图；

图17是本申请实施例提供的一种低SNR下解调的星座图；

图18是本申请实施例提供的一种低SNR下解调的频偏测量图；

图19是本申请实施例提供的一种卫星导航信号的载波环路跟踪装置的结构示意图；

图20是本申请实施例的公开的一种电子设备的结构示意图。

附图标记说明：10、输入信号调制模块；20、输出信号映射模块；30、混频模块；40、象限提取模块；50、相位幅度获取模块；60、相位差计算模块；70、相位差转换模块；80、环路滤波模块；90、频偏调整模块；2000、电子设备；2001、处理器；2002、通信总线；2003、用户接口；2004、网络接口；2005、存储器。

具体实施方式

为了使本领域的技术人员更好地理解本说明书中的技术方案，下面将结合本说明书实施例中的附图，对本说明书实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。

在本申请实施例的描述中，“例如”或者“举例来说”等词用于表示作例子、例证或说明。本申请实施例中被描述为“例如”或者“举例来说”的任何实施例或设计方案不应被解释为比其他实施例或设计方案更优选或更具优势。确切而言，使用“例如”或者“举例来说”等词旨在以具体方式呈现相关概念。

在本申请实施例的描述中，术语“多个”的含义是指两个或两个以上。例如，多个系统是指两个或两个以上的系统，多个屏幕终端是指两个或两个以上的屏幕终端。此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。术语“包括”、“包含”、“具有”及它们的变形都意味着“包括但不限于”，除非是以其他方式另外特别强调。

本申请提供的技术方案可以应用于对锁相环的载波跟踪场景中。

请参见图1，为现有技术中的一种锁相环的基本结构示意图，锁相环是一个产生、输出周期信号的电子控制环路，通过不断地调整期输出信号的相位，使输出信号与输入信号之间的相位时刻保持一致，当输入信号与输出信号的相位基本保持一致时，锁相环进入锁定状态，表现为稳态特性；当输入信号与输出信号的相位尚未达到一致但趋向于一致时，锁相环运行于牵入状态，表现为暂态特性。

图中输入信号与压控振荡器的输出信号相乘，经鉴相器识别相位后得到的鉴相结果信号，经环路滤波器滤除高频信号乘法和噪声，输出的信号作为压控振荡器的控制电压(电流)信号，使得压控振荡器输出一定频率的周期振荡信号，锁相环的目的在于通过重复不断地鉴别输入信号与输出信号之间的相位差异和相应地调整输出信号的频率，从而最终达到使输出信号相位与输入信号相位保证一致。

请参见图2，为现有技术中的一种Costas环的结构示意图，Costas环运用锁相环的工作原理，输入信号分别与两个在相位上正交的本地载波信号相乘鉴相，其输出经过低通滤波器后送入到相位检测器得到误差信号，误差信号经过环路滤波后数控针对产生输出信号，输出信号与输入信号相乘形成Costas环，其中Costas环的跟踪速度与跟踪精度很大程度上受到鉴相算法的影响。

请参见图3，为现有技术中的一种鉴相算法的结构示意图，相位检测其由符号函数(Sign(*))和相乘器构成，其鉴相特性方程为：

θ(k)＝Sign[I(k)]×Q(k)＝Sign(cosθ)·sinθ；

其中，符号函数为：

采用直接相乘的鉴相算法，在鉴相时斜率与信号幅度成正比，同时还需考虑相位符号的问题。

请参见图4，为上述鉴相算法的鉴相特性示意图，上述采用直接幅度相乘的结构具有锯齿型鉴相特性，在高SNR下鉴相效果好，但在实际卫星通信中多为低SNR情况下鉴相效果较差。

请参见表1，列举了现有技术中若干种鉴相算法及其相应的输出相位误差及特性，可知现有技术中的鉴相算法在低SNR下，难以兼顾跟踪效果好以及运算量要求低的需求。

表1常用锁相环鉴别器的输出误差及特性

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基于上述问题，本申请实施例在Costas环的基础上，在鉴相以及环路滤波方面进行改进，能够缩短跟踪时长，提高跟踪精度。

请参见图5，为本申请实施例提供的一种卫星导航信号的载波环路跟踪方法的流程示意图，该方法可依赖于计算机程序实现，可依赖于单片机实现，也可运行于基于冯诺依曼体系的卫星导航信号的载波环路跟踪装置上。该计算机程序可集成在应用中，也可作为独立的工具类应用运行。本申请实施例以载波信号的接收端为例，对载波环路跟踪方法的具体步骤做详细说明。

步骤S101，对输入信号进行解调，得到第一同相信号以及第一正交信号。

第一同相信号为输入信号的I路(同相)信号，第一正交信号为输入信号的Q路(正交)信号，在其中一个实施例中，输入信号为实数信号，将输入信号进行正交解调，解调后进行滤波处理，得到I/Q两路输出，具体的解调方法与输入信号在发射端的调制方式有关。

在其中另一个实施例中，输入信号为复数信号，则在后续处理中对输入信号进行混频处理。

步骤S102，对数控振荡器的输出信号进行SIN/COS映射处理，得到第二同相信号以及第二正交信号。

SIN/COS映射处理为对数控振荡器的输出信号进行复现，假定锁相环处于锁定状态，复现的理想的正弦函数与输入的卫星信号是同相位的，复现的理想的余弦函数与卫星载频的输入信号相位相差90°，即数控振荡器的输出的本地信号经映射后得到的第二同相信号与第二正交信号相位相差90°，第二同相信号为I路信号，第二正交信号为Q路信号。

步骤S103，对第一同相信号与第二同相信号进行相乘处理，得到第一待鉴相信号，对第一正交信号与第二正交信号进行相乘处理，得到第二待鉴相信号。

第二同相信号与第二正交信号相当于是复制两份相位互差90°的正弦和余弦载波信号，复制对象为第一同相信号与第一正交信号，输入信号分别在I路(同相)与Q路(正交)上与复制载波相乘，即进行混频处理分别得到第一待鉴相信号与第二待鉴相信号，在实际中使用分别使用两个乘法器即可实现，便于后续计算输入信号与输出信号的相位差。

步骤S104，提取第一待鉴相信号的符号位以及第二待鉴相信号的符号位。

使用MATLAB中的sign函数来提取第一待鉴相信号的符号位以及第二待鉴相信号的符号位，sign函数用于返回数字的符号，当数值为正数或过零点时返回1，为负数时返回-1。

步骤S105，获取第一待鉴相信号的相位幅度的绝对值以及第二待鉴相信号的相位幅度的绝对值。

第一待鉴相信号为I路(同相)信号，第二待鉴相信号为Q路(正交)信号，相位幅度的绝对值为相同采样时刻下，两路I/Q信号的相位幅度的幅值大小，采用绝对值能够消除符号位的影响，由于输入信号的载波初相位是未知的，因此解调出来的数据存在180°相位模糊度的问题，因此采用相位幅度的绝对值能够不熟相位符号位正负的影响，消除相位模糊的问题。

步骤S106，根据第一待鉴相信号的符号位与对应的相位幅度的绝对值以及第二待鉴相信号的符号位与对应的相位幅度的绝对值、使用鉴相公式计算输入信号与输出信号之间的相位差测量结果。

步骤S106A，若输入信号为BPSK信号，所述鉴相公式包括：

ata_ps＝ATAN(|Q_ps|/|I_ps|)，ata＝[0,π/2]；

x_ps＝Sign(I_ps)·Sign(Q_ps)·ata_ps，ats＝[-π/2,π/2]；

其中，ata_ps为所述BPSK信号与所述输出信号之间的相位幅度差值，ATAN为反切值运算符，|Q_ps|为所述第二待鉴相信号的相位幅度的绝对值，|I_ps|为所述第一待鉴相信号的相位幅度的绝对值，ata为所述BPSK信号与所述输出信号之间的相位幅度差值的取值，x_ps为所述BPSK信号与所述输出信号之间的相位差测量结果，Sign(I_ps)为所述第一待鉴相信号的符号位，Sign(Q_ps)为所述第二待鉴相信号的符号位，ats为所述相位差测量结果的相位调整范围。

在上述计算中，第一待鉴相信号与第二待鉴相信号合成的复数向量的相位角等于输入信号与输出信号之间的相位差异

通过比对某一时刻Q_ps与I_ps，再运用反正切函数计算此时刻的相位差异/>

即

其中二象限反正切函数所返回的角度值在-π/2至π/2之间，但某一时刻的I/Q信号的相位存在正负差异，导致引起相位差异的频偏方向难以确定。

运用MATLAB中的反切运算符能够返回输入的反切值，由于|Q_ps|/|I_ps|为实数，返回的值为区间[-π/2，π/2]中的值，由于BPSK信号在星座图中只有两簇测量点，因此返回的BPSK信号与输出信号之间的相位幅度差值的取值在[0，π/2]之间。

在计算出相位幅度差值之后，再根据第一待鉴相信号的符号位以及第二待鉴相行的符号位，得到相位差测量结果。

在一种可实现的实施方式中，所述鉴相公式包括：

ata_ps＝Q_ps，rms(Q_ps)＝1；

x_ps＝Sign(I_ps)·Sign(Q_ps)·ata_ps，ats＝[-π/2,π/2]；

其中，Q_ps为第二待鉴相信号，rms为均方根运算符。

当锁相环进入锁定状态时，呈现的稳态特性为相位差测量结果在零负极晃动，此时第一待鉴相信号所包含的正是输入信号和一些噪声，而第二待鉴相信号则基本为噪声，将第一待鉴相信号与第二待鉴相信号的数据标记于相量图中，请参见图6，为本申请实施例提供的一种锁定状态的举例相量图，多个时刻的测量点叠加在一起的分布为，约一半的数据集中于正向I轴上，另一半则集中在负向I轴上，此时的测量点的分布为理想点。

当锁相环运行于牵入状态时，请参见图7，为本申请实施例提供的一种示例性的牵入状态的BPSK信号的相量图，从坐标原点至测量点的有向连线即为实际相位偏转大小，I轴旋转至有向连线的角度即为相位差测量结果，也可将两部分的测量点的向外的有向连线作为实际相位偏转大小，由图中可以得知，相位差测量结果的相位调整范围为[-π/2，π/2]，有向连线与I轴之间的旋转量，可简化为使用第二待鉴相信号计算相位差测量结果。

在使用第二待鉴相信号(虚部)计算时，对于采样到多个测量点，使用均方根对第二待鉴相信号进行限定，能够得到准确的有向连线，从而能够准确计算出相位差测量结果。

步骤S106B，若输入信号为QPSK信号，所述鉴相公式包括：

ata_ps＝ATAN(|Q_ps|/|I_ps|)，ata＝[0,π/2]；

ata2_ps＝ATAN(|I_ps|/|Q_ps|)，ata2＝[0,π/2]；

x_ps＝Sign(I_ps)·Sign(Q_ps)·(ata_ps-ata2_ps)，ats＝[-π/2,π/2]；

其中，ata_ps为所述QPSK信号的其中一路码元信号与所述输出信号之间的相位幅度差值，ATAN为反切值运算符，|Q_ps|为所述第二待鉴相信号的相位幅度的绝对值，|I_ps|为所述第一待鉴相信号的相位幅度的绝对值，ata为所述QPSK信号的其中一路码元信号与所述输出信号之间的相位幅度差值的取值，ata2_ps为所述QPSK信号的另一路码元信号与所述输出信号之间的相位幅度差值，ata为所述QPSK信号的另一路码元信号与所述输出信号之间的相位幅度差值的取值，x_ps为所述QPSK信号与所述输出信号之间的相位差测量结果，Sign(I_ps)为所述第一待鉴相信号的符号位，Sign(Q_ps)为所述第二待鉴相信号的符号位，ats为所述相位差测量结果的相位调整范围。

请参见图8，为本申请实施例提供的一种QPSK信号相位旋转的相量图，由于测量点代表的有向连线的相位调整范围为[-π/2，π/2]，因此实际只存在顺时针与逆时针两种旋转小于π/2的情况，图中四个理想点位置的相位角分别为-3π/4、-π/4、π/4以及3π/4，由于QPSK信号为四进制相移键控，因此数据点对应为四簇相对应旋转角度的测量点，图中四种情况实际可分为两种旋转情况，例如图中左上-1与右上-1实则均为顺时针旋转，表明频偏均为负数，只是选取的测量点不同，左上-1选取的测量点为对应的一三象限的测量点，右上-1选取的测试点为二四象限的测量点，测量出的相位差的大小与方向是相同的，只是取值不同，因此在一种可实现的实施方式中，可将另一种计算方法用以验证相位差测量结果。

鉴相公式包括：

ata_ps＝Q_ps，rms(Q_ps)＝1；

ata2_ps＝I_ps，rms(I_ps)＝1；

x_ps＝Sign(I_ps)·Sign(Q_ps)·(ata_ps-ata2_ps)，ats＝[-π/2,π/2]；

其中，Q_ps为所述第二待鉴相信号，I_ps为所述第一待鉴相信号，rms为均方根运算符。

请参见图8，左上-1中有向连线的在一三象限，相比于一三象限的理想点，有向连线的斜率在[0，π/4]之间，因此测量点的I的绝对值是大于Q的绝对值的，若引入I与Q的正负号，则第三象限的计算还需先考虑正负号，再判断旋转方向，因此通过提取绝对值可减少计算量。由于第一待鉴相信号与第三待鉴相信号的符号位同为正或同为负，相乘得到的结果始终为正，因此使用一三象限的测量点计算出的相位差测量结果为Q_ps-I_ps(Q_ps<I_ps)，同理左下-2的测量点的取值同为一三象限，但测量点的I的绝对值小于Q的绝对值，因此测量结果为Q_ps-I_ps(Q_ps＞I_ps)，图中右上-1与右下-2中的测量点的取值为二四象限，符号位相乘之后的结果为负数，计算出的相位差测量结果为-(Q_ps-I_ps)。

同时，通过均方根rms限定第一待鉴相信号与第二待鉴相信号的值，能够使得计算出的相位差测量结果能够满足精度要求。

步骤S107，采用定标因子对相位差测量结果进行转换操作，得到频偏测量结果，定标因子的取值为可调整的数值。

定标因子为进行移位操作的数值，在一轮锁相环的计算中，定标因子的取值不变，直至下一轮鉴相后将相位结果转换为频率结果时，随相位差测量结果改变相应的定标因子的取值。

在一种可实现的实施方式中，为节省乘法器资源，所述定标因子包括：KD＝2^N2，N2＝[1，2，3，…，16]；

其中，KD为定标因子，N2为进行移位操作的乘法器的取值。

举例来说，默认数值N2＝14，KD＝16384，通过移位操作即可实现将角度变为带有频率修订的数值，不受其它因素影响。

步骤S108，对频偏测量结果进行二阶环路滤波，得到误差校正信号。

二阶环路滤波用于滤除由于输入信号噪声引起的快速变化的相位误差和平滑鉴相器的高频分量，以便在后续的二阶环路滤波的输出端对原始信号进行精确的估计，误差校正信号为二阶环路滤波之后的信号，能够使得数控振荡器能够基于误差校正信号对输出信号进行相应频率调整，使得输出信号能够跟踪至输入信号，使锁相环进入锁定状态。

步骤S109，基于误差校正信号对输出信号进行频偏调整，直至输出信号的频率能够与输入信号的频率实现跟踪同步。

频偏调整为数控振荡器根据误差校正信号测量出的频偏，对生成的正弦或余弦的输出信号进行调整，能够实现输出信号与输入信号的频率跟踪。

在本申请另一个实施例的卫星导航信号的载波环路跟踪方法的步骤中，详细描述了二阶环路滤波能够自适应的选择IIR滤波结构，能够在大频偏与小频偏情况下，实现更加快速准确地跟踪。

请参见图9，为本申请实施例提供的一种BPSK/QPSK调整信号载波Costas环滤波的结构示意图，图中展示了锁相环跟踪处理的具体流程，输入信号的I/Q路信号与载波NCO的输出信号的SIN/COS信号分别相乘后，根据信号调制方式进行相位检测，再将相位差测量结果的相偏误差转换为频偏测量结果的频偏误差，经二阶环路IIR滤波后，控制载波NCO对输出信号进行频率调整，以使载波环路能够实现对输入信号的频率跟踪。

步骤S201，对输入信号进行解调，得到第一同相信号以及第一正交信号。

步骤S202，对数控振荡器的输出信号进行SIN/COS映射处理，得到第二同相信号以及第二正交信号。

步骤S203，对第一同相信号与第二同相信号进行相乘处理，得到第一待鉴相信号，对第一正交信号与第二正交信号进行相乘处理，得到第二待鉴相信号。

步骤S204，提取第一待鉴相信号的符号位以及第二待鉴相信号的符号位。

步骤S205，获取第一待鉴相信号的相位幅度的绝对值以及第二待鉴相信号的相位幅度的绝对值。

步骤S206，根据第一待鉴相信号的符号位与对应的相位幅度的绝对值以及第二待鉴相信号的符号位与对应的相位幅度的绝对值、使用鉴相公式计算输入信号与输出信号之间的相位差测量结果。

步骤S207，采用定标因子对相位差测量结果进行转换操作，得到频偏测量结果，定标因子的取值为可调整的数值。

步骤S201～S207在上述实施例中已做详细阐述，在此不再赘述。

步骤S208，对频偏测量结果进行二阶环路滤波，得到误差校正信号。

在一种可实现的实施方式中，判断频偏测量结果的频偏是否小于所设阈值，并基于判断结果选择相应结构的二阶环路滤波器。

系统的频偏范围在接收时能够进行粗估计的，举例来说，本体的最大运行速度、晶体振荡器的性能都决定了系统运行后的频偏大小，因此在通信系统开始运行之间，可对频偏进行粗略评估。

一种可实现的实施方式中，当系统码片速率fc大于256Kpc的时候，将所设阈值设定为6kHZ，将大于等于6kHZ的频偏deft确定为大频偏，将小于6kHZ的频偏deft确定为小频偏。

实际中不同系统的阈值设定存在差异，阈值的设定可根据detf/fc的计算结果确定，计算结果越大，频偏越大。

步骤S208A，若所述频偏测量结果的频偏小于所设阈值，则选择第一结构的二阶环路滤波器；

所述第一结构的二阶环路滤波器的结构式为：

其中，y_ps为误差校正信号，c₁与c₂为所述第一结构的二阶环路滤波器参数，x_ps为频偏测量结果，ΔT为所述第一结构的二阶环路滤波器的信号输入间隔，τ₁、τ₂为时间常数。

请参见图10，为本申请实施例提供的一种二阶环路滤波器的第一结构示意图，采用一个累加器、两个加法器与两个系数相乘的乘法器组成。其中，c₁与c₂的具体数值根据不同的码率由DSP预置，可采用1/2^N结构，因此可采用移位寄存器的左右移动实现，N的数值范围是[1，2，3，…，16]，因此c₁与c₂的取值范围是[1/32768，…1/4，1/2]，请参见图11与图12，分别为第一结构的二阶环路滤波器在小频偏与大频偏情况下滤波的仿真示意图，从图中可以清晰看出，在小频偏情况下，第一结构的滤波跟踪速度明显优于大频偏，同时由跟踪到频偏后频率的波动幅度，可知小频偏情况下的第一结构的滤波效果明显优于第二结构，能够验证在小频偏下，第一结构的二阶环路滤波器能够实现更快更准的跟踪。

步骤S208B，若频偏测量结果的频偏大于等于所设阈值，则选择第二结构的二阶环路滤波器；

第二结构的二阶环路滤波器的结构式为：

其中，y_ps为误差校正信号，c₁与c₂为第二结构的二阶环路滤波器参数，x_ps为频偏测量结果，ΔT为第二结构的二阶环路滤波器的信号输入间隔，τ₁、τ₂为时间常数。

请参见图13，为本申请实施例提供的一种二阶环路滤波器的第二结构示意图，第二结构的二阶环路滤波器调整了单位时间延迟与c₂系数乘法器的位置关系，从而能够适应大频偏的频率跟踪，请参见图14与图15，分别为第二结构的二阶环路滤波器在小频偏与大频偏情况下滤波的仿真示意图，从跟踪速率与跟踪效果两方面来看，大频偏的跟踪时间原小于小频偏，因此第二结构的二阶环路滤波器在大频偏下的跟踪速率快；大频偏实现频偏跟踪之后的频率波动范围小于小频偏实现频偏跟踪之后的频率波动范围，因此第二结构的二阶环路滤波器在大频偏下的跟踪效果好。

综上两个结构方案实测，在小频偏时使用第一结构的二阶环路滤波器，在大频偏时使用第二结构的二阶环路滤波器。

步骤S209，基于误差校正信号对输出信号进行频偏调整，直至输出信号的频率能够与输入信号的频率实现跟踪同步。

请参见图16，为本申请实施例提供的一种DDS内部结构图，提供本地频率源的载波NCO采样直接频率合成器(DDS)来实现，输入信号θ(k)为相位控制寄存器输入端的相位控制信号，另一个是二阶环路滤波输出的频偏测量结果Δf_k，经累加之后通过正余弦查询表查询地址得到cosθ(n)与sinθ(n)，此输出可提供BPSK/QPSK数字化正交相干解调时所需要的数字式相干载波。

为验证本申请所提供的方法在低SNR下的解调效果，对低SNR的BPSK信号进行解调，请参见图17与图18，在SNR＝1dB时，解调得到的星座图与频偏测量图，因此可以看出本申请在低信噪比下仍有较好的频偏测量效果。

下述为本申请装置实施例，可以用于执行本申请方法实施例。对于本申请装置实施例中未披露的细节，请参照申请方法实施例。

请参见图19，其示出了本申请一个示例性实施例提供的卫星导航信号的载波环路跟踪装置的结构示意图。该装置可以通过软件、硬件或者两者的结合实现成为装置的全部或一部分。该装置包括输入信号调制模块10、输出信号映射模块20、混频模块30、象限提取模块40、相位幅度获取模块50、相位差计算模块60、相位差转换模块70、环路滤波模块80以及频偏调整模块90。

输入信号调制模块10，用于对输入信号进行解调，得到第一同相信号以及第一正交信号；

输出信号映射模块20，用于对数控振荡器的输出信号进行SIN/COS映射处理，得到第二同相信号以及第二正交信号；

混频模块30，用于对第一同相信号与第二同相信号进行相乘处理，得到第一待鉴相信号，对第一正交信号与第二正交信号进行相乘处理，得到第二待鉴相信号；

象限提取模块40，用于提取第一待鉴相信号的符号位以及第二待鉴相信号的符号位；

相位幅度获取模块50，用于获取第一待鉴相信号的相位幅度的绝对值以及第二待鉴相信号的相位幅度的绝对值；

相位差计算模块60，用于根据第一待鉴相信号的符号位与对应的相位幅度的绝对值以及第二待鉴相信号的符号位与对应的相位幅度的绝对值、使用鉴相公式计算输入信号与输出信号之间的相位差测量结果；

相位差转换模块70，用于采用定标因子对相位差测量结果进行转换操作，得到频偏测量结果，定标因子的取值为可调整的数值；

环路滤波模块80，用于对频偏测量结果进行二阶环路滤波，得到误差校正信号；

频偏调整模块90，用于基于误差校正信号对输出信号进行频偏调整，直至输出信号的频率能够与输入信号的频率实现同步跟踪。

可选的，相位差计算模块60还包括BPSK鉴相单元、第一简化单元、QPSK鉴相单元以及第二简化单元。

BPSK鉴相单元，用于若输入信号为BPSK信号，鉴相公式包括：

ata_ps＝ATAN(|Q_ps|/|I_ps|)，ata＝[0,π/2]；

x_ps＝Sign(I_ps)·Sign(Q_ps)·ata_ps，ats＝[-π/2,π/2]；

其中，ata_ps为BPSK信号与输出信号之间的相位幅度差值，ATAN为反切值运算符，|Q_ps|为第二待鉴相信号的相位幅度的绝对值，|I_ps|为第一待鉴相信号的相位幅度的绝对值，ata为BPSK信号与输出信号之间的相位幅度差值的取值，x_ps为BPSK信号与输出信号之间的相位差测量结果，Sign(I_ps)为第一待鉴相信号的符号位，Sign(Q_ps)为第二待鉴相信号的符号位，ats为相位差测量结果的相位调整范围。

第一简化单元，用于鉴相公式包括：

ata_ps＝Q_ps，rms(Q_ps)＝1；

x_ps＝Sign(I_ps)·Sign(Q_ps)·ata_ps，ats＝[-π/2,π/2]；

其中，Q_ps为第二待鉴相信号，rms为均方根运算符。

QPSK鉴相单元，用于若输入信号为QPSK信号，鉴相公式包括：

ata_ps＝ATAN(|Q_ps|/|I_ps|)，ata＝[0,π/2]；

ata2_ps＝ATAN(|I_ps|/|Q_ps|)，ata2＝[0,π/2]；

x_ps＝Sign(I_ps)·Sign(Q_ps)·(ata_ps-ata2_ps)，ats＝[-π/2,π/2]；

其中，ata_ps为QPSK信号的其中一路码元信号与输出信号之间的相位幅度差值，ATAN为反切值运算符，|Q_ps|为第二待鉴相信号的相位幅度的绝对值，|I_ps|为第一待鉴相信号的相位幅度的绝对值，ata为QPSK信号的其中一路码元信号与输出信号之间的相位幅度差值的取值，ata2_ps为QPSK信号的另一路码元信号与输出信号之间的相位幅度差值，ata为QPSK信号的另一路码元信号与输出信号之间的相位幅度差值的取值，x_ps为QPSK信号与输出信号之间的相位差测量结果，Sign(I_ps)为第一待鉴相信号的符号位，Sign(Q_ps)为第二待鉴相信号的符号位，ats为相位差测量结果的相位调整范围。

第二简化单元，用于鉴相公式包括：

ata_ps＝Q_ps，rms(Q_ps)＝1；

ata2_ps＝I_ps，rms(I_ps)＝1；

x_ps＝Sign(I_ps)·Sign(Q_ps)·(ata_ps-ata2_ps)，ats＝[-π/2,π/2]；

其中，Q_ps为第二待鉴相信号，I_ps为第一待鉴相信号，rms为均方根运算符。

可选的，相位差转换模块70还包括定标因子转换单元。

定标因子转换单元，用于定标因子包括：

KD＝2^N2，N2＝[1，2，3，…，16]；

其中，KD为定标因子，N2为进行移位操作的乘法器的取值。

可选的，环路滤波模块80还包括频偏判断单元、小频偏滤波单元以及大频偏滤波单元。

频偏判断单元，用于判断频偏测量结果的频偏是否小于所设阈值，并基于判断结果选择相应结构的二阶环路滤波器。

小频偏滤波单元，用于若频偏测量结果的频偏小于所设阈值，则选择第一结构的二阶环路滤波器；

第一结构的二阶环路滤波器的结构式为：

其中，y_ps为误差校正信号，c₁与c₂为第一结构的二阶环路滤波器参数，x_ps为频偏测量结果，ΔT为第一结构的二阶环路滤波器的信号输入间隔，τ₁、τ₂为时间常数。

大频偏滤波单元，用于若频偏测量结果的频偏大于等于所设阈值，则选择第二结构的二阶环路滤波器；

第二结构的二阶环路滤波器的结构式为：

其中，y_ps为误差校正信号，c₁与c₂为第二结构的二阶环路滤波器参数，x_ps为频偏测量结果，ΔT为第二结构的二阶环路滤波器的信号输入间隔，τ₁、τ₂为时间常数。

需要说明的是：上述实施例提供的装置在实现其功能时，仅以上述各功能模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能模块完成，即将设备的内部结构划分成不同的功能模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。另外，上述实施例提供的装置和方法实施例属于同一构思，其具体实现过程详见方法实施例，这里不再赘述。

本申请实施例还提供了一种计算机存储介质，所述计算机存储介质可以存储有多条指令，所述指令适于由处理器加载并执行如上述图1-图19所示实施例的所述的卫星导航信号的载波环路跟踪方法，具体执行过程可以参加图1-图19所示实施例的具体说明，在此不进行赘述。

本申请还公开一种电子设备。参照图20，图20是本申请实施例的公开的一种电子设备的结构示意图。该电子设备2000可以包括：至少一个处理器2001，至少一个网络接口2004，用户接口2003，存储器2005，至少一个通信总线2002。

其中，通信总线2002用于实现这些组件之间的连接通信。

其中，用户接口2003可以包括显示屏(Display)、摄像头(Camera)，可选用户接口2003还可以包括标准的有线接口、无线接口。

其中，网络接口2004可选的可以包括标准的有线接口、无线接口(如WI-FI接口)。

其中，处理器2001可以包括一个或者多个处理核心。处理器2001利用各种接口和线路连接整个服务器内的各个部分，通过运行或执行存储在存储器2005内的指令、程序、代码集或指令集，以及调用存储在存储器2005内的数据，执行服务器的各种功能和处理数据。可选的，处理器2001可以采用数字信号处理(Digital Signal Processing，DSP)、现场可编程门阵列(Field-Programmable Gate Array，FPGA)、可编程逻辑阵列(ProgrammableLogic Array，PLA)中的至少一种硬件形式来实现。处理器2001可集成中央处理器(CentralProcessing Unit，CPU)、图像处理器(Graphics Processing Unit，GPU)和调制解调器等中的一种或几种的组合。其中，CPU主要处理操作系统、用户界面和应用程序等；GPU用于负责显示屏所需要显示的内容的渲染和绘制；调制解调器用于处理无线通信。可以理解的是，上述调制解调器也可以不集成到处理器2001中，单独通过一块芯片进行实现。

其中，存储器2005可以包括随机存储器(Random Access Memory，RAM)，也可以包括只读存储器(Read-Only Memory)。可选的，该存储器2005包括非瞬时性计算机可读介质(non-transitory computer-readable storage medium)。存储器2005可用于存储指令、程序、代码、代码集或指令集。存储器2005可包括存储程序区和存储数据区，其中，存储程序区可存储用于实现操作系统的指令、用于至少一个功能的指令(比如触控功能、声音播放功能、图像播放功能等)、用于实现上述各个方法实施例的指令等；存储数据区可存储上面各个方法实施例中涉及的数据等。存储器2005可选的还可以是至少一个位于远离前述处理器2001的存储装置。参照图20，作为一种计算机存储介质的存储器2005中可以包括操作系统、网络通信模块、用户接口模块以及一种卫星导航信号的载波环路跟踪的应用程序。

在图20所示的电子设备2000中，用户接口2003主要用于为用户提供输入的接口，获取用户输入的数据；而处理器2001可以用于调用存储器2005中存储一种卫星导航信号的载波环路跟踪的应用程序，当由一个或多个处理器2001执行时，使得电子设备2000执行如上述实施例中一个或多个所述的方法。需要说明的是，对于前述的各方法实施例，为了简单描述，故将其都表述为一系列的动作组合，但是本领域技术人员应该知悉，本申请并不受所描述的动作顺序的限制，因为依据本申请，某些步骤可以采用其他顺序或者同时进行。其次，本领域技术人员也应该知悉，说明书中所描述的实施例均属于优选实施例，所涉及的动作和模块并不一定是本申请所必需的。

在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述的部分，可以参见其他实施例的相关描述。

在本申请所提供的几种实施方式中，应该理解到，所披露的装置，可通过其他的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些服务接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性或其他的形式。

作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。

另外，在本申请各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。

集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储器中。基于这样的理解，本申请的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储器中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可为个人计算机、服务器或者网络设备等)执行本申请各个实施例方法的全部或部分步骤。而前述的存储器包括：U盘、移动硬盘、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

以上所述者，仅为本公开的示例性实施例，不能以此限定本公开的范围。即但凡依本公开教导所作的等效变化与修饰，皆仍属本公开涵盖的范围内。本领域技术人员在考虑说明书及实践真理的公开后，将容易想到本公开的其他实施方案。

本申请旨在涵盖本公开的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本公开的一般性原理并包括本公开未记载的本技术领域中的公知常识或惯用技术手段。说明书和实施例仅被视为示例性的，本公开的范围和精神由权利要求限定。

Claims (10)

1.一种卫星导航信号的载波环路跟踪方法，其特征在于，所述方法包括：

对输入信号进行解调，得到第一同相信号以及第一正交信号；

对数控振荡器的输出信号进行SIN/COS映射处理，得到第二同相信号以及第二正交信号；

对所述第一同相信号与第二同相信号进行相乘处理，得到第一待鉴相信号，对所述第一正交信号与第二正交信号进行相乘处理，得到第二待鉴相信号；

提取所述第一待鉴相信号的符号位以及所述第二待鉴相信号的符号位；

获取所述第一待鉴相信号的相位幅度的绝对值以及所述第二待鉴相信号的相位幅度的绝对值；根据所述第一待鉴相信号的符号位与对应的相位幅度的绝对值以及所述第二待鉴相信号的符号位与对应的相位幅度的绝对值、使用鉴相公式计算所述输入信号与所述输出信号之间的相位差测量结果；

采用定标因子对所述相位差测量结果进行转换操作，得到频偏测量结果，所述定标因子的取值为可调整的数值；

对所述频偏测量结果进行二阶环路滤波，得到误差校正信号；

基于所述误差校正信号对所述输出信号进行频偏调整，直至所述输出信号的频率能够与所述输入信号的频率实现跟踪同步。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，若所述输入信号为BPSK信号，所述鉴相公式包括：

ata_ps＝ATAN(|Q_ps|/|I_ps|),ata＝[0,π/2]；

x_ps＝Sign(I_ps)·Sign(Q_ps)·ata_ps，ats＝[-π/2，π/2]；

其中，ata_ps为所述BPSK信号与所述输出信号之间的相位幅度差值，ATAN为反切值运算符，|Q_ps|为所述第二待鉴相信号的相位幅度的绝对值，|I_ps|为所述第一待鉴相信号的相位幅度的绝对值，ata为所述BPSK信号与所述输出信号之间的相位幅度差值的取值，x_ps为所述BPSK信号与所述输出信号之间的相位差测量结果，Sign(I_ps)为所述第一待鉴相信号的符号位，Sign(Q_ps)为所述第二待鉴相信号的符号位，ats为所述相位差测量结果的相位调整范围。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述鉴相公式包括：

ata_ps＝Q_ps，rms(Q_ps)＝1；

x_ps＝Sign(I_ps)·Sign(Q_ps)·ata_ps，ats＝[-π/2，π/2]；

其中，Q_ps为第二待鉴相信号，rms为均方根运算符。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，若所述输入信号为QPSK信号，所述鉴相公式包括：

ata_ps＝ATAN(|Q_ps|/|I_ps|)，ata＝[0,π/2]；

ata2_ps＝ATAN(|I_ps|/|Q_ps|)，ata2＝[0,π/2]；

x_ps＝Sign(I_ps)·Sign(Q_ps)·(ata_ps-ata2_ps)，ats＝[-π/2,π/2]；

其中，ata_ps为所述QPSK信号的其中一路码元信号与所述输出信号之间的相位幅度差值，ATAN为反切值运算符，|Q_ps|为所述第二待鉴相信号的相位幅度的绝对值，|I_ps|为所述第一待鉴相信号的相位幅度的绝对值，ata为所述QPSK信号的其中一路码元信号与所述输出信号之间的相位幅度差值的取值，ata2_ps为所述QPSK信号的另一路码元信号与所述输出信号之间的相位幅度差值，ata为所述QPSK信号的另一路码元信号与所述输出信号之间的相位幅度差值的取值，x_ps为所述QPSK信号与所述输出信号之间的相位差测量结果，Sign(I_ps)为所述第一待鉴相信号的符号位，Sign(Q_ps)为所述第二待鉴相信号的符号位，ats为所述相位差测量结果的相位调整范围。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述鉴相公式包括：

ata_ps＝Q_ps，rms(Q_ps)＝1；

ata2_ps＝I_ps，rms(I_ps)＝1；

x_ps＝Sign(I_ps)·Sign(Q_ps)·(ata_ps-ata2_ps)，ats＝[-π/2,π/2]；

其中，Q_ps为所述第二待鉴相信号，I_ps为所述第一待鉴相信号，rms为均方根运算符。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述定标因子包括：

KD＝2^N2，N2＝[1，2，3，…，16]；

其中，KD为定标因子，N2为进行移位操作的乘法器的取值。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对所述频偏测量结果进行二阶环路滤波，得到误差校正信号，包括：

判断所述频偏测量结果的频偏是否小于所设阈值，并基于所述判断结果选择相应结构的二阶环路滤波器。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述判断所述频偏测量结果的频偏是否小于所设阈值，并基于所述判断结果选择相应结构的二阶环路滤波器，包括：

若所述频偏测量结果的频偏小于所设阈值，则选择第一结构的二阶环路滤波器；

所述第一结构的二阶环路滤波器的结构式为：

其中，y_ps为误差校正信号，c₁与c₂为所述第一结构的二阶环路滤波器参数，x_ps为频偏测量结果，ΔT为所述第一结构的二阶环路滤波器的信号输入间隔，τ₁、τ₂为时间常数。

9.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述判断所述频偏测量结果的频偏是否小于所设阈值，并基于所述判断结果选择相应结构的二阶环路滤波器，包括：

若所述频偏测量结果的频偏大于等于所设阈值，则选择第二结构的二阶环路滤波器；

所述第二结构的二阶环路滤波器的结构式为：

其中，y_ps为误差校正信号，c₁与c₂为所述第二结构的二阶环路滤波器参数，x_ps为频偏测量结果，ΔT为所述第二结构的二阶环路滤波器的信号输入间隔，τ₁、τ₂为时间常数。

10.一种卫星导航信号的载波环路跟踪装置，其特征在于，所述装置包括：

输入信号调制模块(10)，用于对输入信号进行解调，得到第一同相信号以及第一正交信号；输出信号映射模块(20)，用于对数控振荡器的输出信号进行SIN/COS映射处理，得到第二同相信号以及第二正交信号；

混频模块(30)，用于对所述第一同相信号与第二同相信号进行相乘处理，得到第一待鉴相信号，对所述第一正交信号与第二正交信号进行相乘处理，得到第二待鉴相信号；

象限提取模块(40)，用于提取所述第一待鉴相信号的符号位以及所述第二待鉴相信号的符号位；

相位幅度获取模块(50)，用于获取所述第一待鉴相信号的相位幅度的绝对值以及所述第二待鉴相信号的相位幅度的绝对值；

相位差计算模块(60)，用于根据所述第一待鉴相信号的符号位与对应的相位幅度的绝对值以及所述第二待鉴相信号的符号位与对应的相位幅度的绝对值、使用鉴相公式计算所述输入信号与所述输出信号之间的相位差测量结果；

相位差转换模块(70)，用于采用定标因子对所述相位差测量结果进行转换操作，得到频偏测量结果，所述定标因子的取值为可调整的数值；

环路滤波模块(80)，用于对所述频偏测量结果进行二阶环路滤波，得到误差校正信号；

频偏调整模块(90)，用于基于所述误差校正信号对所述输出信号进行频偏调整，直至所述输出信号的频率能够与所述输入信号的频率实现同步跟踪。

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