CN115833671A - 一种双三相电机高精度模型预测电流控制系统及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双三相电机高精度模型预测电流控制系统及控制方法，涉及多相电机控制技术领域。本发明将传统12虚拟电压矢量控制集进行扩展，在不损失电压利用率的前提下，设计了24个幅值相等，相角均匀的虚拟电压矢量，提高控制精度。提出一种基于最小误差的占空比计算方法，即使在单一有效虚拟电压矢量的情况下，也能同时跟踪d轴和q轴的电流，保证输出最优的占空比。此外，简化预测控制中遍历所有电压矢量的过程，降低算法的计算负担。本发明通过扩展控制集和降低占空比计算误差两方面强有力的提升了模型预测控制的精度，降低了5、7次谐波，改善转矩脉动。且保证即使在24个电压矢量作用下，计算量依然较低，提升算法的执行效率。

Description

一种双三相电机高精度模型预测电流控制系统及控制方法

技术领域

本发明属于多相电机预测控制技术领域，尤其涉及一种双三相电机高精度模型预测电流控制系统及控制方法。

背景技术

随着交通运输、航天航空和国防军工等高端领域的飞速发展，电机系统作为装备的核心部件，对其要求进一步提高。多相永磁电机具有功率密度高、效率高和良好的容错能力等优势，已成为先进电机系统的首选。其中，中心点隔离，两套绕组相移30°连接的双三相永磁同步电机，因其特殊的结构，进而消除了6次转矩脉动，得到了广泛的应用。模型预测控制策略因具有多变量控制、易于处理非线性约束以及直观易实现的优点在功率变换器应用场合中具有良好的性能表现，逐步体现出良好的工程应用价值。但其存在计算量大以及转矩脉动高等缺点。中国发明专利《一种低计算量的双电机串联系统模型预测转矩控制方法》(专利号：202110774817.4)公开了一种低计算量的模型预测控制方法，该方法只需计算两个电压矢量的价值函数，相对减小了计算量，但是该方法需要计算参考电压矢量所在的位置，因此增加了两个观测器，使得系统变得复杂。中国发明专利《一种减小PMSM转矩脉动和磁链波动的模型预测控制方法》(专利号：202210499366.2)公开了一种减小永磁同步电机转矩脉动和磁链脉动的方法，该方法通过在单个周期内使用多个电压矢量拓宽调制范围，虽取得一定效果，但计算复杂。当模型预测控制算法应用到多相电机领域时，其备选电压矢量也呈指数倍增长，计算量也相对增大。同时，多相电机包含谐波平面，在系统运行过程中，必须对其加以控制，否则不利于电机性能，且产生较大的损耗。因此，为了提升模型预测控制在多相电机领域的应用，急需开展减少算法计算负担的相关研究，亦或是与改善转矩及磁链脉动相结合的有关技术。

发明内容

发明目的：针对双三相永磁电机模型预测控制具有转矩脉动大及计算负担重等问题，对控制集进行重新设计。将传统12虚拟电压矢量控制集进行扩展，在不损失电压利用率的前提下，设计了24个幅值相等，相角均匀的虚拟电压矢量，提高控制精度。进一步的，提出一种基于最小误差的占空比计算方法，即使在单一有效虚拟电压矢量的情况下，也能同时跟踪d轴和q轴的电流，保证输出最优的占空比。此外，简化预测控制中遍历所有电压矢量的过程，降低算法的计算负担。本发明通过扩展控制集和降低占空比计算误差两方面强有力的提升了模型预测控制的精度，降低了5、7次谐波，改善转矩脉动。且保证即使在24个电压矢量作用下，计算量依然较低，提升算法的执行效率。

技术方案：为实现上述发明目的，本发明所采用的技术方案如下：一种双三相电机高精度模型预测电流控制系统，包括系统硬件和系统软件(在编程中实现)，系统硬件包括双三相永磁电机、直流电源、PWM模块、逆变器、位置传感器、电流传感器；系统软件包括：合成的24虚拟电压矢量模块、转速控制器、坐标转换模块、延时模块、预测模块、占空比计算模块、简化模块和价值函数模块；

所述双三相永磁电机由两套三相绕组空间相移30°构成；所述逆变器输入端与直流电源连接，逆变器信号端与PWM模块连接；逆变器为六相两电平拓扑结构，逆变器输出端与双三相电机A、B、C、D、E、F相连接，负责将PWM信号转换为驱动电机所需的六相正弦交流电；所述位置传感器采用旋转变压器，与双三相永磁电机同轴连接，所述电流传感器与逆变器连接，负责采样电机六相电流；

所述的坐标转换模块输入端连接电流传感器，输出端连接延时补偿模块，用于将自然坐标系下的六相电流转换为旋转坐标系下的电流，实现解耦控制；

所述延时模块输入端连接坐标变换模块，输出端连接预测模型，用以弥补数字系统采样带来的“一拍延时”问题；

所述预测模型模块输入端连接延时补偿模块、24虚拟电压矢量模块以及位置传感器，负责输出不同电压矢量作用下dq轴电流变化位置；

所述转速控制器由PI控制用以获取q轴参考电流，其输入端为给定转速与实际转速的误差，输出端为q轴电流的参考值；

所述的占空比计算模块输入端连接所述转速控制器以及预测模型模块，用以计算各电压矢量作用下最优电压矢量所在位置及其占空比；

所述的简化模块及价值函数模块输入端连接占空比计算模块，用以降低算法的迭代次数并选出最优矢量及其占空比；所述PWM模块输入端连接价值函数模块，将软件系统获得的最优矢量及占空比转换为相应的PWM信号，输出至逆变器，完成调制，从而驱动电机运行。

本发明的一种双三相电机高精度模型预测电流控制系统的控制方法，所述控制方法包括如下步骤：

步骤1)构造24个虚拟电压矢量；

步骤2)优化电压矢量的开关次序，使其标准化；

步骤3)通过位置传感器获得转速及位置角、通过电流传感器获得六相电流，再经坐标变换模块获得旋转坐标系下的电流；

步骤4)推导双三相永磁电机的预测模型；

步骤5)使用最小误差的方法计算电压矢量作用的占空比；

步骤6)简化遍历寻优的过程；

步骤7)通过价值函数选出最优电压矢量及其占空比，并输出至PWM模块，通过逆变器调制，输出相应的电压矢量，完成整个控制。

进一步，步骤1)的具体步骤包括：

双三相永磁电机配置成中性点隔离的方式，采用六相两电平电压源逆变器进行驱动，由于每个桥臂的上下两个开关器件都工作在互补导通状态，所以每个桥臂都有两个开关状态，整个逆变器共有2⁶＝64个开关状态，与转换开关对应的64个电压矢量由下式决定：

其中，a＝e^j30°，s_A～s_F分别代表各个桥臂的开关状态，u_αβ代表αβ平面的电压矢量，u_xy代表xy平面的电压矢量，U_dc表示直流母线电压，上桥臂开通为“1”，上桥臂关断则为“0”，基本电压矢量的编号按照ABC和DEF的顺序，将开关状态组合用八进制来进行表示；

虚拟电压矢量原则要求矢量在谐波平面的作用之和为零，其合成原则如下：

其中，u_{x i},u_{y i}表示基本电压矢量在x轴和y轴的分量，D_i表示各基本电压矢量作用的占空比；

为保证电压利用率，选用基波平面最外围的12个大矢量及1个零矢量作为合成虚拟电压矢量的基本电压矢量，采用相邻三矢量原则进行合成新的虚拟电压矢量控制集，其合成原则如下：

其中，V_i表示第i个待合成的虚拟电压矢量，其中i＝1,2,3…24；u_1st、u_2nd、和u_3rd分别表示第一个、第二个和第三个基本电压矢量；上标“α”、“β”、“x”和“y”表示电压矢量在对应坐标轴的分量，D₁、D₂、D₃和D₀分别表示第一个、第二个、第三个基本电压矢量和零矢量作用的占空比；

规定每个基本电压矢量的幅值为0.59Udc，起始位置为0°，相邻两个电压矢量之间的夹角为15°，最终在αβ平面合成24个虚拟电压矢量，其在xy平面的分量为零。

进一步，步骤2)的具体步骤包括：

为了保证所合成的虚拟电压矢量能够在工业应用中实现，针对合成的24个虚拟电压矢量的开关次序进行优化，使其全部标准化，在V₂、V₆、V₁₀、V₁₄、V₁₈和V₂₂处采用内外两层电压矢量合成的方法代替相邻三矢量合成方法，最终合成的24个虚拟电压矢量如表1所示；

表1 24虚拟电压矢量分布情况

其中，u₁、…u₀、…u₁₁、…u₆₆、…u₁₂、…u₆₄分别表示相应的基本电压矢量。

进一步，步骤3)的具体步骤包括：

位置传感器的测量转子的转轴角位移以及角速度，将其转换成电信号传输至控制器，经解码后获得电机的转速及转子的位置角信息；

6个电流传感器采样电机的相电流记为：i_A、i_B、i_C、i_D、i_E和i_F，采用VSD坐标变换法，将自然坐标系的各个变量转换到静止坐标系，其变换矩阵为：

其中，i_α、i_β、i_x、i_y、i_o1和i_o2表示静止坐标系α轴、β轴、x轴、y轴、o1轴、o2轴的电流；

对于双三相永磁电机，仅有αβ子空间的基波分量参与机电能量转换，为了便于简化分析，将静止坐标系变换到同步旋转坐标系，其变换矩阵为：

其中，θ为转子位置角，i_d和i_q分别为d轴和q轴的电流；

经上述坐标转换模块计算出电机在k时刻，dq旋转坐标系下的电流i_dq(k)。

进一步，步骤4)的具体步骤包括：

在基于虚拟电压矢量的模型预测控制系统中，谐波平面可以忽略不计，因此只需考虑双三相永磁电机在基波平面的相关变量，将其转换到旋转坐标系中，得到电机的电压方程为：

式中，u_d、u_q分别为U_s在d轴和q轴的分量，R_s为定子电阻，L_d、L_q、i_d和i_q分别为dq轴电感和电流， ψ_f为永磁磁链幅值，ω_e为电角速度；

采用欧拉前向公式对(6)进行离散化处理，得：

其中，上标“k”表示k时刻的dq轴电流及电压的实时值；上标“k+1”表示k+1时刻的dq轴电流预测值；T_s为控制周期；

为弥补数字控制器存在“一拍延时”缺点，采用两步预测法进行延时补偿，将(7)再次进行预测，获得最终的预测模型为：

其中，上标“pre”表示dq轴电流的最终预测值；

价值函数定义为：

其中，上标“*”表示dq轴电流给定参考值，采用i_d ^*＝0控制。

进一步，步骤5)的具体步骤包括：

以dq坐标系为参考，记零电压矢量作用下i_d和i_q的预测值为点A(x₁,y₁)，有效电压矢量作用下i_d和i_q的预测值为点B(x₂,y₂)，参考电流所在的位置为C(x₀,y₀)，则点C到直线AB的距离即为价值函数值最小的点，也是误差最小的点，求出过C点与AB垂直的直线与AB的交点便可得到所需的电压矢量，进而得出相应的占空比；

(5)AB的直线方程：

(6)过C点与AB垂直的直线方程：

(7)联立(10)和(11)求出两直线相交的点的坐标为：

其中，

和

表示占空比修正后dq轴电流的预测值；

x₁＝i_d ^k+1+T_s·[-R_si_d ^k+1+ω_eL_qi_q ^k+1]/L_d

y₁＝i_q ^k+1+T_s·[-R_si_q ^k+1-ω_eL_di_d ^k+1-ω_eψ_f]/L_q

(8)根据交点位置可求出电压矢量最优占空比为：

进一步，步骤6)的具体步骤包括：

(6)以V₄、V₁₀、V₁₆、V₂₂为边界将αβ平面等分为四个区域，命名为G₁，G₂，G₃和G₄；每个区域包含的虚拟电压矢量如下表所示：

表1虚拟电压矢量分区规则

(7)将V₁，V₇，V₁₃和V₁₉带入(5)获得四个电压矢量作用下各自的价值函数的值：J(V₁)，J(V₇)，J(V₁₃)，J(V₁₉)；选出价值函数最小的矢量V_1st，进而确定最优区域；

(8)假设第二步确定的V_1st是V₁，则最优区域为G₁，再次计算G₁中的V₁₃和V₁₃的价值函数的值，选出价值函数最小的矢量V_2nd，确定第二个最优区域；

(9)假设第二步确定的V_2nd是V₁，则判断与V₁的价值函数的值与相邻的两个电压矢量V₂₄和V₂的价值函数的值，选出最优的价值函数即可确定最终的电压矢量序号；

(10)其他情况以此类推，所有区域的组合如表二所示；

表2所有最优电压矢量选择情况组合

经过上述简化过程，原先的预测过程需要遍历24个电压矢量，现在只需遍历8个，降低了算法的计算负担，提升效率。

进一步，步骤7)的具体步骤包括：将24个虚拟电压矢量VV逐个带入预测模型，通过简化模块，选出最优的电压矢量及其作用的占空比，输出至PWM模块，通过逆变器调制，输出相应的电压矢量，完成整个控制。

本发明的有益效果

1)本发明一种双三相电机高精度模型预测电流控制系统及控制方法，将传统12虚拟电压矢量的个数增加至24个，再不损耗电压利用率的基础上，拓宽了调制范围。

2)本发明所提的占空比的求解方法，同时考虑d轴和q轴跟踪电流，减小最低误差，且所求的价值函数也是所有价值函数中最小的，提高控制精度。

3)各电压矢量在所提占空比技术的作用下，幅值可以灵活改变，提高控制精度，降低5、7次谐波，改善了转矩脉动及磁链脉动。

4)本发明所提的简化选取矢量的方法，降低了模型预测控制算法的执行时间，提高算法效率，且能扩展到其他多相电机预测控制系统。

附图说明

图1为本发明实施例方法的控制原理示意图；

图2为应用本发明实施例方法的六相电压源逆变器拓扑结构图；

图3为本发明的空间电压矢量图；(a)αβ平面；(b)xy平面；

图4为本发明设计的最大三矢量虚拟电压矢量构造示意图；(a)αβ平面；(b)xy平面；

图5为本发明设计的开关次序图；(a)V₂修正前；(b)V₂修正后；

图6为本发明设计的内外两层虚拟电压矢量构造示意图；(a)αβ平面；(b)xy平面；

图7为本发明设计的24虚拟电压矢量；

图8为本发明提出的误差最小占空比计算方法示意图；

图9为本发明设计的简化过程示意图；(a)为区域划分示意图；(b)为最优区域示意图；(c)为最优电压矢量示意图；

图10为传统12虚拟电压矢量在无差拍占空比作用下的实验波形图；

图11为本发明的实验波形图；

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用于解释本发明，并不用于限定本发明。

图1为本发明的控制框原理示意图，其控制系统硬件包括：双三相永磁电机、直流电源、PWM模块、逆变器、位置传感器、电流传感器。控制系统软件包括：合成的24虚拟电压矢量、转速控制器、坐标变换模块、延时模块、预测模块、占空比计算模块和简化模块。所述的双三相永磁电机由两套三相绕组空间相移30°构成；所述逆变器输入端与直流电源连接，信号端与软件系统的PWM模块连接；所述逆变器为六相两电平拓扑结构，输出端与双三相电机A、B、C、D、E、F相连接，负责将软件系统输出的PWM信号转换为驱动电机所需的六相正弦交流电；所述位置传感器采用旋转变压器，与电机同轴连接，所采集的信息传送至软件系统；所述电流传感器与逆变器连接，负责采样电机六相电流；所述的坐标转换模块输入端连接电流传感器，输出端连接延时补偿模块，其作用在于将自然坐标系下的六相电流转换为旋转坐标系下的电流，实现解耦控制；所述延时模块输入端连接坐标变换模块，输出端连接预测模型，用以弥补数字系统采样带来的“一拍延时”问题；所述预测模型模块输入端连接延时补偿模块、24虚拟电压矢量模块以及位置传感器，负责输出不同电压矢量作用下dq轴电流变化位置；所述转速控制器由PI控制用以获取q轴参考电流，其输入端为给定转速与实际转速的误差，输出端为q轴电流的参考值；所述的占空比计算模块输入端连接所述转速控制器以及预测模型模块，用以计算各电压矢量作用下最优电压矢量所在位置及其占空比；所述的简化模块及价值函数模块输入端连接占空比计算模块，用以降低算法的迭代次数并选出最优矢量及其占空比；所述PWM模块输入端连接价值函数模块，将软件系统获得的最优矢量及占空比转换为相应的PWM信号，输出至逆变器，完成调制，从而驱动电机运行。方法的实现步骤主要分为以下几个步骤：

第一步：构造24个虚拟电压矢量(24虚拟电压矢量模块)。

如图2所示，本发明的双三相永磁电机配置成中性点隔离的方式，采用六相两电平电压源逆变器进行驱动。由于每个桥臂的上下两个开关器件都工作在互补导通状态，所以每个桥臂都有两个开关状态，整个逆变器共有2⁶＝64个开关状态。与转换开关对应的64个电压矢量由下式决定：

其中，a＝e^j30°，s_A～s_F其中代表每个桥臂的开关状态，u_αβ代表αβ平面的电压矢量，u_xy代表xy平面的电压矢量，Udc表示直流母线电压。现规定上桥臂开通为“1”，上桥臂关断则为“0”，基本电压矢量的编号按照ABC和DEF的顺序，将开关状态组合用八进制来进行表示。

最终形成的电压矢量如图3所示，图3(a)为αβ平面的电压矢量，负责参与机电能量转换。48个有效电压矢量分成四层，由内到外的幅值分别为：0.173Udc、0.333Udc、0.471Udc、0.644Udc。(b)为xy平面，为谐波平面负责产生损耗。同样的由内到外的幅值分别为：0.173Udc、0.333Udc、0.471Udc、0.644Udc。

为了抑制逆变器在谐波平面产生的电压矢量，本发明提出一种新型的虚拟电压矢量合成方法。虚拟电压矢量原则要求矢量在谐波平面的作用之和为零，其合成原则如下：

其中，

表示基本电压矢量在x轴和y轴的分量。D_i表示各基本电压矢量作用的占空比。

本发明为保证电压利用率，选用基波平面最外围的12个大矢量及1个零矢量作为合成虚拟电压矢量的基本电压矢量，采用相邻三矢量原则进行合成新的虚拟电压矢量控制集。如图4所示，假设目标电压矢量为V₃。V₃与α轴的夹角为30°，与其相邻的三个基本电压矢量为：u₆₆，u₆₄和u₄₄，则根据虚拟电压矢量合成原则可以得出：

根据方程(3)可以求出D₁，D₂，D₃，D₀。

以此类推，其他的虚拟电压矢量都可以按照此原则求出。其合成原则总结如下：

其中，V_i表示第i个待合成的虚拟电压矢量(i＝1,2,3…24)；u_1st、u_2nd、和u_3rd分别表示第一个、第二个和第三个基本电压矢量；上标“α”、“β”、“x”和“y”表示电压矢量在对应坐标轴的分量。D₁、D₂、D₃和D₀分别表示第一个、第二个、第三个基本电压矢量和零矢量作用的占空比。

第二步：优化电压矢量的开关次序，使其标准化。

图5(a)为虚拟电压矢量V₂(与α轴的夹角为15°)依然采用相邻三矢量原则合成的开关序列图，从图中可以看出F相的开关序列在一个周期内需要动作两次，在工业应用中不利于数字处理器的实现。为此需要针对V₂这中特定位置的矢量进行局部调整。方法如下：如图6所示，V₂采用内外两层，在αβ平面方向相同，在xy平面方向相反的两个电压矢量进行合成。其合成后的开关次序如图5(b)所示，符合工业要求。类似的，在V₂、V₆、V₁₀、V₁₄、V₁₈和V₂₂处采用内外两层电压矢量合成的方法代替相邻三矢量合成方法。

经过前两步的方法，最终合成的24个标准的虚拟电压矢量如表1所示。

表1 24虚拟电压矢量分布情况

其分布图如图7所示。

第三步：通过位置传感器获得转速及位置角、通过电流传感器获得六相电流，再经坐标变换模块获得旋转坐标系下的电流。

位置传感器的测量转子的转轴角位移以及角速度，将其转换成电信号传输至控制器，经解码后获得电机的转速及转子的位置角信息。

本发明使用6个电流传感器采样电机的相电流记为：i_A、i_B、i_C、i_D、i_E和i_F。采用VSD坐标变换法，将自然坐标系的各个变量转换到静止坐标系，其变换矩阵为：

其中，i_α、i_β、i_x、i_y、i_o1和i_o2表示静止坐标系α轴、β轴、x轴、y轴、o1轴、o2轴的电流。

对于双三相永磁电机，仅有αβ子空间的基波分量参与机电能量转换，为了便于简化分析，将静止坐标系变换到同步旋转坐标系，其变换矩阵为：

其中，θ为转子位置角。

经上述坐标转换模块计算出电机在k时刻，dq旋转坐标系下的电流i_dq(k)。

第四步：推导双三相永磁电机的预测模型。

本发明为基于虚拟电压矢量的模型预测控制系统，谐波平面可以忽略不计。因此只需考虑双三相永磁电机在基波平面的相关变量。将其转换到旋转坐标系中，得到电机的电压方程为：

式中，u_d、u_q分别为U_s在d轴和q轴的分量，R_s为定子电阻，L_d、L_q、i_d和i_q分别为dq轴电感和电流， ψ_f为永磁磁链幅值，ω_e为电角速度。

采用欧拉前向公式对(7)进行离散化处理，得：

其中，上标“k”表示k时刻的dq轴电流及电压的实时值；上标“k+1”表示k+1时刻的dq轴电流预测值；T_s为控制周期。

为弥补数字控制器存在“一拍延时”缺点，采用两步预测法进行延时补偿(延时模块)，将(8)再次进行预测，获得最终的预测模型(预测模块)为：

其中，上标“pre”表示dq轴电流的最终预测值。

价值函数定义为：

其中，上标“*”表示dq轴电流给定参考值，本发明采用i_d ^*＝0控制。

第五步：使用最小误差的方法计算电压矢量作用的占空比(占空比计算模块)。

图8为最小误差占空比计算的示意图，以dq坐标系为参考，记零电压矢量作用下i_d和i_q的预测值为点A(x₁,y₁)，有效电压矢量作用下i_d和i_q的预测值为点B(x₂,y₂)，参考电流所在的位置为C(x₀,y₀)。故蓝色虚线即为占空比调节情况下电压矢量的作用范围。

根据价值函数J(价值函数模块)的形式可知，预测值所在的点

和参考电流所在的点

之间的距离代表了价值函数的值。若未使用占空比调节技术，则在一个控制周期内施加一个完整的电压矢量，其价值函数用橙色的线表示。当采用传统的q轴电流无差拍占空比计算时，则预测值的目标点的纵坐标为i_q ^*。此时，过C点作i_d轴的平行线与直线AB的交点即为无差拍占空比的预测点，其价值函数的值用绿色线段表示。由集合知识可知，这两种方法所确定的占空比，其价值函数的值都不是最小的。点C到直线AB的距离即为价值函数值最小的点，也是误差最小的点。求出过C点与AB垂直的直线与AB的交点便可得到所需的电压矢量，进而得出相应的占空比。

(1)AB的直线方程：

(2)过C点与AB垂直的直线方程：

(3)联立(11)和(12)求出两直线相交的点的坐标为：

其中，其中，

和

表示占空比修正后dq轴电流的预测值；

x₁＝i_d ^k+1+T_s·[-R_si_d ^k+1+ω_eL_qi_q ^k+1]/L_d

y₁＝i_q ^k+1+T_s·[-R_si_q ^k+1-ω_eL_di_d ^k+1-ω_eψ_f]/L_q

(4)根据交点位置可求出电压矢量最优占空比为：

第六步：简化遍历寻优的过程。

(1)如图9(a)所示，以V₄、V₁₀、V₁₆、V₂₂为边界将αβ平面等分为四个区域，命名为G₁，G₂，G₃和G₄。每个区域包含的虚拟电压矢量如下表所示：

表1虚拟电压矢量分区规则

(2)将V₁，V₇，V₁₃和V₁₉带入(5)获得四个电压矢量作用下各自的价值函数的值：J(V₁)，J(V₇)，J(V₁₃)，J(V₁₉)。选出价值函数最小的矢量V_1st，进而确定最优区域。

(3)如图9(b)所示，假设第二步确定的V_1st是V₁，则最优区域为G₁。再次计算G₁中的V₁₃和V₁₃的价值函数的值，选出价值函数最小的矢量V_2nd，确定第二个最优区域。

(4)如图9(c)所示，假设第二步确定的V_2nd是V₁，则判断与V₁的价值函数的值与相邻的两个电压矢量V₂₄和V₂的价值函数的值，选出最优的价值函数即可确定最终的电压矢量序号。

(5)其他情况以此类推，所有区域的组合如表二所示。

表2所有最优电压矢量选择情况组合

经过上述简化过程(简化模块)，原先的预测过程需要遍历24个电压矢量，现在只需遍历8个，降低了算法的计算负担，提升效率。

第七步：将24个虚拟电压矢量VV逐个带入预测模型，通过简化模块，选出最优的电压矢量及其作用的占空比，输出至PWM模块，通过逆变器调制，输出相应的电压矢量，完成整个控制。

图10为传统12虚拟电压矢量在无差拍占空比技术的作用下的实验波形图，其THD为19.8％，转矩脉动为10.2Nm。i_d，i_q，i_x和i_y的电流脉动分别为：0.86A，0.35A，0.89A和0.71A。图11为本发明所提方法作用下的实验波形图，其THD为7.5％，转矩脉动为5.29Nm。i_d，i_q，i_x和i_y的电流脉动分别为：0.33A，0.18A，0.43A和0.46A。相对于传统方法，本发明使得电机性能显著提升。

以上实施例仅用于说明本发明的设计思想和特点，其目的在于使本领域内的技术人员能够了解本发明的内容并据以实施，本发明的保护范围不限于上述实施例。所以，凡依据本发明所揭示的原理、设计思路所作的等同变化或修饰，均在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种双三相电机高精度模型预测电流控制系统，其特征在于，包括系统硬件和系统软件，系统硬件包括双三相永磁电机、直流电源、PWM模块、逆变器、位置传感器、电流传感器；系统软件包括：合成的24虚拟电压矢量模块、转速控制器、坐标转换模块、延时模块、预测模块、占空比计算模块、简化模块和价值函数模块；

所述双三相永磁电机由两套三相绕组空间相移30°构成；所述逆变器输入端与直流电源连接，逆变器信号端与PWM模块连接；逆变器为六相两电平拓扑结构，逆变器输出端与双三相电机A、B、C、D、E、F相连接，负责将PWM信号转换为驱动电机所需的六相正弦交流电；所述位置传感器采用旋转变压器，与双三相永磁电机同轴连接，所述电流传感器与逆变器连接，负责采样电机六相电流；

所述的坐标转换模块输入端连接电流传感器，输出端连接延时补偿模块，用于将自然坐标系下的六相电流转换为旋转坐标系下的电流，实现解耦控制；

所述延时模块输入端连接坐标变换模块，输出端连接预测模型，用以弥补数字系统采样带来的“一拍延时”问题；

所述预测模型模块输入端连接延时补偿模块、24虚拟电压矢量模块以及位置传感器，负责输出不同电压矢量作用下dq轴电流变化位置；

所述转速控制器由PI控制用以获取q轴参考电流，其输入端为给定转速与实际转速的误差，输出端为q轴电流的参考值；

所述的占空比计算模块输入端连接所述转速控制器以及预测模型模块，用以计算各电压矢量作用下最优电压矢量所在位置及其占空比；

所述的简化模块及价值函数模块输入端连接占空比计算模块，用以降低算法的迭代次数并选出最优矢量及其占空比；所述PWM模块输入端连接价值函数模块，将软件系统获得的最优矢量及占空比转换为相应的PWM信号，输出至逆变器，完成调制，从而驱动电机运行。

2.根据权利要求1所述的一种双三相电机高精度模型预测电流控制系统的控制方法，其特征在于，所述控制方法包括如下步骤：

步骤1)构造24个虚拟电压矢量；

步骤2)优化电压矢量的开关次序，使其标准化；

步骤3)通过位置传感器获得转速及位置角、通过电流传感器获得六相电流，再经坐标变换模块获得旋转坐标系下的电流；

步骤4)推导双三相永磁电机的预测模型；

步骤5)使用最小误差的方法计算电压矢量作用的占空比；

步骤6)简化遍历寻优的过程；

步骤7)通过价值函数选出最优电压矢量及其占空比，并输出至PWM模块，通过逆变器调制，输出相应的电压矢量，完成整个控制。

3.根据权利要求2所述的一种双三相电机高精度模型预测电流控制系统的控制方法，其特征在于，步骤1)的具体步骤包括：

双三相永磁电机配置成中性点隔离的方式，采用六相两电平电压源逆变器进行驱动，由于每个桥臂的上下两个开关器件都工作在互补导通状态，所以每个桥臂都有两个开关状态，整个逆变器共有2⁶＝64个开关状态，与转换开关对应的64个电压矢量由下式决定：

其中，a＝e^j30°，s_A～s_F分别代表各个桥臂的开关状态，u_αβ代表αβ平面的电压矢量，u_xy代表xy平面的电压矢量，U_dc表示直流母线电压，上桥臂开通为“1”，上桥臂关断则为“0”，基本电压矢量的编号按照ABC和DEF的顺序，将开关状态组合用八进制来进行表示；

虚拟电压矢量原则要求矢量在谐波平面的作用之和为零，其合成原则如下：

其中，

表示基本电压矢量在x轴和y轴的分量，D_i表示各基本电压矢量作用的占空比；

为保证电压利用率，选用基波平面最外围的12个大矢量及1个零矢量作为合成虚拟电压矢量的基本电压矢量，采用相邻三矢量原则进行合成新的虚拟电压矢量控制集，其合成原则如下：

其中，V_i表示第i个待合成的虚拟电压矢量，其中i＝1,2,3…24；u_1st、u_2nd、和u_3rd分别表示第一个、第二个和第三个基本电压矢量；上标“α”、“β”、“x”和“y”表示电压矢量在对应坐标轴的分量，D₁、D₂、D₃和D₀分别表示第一个、第二个、第三个基本电压矢量和零矢量作用的占空比；

规定每个基本电压矢量的幅值为0.59Udc，起始位置为0°，相邻两个电压矢量之间的夹角为15°，最终在αβ平面合成24个虚拟电压矢量，其在xy平面的分量为零。

4.根据权利要求3所述的一种双三相电机高精度模型预测电流控制系统的控制方法，其特征在于，步骤2)的具体步骤包括：

为了保证所合成的虚拟电压矢量能够在工业应用中实现，针对合成的24个虚拟电压矢量的开关次序进行优化，使其全部标准化，在V₂、V₆、V₁₀、V₁₄、V₁₈和V₂₂处采用内外两层电压矢量合成的方法代替相邻三矢量合成方法，最终合成的24个虚拟电压矢量如表1所示；

表1 24虚拟电压矢量分布情况

其中，u₁、…u₀、…u₁₁、…u₆₆、…u₁₂、…u₆₄分别表示相应的64个基本电压矢量。

5.根据权利要求2所述的一种双三相电机高精度模型预测电流控制系统的控制方法，其特征在于，步骤3)的具体步骤包括：

位置传感器的测量转子的转轴角位移以及角速度，将其转换成电信号传输至控制器，经解码后获得电机的转速及转子的位置角信息。

6个电流传感器采样电机的相电流记为：i_A、i_B、i_C、i_D、i_E和i_F，采用VSD坐标变换法，将自然坐标系的各个变量转换到静止坐标系，其变换矩阵为：

其中，i_α、i_β、i_x、i_y、i_o1和i_o2表示静止坐标系α轴、β轴、x轴、y轴、o1轴、o2轴的电流；

对于双三相永磁电机，仅有αβ子空间的基波分量参与机电能量转换，为了便于简化分析，将静止坐标系变换到同步旋转坐标系，其变换矩阵为：

其中，θ为转子位置角，i_d和i_q分别为d轴和q轴的电流；

经上述坐标转换模块计算出电机在k时刻，dq旋转坐标系下的电流i_dq(k)。

6.根据权利要求2所述的一种双三相电机高精度模型预测电流控制系统的控制方法，其特征在于，步骤4)的具体步骤包括：

在基于虚拟电压矢量的模型预测控制系统中，谐波平面可以忽略不计，因此只需考虑双三相永磁电机在基波平面的相关变量，将其转换到旋转坐标系中，得到电机的电压方程为：

式中，u_d、u_q分别为U_s在d轴和q轴的分量，R_s为定子电阻，L_d、L_q、i_d和i_q分别为dq轴电感和电流，ψ_f为永磁磁链幅值，ω_e为电角速度；

采用欧拉前向公式对(6)进行离散化处理，得：

其中，上标“k”表示k时刻的dq轴电流及电压的实时值；上标“k+1”表示k+1时刻的dq轴电流预测值；T_s为控制周期；

为弥补数字控制器存在“一拍延时”缺点，采用两步预测法进行延时补偿，将(7)再次进行预测，获得最终的预测模型为：

其中，上标“pre”表示dq轴电流的最终预测值；

价值函数定义为：

其中，上标“*”表示dq轴电流给定参考值，采用i_d ^*＝0控制。

7.根据权利要求2所述的一种双三相电机高精度模型预测电流控制系统的控制方法，其特征在于，步骤5)的具体步骤包括：

以dq坐标系为参考，记零电压矢量作用下i_d和i_q的预测值为点A(x₁,y₁)，有效电压矢量作用下i_d和i_q的预测值为点B(x₂,y₂)，参考电流所在的位置为C(x₀,y₀)，则点C到直线AB的距离即为价值函数值最小的点，也是误差最小的点，求出过C点与AB垂直的直线与AB的交点便可得到所需的电压矢量，进而得出相应的占空比；

(1)AB的直线方程：

(2)过C点与AB垂直的直线方程：

(3)联立(10)和(11)求出两直线相交的点的坐标为：

其中，

和

表示占空比修正后dq轴电流的预测值；

x₁＝i_d ^k+1+T_s·[-R_si_d ^k+1+ω_eL_qi_q ^k+1]/L_d

y₁＝i_q ^k+1+T_s·[-R_si_q ^k+1-ω_eL_di_d ^k+1-ω_eψ_f]/L_q

x₂＝i_d ^k+1+T_s·[u_d ^k+1-R_si_d ^k+1+ω_eL_qi_q ^k+1]/L_d

y₂＝i_q ^k+1+T_s·[u_q ^k+1-R_si_q ^k+1-ω_eL_di_d ^k+1-ω_eψ_f]/L_q

(4)根据交点位置可求出电压矢量最优占空比为：

8.根据权利要求2所述的一种双三相电机高精度模型预测电流控制系统的控制方法，其特征在于，步骤6)的具体步骤包括：

(1)以V₄、V₁₀、V₁₆、V₂₂为边界将αβ平面等分为四个区域，命名为G₁，G₂，G₃和G₄；每个区域包含的虚拟电压矢量如下表所示：

表1虚拟电压矢量分区规则

(2)将V₁，V₇，V₁₃和V₁₉带入(5)获得四个电压矢量作用下各自的价值函数的值：J(V₁)，J(V₇)，J(V₁₃)，J(V₁₉)；选出价值函数最小的矢量V_1st，进而确定最优区域；

(3)假设第二步确定的V_1st是V₁，则最优区域为G₁，再次计算G₁中的V₁₃和V₁₃的价值函数的值，选出价值函数最小的矢量V_2nd，确定第二个最优区域；

(4)假设第二步确定的V_2nd是V₁，则判断与V₁的价值函数的值与相邻的两个电压矢量V₂₄和V₂的价值函数的值，选出最优的价值函数即可确定最终的电压矢量序号；

(5)其他情况以此类推，所有区域的组合如表二所示；

表2所有最优电压矢量选择情况组合

经过上述简化过程，原先的预测过程需要遍历24个电压矢量，现在只需遍历8个，降低了算法的计算负担，提升效率。

9.根据权利要求2所述的一种双三相电机高精度模型预测电流控制系统的控制方法，其特征在于，步骤7)的具体步骤包括：将24个虚拟电压矢量VV逐个带入预测模型，通过简化模块，选出最优的电压矢量及其作用的占空比，输出至PWM模块，通过逆变器调制，输出相应的电压矢量，完成整个控制。

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