CN115606093A - 放大电路 - Google Patents

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CN115606093A
CN115606093A CN202080100358.5A CN202080100358A CN115606093A CN 115606093 A CN115606093 A CN 115606093A CN 202080100358 A CN202080100358 A CN 202080100358A CN 115606093 A CN115606093 A CN 115606093A
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坂田修一
小松崎优治
新庄真太郎
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Abstract

将放大电路构成为具有：第1放大器(3)，其对放大对象信号进行放大；输出匹配电路(4)，其传输由第1放大器(3)放大后的信号；以及第2放大器(7)，其对在输出匹配电路(4)中传输来的信号进行放大，输出匹配电路(4)是具有多个集中常数元件的集中常数电路，通过多个集中常数元件，使第2放大器(7)的输出功率低于饱和功率时的从第1放大器(3)看向第2放大器(7)侧的阻抗，变成比第2放大器(7)的输出功率为饱和功率时的从第1放大器(3)看向第2放大器(7)侧的阻抗大的阻抗。

Description

放大电路
技术领域
本发明涉及对信号进行放大的放大电路。
背景技术
在放大电路中，有具有第1放大器和第2放大器且在第1放大器的输出侧串联连接第2放大器的放大电路。
在以下的专利文献1中，公开有使用驱动放大器作为第1放大器且使用多赫蒂放大器作为第2放大器的放大电路。在该放大电路中，在驱动放大器与多赫蒂放大器之间连接有阻抗调整部。
该阻抗调整部包含使驱动放大器的输出负载阻抗与多赫蒂放大器的输入阻抗匹配的匹配电路、以及调整从该匹配电路输出到多赫蒂放大器的信号的相位的相位调整器。该相位调整器通过调整信号的相位，能够提高多赫蒂放大器的输出功率低于饱和功率时的驱动放大器的效率。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2014-116757号公报
发明内容
发明要解决的课题
在专利文献1公开的放大电路中，阻抗调整部包含相位调整器。相位调整器是由传输线路形成的分布常数电路。专利文献1公开的放大电路包含由分布常数电路形成的相位调整器，因此，存在电路尺寸变大这样的课题。
本发明正是为了解决上述课题而完成的，其目的在于得到一种放大电路，该放大电路能够在不使用分布常数电路的情况下，提高第2放大器的输出功率低于饱和功率时的第1放大器的效率。
用于解决问题的手段
本发明的放大电路具有：第1放大器，其对放大对象信号进行放大；输出匹配电路，其传输由第1放大器放大后的信号；以及第2放大器，其对在输出匹配电路中传输来的信号进行放大，输出匹配电路是具有多个集中常数元件的集中常数电路，通过多个集中常数元件，使第2放大器的输出功率低于饱和功率时的从第1放大器看向第2放大器侧的阻抗，变成比第2放大器的输出功率为饱和功率时的从第1放大器看向第2放大器侧的阻抗大的阻抗。
发明效果
根据本发明，能够在不使用分布常数电路的情况下，提高第2放大器的输出功率低于饱和功率时的第1放大器的效率。
附图说明
图1是表示实施方式1的放大电路的结构图。
图2是表示由多赫蒂放大器实现的第2放大器7的结构图。
图3是表示实施方式1的放大电路中包含的第1放大器3的等效电路的等效电路图。
图4是表示LPF型匹配电路5中包含的集中常数元件和HPF型匹配电路6中包含的集中常数元件的一例的结构图。
图5是表示第2放大器7的输入阻抗ImpIN的史密斯圆图。
图6是从第1放大器3的电流源22看向第2放大器7侧的阻抗ImpOUT的史密斯圆图。
图7是表示输出匹配电路4的阻抗变换的一例的史密斯圆图。
图8是表示图1所示的放大电路中的第1放大器3的效率的说明图。
图9是表示由包络跟踪放大器实现的第2放大器7的结构图。
具体实施方式
以下，为了更详细地说明本发明，根据附图对用于实施本发明的方式进行说明。
实施方式1
图1是表示实施方式1的放大电路的结构图。
图1所示的放大电路具有输入端子1、输入匹配电路2、第1放大器3、输出匹配电路4、第2放大器7以及输出端子8。
向输入端子1提供放大对象信号。
输入匹配电路2的一端与输入端子1连接。
输入匹配电路2的另一端与第1放大器3的输入侧连接。
输入匹配电路2例如由集中常数元件实现。
输入匹配电路2是使第1放大器3的输入阻抗与图1所示的放大电路的输入侧的阻抗匹配的电路。
第1放大器3例如由FET(Field Effect Transistor：场效应晶体管)、HBT(Heterojunction Bipolar Transistor：异质结双极性晶体管)或HEMT(High ElectronMobility Transistor：高电子迁移率晶体管)实现。
第1放大器3对在输入匹配电路2中传输来的放大对象信号进行放大，将放大后的信号输出到输出匹配电路4。
输出匹配电路4的一端与第1放大器3的输出侧连接。
输出匹配电路4的另一端与第2放大器7的输入侧连接。
输出匹配电路4是具有集中常数元件的集中常数电路。
即，输出匹配电路4具备具有集中常数元件的LPF(Low Pass Filter：低通滤波器)型匹配电路5和具有集中常数元件的HPF(High Pass Filter：高通滤波器)型匹配电路6。
输出匹配电路4传输由第1放大器3放大后的信号。
输出匹配电路4通过多个集中常数元件，将第2放大器7的输出功率低于饱和功率时的从第1放大器3看向第2放大器7侧的阻抗，变成比第2放大器7的输出功率为饱和功率时的从第1放大器3看向第2放大器7侧的阻抗大的阻抗。
输出匹配电路4是集中常数电路，因此，其电路尺寸小于由分布常数电路形成的电路。
LPF型匹配电路5的一端与第1放大器3的输出侧连接。
LPF型匹配电路5的另一端与HPF型匹配电路6的一端连接。
LPF型匹配电路5例如具有电感器作为集中常数元件。
HPF型匹配电路6的一端与LPF型匹配电路5的另一端连接。
HPF型匹配电路6的另一端与第2放大器7的输入侧连接。
HPF型匹配电路6例如具有电感器和电容器作为集中常数元件。
第2放大器7例如由图2所示的多赫蒂放大器实现。
第2放大器7对在输出匹配电路4中传输来的信号进行放大。
第2放大器7将放大后的信号输出到输出端子8。
输出端子8是用于将由第2放大器7放大后的信号输出到外部的端子。
图2是表示由多赫蒂放大器实现的第2放大器7的结构图。
图2所示的多赫蒂放大器具有分配器11、载波放大器12、峰值放大器13、90度线路14以及合成器15。
分配器11对在输出匹配电路4中传输来的信号进行2分配，将一个信号输出到载波放大器12，将另一个信号输出到峰值放大器13。
载波放大器12对从分配器11输出的信号进行放大，将放大后的信号输出到90度线路14。
峰值放大器13在从分配器11输出的信号的信号电平大于一定电平时对该信号进行放大，将放大后的信号输出到合成器15。
90度线路14是用于使载波放大器12的输出侧线路的电气长度为90度的线路。
合成器15合成在90度线路14中传输来的信号和由峰值放大器13放大后的信号，输出2个信号的合成信号。
图3是表示实施方式1的放大电路中包含的第1放大器3的等效电路的等效电路图。
如图3所示，第1放大器3的等效电路由电流源22、电感器23以及电容器24表示。
在输入匹配电路2中传输来的放大对象信号的信号电平越大，则电流源22输出越大的电流。
电感器23是从电流源22到LPF型匹配电路5的一端的寄生分量的一部分。
电容器24是从电流源22到LPF型匹配电路5的一端的寄生分量的一部分。
第1放大器3中包含的寄生分量即从电流源22到LPF型匹配电路5的一端的寄生分量由电感器23和电容器24表示。
图4是表示LPF型匹配电路5中包含的集中常数元件和HPF型匹配电路6中包含的集中常数元件的一例的结构图。
LPF型匹配电路5包含第1电感器31作为集中常数元件。
第1电感器31的一端与第1放大器3的输出侧连接。
第1电感器31的另一端分别与HPF型匹配电路6中包含的第2电感器32的一端和电容器33的一端连接。
HPF型匹配电路6包含第2电感器32、电容器33以及直流阻断用电容器34作为集中常数元件。
第2电感器32的一端分别与第1电感器31的另一端和电容器33的一端连接。
第2电感器32的另一端与直流截止用电容器34的一端连接。
电容器33的一端分别与第1电感器31的另一端和第2电感器32的一端连接。
电容器33的另一端与第2放大器的输入侧连接。
直流阻断用电容器34的一端与第2电感器32的另一端连接。
直流阻断用电容器34的另一端接地。
图7所示的HPF型匹配电路6具有直流阻断用电容器34。但是，这只不过是一例，HPF型匹配电路6也可以不具有直流阻断用电容器34而将第2电感器32的另一端接地。
接着，说明图1所示的放大电路的动作。
第2放大器7由图2所示的多赫蒂放大器实现。因此，第2放大器7的输入阻抗ImpIN如图5所示，从回退时变化到饱和时。
这里，饱和时表示第2放大器7的输出功率为饱和功率的状态。
回退时表示第2放大器7的输出功率低于饱和功率的状态，并且表示峰值放大器13能够进行信号放大动作的状态。
图5是表示第2放大器7的输入阻抗ImpIN的史密斯圆图。
在图5所示的史密斯圆图中，在史密斯圆图的中心表示饱和时的第2放大器7的输入阻抗ImpIN，S。
回退时的第2放大器7的输入阻抗如图5所示为ImpIN，B，回退时的第2放大器7的输入反射相位如图5所示为
Figure BDA0003913646600000051
回退时的第2放大器7的输入反射相位
Figure BDA0003913646600000052
的绝对值大于零。
图6是表示从第1放大器3的电流源22看向第2放大器7侧的阻抗ImpOUT的史密斯圆图。
阻抗ImpOUT如图6所示，从第2放大器7回退时变化到饱和时。
在图6所示的史密斯圆图中，在史密斯圆图的中心表示饱和时的阻抗ImpOUT，S。在从电流源22看向第2放大器7侧的阻抗ImpOUT是饱和时的阻抗ImpOUT，S时，第1放大器3的输出功率为最大功率。即，第1放大器3的输出功率为饱和功率。
从回退时到饱和时，第2放大器7的输入阻抗ImpIN发生变化，因此，从回退时到饱和时，从电流源22看向第2放大器7侧的阻抗ImpOUT也发生变化。回退时的阻抗是ImpOUT，B。
通过改变输出匹配电路4具有的集中常数元件，能够改变饱和时的第2放大器7的输入阻抗ImpIN，S。
在图1所示的放大电路中，以使饱和时的第2放大器7的输入阻抗ImpIN，S被输出匹配电路4变成第1放大器3的输出功率为最大功率的阻抗ImpOUT，S的方式，设计输出匹配电路4具有的集中常数元件。
在如上所述设计输出匹配电路4具有的集中常数元件的情况下，从电流源22看向第2放大器7侧的阻抗ImpOUT与第1放大器3的输出功率为最大功率的阻抗ImpOUT，S匹配。
通过改变输出匹配电路4具有的集中常数元件，能够改变回退时的第2放大器7的输入阻抗ImpIN，B。
在图1所示的放大电路中，以使回退时的从电流源22看向第2放大器7侧的阻抗ImpOUT，B被输出匹配电路4变成比饱和时的从电流源22看向第2放大器7侧的阻抗ImpOUT，S大的阻抗的方式，设计输出匹配电路4具有的集中常数元件。
具体而言，以使从电流源22到输出匹配电路4的一端的寄生分量的传输相位
Figure BDA0003913646600000061
LPF型匹配电路5的传输相位
Figure BDA0003913646600000062
HPF型匹配电路6的传输相位
Figure BDA0003913646600000063
以及第2放大器7的输入反射相位
Figure BDA0003913646600000064
的总和的绝对值在阈值Th以内的方式，设计输出匹配电路4具有的集中常数元件。作为阈值Th，例如假定是0以上45以下的值。
例如，在作为阈值Th使用0且以使总和的绝对值为0度的方式设计输出匹配电路4具有的集中常数元件的情况下，第2放大器7的输入反射相位
Figure BDA0003913646600000065
变成0度，第2放大器7进行回退动作时的第1放大器3的效率为最高效率。
图7是表示输出匹配电路4的阻抗变换的一例的史密斯圆图。
在图7中，设饱和时的第2放大器7的输入阻抗ImpIN，S为50Ω，第1放大器3的输出功率为最大功率的阻抗ImpOUT，S为75Ω。
L1是第1电感器31的电感，L2是第2电感器32的电感，L3是作为寄生分量的一部分的电感器23的电感。
C1是电容器33的电容，C2是作为寄生分量的一部分的电容器24的电容。
在图7所示的史密斯圆图中，在史密斯圆图的中心表示饱和时的第2放大器7的输入阻抗ImpIN，S。
此外，在图7所示的史密斯圆图中，用虚线表示饱和时的阻抗变性，用实线表示回退时的阻抗变性。
在第2放大器7饱和时，第2放大器7的输入阻抗ImpIN，S被C1、L2、L1+L3、C2变成第1放大器3的输出功率为最大功率的阻抗ImpOUT，S即75Ω(参照图7的虚线)。
在第2放大器7回退时，第2放大器7的输入阻抗ImpIN，B被C1、L2、L1+L3、C2变成比第1放大器3的输出功率为最大功率的阻抗ImpOUT，S大的阻抗ImpOUT，B(参照图7的实线)。如图7所示，阻抗ImpOUT，B在史密斯圆图的实轴上。
在第2放大器7回退时，第2放大器7的输入阻抗ImpIN，B变成比第1放大器3的输出功率为最大功率的阻抗ImpOUT，S大的阻抗ImpOUT，B。此外，第2放大器7的输入阻抗ImpIN，B变成到史密斯圆图的实轴上。因此，能够实现回退时的第1放大器3的高效率动作。
因此，在图1所示的放大电路中，如果以应用图7所示的史密斯圆图的方式，根据电感L3和电容C2设计电感L1、L2以及电容C1，则能够在维持饱和时的第1放大器3的最大输出功率的同时，实现回退时的第1放大器3的高效率动作。
图8是表示图1所示的放大电路中的第1放大器3的效率的说明图。
在图8中，横轴表示第1放大器3的输出功率[dBm]，纵轴表示第1放大器3的效率[％]。
在图8中，用实线表示图1所示的放大电路中的第1放大器3的效率特性。图8表示作为阈值Th使用0且以使总和的绝对值为0度的方式设计输出匹配电路4具有的集中常数元件时的第1放大器3的效率特性。
虚线表示假设从电流源22看向第2放大器7侧的阻抗ImpOUT固定在回退时的第2放大器7的输入阻抗ImpIN，B时的第1放大器3的效率特性(以下，称作“第1假设效率特性”)。这里的回退时表示峰值放大器13能够进行信号放大动作的状态中的、从分配器11输出的信号的信号电平为最低信号电平时的状态。
点划线表示假设从电流源22看向第2放大器7侧的阻抗ImpOUT固定在饱和时的第2放大器7的输入阻抗ImpIN，S时的第1放大器3的效率特性(以下，称作“第2假设效率特性”)。
从电流源22看向第2放大器7侧的回退时的阻抗ImpOUT，B比饱和时的阻抗ImpOUT，S大。因此，回退时的第1放大器3的输出功率低于饱和时的第1放大器3的输出功率，回退时的第1放大器3的效率高于饱和时的第1放大器3的效率。
从电流源22看向第2放大器7侧的阻抗ImpOUT从回退时到饱和时发生变化，因此，在回退时，第1放大器3的效率特性与虚线所示的第1假设效率特性重叠，在饱和时，第1放大器3的效率特性与点划线所示的第2假设效率特性重叠。
因此，第1放大器3的回退时的效率高于第2假设效率特性所示的效率。
第1放大器3的饱和时的输出功率大于第1假设效率特性所示的输出功率。
图8表示作为阈值Th使用0且以使总和的绝对值为0度的方式设计输出匹配电路4具有的集中常数元件时的第1放大器3的效率特性。
作为阈值Th使用45且以使总和的绝对值为45度的方式设计输出匹配电路4具有的集中常数元件时的第1放大器3的效率特性，低于以使总和的绝对值为0度的方式设计输出匹配电路4具有的集中常数元件时的第1放大器3的效率特性。
但是，以使总和的绝对值为45度的方式设计输出匹配电路4具有的集中常数元件时的回退时的第1放大器3的效率特性，位于虚线所示的第1假设效率特性与点划线所示的第2假设效率特性之间。因此，即使在以使总和的绝对值为45度的方式设计输出匹配电路4具有的集中常数元件时，第1放大器3的回退时的效率也高于第2假设效率特性所示的效率。
另外，作为阈值Th使用90且以使总和的绝对值为90度的方式设计输出匹配电路4具有的集中常数元件时的第1放大器3的效率特性，与点划线所示的第2假设效率特性重叠，因此，无法实现回退时的高效率动作。
在以上的实施方式1中，将放大电路构成为具有：第1放大器3，其对放大对象信号进行放大；输出匹配电路4，其传输由第1放大器3放大后的信号；以及第2放大器7，其对在输出匹配电路4中传输来的信号进行放大，输出匹配电路4是具有多个集中常数元件的集中常数电路，通过多个集中常数元件，使第2放大器7的输出功率低于饱和功率时的从第1放大器3看向第2放大器7侧的阻抗，变成比第2放大器7的输出功率为饱和功率时的从第1放大器3看向第2放大器7侧的阻抗大的阻抗。因此，放大电路能够在不使用分布常数电路的情况下，提高第2放大器7的输出功率低于饱和功率时的第1放大器3的效率。
在图1所示的放大电路中，输出匹配电路4具有第1电感器31、第2电感器32以及电容器33作为多个集中常数元件。而且，通过第1电感器31、第2电感器32以及电容器33，使回退时的阻抗ImpOUT，B变成比饱和时的阻抗ImpOUT，S大的阻抗。
但是，只要能够使回退时的阻抗ImpOUT，B变成比饱和时的阻抗ImpOUT，S大的阻抗即可，不限于输出匹配电路4具有第1电感器31、第2电感器32以及电容器33作为多个集中常数元件。
即，输出匹配电路4只要具有使得输出匹配电路4的传输相位为
Figure BDA0003913646600000091
的集中常数元件即可。因此，输出匹配电路4也可以具有串联电感器、并联电感器、串联电容器、并联电容器、串联电阻或并联电阻中的任意集中常数元件的组合，由此，实现传输相位
Figure BDA0003913646600000092
实施方式2
在图1所示的放大电路中，第2放大器7由多赫蒂放大器实现。
在实施方式2中，说明第2放大器7由包络跟踪放大器实现的放大电路。
实施方式2的放大电路的结构与实施方式1的放大电路的结构相同，表示实施方式2的放大电路的结构图是图1。
包络跟踪放大器与多赫蒂放大器同样，是输入阻抗ImpIN发生变化的放大器。包络跟踪放大器的饱和时的输入阻抗ImpIN，S与包络跟踪放大器的回退时的输入阻抗ImpIN，B不同。
图9是表示由包络跟踪放大器实现的第2放大器7的结构图。
作为第2放大器7的包络跟踪放大器具有高频放大器41和电源调制器42。
高频放大器41对在输出匹配电路4中传输来的信号进行放大。
高频放大器41将放大后的信号输出到输出端子8。
电源调制器42向高频放大器41提供与在输出匹配电路4中传输来的信号的振幅对应的电源电压。
从电源调制器42提供给高频放大器41的电源电压根据在输出匹配电路4中传输来的信号的振幅变化而变化。
由于从电源调制器42提供的电源电压发生变化，因此，高频放大器41的输入阻抗ImpIN发生变化。
在以上的实施方式2中，以第2放大器7由包络跟踪放大器实现的方式构成放大电路。实施方式2的放大电路与实施方式1的放大电路同样，能够在不使用分布常数电路的情况下，提高第2放大器7的输出功率低于饱和功率时的第1放大器3的效率。
此外，本发明能够进行各实施方式的自由组合、或者各实施方式的任意构成要素的变形或者在各实施方式中省略任意构成要素。
产业上的可利用性
本发明适用于对信号进行放大的放大电路。
标号说明
11：输入端子；2：输入匹配电路；3：第1放大器；4：输出匹配电路；5：LPF型匹配电路；6：HPF型匹配电路；7：第2放大器；8：输出端子；11：分配器；12：载波放大器；13：峰值放大器；14：90度线路；15：合成器；21：晶体管；22：电流源；23：电感器；24：电容器；31：第1电感器；32：第2电感器；33：电容器；34：直流阻断用电容器；41：高频放大器；42：电源调制器。

Claims (7)

1.一种放大电路，其特征在于，该放大电路具有：
第1放大器，其对放大对象信号进行放大；
输出匹配电路，其传输由所述第1放大器放大后的信号；以及
第2放大器，其对在所述输出匹配电路中传输来的信号进行放大，
所述输出匹配电路是具有多个集中常数元件的集中常数电路，通过所述多个集中常数元件，使所述第2放大器的输出功率低于饱和功率时的从所述第1放大器看向所述第2放大器侧的阻抗，变成比所述第2放大器的输出功率为饱和功率时的从所述第1放大器看向所述第2放大器侧的阻抗大的阻抗。
2.根据权利要求1所述的放大电路，其特征在于，
所述输出匹配电路以使所述第1放大器中包含的寄生分量的传输相位、所述输出匹配电路的传输相位以及所述第2放大器的输入反射相位的总和的绝对值在阈值以内的方式，通过所述多个集中常数元件，改变所述第2放大器的输出功率低于饱和功率时的从所述第1放大器看向所述第2放大器侧的阻抗。
3.根据权利要求2所述的放大电路，其特征在于，
作为所述多个集中常数元件，所述输出匹配电路具有：
第1电感器，该第1电感器的一端与所述第1放大器的输出侧连接；
第2电感器，该第2电感器的一端与所述第1电感器的另一端连接，该第2电感器的另一端接地；以及
电容器，该电容器的一端分别与所述第1电感器的另一端和所述第2电感器的一端连接，该电容器的另一端与所述第2放大器的输入侧连接。
4.根据权利要求2所述的放大电路，其特征在于，
所述阈值为45度，
所述输出匹配电路以使所述总和的绝对值在45度以内的方式，通过所述多个集中常数元件，改变所述第2放大器的输出功率低于饱和功率时的从所述第1放大器看向所述第2放大器侧的阻抗。
5.根据权利要求2所述的放大电路，其特征在于，
所述阈值为0度，
所述输出匹配电路以使所述总和的绝对值为0度的方式，通过所述多个集中常数元件，改变所述第2放大器的输出功率低于饱和功率时的从所述第1放大器看向所述第2放大器侧的阻抗。
6.根据权利要求1所述的放大电路，其特征在于，
所述第2放大器是多赫蒂放大器。
7.根据权利要求1所述的放大电路，其特征在于，
所述第2放大器是包络跟踪放大器。
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