JP2021512565A - 周波数選択インピーダンス整合ネットワークを備えるｒｆパワー増幅器 - Google Patents

周波数選択インピーダンス整合ネットワークを備えるｒｆパワー増幅器 Download PDF

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Abstract

増幅器回路（４００）は入力ポート（２０２）、出力ポート（２０４）、および基準電位ポート（２１４）、ならびに入力ポート（２０２）に電気的に結合された入力端子（２０８）、出力ポート（２０４）に電気的に結合された出力端子（２１０）、および基準電位ポート（２１４）に電気的に結合された基準電位端子（２１２）を有するＲＦ増幅器デバイス（２０６）を含む。インピーダンス整合ネットワーク（４１６）は出力端子（２１０）、基準電位ポート（２１４）、および出力ポート（２０４）に電気的に接続される。インピーダンス整合ネットワーク（４１６）は基本周波数範囲の中心周波数において並列共振回路を形成するリアクタンス性効率最適化回路（２２２）を含む。インピーダンス整合ネットワーク（４１６）は中心周波数において同相のＲＦ信号の位相シフトを実質的に打ち消し、ベースバンド周波数範囲内で線形伝送特性を示すリアクタンス性周波数選択回路（２４０）を含む。【選択図】図４

Description

本出願はＲＦパワー増幅器に関する。
ＲＦパワー増幅器は無線通信システムの基地局等のような様々な用途において使用されている。ＲＦパワー増幅器は歪みのない線形動作を提供するように設計される。ＲＦパワー増幅器により増幅される信号はしばしば、４００メガヘルツ（ＭＨｚ）から４ギガヘルツ（ＧＨｚ）の範囲の周波数を有する高周波変調搬送波を有する信号を含む。搬送波を変調するベースバンド信号は典型的に比較的低い周波数であり、用途に応じて、１ＧＨｚ以下とすることができる。
現在用いられている一つの人気のあるパワー増幅器アーキテクチャはドハティ増幅器である。ドハティ増幅器は、１９３６年にＷｉｌｌｉａｍ Ｈ. Ｄｏｈｅｒｔｙにより最初に提案され、１９３６年９月のＰｒｏｃ. ＩＲＥ, ｖｏｌ. ２４, ｐｐ.１１６３−１１８２「Ａ ｎｅｗ ｈｉｇｈ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｐｏｗｅｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ｆｏｒ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｗａｖｅｓ」において説明されており、その内容の全体が参照により組み入れられる。ドハティ増幅器は全てのパワーレベルで増幅を提供するメイン増幅器（ａ ｍａｉｎ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）、およびハイパワーレベルの閾値を超えるとオンになるピーキング増幅器（ａ ｐｅａｋｉｎｇ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）を用いている。ピーキング増幅器からのメイン増幅器の負荷変調を通じて効率が高められる。
現代のＲＦパワー増幅器の設計者らは狭帯域周波数制限に対して相当な注意を払っている。例えば、（例えば、パワー結合のための）位相シフトおよびインピーダンス整合を提供するために、ドハティ増幅器を含むＲＦパワー増幅器回路トポロジにおいて用いられるキャパシタ、インダクタ、伝送線路等のようなリアクタンス性コンポーネントは周波数制限の一つの原因を表す。これらのリアクタンス性コンポーネントにより回路内の周波数依存がもたらされ、それにより最適な効率が特定の周波数値においてのみ達成され、高効率が狭帯域範囲内でのみ達成される。そのため、設計者らはパワー効率を犠牲にすることなくＲＦパワー増幅器回路トポロジの広帯域インピーダンス応答を改善するための方法を求めている。
増幅器回路が開示される。一実施形態によると、増幅器回路は入力ポート、出力ポート、および基準電位ポートを含む。増幅器回路は加えて入力ポートに電気的に結合された入力端子、出力ポートに電気的に結合された出力端子、および基準電位ポートに電気的に結合された基準電位端子を有するＲＦ増幅器デバイスを含む。ＲＦ増幅器デバイスは基本周波数範囲にわたって入力端子と出力端子との間でＲＦ信号を増幅するように構成される。増幅器回路は加えて出力端子、基準電位ポート、および出力ポートに電気的に接続されたインピーダンス整合ネットワークを含む。インピーダンス整合ネットワークは出力端子および基準電位端子と並列に接続されたリアクタンス性効率最適化回路、ならびに出力端子と出力ポートとの間に直列に接続されたリアクタンス性周波数選択回路を含む。リアクタンス性効率最適化回路は基本周波数範囲の中心周波数においてＲＦ増幅器デバイスの特徴的な出力インピーダンスを備える並列共振回路を形成するリアクタンス性コンポーネントを含む。リアクタンス性周波数選択回路はＲＦ増幅器デバイスの固有出力ノードにおけるＲＦ信号が中心周波数でのコンバイナノードにおけるＲＦ信号と実質的に同相であるように、かつインピーダンス整合ネットワークはベースバンド周波数範囲内で線形伝送特性を示し、ベースバンド周波数範囲は基本周波数範囲を下回るように選択されるパラメータ値を有するリアクタンス性コンポーネントを含む。
別の実施形態によると、増幅器回路は入力ポート、出力ポート、および基準電位ポートを含む。増幅器回路は加えて入力ポートに電気的に結合された入力端子、出力ポートに電気的に結合された出力端子、および基準電位ポートに電気的に結合された基準電位端子を有するＲＦ増幅器デバイスを含む。ＲＦ増幅器デバイスは基本周波数範囲にわたって入力端子と出力端子との間でＲＦ信号を増幅するように構成される。増幅器回路は加えて出力端子、基準電位ポート、および出力ポートに電気的に接続されたインピーダンス整合ネットワークを含む。インピーダンス整合ネットワークは出力端子および基準電位端子に並列な並列分岐、ならびに出力端子と出力ポートとの間に直列に接続された直列分岐を含む。直列分岐は第一の伝送経路および第二の伝送経路を含む。並列分岐は基本周波数範囲の中心周波数においてピーキング増幅器の特徴的な出力インピーダンスを有する並列共振回路を形成するリアクタンス性コンポーネントを含む。第一の伝送経路は中心周波数においてＲＦ増幅器デバイスの固有ノードと出力ポートとの間で実質的に位相シフトゼロを提供する。第二の伝送経路は固有ノードと出力ポートとの間の低インピーダンスＤＣ接続を提供する。
ドハティ増幅器が開示される。一実施形態によると、ドハティ増幅器は基本周波数範囲にわたってメイン入力端子とメイン出力端子との間でＲＦ信号を増幅するように構成されたメイン増幅器、および基本周波数範囲にわたってピーキング入力端子とピーキング出力端子との間でＲＦ信号を増幅するように構成されたピーキング増幅器を含む。ドハティ増幅器はメイン出力端子とコンバイナノードとの間に接続されたインピーダンス変換器、およびピーキング出力端子とコンバイナノードとの間に接続されたインピーダンス整合ネットワークをさらに含む。インピーダンス整合ネットワークはリアクタンス性効率最適化回路およびリアクタンス性周波数選択回路を含む。リアクタンス性効率最適化回路は基本周波数範囲の中心周波数においてピーキング増幅器の特徴的な出力インピーダンスを有する並列共振回路を形成するリアクタンス性コンポーネントを含む。リアクタンス性周波数選択回路素子のパラメータ値は、ドハティ増幅器の固有ノードにおけるＲＦ信号が中心周波数でのコンバイナノードにおけるＲＦ信号と実質的に同相であるように、かつインピーダンス整合ネットワークの伝送特性が基本周波数範囲を下回るベースバンド周波数領域において実質的に線形であるように、選択される。
当業者においては以下の詳細な説明を読み、添付図面を見れば、さらなる特徴および利点を認識されるであろう。
図面の要素は互いに対して必ずしも正しい縮尺で描かれていない。同様の参照番号は対応する同様の部分を指す。様々な例示される実施形態の特徴はそれらが互いに排除しない限り組み合わせることができる。実施形態は図面に描写されており、以下の説明において詳細に説明される。
一実施形態による、ドハティ増幅器回路を描写する。 一実施形態による、ピーキング増幅器およびインピーダンス整合ネットワークを含む増幅器回路を描写する。 一実施形態による、ピーキング増幅器および基本周波数位相補償素子を備えるインピーダンス整合ネットワークを含む増幅器回路を描写する。 一実施形態による、ピーキング増幅器ならびに基本周波数位相補償素子およびベースバンド周波数領域バイパスインダクタを備えるインピーダンス整合ネットワークを含む増幅器回路を描写する。 別の実施形態による、ピーキング増幅器ならびに基本周波数位相補償素子およびベースバンド周波数領域バイパスインダクタを備えるインピーダンス整合ネットワークを含む増幅器回路を描写する。 図６Ａ、図６Ｂおよび図６Ｃを含み、様々な増幅器回路トポロジの比較を例示する。図６Ａは一実施形態による、位相補償素子およびベースバンド周波数領域バイパスインダクタを備えないドハティ増幅器回路のモデルを例示する。図６Ｂは一実施形態による、位相補償素子を備え、ベースバンド周波数領域バイパスインダクタ備えないドハティ増幅器回路のモデルを例示する。図６Ｃは一実施形態による、位相補償素子およびベースバンド周波数領域バイパスインダクタを備える、ドハティ増幅器回路のモデルを例示する。 図６Ａ、図６Ｂおよび図６Ｃのドハティ増幅器回路の伝送特性を例示する。
本明細書で開示される実施形態によると、ドハティ増幅器回路は二つの伝送経路を備えるインピーダンス整合ネットワークを含む。第一の伝送経路は、例えば１．８から２．７ＧＨｚ（ギガヘルツ）の間の基本周波数領域内の位相シフトを提供するように設計される。より具体的には、第一の伝送経路はピーキング増幅器の固有ノードとコンバイナノードとの間で、中心動作周波数、例えば２．２ＧＨｚにおいて位相シフトゼロを提供するように調整することができる。これにより正確に同相であるドハティ増幅器のコンバイナノードにおけるＲＦ信号が提供され、パワー結合に対して理想的である。第二の伝送経路は基本周波数領域、例えば０から４００ＭＨｚ（メガヘルツ）の間よりも実質的に低いベースバンド周波数領域においてピーキング増幅器とコンバイナノードとの間で低インピーダンス経路を提供するように設計される。これはベースバンド周波数領域外のインピーダンス整合回路の位相シフト素子によりもたらされる望まないインピーダンスの変動をシフトする効果を有する。その結果、増幅器回路は広帯域周波数範囲にわたって高効率動作を提供する。一実施形態では、第一および第二の伝送経路は並列接続されたキャパシタおよびインダクタにより提供され、キャパシタは基本周波数領域内の必要な位相シフトを提供し、インダクタはベースバンド周波数領域内の必要な低インピーダンス信号伝送を提供する。
図１を参照すると、ドハティ増幅器１００が特定の増幅器回路の実施形態により描写されている。ドハティ増幅器１００はＲＦ信号、例えば、振幅変調（ＡＭ）信号または周波数変調（ＦＭ）信号を増幅するように構成される。ＲＦ信号はメイン入力ポート１０２およびピーキング入力ポート１０４で受信され、出力ポート１０６で出力される。
増幅は二つの増幅器デバイス、すなわちメイン増幅器１０８およびピーキング増幅器１１０のうち少なくとも一つを使用して提供される。メイン増幅器１０８は基本周波数範囲にわたってメイン入力端子１１２とメイン出力端子１１４との間でＲＦ信号を増幅するように構成される。ピーキング増幅器１１０は基本周波数範囲にわたってピーキング入力端子１１６とピーキング出力端子１１８との間でＲＦ信号を増幅するように構成される。
ドハティ増幅器１００は二つの異なるモードで動作する。低パワーモードでは、メイン増幅器１０８のみがアクティブであり、ピーキング増幅器１１０はオフにされる。高パワーモードでは、ピーキング増幅器１１０がオンにされ、メイン増幅器１０８の増幅を補う。メインおよびピーキング増幅器１０８、１１０により生成されたＲＦ信号の出力パワーはパワーコンバイナ１２０により結合される。低パワーモードから高パワーモードへの遷移はＲＦ信号の入力振幅に基づき得る。例えば、入力ＲＦ信号が最大信号振幅の５０％に到達すると、ドハティ増幅器１００は高パワーモードに遷移することができる。
パワーコンバイナ１２０はメイン出力端子１１４、ピーキング出力端子１１８、および出力ポート１０６の間に接続される。パワーコンバイナ１２０ネットワークはメイン出力端子１１４とコンバイナノード１２４との間に接続されたインピーダンス変換器１２２（例えば、四分の一波長伝送線路）を含む。インピーダンス変換器１２２はパワーバックオフ領域にわたってドハティ増幅器１００のデバイスに負荷変調を提供するように調整される。
図２を参照すると、一実施形態による、増幅器回路２００が描写されている。増幅器回路２００は、図１に関連して説明されるドハティ増幅器１００のピーキング増幅器１１０側に対応することができ、増幅器回路２００の入力ポート２０２はピーキング入力ポート１０４に接続され、増幅器回路２００の出力ポート２０４はコンバイナノード１２４に接続される。
増幅器回路２００は、入力ポート２０２に電気的に結合された入力端子２０８を有するＲＦ増幅器デバイス２０６、出力ポート２０４に電気的に結合された出力端子２１０、および基準電位ポート２１４に電気的に結合された基準電位端子２１２を含む。一般的に言えば、ＲＦ増幅器デバイス２０６はＲＦ信号の増幅を実行することのできる任意のデバイスとすることができる。描写されている実施形態では、ＲＦ増幅器デバイス２０６はトランジスタデバイスの制御端子またはゲート端子に対応する入力端子２０８、トランジスタデバイスの第一の負荷端子（例えば、ドレイン端子）に対応する出力端子２１０、およびトランジスタデバイスの第二の負荷端子（例えば、ソース端子）に対応する基準電位端子２１２を有するトランジスタデバイスである。ＲＦ増幅器デバイス２０６に好適なトランジスタの例には、ＭＯＳＦＥＴ（ｍｅｔａｌ‐ｏｘｉｄｅ ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｆｉｅｌｄ−ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ）、ＤＭＯＳ（ｄｏｕｂｌｅ−ｄｉｆｆｕｓｅｄ ｍｅｔａｌ-ｏｘｉｄｅ ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）デバイス、ＧａＮ ＨＥＭＴ（ｇａｌｌｉｕｍ ｎｉｔｒｉｄｅ ｈｉｇｈ ｅｌｅｃｔｒｏｎ ｍｏｂｉｌｉｔｙ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ）、ＧＡＮ ＭＥＳＦＥＴ（ｇａｌｌｉｕｍ ｎｉｔｒｉｄｅ ｍｅｔａｌ‐ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｆｉｅｌｄ−ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ）、ＬＤＭＯＳ（ｌａｔｅｒａｌｌｙ ｄｉｆｆｕｓｅｄ ｍｅｔａｌ‐ｏｘｉｄｅ ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）デバイス等、およびより一般的には任意のタイプのＲＦトランジスタデバイスを含む。
ＲＦ増幅器デバイス２０６は中心周波数を含む基本周波数範囲にわたって入力端子２０８と出力端子２１０との間でＲＦ周波数範囲にわたってＲＦ信号を増幅するように構成される。以下の議論において、基本周波数範囲は１．８ＧＨｚ（ギガヘルツ）から２．７ＧＨｚの間であり、中心周波数は２．２ＧＨｚである。加えて、以下の議論において、ＲＦ信号は９００ＭＨｚ（メガヘルツ）の搬送波信号により変調された周波数変調信号である。したがって、ベースバンド周波数範囲は０−９００ＭＨｚの間である。
当該技術分野において既知であるように、描写されているＲＦ増幅器デバイス２０６等のＭＯＳＦＥＴデバイスは固有のドレイン−ソースキャパシタンスを有する。ＲＦ増幅器デバイス２０６の固有出力キャパシタンスは固有キャパシタ２１５により表される。ＲＦ増幅器デバイス２０６の固有ノード２１７は伝送経路内の固有キャパシタ２１５の前である内部ノードに対応する。
増幅器回路２００は出力端子２１０、基準電位ポート２１４、および出力ポート２０４に電気的に結合されたインピーダンス整合ネットワーク２１６をさらに含む。インピーダンス整合ネットワーク２１６は出力端子２１０と出力ポート２０４との間に直列に接続された直列分岐２１８ならびに出力端子２１０および基準電位端子２１２に並列の並列分岐２２０を含む。
インピーダンス整合ネットワーク２１６はリアクタンス性コンポーネント、すなわちインダクタおよびキャパシタを含む。以下でより詳細に議論されるように、これらのインダクタおよびキャパシタのパラメータ（すなわち、インダクタンスおよびキャパシタンス）は所与の周波数範囲内で所望の周波数応答を提供するように明確に調整される。より一般的には、インピーダンス整合ネットワーク２１６のリアクタンス性コンポーネントは様々なコンポーネント（例えば、ラジアルスタブ、伝送線路等）のいずれかにより提供することができ、これらのコンポーネントのパラメータ（例えば、半径、長さ等）は所望の周波数応答を提供するために調整される。
インピーダンス整合ネットワーク２１６の並列分岐２２０はリアクタンス性効率最適化回路２２２を含む。描写されている実施形態では、リアクタンス性効率最適化回路２２２は第一のキャパシタ２２４および第一のインダクタ２２６を含む。第一のキャパシタ２２４および第一のインダクタ２２６は並列分岐２２０に沿って互いに直列に接続される。インダクタ２２６のインダクタンスはＲＦ増幅器デバイス２０６、明確には固有キャパシタ２１５の特性出力インピーダンスに関してインピーダンス整合を提供するように調整される。当該技術分野において一般に知られるように、並列ＬＣ回路はＲＦの観点から共振周波数、すなわち無効分岐電流が等しく、かつ反対になる点で最大インピーダンスを提供する。一実施形態によると、第一のインダクタ２２６のインダクタンスは２．２ＧＨｚの中心周波数において共振する固有キャパシタ２１５を備える並列共振器を形成するために調整される。第一のキャパシタ２２４は非常に低い周波数（例えば、１０ＭＨｚ未満の周波数）およびＤＣ信号を遮断するＤＣ遮断キャパシタとして構成される。したがって、ＤＣ遮断キャパシタは非常に大きなキャパシタンス値を有する。それにより、基本周波数範囲を含む非常に高い周波数値では、第一のキャパシタ２２４はＲＦショートとして現れる。このようにして、並列ＬＣ共振器上の第一のキャパシタ２２４の影響は並列ＬＣ共振器の調整の際には無視することができる。
インピーダンス整合ネットワーク２１６の直列分岐２１８は第二のインダクタ２２８および第一の伝送線路２３０を含む。第二のインダクタ２２８および第一の伝送線路２３０は実際に実装されると増幅器回路２００の寄生コンポーネントを表す。例えば、一つの実際の実施形態では、増幅器回路２００は導電性ダイパッド、ダイパッドを取り囲む電気的に絶縁したウィンドウフレーム、およびウィンドウフレーム上に形成され、パッケージから離れて延在する導電性リードを備える金属フランジ上にパッケージングされる。このＲＦパッケージ構成の例はＡｒｉｇｏｎｇによる米国特許出願第１５／８２３，１５５号に開示されており、この内容はその全体が参照により組み入れられる。このような構成では、ＲＦ増幅器デバイス２０６はダイパッド上に実装されるトランジスタダイにより提供される。導電性ボンディングワイヤはトランジスタダイの出力端子（例えば、ドレイン）とパッケージリードとの間の電気的な接続を提供する。これらのワイヤ接続は固有インダクタンスを有し、これは第二のインダクタ２２８により概略的に表される。導電性リードはまたトランジスタダイの出力端子とプリント回路基板との間にインピーダンスがもたらされ、これは第一の伝送線路２３０として概略的に表される。
図３を参照すると、別の実施形態による、増幅器回路３００が描写されている。増幅器回路３００は、図３の増幅器回路３００がリアクタンス性位相補償素子２３２およびＤＣ給電ネットワーク２３４をさらに含む修正されたインピーダンス整合ネットワーク３１６を含むことを除き、図２の増幅器回路２００と同一である。
リアクタンス性位相補償素子２３２は出力端子２１０と出力ポート２０４との間でのＲＦ信号の伝搬において位相遅延がもたらされるインピーダンス整合ネットワーク３１６の寄生コンポーネントを補償するように構成され、第一の伝送線路２３０および第二のインダクタ２２８を含む。すなわち、リアクタンス性位相補償素子２３２は直列分岐２１８が所与の周波数においてＲＦショートの役割を果たすように第二のインダクタ２２８および第一の伝送線路２３０のリアクタンスを弱める逆のリアクタンスを示すように構成される。例えば、一実施形態によると、リアクタンス性位相補償素子２３２のインピーダンスは固有ノード２１７におけるＲＦ信号が中心周波数での（ドハティ増幅器１００構成におけるコンバイナノード１２４に対応することのできる）出力ポート２０４におけるＲＦ信号と実質的に同相であるように選択される。
描写されている実施形態では、リアクタンス性位相補償素子２３２は第二のキャパシタ２３６により提供される。知られているように、直列接続されたＬＣ回路には、インダクタンス性素子のインダクタンスの振幅が等しく、キャパシタンス性素子のキャパシタンスと符号が反対の共振周波数が存在する。この原理を適用すると、第二のキャパシタ２３６のキャパシタンスは、例えば中心周波数において位相補償を提供するために第二のインダクタ２２８および第一の伝送線路２３０のインダクタに対して調整することができる。直列分岐２１８に沿ったリアクタンス性位相補償素子２３２の位置は描写されている実施形態とは異なる可能性がある。例えば、リアクタンス性位相補償素子２３２は固有ノード２１７と第二のインダクタ２２８との間に配置することができる。
第二のキャパシタ２３６は上記で説明された方法で位相シフト補償を提供するために有益に使用することができるが、図３に示される回路トポロジの一つの潜在的な欠点は、第二のキャパシタ２３６が直列分岐２１８においてＤＣ（直流）遮断コンポーネントがもたらされることである。すなわち、固有ノード２１７で現れる任意のＤＣ電圧は出力ポート２０４から切断される。この問題に対する一つの解決策はインピーダンス整合ネットワーク３１６においてＤＣ給電ネットワーク２３４を提供することである。図３はＤＣ給電ネットワーク２３４の一つの潜在的な位置を表している。より一般的には、ＤＣ給電ネットワーク２３４はインピーダンス整合ネットワーク３１６内の様々な位置に配置することができる。ＤＣ給電ネットワーク２３４は出力ポート２０４において独立したＤＣバイアスを提供するために使用される。様々な実施形態では、ＤＣ給電ネットワーク２３４はより高い周波数の信号を除去するためのＲＦチョーク２３８を含むことができる。
図４を参照すると、一実施形態による、増幅器回路４００が描写されている。増幅器回路４００は、図４の増幅器回路４００が図３に関連して説明されたリアクタンス性位相補償素子２３２の代わりにリアクタンス性周波数選択回路２４０を含む調整されたインピーダンス整合ネットワーク４１６を含むことを除き、図３の増幅器回路３００と同一である。リアクタンス性周波数選択回路２４０は二つの基準に適合するように設計される。第一に、リアクタンス性周波数選択回路２４０は固有ノード２１７におけるＲＦ信号が中心周波数での出力ポート２０４におけるＲＦ信号と実質的に同相であるように構成される。すなわち、リアクタンス性周波数選択回路２４０は図３に関連して説明されたリアクタンス性位相補償素子２３２と同様の方法で位相シフト補償を提供するように構成される。第二に、リアクタンス性周波数選択回路２４０は固有ノード２１７と出力ポート２０４との間にＤＣおよび低周波伝送経路を提供するように構成される。すなわち、リアクタンス性周波数選択回路２４０は、上記で論じられたように、第二のキャパシタ２３６により生み出されるＤＣ遮断の問題を回避するように構成される。
描写されている実施形態では、リアクタンス性周波数選択回路２４０は第二のキャパシタ２３６および第三のインダクタ２４２を含む。第三のインダクタ２４２は直列分岐２１８に沿って第二のキャパシタ２３６と並列に接続される。その結果、直列分岐２１８はＲＦ信号のための二つの伝送経路を含む。第一の伝送経路は第二のインダクタ２２８、第二のキャパシタ２３６、および第一の伝送経路２３０を含む。第二の伝送経路は第二のインダクタ２２８、第三のインダクタ２４２、および第一の伝送線路２３０を含む。
第三のインダクタ２４２および第二のキャパシタ２３６のパラメータ値は、第二のキャパシタ２３６が基本周波数範囲においてＲＦ信号のための主要伝送経路を提供するように、かつ第三のインダクタ２４２がベースバンド周波数範囲においてＲＦ信号のための主要伝送経路を提供するように、選択される。すなわち、第二のキャパシタ２３６のキャパシタンスは、ＲＦ信号が主に第一の伝送経路に沿って伝搬し、第三のインダクタ２４２がＲＦオープンとして現れるように、基本周波数範囲において優位である。一方、第三のインダクタ２４２のインダクタンスはベースバンド信号が主に第二の伝送経路に沿って伝搬し、第二のキャパシタ２３６がＤＣまたは低周波数オープンとして現れるように、ベースバンド周波数範囲において優位である。
加えて、第二のキャパシタ２３６および第三のインダクタ２４２のパラメータ値は、第二のインダクタ２２８、リアクタンス性周波数選択回路２４０、および第一の伝送線路２３０を含む伝送経路が２．２ＧＨｚの中心周波数においてＲＦ信号に位相シフトゼロをまとめて提供するように選択される。これは、直列分岐２１８が図３に関連して説明された方法で中心周波数においてＲＦショートとして現れるように、直列分岐２１８において示されるインダクタンスを弱める逆のリアクタンスを提供するために第二のキャパシタ２３６のキャパシタンスを調整することにより成される。この例では、第二のキャパシタ２３６のキャパシタンスの調整において第三のインダクタ２４２のインダクタンスが考慮される。
有利には、ＤＣの視点から、第二の伝送経路は固有ノード２１７と出力ポート２０４との間に完全な低インピーダンス接続を提供する。したがって、図３の増幅器回路３００におけるＤＣ給電ネットワーク２３４はもはや必要ではなく、したがって省略することができる。
図５を参照すると、一実施形態による、増幅器回路５００が描写されている。増幅器回路５００は、図５の増幅器回路５００が調整されたインピーダンス整合ネットワーク５１６を含むことを除き図４の増幅器回路４００と同一であり、リアクタンス性効率最適化回路２２２は再構成される。図２−４の実施形態において説明された並列ＬＣ共振器を形成するために第一のインダクタ２２６を提供する代わりに、図５の実施形態は固有ノード２１７に並列に接続された第二の伝送線路２４４および基準電位端子２１２を含む。第二の伝送線路２４４のパラメータは第一のインダクタ２２６に関連して先に説明されたのと同様の方法で固有キャパシタ２１５を備える並列ＬＣ共振器を形成するために選択される。第二の伝送線路２４４は図２に関連して説明された第一のキャパシタ２２４に関連して先に説明されたのと同様の方法で非常に低い周波数（例えば、１０ＭＨｚ未満の周波数）およびＤＣ信号を遮断するＤＣ遮断キャパシタである第三のキャパシタ２４６に接続され得る。図２−４のリアクタンス性効率最適化回路２２２構成は例えばディスクリートチップキャパシタおよびボンディングワイヤを使用してパケージレベルで容易に実施され得るが、図５のリアクタンス性効率最適化回路２２２構成は例えば適切に調整されたＲＦ伝送線路およびプリント回路基板上のディスクリートキャパシタを使用してシステムレベルで容易に実施され得る。
図６を参照すると、ドハティ増幅器１００回路のピーキング増幅器１１０に対して示される出力インピーダンスをシミュレーションするための様々なモデルが描写されている。モデルはメイン増幅器１０８の固有ノード１０７とドハティ増幅器１００の出力ポート１０６との間のインピーダンスを概略的に表している。
図６Ａを参照すると、位相補償素子およびＤＣバイパスを備えないドハティ増幅器回路のモデルが描写されている。このモデルは図２に関連して説明されたインピーダンス整合ネットワーク２１６を含む。ピーキング増幅器１１０の出力キャパシタンスは第四のキャパシタ２４８により表される。加えて、このモデルはメイン増幅器１０８とピーキング増幅器１１０との間にインピーダンス変換器１２２を含み、これは例えば図１に関連して説明されたように、メイン増幅器１０８により見られるインピーダンスを変換するために使用される。加えて、メイン増幅器１０８の出力キャパシタンスは第五のキャパシタ２５０により表される。加えて、このモデルはリアクタンス性効率最適化回路２２２に関連して先に説明されたのと同様の方法でメイン増幅器１０８の出力キャパシタンスを備える並列共振回路を形成するように構成された第四のＬＣ分岐２５２を含む。
図６Ｂを参照すると、位相補償素子を備え、ＤＣバイパスを備えないドハティ増幅器１００回路のモデルが描写されている。このモデルは、図３に関連して説明されたインピーダンス整合ネットワーク３１６がインピーダンス整合ネットワーク２１６に置き換えられることを除き、図６Ａに関連して説明されたモデルと同一である。
図６Ｃを参照すると、位相補償素子およびＤＣバイパスを備えるドハティ増幅器１００回路のモデルが描写されている。このモデルは、図４に関連して説明されたインピーダンス整合ネットワーク４１６がインピーダンス整合ネットワーク２１６に置き換えられることを除き、図６Ａに関連して説明されたモデルと同一である。
図７を参照すると、図６Ａ、図６Ｂ、および図６Ｃに表された様々なドハティ増幅器１００出力ネットワークの伝送特性が描写されている。伝送特性は、Ｘ軸上にギガヘルツ（ＧＨｚ）を単位として表されるＲＦ信号の周波数に対する、Ｙ軸上にデシベル（ｄＢ）を単位として表されるネットワークにわたって伝搬するＲＦ信号の利得を測定したものである。曲線（ａ）は図６Ａに関連して説明されたモデルの伝送特性に対応する。曲線（ｂ）は図６Ｂに関連して説明されたモデルの伝送特性に対応する。曲線（ｃ）は図６Ｃに関連して説明されたモデルの伝送特性に対応する。
回路モデルの各々について、ＲＦ信号は１．８ＧＨｚ−２．７ＧＨｚの基本周波数領域内で効果的に、完全に（すなわち、利得がゼロまたはゼロに非常に近い状態で）伝送される。
一方、回路モデルの各々は０−９００ＭＨｚのベースバンド周波数範囲内では異なる特性を示す。曲線（ａ）はベースバンド周波数範囲内で線形伝送特性を示す。ベースバンド周波数範囲内の線形伝送特性は、先に説明された理由のためにＤＣ電流の伝送にとって望ましい。しかしながら、曲線（ａ）の伝送特性はインピーダンス整合の視点から望ましいものの、図６Ａにおいてモデリングされたドハティ増幅器１００回路の一つの欠点は伝送経路内の寄生コンポーネントの存在に起因する先に論じられたような好ましくない位相シフトである。したがって、ＲＦ信号は不利なことに位相がずれている。先に説明されたように、位相シフト補償素子として第二のキャパシタ２３６を含むことによりこのずれが除かれる。しかしながら、曲線（ｂ）において示されるように、位相補償素子を含むことでベースバンド周波数領域内の伝送特性において急激な変化２５４がもたらされる。具体的には、４００−５００ＭＨｚの間の領域において、回路の利得はおよそ−２０ｄＢからおよそ−８ｄＢまで急激に上昇し、続いておよそ−２４ｄＢまで急激に低下する。したがって、回路の利得は線形伝送応答から逸脱し、それにより回路の利得は周波数の上昇に比例して上昇する。この急激な遷移２５４は位相補償素子としての第二のキャパシタ２３６だけでなくＤＣ給電回路内のＲＦチョーク２３８を含むことに原因がある。この急激な遷移２５４は望ましくない。具体的には、急激な遷移２５４は線形化をより困難なものにし、メモリ効果がもたらされる。
曲線（ｃ）を参照すると、急激な遷移２５６は、好ましくはベースバンド周波数領域外からベースバンド周波数領域と基本周波数範囲との間（すなわち、９００ＭＨｚと１．８ＧＨｚとの間）の周波数領域にシフトする。この好ましいシフトはリアクタンス性周波数選択回路２４０を含むことに原因があり、これは第二のインダクタ２２８を含む。第二のインダクタ２２８のパラメータはベースバンド周波数領域外の急激な遷移２５４のこのシフトをもたらすように決定される。
上記の例では、ドハティ増幅器はリアクタンス性周波数選択回路を含むインピーダンス整合回路の有益な側面を例示するための増幅器回路の一つの例として使用される。その上、上記の例では、インピーダンス整合回路はピーキング増幅器のための出力インピーダンスネットワークの役割を果たす。しかしながら、対応する設計原理は他の回路位置に適用することができる。例えば、本明細書で説明された実施形態のいずれかと同様または一致するトポロジを有するインピーダンス整合回路はメイン増幅器のための出力インピーダンスネットワークとして提供することができる。その上、対応する原理はピーキングおよび／またはメイン増幅器の入力側インピーダンス整合ネットワークに適用することができる。より一般的には、インピーダンス整合回路はドハティ増幅器回路トポロジに限定されず、より一般的には、二つの増幅された信号のＲＦパワーを結合される任意のマルチパス増幅器回路に適用され得る。
本明細書で使用されるように、「実質的に同相（ｓｕｂｓｔａｎｔｉａｌｌｙ ｉｎ ｐｈａｓｅ）」は１０度以下の位相の変動を指す。
本明細書で使用されるように、「主要伝送経路（ａ ｄｏｍｉｎａｎｔ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｐａｔｈ）」は電流の少なくとも９０パーセントが主要伝送経路を通って二つのノード間を流れる伝送経路を指す。
本明細書で使用されるように、「線形伝送特性（ａ ｌｉｎｅａｒ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ）」は回路の利得が周波数および利得の変動の上昇、すなわち、２ｄＢを超えない線形領域に沿った線形比例関係からの逸脱に比例して増加する伝送特性を指す。
本明細書で使用される「同じ（ｓａｍｅ）」、「一致（ｍａｔｃｈ, ｍａｔｃｈｅｓ）」等の用語は、同一、ほぼ同一またはおおよそを意味することを意図しており、そのため変動のいくつかの合理的な量は本発明の精神から逸脱することなく検討される。「一定の（ｃｏｎｓｔａｎｔ）」という用語は、変更もしくは変化しないこと、または再びわずかに変更もしくは変化することを意味し、そのため変動のいくつかの合理的な量は本発明の精神から逸脱することなく検討される。さらに、「第一（ｆｉｒｓｔ）」、「第二（ｓｅｃｏｎｄ）」等のような用語は、様々な素子、領域、セクション等を説明するために使用され、また限定することを意図していない。本明細書を通して、同様の用語は同様の要素を指す。
「直接電気的に接続された（ｄｉｒｅｃｔｌｙ ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ）」または「電気的に接続された（ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ）」という用語は、電気的に接続された素子間の永続的な低インピーダンス接続、例えば、接続された素子間のワイヤ接続を表す。対照的に、「電気的に結合された（ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ｃｏｕｐｌｅｄ）」という用語は、電気信号に影響を与えるように構成された一または二以上の介在する素子が何らかの方法で電気的に結合された素子間に設けられることを意味する。これらの介在する素子はトランジスタのような能動素子だけでなくインダクタ、キャパシタ、ダイオード、抵抗器等のような受動素子を含む。
「下（ｕｎｄｅｒ）」、「下に（ｂｅｌｏｗ）」、「下側（ｌｏｗｅｒ）」、「上に（ｏｖｅｒ）」、「上側（ｕｐｐｅｒ）」等のような空間的かつ相対的な用語は、第二の要素に対する一つの要素のポジショニングを説明するために説明を容易にするために使用される。これらの用語は図において描写されたものとは異なる方向に加え、デバイスの異なる方向を包含することを意図している。
本明細書で使用されるように、「有する（ｈａｖｉｎｇ）」、「包含する（ｃｏｎｔａｉｎｉｎｇ）」、「含む（ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ）」、「備える（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」等の用語は、言及された要素または特徴の存在を示すものの追加の素子または特徴を排除しないオープンエンドの用語である。冠詞「ａ」、「ａｎ」、および「ｔｈｅ」は、文脈が明確に示さない限り、単数だけでなく複数を含むことを意図している。
上記の範囲の変動および応用形態を念頭に、本発明は上述の説明により限定されるものではなく、また添付図面により限定されるものでもないことを理解されるべきである。代わりに、本発明は以下の特許請求の範囲およびそれらの法的な等価物によってのみ限定される。

Claims (14)

  1. 増幅器回路（４００）であって、
    入力ポート（２０２）と、
    出力ポート（２０４）と、
    基準電位ポート（２１４）と、
    ＲＦ増幅器デバイス（２０６）であって、前記入力ポート（２０２）に電気的に結合された入力端子（２０８）と、前記出力ポート（２０４）に電気的に結合された出力端子（２１０）と、前記基準電位ポート（２１４）に電気的に結合された基準電位端子（２１２）と、を備え、基本周波数範囲にわたって前記入力端子（２０８）と前記出力端子（２１０）との間でＲＦ信号を増幅するように構成される、ＲＦ増幅器デバイス（２０６）と、
    インピーダンス整合ネットワーク（４１６）であって、前記出力端子（２１０）、前記基準電位ポート（２１４）、および前記出力ポート（２０４）に電気的に接続され、
    前記出力端子（２１０）および前記基準電位端子（２１２）と並列に接続されたリアクタンス性効率最適化回路（２２２）と、
    前記出力端子（２１０）と前記出力ポート（２０４）との間に直列に接続されたリアクタンス性周波数選択回路（２４０）と、
    を備える、インピーダンス整合ネットワーク（４１６）と、
    を備え、
    前記リアクタンス性効率最適化回路（２２２）は前記基本周波数範囲の中心周波数において前記ＲＦ増幅器デバイス（２０６）の特性出力インピーダンスを有する並列共振回路を形成するリアクタンス性コンポーネントを備え、
    前記リアクタンス性周波数選択回路（２４０）は
    前記ＲＦ増幅器デバイス（２０６）の固有ノード（２１７）におけるＲＦ信号が前記中心周波数での前記出力ポート（２０４）における前記ＲＦ信号と実質的に同相であり、
    前記インピーダンス整合ネットワーク（４１６）が前記基本周波数範囲を下回るベースバンド周波数範囲内で線形伝送特性を示す
    ように構成される、
    増幅器回路（４００）。
  2. 前記リアクタンス性周波数選択回路（２４０）はキャパシタ（２３６）と、インダクタ（２４２）と、を備え、前記キャパシタ（２３６）および前記インダクタ（２４２）は互いに並列に電気的に接続されて前記出力端子（２１０）と前記出力ポート（２０４）との間にそれぞれ直列に電気的に接続される、請求項１に記載の増幅器回路（４００）。
  3. 前記キャパシタ（２３６）および前記インダクタ（２４２）のパラメータ値は
    前記キャパシタ（２３６）が前記基本周波数範囲内の前記ＲＦ信号に適した主要伝送経路を提供し、
    前記インダクタ（２４２）が前記ベースバンド周波数範囲内の前記ＲＦ信号に適した主要伝送経路を提供する、
    ようなものである、請求項２に記載の増幅器回路（４００）。
  4. 前記インピーダンス整合ネットワーク（４１６）は前記出力端子（２１０）と前記出力ポート（２０４）との間に寄生インダクタンス（２２８）を含み、前記キャパシタ（２３６）および前記インダクタ（２４２）のパラメータ値は前記寄生インダクタンス（２２８）、前記キャパシタ（２３６）、および前記インダクタ（２４２）が前記中心周波数において前記固有ノード（２１７）と前記出力ポート（２０４）との間で前記ＲＦ信号に実質的に位相シフトゼロをまとめて提供するように選択される、請求項２に記載の増幅器回路（４００）。
  5. 前記リアクタンス性周波数選択回路（２４０）のパラメータ値は前記インピーダンス整合ネットワーク（４１６）の非線形伝送特性領域を前記ベースバンド周波数範囲と前記基本周波数範囲との間の周波数範囲にシフトするように選択される、請求項１に記載の増幅器回路（４００）。
  6. 前記基本周波数範囲は１．８−２．７ＧＨｚの範囲の周波数を含み、前記ベースバンド周波数範囲は０−９００ＭＨｚの範囲の周波数を含む、請求項５に記載の増幅器回路（４００）。
  7. 増幅器回路（４００）であって、
    入力ポート（２０２）と、
    出力ポート（２０４）と、
    基準電位ポート（２１４）と、
    ＲＦ増幅器デバイス（２０６）であって、前記入力ポート（２０２）に電気的に結合された入力端子（２０８）と、前記出力ポート（２０４）に電気的に結合された出力端子（２１０）と、前記基準電位ポート（２１４）に電気的に結合された基準電位端子（２１２）と、を備え、基本周波数範囲にわたって前記入力端子（２０８）と前記出力端子（２１０）との間でＲＦ信号を増幅するように構成される、ＲＦ増幅器デバイス（２０６）と、
    インピーダンス整合ネットワーク（４１６）であって、前記出力端子（２１０）、前記基準電位ポート（２１４）、および前記出力ポート（２０４）に電気的に接続され、
    前記出力端子（２１０）と前記基準電位端子（２１２）との間に接続された並列分岐（２２０）と、
    前記出力端子（２１０）と前記出力ポート（２０４）との間に接続され、第一の伝送経路と、第二の伝送経路と、を備える、直列分岐（２１８）と、
    を備える、インピーダンス整合ネットワーク（４１６）と、
    を備え、
    前記並列分岐（２２０）は前記基本周波数範囲の中心周波数において前記ＲＦ増幅器デバイス（２０６）の特性出力インピーダンスを有する並列共振回路を形成するリアクタンス性コンポーネントを備え、
    前記第一の伝送経路は前記中心周波数において前記ＲＦ増幅器デバイス（２０６）の固有ノード（２１７）と前記出力ポート（２０４）との間で実質的に位相シフトゼロを提供し、
    前記第二の伝送経路は前記ＲＦ増幅器デバイス（２０６）の前記固有ノード（２１７）と前記出力ポート（２０４）との間で低インピーダンスＤＣ接続を提供する、
    増幅器回路（４００）。
  8. 前記直列分岐（２１８）はインダクタ（２４２）と並列に接続されたキャパシタ（２３６）を備え、前記第一の伝送経路は前記キャパシタ（２３６）を備え、前記第二の伝送経路は前記インダクタ（２４２）を備える、請求項７に記載の増幅器回路（４００）。
  9. 前記インピーダンス整合ネットワーク（４１６）は前記出力端子（２１０）と前記出力ポート（２０４）との間に直列に接続された寄生インダクタンス（２２８）を含み、
    前記寄生インダクタンス（２２８）、前記キャパシタ（２３６）、および前記インダクタ（２４２）は前記中心周波数において前記固有ノード（２１７）と前記出力ポート（２０４）との間で前記ＲＦ信号に実質的に位相シフトゼロをまとめて提供する、
    請求項８に記載の増幅器回路（４００）。
  10. 前記インピーダンス整合ネットワーク（４１６）は独立したＤＣ給電ネットワークを欠く、請求項７に記載の増幅器回路（４００）。
  11. ドハティ増幅器回路（１００）であって、
    基本周波数範囲にわたってメイン入力端子（１１２）とメイン出力端子（１１４）との間でＲＦ信号を増幅するように構成されたメイン増幅器（１０８）と、
    前記基本周波数範囲にわたってピーキング入力端子（１１６）とピーキング出力端子（１１８）との間で前記ＲＦ信号を増幅するように構成されたピーキング増幅器（１１０）と、
    前記メイン出力端子（１１４）とコンバイナノード（１２４）との間に接続されたインピーダンス変換器（１２２）と、
    前記ピーキング出力端子（１１８）と前記コンバイナノード（１２４）との間に接続されたインピーダンス整合ネットワーク（４１６）と、
    を備え、
    前記インピーダンス整合ネットワーク（４１６）はリアクタンス性効率最適化回路（２２２）と、リアクタンス性周波数選択回路（２４０）と、を備え、
    前記リアクタンス性効率最適化回路（２２２）は前記基本周波数範囲の中心周波数において前記ピーキング増幅器（１１０）の特性出力インピーダンスを有する並列共振回路を形成するリアクタンス性コンポーネントを備え、
    前記リアクタンス性周波数選択回路（２４０）は
    前記ピーキング増幅器（１１０）の固有ノード（２１７）における前記ＲＦ信号が前記中心周波数での前記コンバイナノード（１２４）における前記ＲＦ信号と実質的に同相であり、
    前記インピーダンス整合ネットワーク（４１６）の伝送特性が前記基本周波数範囲を下回るベースバンド周波数領域内で実質的に線形である、
    ように構成される、
    ドハティ増幅器回路（１００）。
  12. 前記リアクタンス性周波数選択回路（２４０）はキャパシタ（２３６）と、インダクタ（２４２）と、を備え、前記キャパシタ（２３６）および前記インダクタ（２４２）は互いに並列に電気的に接続されて前記ピーキング出力端子（１１８）と前記コンバイナノード（１２４）との間にそれぞれ直列に電気的に接続される、請求項１１に記載のドハティ増幅器回路（１００）。
  13. 前記キャパシタ（２３６）および前記インダクタ（２４２）のパラメータ値は
    前記キャパシタ（２３６）が前記基本周波数範囲内の前記ＲＦ信号に適した主要伝送経路を提供し、
    前記インダクタ（２４２）が前記ベースバンド周波数範囲内の前記ＲＦ信号に適した主要伝送経路を提供する
    ように選択される、請求項１２に記載のドハティ増幅器回路（１００）。
  14. 前記インピーダンス整合ネットワーク（４１６）は前記ピーキング出力端子（１１８）と前記コンバイナノード（１２４）との間に寄生インダクタンス（２２８）を含み、
    前記寄生インダクタンス（２２８）、前記キャパシタ（２３６）、および前記インダクタ（２４２）は前記中心周波数において前記固有ノード（２１７）と前記コンバイナノード（１２４）との間で前記ＲＦ信号に実質的に位相シフトゼロをまとめて提供する、
    請求項１２に記載のドハティ増幅器回路（１００）。
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