CN115603584A - Cllc谐振变换器负载快速切换的最优轨迹控制方法 - Google Patents

Cllc谐振变换器负载快速切换的最优轨迹控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开一种CLLC谐振变换器负载快速切换的最优轨迹控制方法。该方法通过检测负载突变时电流变化状态，依据平面状态轨迹规划暂态过渡过程最优路径，从而计算出开关管开通与关断的最优时间，使变换器中各状态变量能够快速到达系统预期的理论轨迹。与传统线性控制相比，该控制方法在负载突变时提高了系统动态响应速度，实现了快速的暂态调节过程和更低的电压、电流过冲。进一步保证了系统在负载突变情况下仍可以稳定可靠的工作。

Description

CLLC谐振变换器负载快速切换的最优轨迹控制方法
技术领域
本发明属于电力电子变换器技术领域，涉及一种CLLC谐振变换器负载快速切换的最优轨迹控制方法。
背景技术
人类社会正面临着能源短缺和因使用化石能源造成生态环境恶化这两大挑战，开发和利用新能源可以有效缓解上述危机。在新能源分布式发电系统、储能系统、电动汽车等新能源的应用领域，功率变换的关键问题是如何构建高效稳定的双向DC-DC变换器。基于传统的单向LLC谐振变换器改进而来的CLLC双向谐振变换器继承了LLC变换器的优点，并克服了单向LLC在反向运行时难以实现ZVS及电压增益小于1的缺点，是非常适合进行双向DC-DC变换的拓扑。
目前对CLLC谐振变换器的动态特性和控制策略设计的研究还不够深入，受限于硬件调频范围等因素，比例积分(PI)控制等传统的线性控制方法的暂态响应效果差，当控制器的带宽比较高，相位裕度比较小的时候，对动态的响应比较快，但是会出现一定程度的抖动，反之当带宽比较低，相位裕度比较大的时候，将会消除控制上的抖动，但是响应就比较慢。
因此，亟需研究新的控制方法来优化CLLC谐振变换器的负载动态响应过程。
发明内容
本发明的目的在于提供一种CLLC谐振变换器负载快速切换的最优轨迹控制方法，以优化CLLC谐振变换器在负载切换的瞬态响应效果，提高变换器的动态响应速度。
本发明提供一种CLLC谐振变换器负载快速切换的最优轨迹控制方法，该方法通过检测负载突变时电流变化量，依据状态平面分析调节开关管脉宽大小，使变换器中各状态变量快速到达系统预期轨迹上，实现了CLLC谐振变换器的稳定可靠工作。
CLLC谐振变换器负载快速切换的最优轨迹控制方法，选择电容电压、电感电流建立状态轨迹，通过检测负载电流识别负载跳变情况，按照最优状态轨迹规划瞬态过程，以短时间，小超调实现负载的快速切换，实现步骤如下：
步骤一，以CLLC谐振变换器的原边侧第一谐振电容电压uCr1，副边侧第二谐振电容电uCr2，原边侧第一谐振电感电流iLr1，副边侧第二谐振电感电流iLr2作为状态变量，建立CLLC谐振变换器的状态轨迹模型；
步骤二，在CLLC谐振变换器工作时，检测CLLC谐振变换器的输出电压和负载电流，并判断负载状态和负载跳变情况；
步骤三，根据步骤二，如果负载没有跳变，则系统进入线性控制模式；
步骤四，根据步骤二，如果负载发生跳变且负载增加，则系统进入状态轨迹控制模式，系统通过计算负载跳变前后负载电流的大小计算该情况下对应的最优轨迹控制模式下的开关管脉宽宽度；
步骤五，根据步骤二，如果负载发生跳变且负载减少，则系统进入状态轨迹控制模式，系统通过计算负载跳变前后负载电流的大小计算该情况下对应的最优轨迹控制模式下的开关管脉宽宽度；
步骤六，根据步骤三，步骤四，步骤五，系统给出CLLC谐振变换器开关管的驱动信号。
CLLC谐振变换器负载快速切换的最优轨迹控制方法的根本在于状态轨迹模型的建立，选择原边侧第一谐振电容电压uCr1，副边侧第二谐振电容电压uCr2，原边侧第一谐振电感电流iLr1，副边侧第二谐振电感电流iLr2作为状态变量，其中CLLC谐振变换器的状态轨迹模型建立如下：
CLLC谐振变换器包括原边侧第一开关管S1、原边侧第一反并联二极管D1、原边侧第一寄生电容C1、原边侧第二开关管S2、原边侧第二反并联二极管D2、原边侧第二寄生电容C2、原边侧第三开关管S3、原边侧第三反并联二极管D3、原边侧第三寄生电容C3、原边侧第四开关管S4、原边侧第四反并联二极管D4、原边侧第四寄生电容C4、原边侧第一谐振电感Lr1、原边侧第一谐振电容Cr1、变压器励磁电感Lm、匝比为n:1的变压器、副边侧第五开关管S5、副边侧第五反并联二极管D5、副边侧第五寄生电容C5、副边侧第六开关管S6、副边侧第六反并联二极管D6、副边侧第六寄生电容C6、副边侧第七开关管S7、副边侧第七反并联二极管D7、副边侧第七寄生电容C7、副边侧第八开关管S8、副边侧第八反并联二极管D8、副边侧第八寄生电容C8、副边侧第二谐振电感Lr2、副边侧第二谐振电容Cr2、输出电容Co、输入电压Vin和输出电压Vo，原边侧第一开关管S1与第二开关管S2串联构成第一桥臂，原边侧第三开关管S3与第四开关管S4串联构成第二桥臂；原边侧第一谐振电感Lr1、原边侧第一谐振电容Cr1、副边侧第二谐振电感Lr2、副边侧第二谐振电容Cr2以及匝比为n:1的变压器构成CLLC谐振变换器的谐振腔；副边侧开关管上的反并联二极管D5-D8构成CLLC谐振变换器的整流通路，开关管S1-S8均为MOS管。CLLC谐振变换器工作于其原边侧两元件串联谐振频率fr，其中两元件串联谐振频率计算公式如下：
Figure BDA0003871992950000031
式中，Lr1为原边侧第一谐振电感、Cr1为原边侧第一谐振电容。对CLLC谐振变换器的电压变量按照输入电压Vin进行标幺化，对其所有的电流变量按照Vin/Zo进行标幺化，其中Zo为原边侧第一谐振电容Cr1和原边侧第一谐振电感Lr1的特征阻抗：
Figure BDA0003871992950000032
状态变量中原副边侧谐振电感电流iLr1、iLr2和原副边侧谐振电容电压uCr1、uCr2标幺化后的值为iLr1N、iLr2N和uCr1N、uCr2N，以uCr1N+uCr2N为横坐标，iLr1+iLr2为纵坐标，建立CLLC谐振变换器的状态平面轨迹图。当变换器工作在谐振频率fr时，有Vin＝nVo，n为变压器的匝比，此时CLLC谐振变换器的状态轨迹是以原点为圆心的圆，其方程如下
(iLr1N+iLr2N)2+(uCr1N+uCr2N)2＝ρ2 (3)
其中ρ是轨迹圆的半径，是与初始时刻原副边侧电容电压值，原边侧电感电流值相关的变量：
Figure BDA0003871992950000033
其中Cr1为原边侧第一谐振电感值，fr为谐振频率；
负载检测通过直接检测负载电流实现；负载跳变通过检测负载电流变化量实现，加载时负载电流会迅速上升，减载时负载电流会迅速下降。
当负载未发生跳变时，CLLC谐振变换器采用线性控制模式维持输出电压Vo的稳定。线性控制模式采用包括比例积分在内的传统控制方法，受控对象是输出电压Vo，采用通过调节CLLC谐振变换器开关频率来调整电压增益的变频控制方法。
当负载增加时，CLLC谐振变换器负载快速切换的最优轨迹控制方法的工作原理如下：
最优轨迹控制是通过在一个开关周期内等量增加原边侧第一开关管S1和第四开关管S4以及第二开关管S2和第三开关管S3的导通时间，将状态轨迹由轻载稳态轨迹上的A点分两步转移到重载稳态轨迹上的B点，增加的导通时间记为ΔTup。A，B两点均为稳态轨迹上原边侧第一谐振电感电流iLr1与励磁电流iLm相等的点。
通过负载电流与副边侧第二谐振电感电流iLr2的关系可以求出负载电流与电容电压的关系：
Figure BDA0003871992950000041
其中IoNA为负载增加前的负载电流，IoNB为负载增加后的负载电流，uCr1N(t1)为t1时刻原边侧第一谐振电容电压标幺值，uCr2N(t1)为t1时刻副边侧第二谐振电容的电压标幺值，uCr1N(t4)为t4时刻原边侧第一谐振电容电压标幺值，uCr2N(t4)为t4时刻副边侧第二谐振电容的电压标幺值；
由于在CLLC谐振变换器设计时励磁电感Lm取值较大，一般为原边侧一次电感Lr1的4-6倍，并且ΔTup时间较短，故近似认为在两段时间ΔTup内励磁电流保持不变，通过时域方程及正负半周电流电压的对称关系，可计算得：
Figure BDA0003871992950000042
其中
Figure BDA0003871992950000043
Lm为变压器中的励磁电感，Lr1为原边侧第一谐振电感；
根据原边侧第一电容Cr1在ΔTup内的电压变化量可以求得ΔTup
Figure BDA0003871992950000044
通过改变一个开关周期的开关管导通时间，CLLC谐振变换器的状态轨迹由轻载状态圆轨迹转移至重载状态圆轨迹上，系统再通过线性控制器对其输出电压Vo进行精细控制，实现了CLLC谐振变换器由轻载到重载的快速切换。
当负载减少时，CLLC谐振变换器负载快速切换的最优轨迹控制方法的工作原理如下：
最优轨迹控制是通过在一个开关周期内等量减少原边侧第一开关管S1和第四开关管S4以及第二开关管S2和第三开关管S3的导通时间，将状态轨迹由重载稳态轨迹上的A点分两步转移到轻载稳态轨迹上的D点，减少后开关管的导通时间记为Tdown。B，D两点均为稳态轨迹上原边侧第一谐振电感电流iLr1与励磁电流iLm相等的点
通过负载电流与副边侧第二谐振电感电流iLr2的关系可以求出负载电流与电容电压的关系：
Figure BDA0003871992950000051
其中IoNA为负载减少前的负载电流，IoNB为负载减少后的负载电流，uCr1N(t1)为t1时刻原边侧第一谐振电容电压标幺值，uCr2N(t1)为t1时刻副边侧第二谐振电容的电压标幺值，uCr1N(t4)为t4时刻原边侧第一谐振电容电压标幺值，uCr2N(t4)为t4时刻副边侧第二谐振电容的电压标幺值；
由于AB段的时间过短，在此期间可认为电容电压没有发生变化，只有电感电流发生变化，因此在状态轨迹图中AB，CD两段可以看为平行于纵轴的线段。根据相似三角形，可得以下关系式：
Figure BDA0003871992950000052
其中uCr1N(t3)为t3时刻原边侧第一谐振电容电压标幺值，uCr2N(t3)为t3时刻副边侧第二谐振电容的电压标幺值，uCr1N(t2)为t2时刻原边侧第一谐振电容电压标幺值，uCr2N(t2)为t2时刻副边侧第二谐振电容的电压标幺值，uCr1N(t0)为t0时刻原边侧第一谐振电容电压标幺值，uCr2N(t0)为t0时刻副边侧第二谐振电容的电压标幺值，iLr1N(t2)为t2时刻原边侧第一谐振电感电流标幺值，iLr2N(t2)为t2时刻副边侧第二谐振电感电流标幺值，iLr1N(t0)为t0时刻原边侧第一谐振电感电流标幺值，iLr2N(t0)为t0时刻副边侧第二谐振电感电流标幺值；
根据原边侧第一电感Lr1在Tdown内的电流变化量可以求得Tdown
Figure BDA0003871992950000053
通过改变一个开关周期的开关管导通时间，CLLC谐振变换器的状态轨迹由重载状态圆轨迹转移至轻载状态圆轨迹上，系统再通过线性控制器对其输出电压Vo进行精细控制，实现了CLLC谐振变换器由重载到轻载的快速切换。
本发明所提的最优状态轨迹控制方法，与传统的变频线性控制相比，对暂态过程中状态轨迹的路径规划，减小了输出电压的波动，缩短了稳态恢复时间，明显提升了系统的动态特性；最优状态轨迹控制，结合变频线性控制，提高了整个系统控制的可靠性；本发明所提的控制方法简单，检测负载电流与输出电压实现控制，无需采集谐振腔内的电压电流；通过建立CLLC谐振变换器频率-增益曲线可知，在谐振频率附近CLLC谐振变换器增益为一，且与负载无关。由于所提的控制方法针对工作在谐振频率附近的CLLC谐振变换器，故此控制方法通用性强。
附图说明
图1是本发明的受控对象CLLC谐振变换器电路图
图2是本发明的整体控制流程图。
图3是本发明在加载过程中的状态轨迹分析示意图。
图4是本发明在减载过程中的状态轨迹分析示意图。
图5是本发明在加载过程中的时域波形分析图。
图6是本发明在减载过程中的时域波形分析图。
图7是线性控制在加载过程中的仿真波形图。
图8是线性控制在减载过程中的仿真波形图。
图9是本发明中的控制方法在加载过程中的仿真波形图。
图10是本发明中的控制方法在加载过程中的状态轨迹仿真图。
图11是本发明中的控制方法在减载过程中的仿真波形图。
图12是本发明中的控制方法在减载过程中的状态轨迹仿真图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例进一步阐述本发明方案。
一种CLLC谐振变换器负载快速切换的最优轨迹控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1，以CLLC谐振变换器的原边侧第一谐振电容电压uCr1，副边侧第二谐振电容电uCr2，原边侧第一谐振电感电流iLr1，副边侧第二谐振电感电流iLr2作为状态变量，建立CLLC谐振变换器的状态轨迹模型；
步骤2，在CLLC谐振变换器工作时，检测CLLC谐振变换器的输出电压和负载电流，并判断负载状态和负载跳变情况；
如果负载没有跳变，采用包括比例积分(PI)在内的控制方法，比例积分控制的受控对象是输出电压Vo，根据实际输出电压Vo与给定值构成控制偏差，将偏差按比例、积分通过线性组合构成控制量，控制量通过调节CLLC谐振变换器开关频率来调整电压增益；
如果负载发生跳变且负载增加，通过计算负载跳变前后负载电流的大小计算对应的最优轨迹控制模式下的开关管脉宽宽度，按照确定的开关管脉宽宽度给出CLLC谐振变换器开关管的驱动信号；
如果负载发生跳变且负载减少，通过计算负载跳变前后负载电流的大小计算该情况下对应的最优轨迹控制模式下的开关管脉宽宽度，按照确定的开关管脉宽宽度给出CLLC谐振变换器开关管的驱动信号。
进一步的实施例中，图1所示的是作为受控对象的CLLC谐振变换器，所述CLLC谐振变换器包括原边侧第一开关管S1、与原边侧第一开关管S1并联的原边侧第一反并联二极管D1以及原边侧第一寄生电容C1；原边侧第二开关管S2、与原边侧第二开关管S2原边侧并联的第二反并联二极管D2、原边侧第二寄生电容C2；原边侧第三开关管S3、与原边侧第三开关管S3并联的原边侧第三反并联二极管D3、原边侧第三寄生电容C3；原边侧第四开关管S4、与；原边侧第四开关管S4并联的原边侧第四反并联二极管D4、原边侧第四寄生电容C4；原边侧第一谐振电感Lr1、原边侧第一谐振电容Cr1、变压器励磁电感Lm、匝比为n:1的变压器、副边侧第五开关管S5、与副边侧第五开关管S5并联的副边侧第五反并联二极管D5、副边侧第五寄生电容C5；副边侧第六开关管S6、与副边侧第六开关管S6并联的副边侧第六反并联二极管D6、副边侧第六寄生电容C6；副边侧第七开关管S7、与副边侧第七开关管S7并联的副边侧第七反并联二极管D7、副边侧第七寄生电容C7；副边侧第八开关管S8、与副边侧第八开关管S8并联的副边侧第八反并联二极管D8、副边侧第八寄生电容C8；副边侧第二谐振电感Lr2、副边侧第二谐振电容Cr2、输出电容Co、输入电压Vin和输出电压Vo，原边侧第一开关管S1与第二开关管S2串联构成第一桥臂，原边侧第三开关管S3与第四开关管S4串联构成第二桥臂；原边侧第一谐振电感Lr1、原边侧第一谐振电容Cr1、副边侧第二谐振电感Lr2、副边侧第二谐振电容Cr2以及匝比为n:1的变压器构成CLLC谐振变换器的谐振腔；副边侧开关管上的反并联二极管D5-D8构成CLLC谐振变换器的整流通路，开关管S1-S8均为MOS管。
进一步的实施例中，在最优轨迹控制前，以CLLC谐振变换器的原边侧第一谐振电容电压uCr1，副边侧第二谐振电容电uCr2，原边侧第一谐振电感电流iLr1，副边侧第二谐振电感电流iLr2作为状态变量，建立CLLC谐振变换器的状态轨迹模型，具体方法为：
对CLLC谐振变换器的电压变量按照输入电压Vin进行标幺化，对CLLC谐振变换器所有的电流变量按照Vin/Zo进行标幺化，其中，Zo为原边侧第一谐振电容Cr1和原边侧第一谐振电感Lr1的特征阻抗；
状态变量中原副边侧谐振电感电流iLr1、iLr2和原副边侧谐振电容电压uCr1、uCr2标幺化后的值为iLr1N、iLr2N和uCr1N、uCr2N，以uCr1N+uCr2N为横坐标，iLr1+iLr2为纵坐标，建立CLLC谐振变换器的状态平面轨迹图；当变换器工作在谐振频率fr时，Vin＝nVo，n为变压器的匝比，CLLC谐振变换器的状态轨迹是以原点为圆心的圆，方程如下
(iLr1N+iLr2N)2+(uCr1N+uCr2N)2＝ρ2
其中ρ是轨迹圆的半径，是与初始时刻原副边侧电容电压值，原边侧电感电流值相关的变量：
Figure BDA0003871992950000081
Figure BDA0003871992950000082
其中Cr1为原边侧第一谐振电感值，fr为谐振频率；
CLLC谐振变换器原边侧两元件串联谐振频率fr的计算公式如下：
Figure BDA0003871992950000083
式中，Lr1为原边侧第一谐振电感、Cr1为原边侧第一谐振电容。
最优轨迹控制流程图如图2所示。
图3所示的是本发明最优状态轨迹控制方法中加载状态轨迹示意图。最优轨迹控制是通过在t0-t4这一开关周期内等量增加原边侧第一开关管S1和第四开关管S4以及第二开关管S2和第三开关管S3的导通时间，将状态轨迹由轻载稳态轨迹上的A点分两步转移到重载稳态轨迹上的B点，增加的导通时间记为ΔTup。t0时刻前，CLLC谐振变换器发生负载突变，t0-t1时间段内谐振变换器工作在切载前的稳态圆上；A点稳态轨迹上原边侧第一谐振电感电流iLr1与励磁电流iLm相等，t1-t2时间段内为原边侧第一谐振电容Cr1，原边侧第一谐振电感Lr1和励磁电感Lm三元件谐振，在此期间励磁电流iLm近似不变，副边侧不参与谐振，副边侧第二谐振电容电压uCr2保持不变，副边侧第二谐振电感电流iLr2为零。由于在t1-t2和t3-t4两段时间内，原边侧第一开关管S1和第四开关管S4以及第二开关管S2和第三开关管S3的导通时间相同，可近似认为t2-t3阶段系统状态轨迹位于轻载和重载之间；t3-t4时间段内情况与t1-t2时间段内相同。
通过负载电流与副边侧第二谐振电感电流iLr2的关系可以求出负载电流与电容电压的关系：
Figure BDA0003871992950000084
其中IoNA为负载增加前的负载电流，IoNB为负载增加后的负载电流，uCr1N(t1)为t1时刻原边侧第一谐振电容电压标幺值，uCr2N(t1)为t1时刻副边侧第二谐振电容的电压标幺值，uCr1N(t4)为t4时刻原边侧第一谐振电容电压标幺值，uCr2N(t4)为t4时刻副边侧第二谐振电容的电压标幺值；
由于在CLLC谐振变换器设计时励磁电感Lm取值较大，一般为原边侧一次电感Lr1的4-6倍，并且ΔTup时间较短，故近似认为在两段时间ΔTup内励磁电流保持不变，通过时域方程及正负半周电流电压的对称关系，可计算得：
Figure BDA0003871992950000091
其中
Figure BDA0003871992950000092
Lm为变压器中的励磁电感，Lr1为原边侧第一谐振电感
根据原边侧第一电容Cr1在ΔTup内的电压变化量可以求得ΔTup
Figure BDA0003871992950000093
图4所示的是本发明最优状态轨迹控制方法中减载状态轨迹示意图。最优轨迹控制是通过在t0-t4这一开关周期内等量减少原边侧第一开关管S1和第四开关管S4以及第二开关管S2和第三开关管S3的导通时间，将状态轨迹由重载稳态轨迹上的A点分两步转移到轻载稳态轨迹上的D点，增加的导通时间记为Tdown。t0时刻前，CLLC谐振变换器发生负载突变，t0-t1时间段内谐振变换器工作在切载前的稳态圆上；B点稳态轨迹上原边侧第一谐振电感电流iLr1与励磁电流iLm相等，t1-t2时间段内原边侧输入电压与输出电压极性相反。由于在t1-t2和t3-t4两段时间内，原边侧第一开关管S1和第四开关管S4以及第二开关管S2和第三开关管S3的导通时间相同，可近似认为t2-t3阶段系统状态轨迹位于轻载和重载之间；t3-t4时间段内情况与t1-t2时间段内相同。
通过负载电流与副边侧第二谐振电感电流iLr2的关系可以求出负载电流与电容电压的关系：
Figure BDA0003871992950000094
其中IoNA为负载减少前的负载电流，IoNB为负载减少后的负载电流，uCr1N(t1)为t1时刻原边侧第一谐振电容电压标幺值，uCr2N(t1)为t1时刻副边侧第二谐振电容的电压标幺值，uCr1N(t4)为t4时刻原边侧第一谐振电容电压标幺值，uCr2N(t4)为t4时刻副边侧第二谐振电容的电压标幺值；
由于AB段的时间过短，在此期间可认为电容电压没有发生变化，只有电感电流发生变化，因此在状态轨迹图中AB，CD两段可以看为平行于纵轴的线段。根据相似三角形，可得以下关系式：
Figure BDA0003871992950000101
其中uCr1N(t3)为t3时刻原边侧第一谐振电容电压标幺值，uCr2N(t3)为t3时刻副边侧第二谐振电容的电压标幺值，uCr1N(t2)为t2时刻原边侧第一谐振电容电压标幺值，uCr2N(t2)为t2时刻副边侧第二谐振电容的电压标幺值，uCr1N(t0)为t0时刻原边侧第一谐振电容电压标幺值，uCr2N(t0)为t0时刻副边侧第二谐振电容的电压标幺值，iLr1N(t2)为t2时刻原边侧第一谐振电感电流标幺值，iLr2N(t2)为t2时刻副边侧第二谐振电感电流标幺值，iLr1N(t0)为t0时刻原边侧第一谐振电感电流标幺值，iLr2N(t0)为t0时刻副边侧第二谐振电感电流标幺值；
根据原边侧第一电感Lr1在Tdown内的电流变化量可以求得Tdown
Figure BDA0003871992950000102
通过改变一个开关周期的开关管导通时间，CLLC谐振变换器的状态轨迹由重载状态圆轨迹转移至轻载状态圆轨迹上，系统再通过线性控制器对其输出电压Vo进行精细控制，实现了CLLC谐振变换器由重载到轻载的快速切换。
图5给出了最优状态轨迹控制在加载过程的时域分析图。轻载切换至重载时CLLC谐振变换器的原副边侧电压电流变量在状态轨迹控制下迅速转移到了重载工作点，在接近一个开关周期的时间内完成了CLLC谐振变换器工作状态由轻载至重载的转变，而输出电压只有小幅跌落，CLLC谐振变换器输出状态基本稳定。
图6给出了最优状态轨迹控制在减载过程的时域分析图。重载切换至轻载时CLLC谐振变换器的原副边侧电压电流变量在状态轨迹控制下迅速转移到了轻载工作点，在接近一个开关周期的时间内完成了CLLC谐振变换器工作状态由轻载切换至重载的转变，而输出电压只有小幅上升，CLLC谐振变换器输出状态基本稳定。最优状态轨迹控制能够实现对CLLC谐振变换器的可靠控制。
通过图7与图9对比可看出，加载时线性控制的超调量为0.9375％(3V/320V),调节时间为4ms，而最优状态轨迹控制的超调量为0.0625％(0.2V/320V)，调节时间为2ms。
通过图8与图11对比可看出，减载时线性控制的超调量为0.9375％(3V/320V),调节时间为4ms，而最优状态轨迹控制的超调量为0.0625％(0.2V/320V)，调节时间为2ms。

Claims (9)

1.一种CLLC谐振变换器负载快速切换的最优轨迹控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1，以CLLC谐振变换器的原边侧第一谐振电容电压uCr1，副边侧第二谐振电容电uCr2，原边侧第一谐振电感电流iLr1，副边侧第二谐振电感电流iLr2作为状态变量，建立CLLC谐振变换器的状态轨迹模型；
步骤2，在CLLC谐振变换器工作时，检测CLLC谐振变换器的输出电压和负载电流，并判断负载状态和负载跳变情况；
如果负载没有跳变，采用包括比例积分在内的控制方法，受控对象是输出电压，通过调节CLLC谐振变换器开关频率来调整电压增益的变频；
如果负载发生跳变且负载增加，通过计算负载跳变前后负载电流的大小计算对应的最优轨迹控制模式下的开关管脉宽宽度，按照确定的开关管脉宽宽度给出CLLC谐振变换器开关管的驱动信号；
如果负载发生跳变且负载减少，通过计算负载跳变前后负载电流的大小计算该情况下对应的最优轨迹控制模式下的开关管脉宽宽度，按照确定的开关管脉宽宽度给出CLLC谐振变换器开关管的驱动信号。
2.根据权利要求1所述的CLLC谐振变换器负载快速切换的最优轨迹控制方法，其特征在于，所述CLLC谐振变换器包括原边侧第一开关管S1、与原边侧第一开关管S1并联的原边侧第一反并联二极管D1以及原边侧第一寄生电容C1；原边侧第二开关管S2、与原边侧第二开关管S2原边侧并联的第二反并联二极管D2、原边侧第二寄生电容C2；原边侧第三开关管S3、与原边侧第三开关管S3并联的原边侧第三反并联二极管D3、原边侧第三寄生电容C3；原边侧第四开关管S4、与；原边侧第四开关管S4并联的原边侧第四反并联二极管D4、原边侧第四寄生电容C4；原边侧第一谐振电感Lr1、原边侧第一谐振电容Cr1、变压器励磁电感Lm、匝比为n:1的变压器、副边侧第五开关管S5、与副边侧第五开关管S5并联的副边侧第五反并联二极管D5、副边侧第五寄生电容C5；副边侧第六开关管S6、与副边侧第六开关管S6并联的副边侧第六反并联二极管D6、副边侧第六寄生电容C6；副边侧第七开关管S7、与副边侧第七开关管S7并联的副边侧第七反并联二极管D7、副边侧第七寄生电容C7；副边侧第八开关管S8、与副边侧第八开关管S8并联的副边侧第八反并联二极管D8、副边侧第八寄生电容C8；副边侧第二谐振电感Lr2、副边侧第二谐振电容Cr2、输出电容Co、输入电压Vin和输出电压Vo，原边侧第一开关管S1与第二开关管S2串联构成第一桥臂，原边侧第三开关管S3与第四开关管S4串联构成第二桥臂；原边侧第一谐振电感Lr1、原边侧第一谐振电容Cr1、副边侧第二谐振电感Lr2、副边侧第二谐振电容Cr2以及匝比为n:1的变压器构成CLLC谐振变换器的谐振腔。
3.根据权利要求1所述的CLLC谐振变换器负载快速切换的最优轨迹控制方法，其特征在于，建立CLLC谐振变换器的状态轨迹模型的具体方法为：
对CLLC谐振变换器的电压变量按照输入电压Vin进行标幺化，对CLLC谐振变换器所有的电流变量按照Vin/Zo进行标幺化，其中，Zo为原边侧第一谐振电容Cr1和原边侧第一谐振电感Lr1的特征阻抗；
状态变量中原副边侧谐振电感电流iLr1、iLr2和原副边侧谐振电容电压uCr1、uCr2标幺化后的值为iLr1N、iLr2N和uCr1N、uCr2N，以uCr1N+uCr2N为横坐标，iLr1+iLr2为纵坐标，建立CLLC谐振变换器的状态平面轨迹图；当变换器工作在谐振频率fr时，Vin＝nVo，n为变压器的匝比，CLLC谐振变换器的状态轨迹是以原点为圆心的圆，方程如下
(iLr1N+iLr2N)2+(uCr1N+uCr2N)2＝ρ2
其中ρ是轨迹圆的半径，是与初始时刻原副边侧电容电压值，原边侧电感电流值相关的变量：
Figure FDA0003871992940000021
Figure FDA0003871992940000022
其中Cr1为原边侧第一谐振电感值，fr为谐振频率。
4.根据权利要求3所述的CLLC谐振变换器负载快速切换的最优轨迹控制方法，其特征在于，CLLC谐振变换器原边侧两元件串联谐振频率fr的计算公式如下：
Figure FDA0003871992940000023
其中Lr1为原边侧第一谐振电感、Cr1为原边侧第一谐振电容。
5.根据权利要求1所述的CLLC谐振变换器负载快速切换的最优轨迹控制方法，其特征在于，通过直接检测负载电流实现负载检测；通过检测负载电流变化量实现负载跳变判断，加载时负载电流迅速上升，减载时负载电流迅速下降。
6.根据权利要求1所述的CLLC谐振变换器负载快速切换的最优轨迹控制方法，其特征在于，如果负载发生跳变且负载增加，等量增加一个开关周期原边侧第一开关管S1和第四开关管S4以及第二开关管S2和第三开关管S3的导通时间；
根据增加的开关管导通时间确定开关管脉宽宽度，按照确定的开关管脉宽宽度控制CLLC谐振变换器开关管，实现CLLC谐振变换器由轻载到重载的快速切换。
7.根据权利要求6所述的CLLC谐振变换器负载快速切换的最优轨迹控制方法，其特征在于，增加的导通时间的确定方法为：
通过负载电流与副边侧第二谐振电感电流iLr2的关系求出负载电流与电容电压的关系：
Figure FDA0003871992940000031
其中IoNA为负载增加前的负载电流，IoNB为负载增加后的负载电流，uCr1N(t1)为t1时刻原边侧第一谐振电容电压标幺值，uCr2N(t1)为t1时刻副边侧第二谐振电容的电压标幺值，uCr1N(t4)为t4时刻原边侧第一谐振电容电压标幺值，uCr2N(t4)为t4时刻副边侧第二谐振电容的电压标幺值；
通过时域方程及正负半周电流电压的对称关系，计算得：
Figure FDA0003871992940000032
其中
Figure FDA0003871992940000033
Lm为变压器中的励磁电感，Lr1为原边侧第一谐振电感；
根据原边侧第一电容Cr1在ΔTup内的电压变化量求得ΔTup：
Figure FDA0003871992940000034
8.根据权利要求1所述的CLLC谐振变换器负载快速切换的最优轨迹控制方法，其特征在于，如果负载发生跳变且负载减少，等量减少一个开关周期内原边侧第一开关管S1和第四开关管S4以及第二开关管S2和第三开关管S3的导通时间；
根据减少的开关管导通时间确定开关管脉宽宽度，按照确定的开关管脉宽宽度控制CLLC谐振变换器开关管，实现CLLC谐振变换器由重载到轻载的快速切换。
9.根据权利要求8所述的CLLC谐振变换器负载快速切换的最优轨迹控制方法，其特征在于，减少的开关管导通时间的确定方法为：
通过负载电流与副边侧第二谐振电感电流iLr2的关系求出负载电流与电容电压的关系：
Figure FDA0003871992940000041
其中IoNA为负载减少前的负载电流，IoNB为负载减少后的负载电流，uCr1N(t1)为t1时刻原边侧第一谐振电容电压标幺值，uCr2N(t1)为t1时刻副边侧第二谐振电容的电压标幺值，uCr1N(t4)为t4时刻原边侧第一谐振电容电压标幺值，uCr2N(t4)为t4时刻副边侧第二谐振电容的电压标幺值；
根据状态轨迹，得以下关系式：
Figure FDA0003871992940000042
其中，uCr1N(t3)为t3时刻原边侧第一谐振电容电压标幺值，uCr2N(t3)为t3时刻副边侧第二谐振电容的电压标幺值，uCr1N(t2)为t2时刻原边侧第一谐振电容电压标幺值，uCr2N(t2)为t2时刻副边侧第二谐振电容的电压标幺值，uCr1N(t0)为t0时刻原边侧第一谐振电容电压标幺值，uCr2N(t0)为t0时刻副边侧第二谐振电容的电压标幺值，iLr1N(t2)为t2时刻原边侧第一谐振电感电流标幺值，iLr2N(t2)为t2时刻副边侧第二谐振电感电流标幺值，iLr1N(t0)为t0时刻原边侧第一谐振电感电流标幺值，iLr2N(t0)为t0时刻副边侧第二谐振电感电流标幺值；
根据原边侧第一电感Lr1在Tdown内的电流变化量求得Tdown
Figure FDA0003871992940000043
其中，Zo为原边侧第一谐振电容Cr1和原边侧第一谐振电感Lr1的特征阻抗。
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Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20140313790A1 (en) * 2013-04-23 2014-10-23 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Optimal Trajectory Control for LLC Resonant Converter for Soft Start-Up
CN111464019A (zh) * 2020-04-09 2020-07-28 石家庄通合电子科技股份有限公司 一种用于优化llc谐振变换器负载瞬间动态的方法及其装置
CN111555627A (zh) * 2020-05-09 2020-08-18 哈尔滨工业大学 高阶lclcl直流变换器的控制方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20140313790A1 (en) * 2013-04-23 2014-10-23 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Optimal Trajectory Control for LLC Resonant Converter for Soft Start-Up
CN111464019A (zh) * 2020-04-09 2020-07-28 石家庄通合电子科技股份有限公司 一种用于优化llc谐振变换器负载瞬间动态的方法及其装置
CN111555627A (zh) * 2020-05-09 2020-08-18 哈尔滨工业大学 高阶lclcl直流变换器的控制方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
HUAN CHEN等: "A Constant Current Control Method With Improved Dynamic Performance for CLLC Converters" *
鲁静等: "L-LLC谐振型双向DC-DC变换器的复合最优轨迹控制策略研究" *

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