CN114785116A - 一种四相高增益自均流dc-dc变换器及其控制方法 - Google Patents

一种四相高增益自均流dc-dc变换器及其控制方法 Download PDF

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康智文
程若发
冯欣凯
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps

Abstract

本发明提供一种四相高增益自均流DC‑DC变换器。所述四相高增益自均流DC‑DC变换器包括输入电源、四相升压电感、四个上桥臂开关管、四个下桥臂开关管、两个开关电容、三个滤波电容以及负载构成四相输入网络；所述四相输入网络中，四个升压电感的输入端与输入电源相连，四个升压电感的输出端分别与下桥臂开关管的漏极相连，S1、S2、S3、S4为下桥臂开关管，S11、S22、S33、S44为上桥臂开关管。本发明提供的四相高增益自均流DC‑DC变换器，无需使用耦合电感及变压器，不仅缩小了变换器体积而且节约成本，并且上桥臂采用同步控制方式，因此能量可以双向流动，大大提高了运行效率，拓宽了其所能应用的场景。

Description

一种四相高增益自均流DC-DC变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及DC-DC变换器领域，特别是涉及一种四相高增益自均流DC-DC变换器及其控制方法。
背景技术
随着化石能源的日益消耗及其所带来的生态环境问题，人类迫切希望寻求一种可再生能源来替代传统能源，以太阳能、风能等为代表的新型能源因其具有可再生、能量大、普遍的特点而逐渐受到人们的关注，但由于光伏电池所产生的电压较低，无法直接投入使用，通常的做法是将其电压升至一定的值再逆变最后并入电网供给使用。因此高增益DC-DC变换器在其中扮演者重要的角色
一般而言，高增益DC-DC变换器可分为隔离型和非隔离型，隔离型变换器可通过改变隔离变压器匝数比以实现高增益，但由于有隔离变压器的存在而导致变换器体积大、成本高、磁通易饱和等问题。非隔离变压器根据其实现方法的不同可分为开关电容型、耦合电感型、级联型。
第一种开关电容型通过电容充放电来实现升压，但随着功率等级的提高，对电容的耐压也有着更高的要求，耐压值的提升也伴随着体积的增大。
第二种耦合电感型通过多绕组耦合电感的匝数比来实现升压，但多绕组耦合电感不免会存在漏磁，严重降低了变换效率。
第三种级联型通过多级变换器串联在一起实现高增益，但随着级数的增加存在着后级开关管电压应力成倍增大的问题，且前级的偏差容易被后级放大而最终远远偏离预期值。
因此，研究出一款高增益自均流的多相DC-DC变换器及其控制方法具有重要意义。
发明内容
基于此，本发明的目的之一是针对现有技术的不足，提出了一种四相高增益自均流变换器拓扑结构，其具有非常高的电压增益、更低的元器件成本、更小的体积。
本发明的另一目的是针对现有技术的不足，提出了一种四相高增益自均流变换器控制方法，其具有各相输入电流自动均衡的特性，无需外加电流平衡电路或均流算法。
第一方面，本发明提供了一种四相高增益自均流DC-DC变换器，包括输入电源、四相升压电感、四个上桥臂开关管、四个下桥臂开关管、两个开关电容、三个滤波电容以及负载构成四相输入网络；
所述四相输入网络中，四个升压电感的输入端与输入电源相连，四个升压电感的输出端分别与下桥臂开关管的漏极相连，S1、S2、S3、S4为下桥臂开关管，S11、S22、S33、S44为上桥臂开关管，四个下桥臂开关管与电源负极连接在一起，输入电源与输入滤波电容Ci相连，其中：
第一相升压电感的输出端与下桥臂开关管S1的漏极相连，第二相升压电感的输出端与下桥臂开关管S2的漏极相连，第三相升压电感的输出端与下桥臂开关管S3的漏极相连，第四相升压电感的输出端与下桥臂开关管S4的漏极相连；
所述两个开关电容网络中，上桥臂开关管S11的源极与第一相升压电感的输出端连接，上桥臂开关管S11的漏极和上桥臂开关管S22的源极相连，两者的交点与开关电容C1的正极相连，开关电容的负极与第二相升压电感的输出端相连，而二者连接的交点与下桥臂开关管S2的漏极相连，通过上述两个升压电感、两个上桥臂开关管、两个下桥臂开关管和开关电容构成第一个开关电容网络；
下桥臂开关管S4的漏极与第四相升压电感的输出端相连，而两者的交点与开关电容C2的阳极相连，开关电容的阴极与上桥臂开关管S44的源极相连，而上桥臂开关管S44的源极同时与上桥臂开关管S33的漏极相连，通过上述一个升压电感、一个下桥臂开关管、两个上桥臂开关管和一个开关电容构成第二个开关电容网络。
进一步的，各上桥臂开关管、下桥臂开关管的栅极接驱动信号，输入端滤波电容的阴极与下桥臂开关管的源极连接。
进一步的，各下桥臂开关管上并联一续流二极管，该二极管的阳极与开关管的源极相连，二极管的阴极与开关管的漏极相连。当下臂开关管关断时，该管可以起到续流保护开关管的作用，保证了下臂开关管的稳定性。
进一步的，各上桥臂开关管上并联一续流二极管，该二极管的阳极与开关管的源极连接，二极管的阴极与开关管的漏极连接。当上桥臂开关管关断时，该管可以起到续流保护开关管的作用，保证了上臂开关管的稳定性。
采用上述拓扑结构的益处：本DC-DC变换器无需使用耦合电感及变压器，如此不仅缩小了变换器体积而且节约成本，并且上桥臂采用同步控制方式，因此能量可以双向流动，大大提高了运行效率，拓宽了其所能应用的场景。
第二方面，本发明还提供一种四相高增益自均流DC-DC变换器的控制方法，所述控制方法包括：控制下桥臂开关管栅极驱动脉冲占空比为0.75~1范围内，上下桥臂采用互补导通方式，且各下桥臂开关管占空比相同；相邻两个上、下桥臂开关管采用交错控制方式，相与相之间相移90°，且顺序为S1-S2-S4-S3依次相移。按照此控制方法进行控制，该直流变换器可实现各相电流自动均衡。
进一步的，所述上桥臂开关管和下桥臂开关管设置有死区时间，防止两个开关管同时导通损坏变换器。
进一步的，所述变换器电压增益为K=4/（1-D），其中D为下桥臂开关管占空比。同时该变换器能实现各相电流自动均衡，升压也就意味着降流，于是Ii/Io=4/(1-D)，其中Ii为输入总电流，所以每一相平均电流为I=Io/（1-D），其中Io为负载端输出电流。
本发明的四相高增益自均流DC-DC变换器及其控制方法，通过驱动信号控制下桥臂开关管使其占空比在0.75~1范围内，上下桥臂开关管采用互补导通方式，相与相之间采用交错移相策略，即相与相之间相差90°。当变换器达到稳定运行状态时，根据电感伏秒平衡原理可知输入电压与输出电压之间的关系为K=VO/VIN=4/(1-D)，其中K为变换器放大倍数，VO为负载电压，VIN为直流输入电源。同时又根据电容的安秒平衡原理可得出IL1=IL2=IL3=IL4，每相电流相等，即实现了相电流的自动均衡。
综上所述，为了达成第一个目的，即实现转换器的高增益、低成本和低开关管应力，我们采用了上述电路拓扑结构，多相结构使得变换器具有非常高的变换比，同时省去中间变压器使得变换器结构更简单，成本更低廉，该变换器的开关管电压应力远低于输出电压，因此对开关管的耐压要求更宽松。为了达成第二目的，即实现各相电流自动均衡，我们采用了相与相之间相移90°的交错控制方法。
附图说明
图1为本发明的四相高增益自均流DC-DC变换器的电路原理图；
图2为本发明所提出的直流变换器在移相90°、占空比为5/6时所工作的模态1；
图3为本发明所提出的直流变换器在相移90°、占空比为5/6时所工作的模态2；
图4为本发明所提出的直流变换器在相移90°、占空比为5/6时所工作的模态3；
图5为本发明所提出的直流变换器在相移90°、占空比为5/6时所工作的模态4；
图6为本发明所提出的直流变换器在相移90°、占空比为5/6时所工作的模态5；
图7为本发明所提出的直流变换器的开关管脉冲驱动信号；
图8为本发明所提出的直流变换器在相移90°、占空比为5/6时的各相电流仿真波形图；
图9为本发明所提出的直流变换器在相移90°、占空比为5/6时的输入输出电压仿真波形图；
图10为本发明所提出的直流变换器在相移90°、占空比为5/6时的开关管应力波形图。
具体实施方式
为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的较佳实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。
本发明提供一种四相高增益自均流DC-DC变换器，包括输入电源、四相升压电感、四个上桥臂开关管、四个下桥臂开关管、两个开关电容、三个滤波电容以及负载构成四相输入网络；
所述四相输入网络中，四个升压电感的输入端与输入电源相连，四个升压电感的输出端分别与下桥臂开关管的漏极相连，S1、S2、S3、S4为下桥臂开关管，S11、S22、S33、S44为上桥臂开关管，四个下桥臂开关管与电源负极连接在一起，输入电源与输入滤波电容Ci相连，其中：
第一相升压电感的输出端与下桥臂开关管S1的漏极相连，第二相升压电感的输出端与下桥臂开关管S2的漏极相连，第三相升压电感的输出端与下桥臂开关管S3的漏极相连，第四相升压电感的输出端与下桥臂开关管S4的漏极相连；
所述两个开关电容网络中，上桥臂开关管S11的源极与第一相升压电感的输出端连接，上桥臂开关管S11的漏极和上桥臂开关管S22的源极相连，两者的交点与开关电容C1的正极相连，开关电容的负极与第二相升压电感的输出端相连，而二者连接的交点与下桥臂开关管S2的漏极相连，通过上述两个升压电感、两个上桥臂开关管、两个下桥臂开关管和开关电容构成第一个开关电容网络；
下桥臂开关管S4的漏极与第四相升压电感的输出端相连，而两者的交点与开关电容C2的阳极相连，开关电容的阴极与上桥臂开关管S44的源极相连，而上桥臂开关管S44的源极同时与上桥臂开关管S33的漏极相连，通过上述一个升压电感、一个下桥臂开关管、两个上桥臂开关管和一个开关电容构成第二个开关电容网络。
进一步的，各上桥臂开关管、下桥臂开关管的栅极接驱动信号，输入端滤波电容的阴极与下桥臂开关管的源极连接。
进一步的，各下桥臂开关管上并联一续流二极管，该二极管的阳极与开关管的源极相连，二极管的阴极与开关管的漏极相连。当下臂开关管关断时，该管可以起到续流保护开关管的作用，保障护了下臂开关管的稳定性。
进一步的，各上桥臂开关管上并联一续流二极管，该二极管的阳极与开关管的源极连接，二极管的阴极与开关管的漏极连接。当上桥臂开关管关断时，该管可以起到续流保护开关管的作用，保障了下臂开关管的稳定性。
输入电源端并联一滤波电容Ci，同时负载上也并联了两个滤波电容Co1和Co2，滤波电容Co1的正极与上桥臂开关管S22的漏极连接，Co1的负极与Co2的正极相连，两者的交点与L3的输出端相连，Co2的负极与S33的源极相连，它们都起到了稳压的作用。
采用上述拓扑结构的益处：本DC-DC变换器无需使用耦合电感及变压器，如此不仅缩小了变换器体积而且节约成本，并且上桥臂采用同步控制方式，因此能量可以双向流动，大大提高了运行效率，拓宽了其所能应用的场景。
此外，本发明还提供一种四相高增益自均流DC-DC变换器的控制方法，所述控制方法包括：控制下桥臂开关管栅极驱动脉冲占空比为0.75~1范围内，上下桥臂采用互补导通方式，且各下桥臂开关管占空比相同；相邻两个上、下桥臂开关管采用交错控制方式，相与相之间相移90°，且顺序为S1-S2-S4-S3依次相移。按照此控制方法进行控制，该直流变换器可实现各相电流自动均衡。
进一步的，所述上桥臂开关管和下桥臂开关管设置有死区时间，防止两个开关管同时导通损坏变换器。
进一步的，所述变换器电压增益为K=4/（1-D），其中D为下桥臂开关管占空比。同时该变换器能实现各相电流自动均衡，升压也就意味着降流，于是Ii/Io=4/(1-D)，其中Ii为输入总电流，所以每一相平均电流为I=Io/（1-D），其中Io为负载端输出电流。
具体的，所述四相高增益自均流变换器中，输入电源分别与四相升压电感的输入端相连，此处约定S1~S4为下桥臂开关管，S11~S44为上桥臂开关管，四个下桥臂开关管与电源负极连接在一起，输入电源与输入滤波电容Ci相连。
所述四相开关网络中，第一相升压电感L1的输出端与下桥臂开关管S1的漏极相连，而第一相升压电感L1与下桥臂开关管S1所连接的交点又与上桥臂开关管的源极相连；第二相升压电感L2的输出端与下桥臂开关管S2的漏极相连，而L2的输出端与下桥臂开关管S2所连接的交点又与开关电容C1连接；第三相升压电感L3的输出端与下桥臂开关管S3的漏极相连，而L3的输出端与下桥臂开关管S3所连接的交点又与输出电容Co1和Co2相连；第四相升压电感L4的输出端与下桥臂开关管S4的漏极相连，而L4的输出端与下桥臂开关管S4的交点又与开关电容C2相连。上桥臂开关管S11的漏极与S22的源极连接在一起，而S11与S22所连接的交点又与开关电容C1相连；上桥臂开关管S44的源极与S33的漏极相连，而S33与S44所连接的交点又与开关电容C2相连；下桥臂开关管S22的漏极与输出电容Co1的正极连接，而S22的漏极与输出电容的交点又与负载的正极相连；下桥臂开关管S33的源极与输出电容Co2的负极相连，而S33与输出电容Co2的交点又与负载的负极相连。
所有上桥臂和下桥臂功率开关管S1-S4、S11-S44均采用N沟道场效应晶体管，其上都并联了一个续流二极管，二极管的阳极与开关管的源极相连，二极管的阴极与开关管的漏极相连，开关管的栅极为其控制引脚并连接着PWM信号。
四个上桥臂开关管与四个下桥臂开关管互补导通，每个开关管通过PWM驱动信号控制其栅极，将下桥臂开关管占空比设置为0.75~1，由于上下桥臂开关管控制方式互补对称所以上桥臂开关管占空比范围为0~0.25，且每个上桥臂开关管之间占空比相同，每个下桥臂开关管之间占空比也相同。相与相之间固定移相90°，需要注意的是，其顺序为S1-S2-S4-S3，即S1与S2之间相位相差90°，S1与S4之间相差180°，S1与S3之间相位相差270°，上述移相策略也需应用于上桥臂开关管。在此占空比和相移控制方法下可实现每相电流自动均衡。
对于所述上桥臂开关管和下桥臂开关管设置有死区时间，防止同一相的上下管同时导通造成短路。
开关电容C1、C2通过周期性地充放电实现将能量从输入端传递至输出端。在上述控制方法下，假设当占空比为0.75时，变换器一个控制周期内包含四种工作模态，其中两种分别为对开关电容C1的充、放电，另外两种分别为对开关电容C2的充、放电，稳态情况下开关电容的充放电在一个周期内可以维持平衡。当占空比大于0.75时则会增加一种模态，该模态既不对开关电容充电也不对开关电容放电，因此并不影响开关电容的能量传递。
所述直流变换器的电压增益为K=4/（1-D），其中D为下桥臂开关管占空比，K为输出电压与输入电压之比。
所述直流变换器能够实现各相电流自动均衡，即各支路均分了输入电流，I=Io/（1-D），其中I为各相平均电流，Io为输出电流，D为下桥臂开关管占空比。
下面以下桥臂开关管占空比为5/6，相移90°为例分析变换器各个工作模态，各模态原理图见图2~图6，此外，图7为此种控制方法下开关管占空比的脉冲波形图，在一个周期中将开关管脉冲波形分为t0~t8共8个阶段。
模态1[t0~t1、t2~t3、t4~t5、t6~t7]：如图2所示，在此时间段内，下桥臂开关管S1、S2、S3、S4均导通，上桥臂开关管S11、S22、S33、S44均断开。此时输入电源VIN对电感L1、L2、L3、L4充电，四相升压电感上的电流线性增加，此时负载由输出滤波电容Co1和Co2串联供电，开关电容上不流过电流。
模态2[t1~t2]：如图3所示，在此时间段内，下桥臂开关管S1、S3、S4导通，S2关断，上桥臂开关管S11、S33、S44关断，S22导通。此时输入电源VIN对电感L1、L3、L4充电，L1、L3、L4上的电流线性增加，电感L2和电容C1放电给输出端滤波电容Co1，负载R与输出滤波电容Co2串联之后再与Co1并联，电感L2上的电流IL2线性减小，开关电容C1、Co1上的电压线性减小，输出滤波电容Co1上的电压UCo1线性增加。
模态3[t3~t4]：如图4所示，在此时间段内，下桥臂开关管S1、S2、S3导通，S4断开，上桥臂开关管S11、S22、S33断开，S44导通。此时输入电源VIN对电感L1、L2、L3充电，L1、L2、L3上的电流线性增加，电感L4放电给开关电容C2，电感L4上的电流IL4线性减小，开关电容C2上的电压UC2线性增加，开关电容C1上无电流流过，因此其电压不变。负载由输出滤波电容Co1、Co2供电。
模态4[t5~t6]：如图5所示，在此时间段内，下桥臂开关管S1、S2、S4导通，S3断开，
上桥臂开关管S11、S22、S44断开，S33导通。此时输入电源VIN对电感L1、L2、L4充电，L1、L2、L4上的电流线性增加，电感L3和开关电容C2一起为负载端滤波电容Co2放电，电感L3上的电流IL3线性减小，开关电容C2上的电压UC2线性减小，负载R与输出滤波电容Co1串联之后再与Co2并联，Co1上电压UCo1线性减小，Co2上电压UCo2线性增加。开关电容C1上无电流流过，因此其电压不变。
模态5[t7~t8]：如图6所示，在此时间段内，下桥臂开关管S2、S3、S4导通，S1断开，上桥臂开关管S22、S33、S44断开，S11导通。此时输入电源VIN对电感L2、L3、L4充电，L2、L3、L4上的电流线性增加，电感L1放电给开关电容C1，因此L1上的电流IL1线性减小，C1上的电压UC1线性增加，此时开关电容C2上无电流流过，因此其电压不变，负载由两个输出滤波电容Co1和Co2供电。
为了推导出变换器电压增益，我们依次对四相升压电感进行一个周期内的模态分析：
对电感L1在一个周期内充放电情况进行分析，其在t0~t7时间充电，在t7~t8时间放电，充电电压为VIN，放电电压为VC1-VIN，根据电感的伏秒平衡原理有：
VINDTs=（1-D）Ts（VC1-VIN）
对电感L2在一个周期内充放电情况进行分析，其在t0~t1、t2~t8时间充电，在t1~t2时间放电，充电电压为VIN，放电电压为Vco1-VC1-VIN，根据电感的伏秒平衡原理有：
VINDTs=（1-D）Ts（Vco1-VC1-VIN）
对电感L3在一个周期内充放电情况进行分析，其在t0~t5、t6~t8时间充电，在t5~t6时间放电，充电电压为VIN，放电电压为Vco2-VC2-VIN根据电感的伏秒平衡原理有：
VINDTs=（1-D）Ts（Vco2-VC2-VIN）
对电感L4在一个周期内充放电情况进行分析，其在t0~t3、t4~t8时间充电，在t3~t4时间放电，充电电压为VIN，放电电压为VC2-VIN，根据电感的伏秒平衡原理有：
VINDTs=（1-D）Ts（VC2-VIN）
其中Vco1、Vco2、V0存在以下关系：
Vco1+Vco2=V0
综合上面五个公式可得出变换器电压增益：
Vo/VIN=4/(1-D)
其中Vo为输出电压，VIN为输入电压，D为下桥臂开关管占空比，Ts为开关周期，VC1和VC2为电容C1、C2的电压，VCo1和VCo2为电容Co1、Co2的电压。
为了推导出各相电流的大小，我们依次对四个电容进行一个周期内的模态分析：
对电容C1在一个周期内充放电情况进行分析，其在模态2中放电，放电电流为IL2，其在模态5中充电，充电电流为IL1，因此根据电容的安秒平衡原理有：
IL2(1-D)Ts=IL1(1-D)Ts
对电容C2在一个周期内充放电情况进行分析，其在模态4中放电，放电电流为IL3，其在模态3中充电，充电电流为IL4，因此根据电容的安秒平衡原理有：
IL3(1-D)Ts=IL4(1-D)Ts
对电容Co1在一个周期内充放电情况进行分析，其在模态2中充电，充电电流为IL2-Io，在其他4个模态中放电，放电电流为Io，因此根据电容的安秒平衡原理有：
(IL2-Io)(1-D)Ts=IoDTs
对电容Co2在一个周期内充放电情况进行分析，其在模态4中充电，充电电流为IL3-Io，在其他4个模态中放电，放电电流为Io，因此根据电容的安秒平衡原理有：
(IL3-Io)(1-D)Ts=IoDTs
其中IL1~IL4分别为对应电感的电流，D为下桥臂开关管占空比，Ts为开关周期。
综合上面四个公式可得出：
IL1=IL2=IL3=IL4
通过上述分析可知，当变换器工作于此拓扑结构的稳定状态时，每一相电流将会自动均衡，每一相电流大小为I=Io/(1-D)，并且输入输出电压的增益为K=4/（1-D）。为了验证分析的正确性，对本发明的电路拓扑进行了仿真，图8为本发明所提出的直流变换器在相移90°、占空比为5/6时的各相电流仿真波形图，如图所示稳态时各相电流达到了自均衡。图9为本发明所提出的直流变换器在相移90°、占空比为5/6时的输入输出电压仿真波形图。如图所示，输入电压为10V，输出为240V，变换器电压增益正确。图10为本发明所提出的直流变换器在相移90°、占空比为5/6时的开关管应力波形图。
本发明的四相高增益自均流DC-DC变换器及其控制方法，通过驱动信号控制下桥臂开关管使其占空比在0.75~1范围内，上下桥臂开关管采用互补导通方式，相与相之间采用交错移相策略，即相与相之间相差90°。当变换器达到稳定运行状态时，根据电感伏秒平衡原理可知输入电压与输出电压之间的关系为K=VO/VIN=4/(1-D)，其中K为变换器放大倍数，VO为负载电压，VIN为直流输入电源。同时又根据电容的安秒平衡原理可得出IL1=IL2=IL3=IL4，每相电流相等，即实现了相电流的自动均衡。
上述实施例仅表达了本发明的实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (7)

1.一种四相高增益自均流DC-DC变换器，其特征在于：包括输入电源、四相升压电感、四个上桥臂开关管、四个下桥臂开关管、两个开关电容、三个滤波电容以及负载构成的四相输入网络；
所述四相输入网络中，四个升压电感的输入端与输入电源相连，四个升压电感的输出端分别与下桥臂开关管的漏极相连，S1、S2、S3、S4为下桥臂开关管，S11、S22、S33、S44为上桥臂开关管，四个下桥臂开关管与电源负极连接在一起，输入电源与输入滤波电容Ci相连，其中：
第一相升压电感的输出端与下桥臂开关管S1的漏极相连，第二相升压电感的输出端与下桥臂开关管S2的漏极相连，第三相升压电感的输出端与下桥臂开关管S3的漏极相连，第四相升压电感的输出端与下桥臂开关管S4的漏极相连；
所述两个开关电容网络中，上桥臂开关管S11的源极与第一相升压电感的输出端连接，上桥臂开关管S11的漏极和上桥臂开关管S22的源极相连，两者的交点与开关电容C1的正极相连，开关电容的负极与第二相升压电感的输出端相连，而二者连接的交点与下桥臂开关管S2的漏极相连，通过上述两个升压电感、两个上桥臂开关管、两个下桥臂开关管和开关电容构成第一个开关电容网络；
下桥臂开关管S4的漏极与第四相升压电感的输出端相连，而两者的交点与开关电容C2的阳极相连，开关电容的阴极与上桥臂开关管S44的源极相连，而上桥臂开关管S44的源极同时与上桥臂开关管S33的漏极相连，通过上述一个升压电感、一个下桥臂开关管、两个上桥臂开关管和一个开关电容构成第二个开关电容网络。
2.如权利要求1所述的四相高增益自均流DC-DC变换器，其特征在于：各上桥臂开关管、下桥臂开关管的栅极接驱动信号，输入端滤波电容的阴极与下桥臂开关管的源极连接。
3.如权利要求2所述的四相高增益自均流DC-DC变换器，其特征在于：各下桥臂开关管上并联一续流二极管，该二极管的阳极与开关管的源极相连，二极管的阴极与开关管的漏极相连。
4.如权利要求3所述的四相高增益自均流DC-DC变换器，其特征在于：各上桥臂开关管上并联一续流二极管，该二极管的阳极与开关管的源极连接，二极管的阴极与开关管的漏极连接。
5.如权利要求1-4所述的一种四相高增益自均流DC-DC变换器的控制方法，其特征在于：所述控制方法包括：控制下桥臂开关管栅极驱动脉冲占空比为0.75~1范围内，上下桥臂采用互补导通方式，且各下桥臂开关管占空比相同；相邻两个上、下桥臂开关管采用交错控制方式，相与相之间相移90°，且顺序为S1-S2-S4-S3依次相移。
6.如权利要求5所述的控制方法，其特征在于：所述上桥臂开关管和下桥臂开关管设置有死区时间。
7.如权利要求6所述的控制方法，其特征在于：所述变换器电压增益为K=4/（1-D），其中D为下桥臂开关管占空比，所述变换器各相电流自动均衡，Ii/Io=4/(1-D)，其中Ii为输入总电流，每一相平均电流为I=Io/（1-D），其中Io为负载端输出电流。
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104218798A (zh) * 2014-09-18 2014-12-17 天津大学 基于开关电容和耦合电感的高电压增益双向dc-dc变换器
CN108365746A (zh) * 2018-03-15 2018-08-03 山东大学 一种基于耦合电感的高增益双向四相dc-dc变换器及控制方法
CN110034674A (zh) * 2018-01-12 2019-07-19 山东大学 一种高增益双向三相dc-dc变换器及控制方法
CN113162409A (zh) * 2021-04-16 2021-07-23 电子科技大学 一种具有固有均压均流特性的高增益双输出升压变换器

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104218798A (zh) * 2014-09-18 2014-12-17 天津大学 基于开关电容和耦合电感的高电压增益双向dc-dc变换器
CN110034674A (zh) * 2018-01-12 2019-07-19 山东大学 一种高增益双向三相dc-dc变换器及控制方法
CN108365746A (zh) * 2018-03-15 2018-08-03 山东大学 一种基于耦合电感的高增益双向四相dc-dc变换器及控制方法
CN113162409A (zh) * 2021-04-16 2021-07-23 电子科技大学 一种具有固有均压均流特性的高增益双输出升压变换器

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