CN114527316A - 一种crm模式pfc的电感电流过零检测电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种CRM模式PFC的电感电流过零检测电路，包括信号处理电路。比较器和分压电路，PFC的输入整流电路通过直流母线接MOS管的两端，电感串接在直流母线中；输出整流电路的输入端接MOS管的两端，输出整流电路的输出端为所述的直流输出端；信号处理电路的第一输入端接输入整流电路的输出电压，第二输入端接直流输出端的输出电压，输出端接比较器的同相输入端；分压电路接MOS管D极相对于S极的电压，分压电路的输出端接比较器的反相输入端，比较器的输出端接MOS管驱动电路的输入端。本发明能够准确地找到PFC电感电流回零，MOS管D极对S极电压的最低点，从而控制MOS管的开通，达到减小开通损耗的效果。

Description

一种CRM模式PFC的电感电流过零检测电路
技术领域
本发明涉及电感电流过零检测电路，尤其涉及一种CRM模式PFC的电感电流过零检测电路。
背景技术
随着电力电子技术的发展，大功率变换器的应用越来越广泛，对变换器的功率密度和效率要求也越来越高。为了提高变换器的工作效率，通常采用MOS管软开关技术。如图1所示，有桥的CRM模式BOOST PFC为了实现软开关常用的做法是在电感L上加一个辅助绕组，用以检测电感电压的变化，确定电感L电流回到零，从而控制开通MOS管的时间。在图2中，iL是PFC电感电流，Vgs是MOS管驱动电压。由图2所示，当MOS管关断后VDS=Vout，电感电流开始线性下降，电流下降到零即电感能量放完时，PFC电感与MOS管的寄生电容等将发生震荡，通过辅助绕组的电压Vaux来检测整个震荡过程，并在Vaux震荡到阀值Vth后触发比较器使VZCD产生一个上升沿。MOS管两端电压震荡的最低点为
Figure 685176DEST_PATH_IMAGE001
，震荡的幅度与Vin和Vout有关，当
Figure 568950DEST_PATH_IMAGE002
时，VDS电压可以震荡到零，当
Figure 419094DEST_PATH_IMAGE003
时，VDS电压无法震荡到零。由图2所示采用辅助绕组来检测电感电流到零的方式，需要增加一个延时Tdelay来保证MOS管能够实现零电压或者谷底开通。这种方式简单有效，同时也普遍应用实际产品中，但存在的缺点就是无法准确找到VDS电压过零点或者谷底，从而开关损耗增加，效率变低。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种便于精确找到电感电流过零点。从而减小开关损耗，提升效率的CRM模式PFC的电感电流过零检测电路。
为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是，一种CRM模式PFC的电感电流过零检测电路，包括信号处理电路、比较器和分压电路，PFC包括输入整流电路、电感、MOS管、MOS管驱动电路、输出整流电路和直流输出端。输入整流电路通过直流母线接MOS管的两端，电感串接在直流母线中；输出整流电路的输入端接MOS管的两端，输出整流电路的输出端为所述的直流输出端；信号处理电路的第一输入端接输入整流电路的输出电压，第二输入端接直流输出端的输出电压，输出端接比较器的同相输入端；分压电路接MOS管D极相对于S极的电压，分压电路的输出端接比较器的反相输入端，比较器的输出端接MOS管驱动电路的输入端。
以上所述的电感电流过零检测电路，信号处理电路的输出信号为
Figure 806344DEST_PATH_IMAGE004
，其中，k为比例系数，Vin为输入整流电路的输出电压，Vout为直流输出端的输出电压；分压电路的分压比为K，分压电路的输出信号为KVDS， VDS为MOS管D极相对于S极的电压。
以上所述的电感电流过零检测电路，电感串接在直流正母线中，MOS管的D极接直流正母线， S极接直流负母线。
以上所述的电感电流过零检测电路，输出整流电路包括整流二极管，直流输出端包括输出电容，整流二极管的阳极接MOS管的D极，输出电容的一端接整流二极管的阴极，另一端接MOS管的S极。
以上所述的电感电流过零检测电路，信号处理器采用单正压供电，比较器采用正负双电源供电。
以上所述的电感电流过零检测电路，当交流电压
Figure 349321DEST_PATH_IMAGE005
时，VDS震荡到波谷，比较器同相输入端的电压大于反相输入端的电压，比较器输出VZCD由低电平转换成高电平，MOS管打开；当交流电压
Figure 438500DEST_PATH_IMAGE006
时，VDS震荡到零，比较器输出VZCD为高电平，MOS管打开。
本发明的电感电流过零检测电路能够准确地找到PFC电感电流回零，MOS管D极对S极电压的最低点，从而控制MOS管的开通，达到减小开通损耗的效果。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
图1是现有技术有桥BOOST PFC电感电流过零检测电路的示意图。
图2是现有技术有桥BOOST PFC辅助绕组产生ZCD信号的各个波形图。其中图2中的（a）为
Figure 840137DEST_PATH_IMAGE007
时，VDS震荡到零，但由于采用辅助绕组检测方式，无法精确实现零电压开通（ZVS）；图2中的（b）为
Figure 331162DEST_PATH_IMAGE008
时，VDS无法震荡到零，同理无法精确实现谷底开通（VS）。
图3是本发明实施例CRM模式PFC的电感电流过零检测电路的示意图。
图4是本发明实施例
Figure 530193DEST_PATH_IMAGE009
时，实现零电压开通（ZVS）的波形图。
图5是本发明实施例
Figure 637826DEST_PATH_IMAGE010
时，实现谷底开通(VS)的波形图。
具体实施方式
本发明实施例CRM模式PFC的电感L电流过零检测电路如图3所示，包括信号处理电路。比较器和分压电路。PFC包括交流输入端、全桥输入整流电路、直流母线、电感L、MOS管Q、MOS管驱动电路（图中未示出）、输出整流电路和直流输出端。
由4个二极管组成的全桥输入整流电路通过直流母线接MOS管Q的两端，MOS管Q的D极接直流正母线， S极接直流负母线，电感L串接在直流正母线中。
输出整流电路包括整流二极管D，直流输出端包括输出电容，整流二极管D的阳极接MOS管Q的D极，输出电容的一端接整流二极管D的阴极，另一端接MOS管Q的S极。输出电容电压为直流输出端的输出电压Vout。
信号处理电路的第一输入端接全桥输入整流电路的输出电压Vin，第二输入端接直流输出端的输出电压Vout，信号处理电路的输出端接比较器的同相输入端。分压电路的输入端接MOS管D极相对于S极的电压VDS，另一端接地。分压电路的输出端接比较器的反相输入端，比较器的输出端接MOS管驱动电路的输入端，输出控制信号VZCD用于使能驱动电路开通MOS管Q。信号处理电路可以采用单片机或由运放搭建的比例放大电路。
信号处理电路的输出信号为
Figure 829773DEST_PATH_IMAGE011
，其中，k为比例系数，Vin为全桥输入整流电路的输出电压，Vout为直流输出端的输出电压。分压电路的分压比为K，分压电路的输出信号为KVDS， VDS为MOS管D极相对于S极的电压。
信号处理电路采用单正压供电，比较器采用正负5V双电源供电。
本发明通过一种纯模拟电路的方式，精确找到PFC电感电流回到零后，MOS管两端电压VDS震荡的最低点，在最低点让VZCD信号变为高电平，从而控制MOS管的开通，以达到减小开通损耗的效果。
如图3所示，将交流整流后电压Vin和PFC输出电压Vout输入信号处理器，通过处理后输出信号
Figure 191616DEST_PATH_IMAGE012
，k为比例系数。将信号
Figure 358286DEST_PATH_IMAGE013
给到比较器的同相输入端，作为比较器的基准，再将MOS管D极相对于S极的电压的VDS分压后得到KVDS给到比较器的反相输入端。信号处理器采用单正压供电，从而
Figure 422057DEST_PATH_IMAGE014
。比较器采用正负电源双电源供电，从而保证当VDS震荡到小于零时，比较器仍然能够处理KVDS这个信号。如图3所示，当电压Vin随着交流电压变化而变化的过程中，信号处理器的输出电压
Figure 417695DEST_PATH_IMAGE015
也将发生变化，当
Figure 365534DEST_PATH_IMAGE016
时，输出电压为正，当
Figure 421215DEST_PATH_IMAGE017
时输出为零。MOS管的两端电压直接反映在比较器的反相输入端上，其波形如图4和图5所示的VDS波形。当交流电压
Figure 706703DEST_PATH_IMAGE018
时，VDS震荡到波谷，比较器同相输入端的电压大于反相输入端的电压，输出VZCD由低电平转换成高电平，MOS管打开。当交流电压
Figure 991185DEST_PATH_IMAGE019
时，VDS震荡到零，比较器输出VZCD为高电平，MOS管打开。在图4和图5中，iL是PFC电感电流。
本发明通过模拟电路实现精准的VDS电压检测，确定电感电流回到零，将VDS震荡波谷电压的变化反应在比较器的基准电压上，让基准电压随着Vin和Vout变化而变化，从而保证总能在MOS管两端电压震荡在最低时打开MOS管，减小开关损耗。

Claims (6)

1.一种CRM模式PFC的电感电流过零检测电路，PFC包括输入整流电路、电感、MOS管、MOS管驱动电路、输出整流电路和直流输出端，其特征在于，包括信号处理电路、比较器和分压电路，输入整流电路通过直流母线接MOS管的两端，电感串接在直流母线中；输出整流电路的输入端接MOS管的两端，输出整流电路的输出端为所述的直流输出端；信号处理电路的第一输入端接输入整流电路的输出电压，第二输入端接直流输出端的输出电压，输出端接比较器的同相输入端；分压电路接MOS管D极相对于S极的电压，分压电路的输出端接比较器的反相输入端，比较器的输出端接MOS管驱动电路的输入端。
2.根据权利要求1所述的电感电流过零检测电路，其特征在于，信号处理电路的输出信号为
Figure 637144DEST_PATH_IMAGE001
，其中，k为比例系数，Vin为输入整流电路的输出电压，Vout为直流输出端的输出电压；分压电路的分压比为K，分压电路的输出信号为KVDS，VDS为MOS管D极相对于S极的电压。
3.根据权利要求1所述的电感电流过零检测电路，其特征在于，电感串接在直流正母线中，MOS管的D极接直流正母线，S极接直流负母线。
4.根据权利要求1所述的电感电流过零检测电路，其特征在于，输出整流电路包括整流二极管，直流输出端包括输出电容，整流二极管的阳极接MOS管的D极，输出电容的一端接整流二极管的阴极，另一端接MOS管的S极。
5.根据权利要求1所述的电感电流过零检测电路，其特征在于，信号处理器采用单正压供电，比较器采用正负双电源供电。
6.根据权利要求1所述的电感电流过零检测电路，其特征在于，当交流电压
Figure 634966DEST_PATH_IMAGE002
时，
Figure 142171DEST_PATH_IMAGE003
震荡到波谷，比较器同相输入端的电压大于反相输入端的电压，比较器输出
Figure 479611DEST_PATH_IMAGE004
由低电平转换成高电平，MOS管打开；当交流电压
Figure 404973DEST_PATH_IMAGE005
时，
Figure 536877DEST_PATH_IMAGE006
震荡到零，比较器输出
Figure 796957DEST_PATH_IMAGE007
为高电平，MOS管打开。
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