CN114513132A - 一种隔离半桥变换器及其建模与环路参数设计方法 - Google Patents

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Abstract

一种隔离半桥变换器的建模与环路参数设计方法，属于电力电子变换技术领域，解决如何高效且精准地实现隔离半桥变换器由直流低压到直流高压的快速稳定输出的问题，利用能量守恒原理对隔离半桥变换器主电路进行建模，得到隔离半桥变换器主电路的开环传递函数；设计隔离半桥变换器闭环控制系统，得到无补偿情况下隔离半桥变换器控制系统的开环传递函数；设置相应的穿越频率和相位裕度，得到补偿网络传递函数，利用补偿网络对隔离半桥变换器进行系统校正；本发明模型的精度更高，在高精度模型的基础上得到补偿网络传递函数，对隔离半桥变换器的输出电压进行闭环调节，使隔离半桥变换器高效且精准地实现由直流低压到直流高压的快速稳定输出。

Description

一种隔离半桥变换器及其建模与环路参数设计方法
技术领域
本发明属于电力电子变换技术领域，更具体涉及一种隔离半桥变换器及其建模与环路参数设计方法。
背景技术
隔离半桥变换器因结构简单和抗干扰能力强等优点，被广泛应用于电网的中小功率离线式变换器当中。隔离半桥变换器是高阶、非线性、离散系统，因此其电路动态解析的分析方法复杂，而为解决工程应用中变换器的设计问题，建模分析是必不可少的环节。
解析建模法是变换器建模的一种重要方法，例如文献公开日期为2017年的文献《半桥LLC谐振变换器的控制环路设计》(东南大学，罗阳)首先研究了半桥LLC谐振变换器的工作原理，详细分析了初级开关管的ZVS及次级整流二极管的ZCS软开关过程。接着使用基波等效(FHA)的方法简化LLC谐振电路，利用Matlab软件对其等效电路进行了仿真，分析了稳态特性。随后给出了谐振槽谐振元件参数的设计步骤，并对参数进行了完整设计。在此基础上，对半桥LLC谐振变换器采用扩展描述函数(EDF)的方法进行了小信号建模，利用Matlab软件仿真验证了小信号模型，根据小信号模型的动态特性曲线，指导设计控制环路。最后利用PSIM软件搭建了半桥LLC谐振变换器闭环系统,仿真分析了变换器的稳态性能、动态性能，并验证了控制环路设计的正确性和有效性。然而上述文献采用的解析法是在理想状态下的建模，未考虑变换器寄生参数的影响，不利于提高建模精度。在控制环路参数的设计中，试凑法是过去最常用的一种，但是试凑法存在效率低，精度差的问题，目前还缺少一种高效、精准的控制策略及相应控制环路的参数设计方法。电路建模是控制环路参数设计中不可缺少的，目前的建模方法没有完全考虑寄生参数的影响。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于如何高效且精准地实现隔离半桥变换器由直流低压到直流高压的快速稳定输出。
本发明是通过以下技术方案解决上述技术问题的：
一种隔离半桥变换器的建模与环路参数设计方法，所述的隔离半桥变换器包括：直流电源VI，功率开关管S1、功率开关管S2，变压器T，二极管D1、二极管D2，滤波电容C，负载电阻R，电感L；所述的直流电源VI由两个相同的直流电源VI/2串联构成，所述的功率开关管S1与功率开关管S2串联后构成半桥的桥臂，桥臂的上端与直流电源VI的正极连接，桥臂的下端与直流电源VI的负极连接，变压器T的一次侧的两个输入端分别与两个直流电源VI/2的串联公共点以及桥臂的中点连接；二极管D1的阳极与变压器T的二次侧的第一输出端连接，二极管D1的阴极与电感L的一端连接，电感L的另一端与滤波电容C与负载电阻R的一个并联公共端连接，滤波电容C与负载电阻R的另一个并联公共端与变压器T的二次侧的第二输出端连接，二极管D2的阳极连接在变压器T的二次侧的第三输出端，二极管D2的阴极与二极管D1的阴极连接，所述的建模与环路参数设计方法包括以下步骤：
S1、利用能量守恒原理对隔离半桥变换器主电路进行建模，得到隔离半桥变换器主电路的开环传递函数；
S2、设计隔离半桥变换器闭环控制系统，得到无补偿情况下隔离半桥变换器控制系统的开环传递函数；所述的隔离半桥变换器闭环控制系统包括：PWM调制器、补偿网络、隔离半桥变换器主电路、采样电路；所述的采样电路用于采集隔离半桥变换器主电路的输出电压并将其输入到补偿网络中，补偿网络的输出电压送入PWM调制器的同相输入端，与PWM调制器的反向输入端设定的比较电压进行比较，从而产生控制隔离半桥变换器主电路的PWM波形；
S3、设置相应的穿越频率和相位裕度，得到补偿网络传递函数，利用补偿网络对隔离半桥变换器进行系统校正。
本发明的技术方案运用能量守恒原理在非理想情况下对隔离半桥变换器进行交流小信号建模，使得模型的精度更高，在高精度模型的基础上，设置相应的穿越频率和相位裕度，得到补偿网络传递函数，对隔离半桥变换器的输出电压进行闭环调节，使隔离半桥变换器高效且精准地实现由直流低压到直流高压的快速稳定输出。
进一步地，步骤S1中所述的得到隔离半桥变换器主电路的开环传递函数的方法如下为：
S11、将隔离半桥变换器进行非理想化转换得到隔离半桥等效电路；
S12、运用能量守恒原理将隔离半桥等效电路转换为隔离半桥变换器的大信号平均模型；
S13、将隔离半桥变换器大信号平均模型中的平均量分离扰动，分解为相应的交流分量和交流小信号分量，得到隔离半桥变换器交流小信号模型与主电路的开环传递函数。
进一步地，步骤S11中所述的将隔离半桥变换器进行非理想化转换得到隔离半桥等效电路的方法如下：二极管D1等效为理想开关SD1、电压源UF和二极管导通电阻rD的串联；二极管D2等效为理想开关SD2、电压源UF和二极管导通电阻rD的串联；功率开关管S1等效为理想开关S11与其导通电阻rDS的串联；功率开关管S2等效为理想开关S21与其导通电阻rDS的串联，变压器T一次侧绕组电阻为rT1，变压器T二次侧绕组电阻为rT2，电感L寄生电阻为rL。
进一步地，步骤S12中所述的运用能量守恒原理将隔离半桥等效电路转换为隔离半桥变换器的大信号平均模型的方法如下：
运用能量守恒原理对隔离半桥等效电路进行建模，<iS(t)>TS为一个开关周期内流过功率开关管的平均电流，iS为流过功率开关管的瞬时电流；<iL(t)>TS为一个开关周期内流过电感L的平均电流，iL为流过电感L的瞬时电流；功率开关管等效电流源为一个周期内功率开关管流过平均电流<iS(t)>TS＝D/n<iL(t)>TS，二极管等效电压源为二极管一个周期内承受耐压值VD＝VID/2n；
一个开关周期内流过功率开关管的电流有效值IS为：
Figure BDA0003517539960000031
功率开关管导通电阻rDS及变压器T一次侧绕组电阻rT1的功率损耗为：
Figure BDA0003517539960000032
由上式可得隔离半桥变换器原边电阻的等效平均值Req1＝(rDS+rT1)/D；
一个周期内二极管电流有效值ID为：
Figure BDA0003517539960000033
二极管导通电阻rD及变压器T二次侧绕组电阻rT2的功率损耗为：
Figure BDA0003517539960000041
由上式可得二极管导通电阻及变压器T二次侧绕组电阻的等效平均值为：
Req2＝(1-2D)(rD+rT2)
由此得到隔离半桥变换器的大信号平均模型。
进一步地，步骤S13中所述的得到隔离半桥变换器交流小信号模型与隔离半桥变换器主电路的开环传递函数的方法为：
将隔离半桥大信号平均模型中的平均量分离扰动，分解为相应的交流分量和交流小信号分量：
d＝D+d(t)
vI＝VI+vI(t)
iL＝IL+iL(t)
忽略其中的高阶微小量，得到隔离半桥变换器交流小信号模型；
此时令vI＝0，则隔离半桥变换器主电路的开环传递函数为：
Figure BDA0003517539960000042
其中，Gvd(s)为主电路开环传递函数，iL(s)为流过电感L的瞬时电流的频域表示，n变压器变比，r为等效阻抗，s表示所述隔离半桥变换器的复频率；d(s)为占空比的频域表示，VO(S)主电路输出电压的频域表示。
进一步地，步骤S2中所述的无补偿情况下隔离半桥变换器控制系统的开环传递函数为：
G(s)＝H(s)Fm(s)Gvd(s)
其中，H(s)为采样回路的传递函数，Fm(s)为PWM调制器的传递函数，Gvd(s)为隔离半桥变换器主电路的开环传递函数。
进一步地，所述的PWM调制器的传递函数为：
Figure BDA0003517539960000043
其中，是PWM调制器的反向输入端电压幅值。
进一步地，所述的采样回路的传递函数为：
Figure BDA0003517539960000051
其中，Vf(S)为采样电路输出电压的频域表示，P为采样电路的电压传感器的转换率，Rin为原边采样电阻，ROUT为副边采样电阻。
进一步地，步骤S3中所述的补偿网络的传递函数为：
Figure BDA0003517539960000052
其中，kp，ki均为补偿网络的系数。
一种采用所述的建模与环路参数设计方法的隔离半桥变换器，包括：直流电源VI，功率开关管S1、功率开关管S2，变压器T，二极管D1、二极管D2，滤波电容C，负载电阻R，电感L；所述的直流电源VI由两个相同的直流电源VI/2串联构成，所述的功率开关管S1与功率开关管S2串联后构成半桥的桥臂，桥臂的上端与直流电源VI的正极连接，桥臂的下端与直流电源VI的负极连接，变压器T的一次侧的两个输入端分别与两个直流电源VI/2的串联公共点以及桥臂的中点连接；二极管D1的阳极与变压器T的二次侧的第一输出端连接，二极管D1的阴极与电感L的一端连接，电感L的另一端与滤波电容C与负载电阻R的一个并联公共端连接，滤波电容C与负载电阻R的另一个并联公共端与变压器T的二次侧的第二输出端连接，二极管D2的阳极连接在变压器T的二次侧的第三输出端，二极管D2的阴极与二极管D1的阴极连接。
本发明的优点在于：
本发明的技术方案运用能量守恒原理在非理想情况下对隔离半桥变换器进行交流小信号建模，使得模型的精度更高，在高精度模型的基础上，设置相应的穿越频率和相位裕度，得到补偿网络传递函数，对隔离半桥变换器的输出电压进行闭环调节，使隔离半桥变换器高效且精准地实现由直流低压到直流高压的快速稳定输出。
附图说明
图1为本发明实施例的一种隔离半桥变换器的电路图；
图2为本发明实施例的一种隔离半桥变换器的建模与环路参数设计方法的流程图；
图3为本发明实施例的一种隔离半桥变换器等效电路；
图4为本发明实施例的一种隔离半桥变换器大信号平均模型图；
图5为本发明实施例的一种隔离半桥变换器交流小信号模型图；
图6为本发明实施例的一种隔离半桥变换器闭环输出电压图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
下面结合说明书附图以及具体的实施例对本发明的技术方案作进一步描述：
实施例一
如图1所示，本发明实施例的一种隔离半桥变换器包括：直流电源VI，功率开关管S1、功率开关管S2，变压器T，二极管D1、二极管D2，滤波电容C，负载电阻R，电感L；所述的直流电源VI由两个相同的直流电源VI/2串联构成，所述的功率开关管S1与功率开关管S2串联后构成半桥的桥臂，桥臂的上端与直流电源VI的正极连接，桥臂的下端与直流电源VI的负极连接，变压器T的一次侧的两个输入端分别与两个直流电源VI/2的串联公共点以及桥臂的中点连接；二极管D1的阳极与变压器T的二次侧的第一输出端连接，二极管D1的阴极与电感L的一端连接，电感L的另一端与滤波电容C与负载电阻R的一个并联公共端连接，滤波电容C与负载电阻R的另一个并联公共端与变压器T的二次侧的第二输出端连接，二极管D2的阳极连接在变压器T的二次侧的第三输出端，二极管D2的阴极与二极管D1的阴极连接。
本实施例中，隔离半桥变换器设置的参数如下：直流电源电压VI＝24V，负载电阻R＝100Ω，电感L＝0.2mH，变压器T的变比n＝0.16，滤波电容C＝1200μF，驱动脉冲占空比D＝0.45，变压器T一次侧绕组电阻rT1＝0.2Ω，电感寄生电阻rL＝0.3Ω，变压器T二次侧绕组电阻rT2＝1.7Ω，二极管导通电阻rD＝0.44Ω，功率开关管导通电阻rDS＝0.03Ω。
如图2所示，本发明实施例的一种隔离半桥变换器的建模与环路参数设计方法，具体包括以下步骤：
1、利用能量守恒原理对隔离半桥变换器进行建模，得到隔离半桥变换器主电路的开环传递函数。
1.1、将隔离半桥变换器进行非理想化转换得到隔离半桥等效电路。
如图3所示，首先考虑变换器中电子元器件寄生参数的影响，做出如下等效：二极管D1等效为理想开关SD1、电压源UF和二极管导通电阻rD的串联；二极管D2等效为理想开关SD2、电压源UF和二极管导通电阻rD的串联；功率开关管S1等效为理想开关S1与其导通电阻rDS的串联；功率开关管S2等效为理想开关S2与其导通电阻rDS的串联；rT1为变压器T一次侧绕组电阻，rT2为变压器T二次侧绕组电阻，rL为电感寄生电阻。由此得到隔离半桥等效电路。
1.2、运用能量守恒原理将隔离半桥等效电路转换为隔离半桥变换器的大信号平均模型。
如图4所示，运用能量守恒原理对隔离半桥等效电路进行建模，<iS(t)>TS为一个开关周期内流过功率开关管的平均电流，iS为流过功率开关管的瞬时电流；<iL(t)>TS为一个开关周期内流过电感L的平均电流，iL为流过电感L的瞬时电流。功率开关管等效电流源为一个周期内功率开关管流过平均电流<iS(t)>TS＝D/n<iL(t)>TS，二极管等效电压源为二极管一个周期内承受耐压值VD＝VID/2n。
一个开关周期内流过功率开关管的电流有效值IS为：
Figure BDA0003517539960000071
功率开关管导通电阻rDS及变压器T一次侧绕组电阻rT1的功率损耗为：
Figure BDA0003517539960000072
由上式可得隔离半桥变换器原边电阻的等效平均值Req1＝(rDS+rT1)/D。
一个周期内二极管电流有效值ID为：
Figure BDA0003517539960000073
二极管导通电阻rD及变压器T二次侧绕组电阻rT2的功率损耗为：
Figure BDA0003517539960000081
由上式可得二极管导通电阻及变压器T二次侧绕组电阻的等效平均值为:
Req2＝(1-2D)(rD+rT2)
由此得到隔离半桥变换器的大信号平均模型。
1.3、将隔离半桥变换器大信号平均模型中的平均量分离扰动，分解为相应的交流分量和交流小信号分量，得到隔离半桥变换器交流小信号模型与主电路的开环传递函数。
将隔离半桥大信号平均模型中的平均量分离扰动，分解为相应的交流分量和交流小信号分量：
d＝D+d(t)
vI＝VI+vI(t)
iL＝IL+iL(t)
忽略其中的高阶微小量，得到隔离半桥变换器交流小信号模型，如图5所示。
此时令vI＝0，则主电路开环传递函数为：
Figure BDA0003517539960000082
2、确定闭环系统结构，得到无补偿情况下隔离半桥变换器系统的开环传递函数。
隔离半桥变换器闭环系统由PWM调制器、补偿网络、隔离半桥主电路以及采样电路构成；所述的采样电路采样隔离半桥变换器系统的隔离半桥主电路的输出电压输入到补偿网络，补偿网络的输出电压送入PWM调制器的同相输入端，与PWM调制器的反向输入端设定的比较电压进行比较，从而产生控制主电路的PWM波形。
脉宽调制器(PWM)是一个电压比较器，比较器同相输入端Vc为补偿网络的输出电压，反向输入端是幅值为Vm＝2.4V，周期为T的锯齿波Se，由此可得PWM调制器的传递函数
Figure BDA0003517539960000083
采样电路的电压传感器的转换率P为2500:1000，且原边采样电阻Rin为5350Ω，副边采样电阻ROUT为150Ω，所以采样回路的传递函数为：
Figure BDA0003517539960000091
上述各部分电路传递函数推导，在无补偿情况下系统的开环传递函数为：
Figure BDA0003517539960000092
3、设置相应的穿越频率和相位裕度，得到补偿网络传递函数，根据输出电压稳态效果，利用补偿网络对隔离半桥变换器进行系统校正，使其输出达到快速稳定效果。
已知隔离半桥变换器开关频率为33kHz，而穿越频率通常为开关频率的十分之一。所以选取穿越频率为3.3kHz，相位裕度为60°，得到补偿网络传递函数为：
Figure BDA0003517539960000093
隔离半桥变换器采用系统补偿后的闭环系统的输出电压波形如图6示，系统能在0.1s内快速稳定且超调量控制在3％以内，且在0.3s时改变负载大小系统仍然能够快速稳定输出。
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.一种隔离半桥变换器的建模与环路参数设计方法，其特征在于，所述的隔离半桥变换器包括：直流电源VI，功率开关管S1、功率开关管S2，变压器T，二极管D1、二极管D2，滤波电容C，负载电阻R，电感L；所述的直流电源VI由两个相同的直流电源VI/2串联构成，所述的功率开关管S1与功率开关管S2串联后构成半桥的桥臂，桥臂的上端与直流电源VI的正极连接，桥臂的下端与直流电源VI的负极连接，变压器T的一次侧的两个输入端分别与两个直流电源VI/2的串联公共点以及桥臂的中点连接；二极管D1的阳极与变压器T的二次侧的第一输出端连接，二极管D1的阴极与电感L的一端连接，电感L的另一端与滤波电容C与负载电阻R的一个并联公共端连接，滤波电容C与负载电阻R的另一个并联公共端与变压器T的二次侧的第二输出端连接，二极管D2的阳极连接在变压器T的二次侧的第三输出端，二极管D2的阴极与二极管D1的阴极连接，所述的建模与环路参数设计方法包括以下步骤：
S1、利用能量守恒原理对隔离半桥变换器主电路进行建模，得到隔离半桥变换器主电路的开环传递函数；
S2、设计隔离半桥变换器闭环控制系统，得到无补偿情况下隔离半桥变换器控制系统的开环传递函数；所述的隔离半桥变换器闭环控制系统包括：PWM调制器、补偿网络、隔离半桥变换器主电路、采样电路；所述的采样电路用于采集隔离半桥变换器主电路的输出电压并将其输入到补偿网络中，补偿网络的输出电压送入PWM调制器的同相输入端，与PWM调制器的反向输入端设定的比较电压进行比较，从而产生控制隔离半桥变换器主电路的PWM波形；
S3、设置相应的穿越频率和相位裕度，得到补偿网络传递函数，利用补偿网络对隔离半桥变换器进行系统校正。
2.根据权利要求1所述的一种隔离半桥变换器的建模与环路参数设计方法，其特征在于，步骤S1中所述的得到隔离半桥变换器主电路的开环传递函数的方法如下为：
S11、将隔离半桥变换器进行非理想化转换得到隔离半桥等效电路；
S12、运用能量守恒原理将隔离半桥等效电路转换为隔离半桥变换器的大信号平均模型；
S13、将隔离半桥变换器大信号平均模型中的平均量分离扰动，分解为相应的交流分量和交流小信号分量，得到隔离半桥变换器交流小信号模型与主电路的开环传递函数。
3.根据权利要求2所述的一种隔离半桥变换器的建模与环路参数设计方法，其特征在于，步骤S11中所述的将隔离半桥变换器进行非理想化转换得到隔离半桥等效电路的方法如下：二极管D1等效为理想开关SD1、电压源UF和二极管导通电阻rD的串联；二极管D2等效为理想开关SD2、电压源UF和二极管导通电阻rD的串联；功率开关管S1等效为理想开关S11与其导通电阻rDS的串联；功率开关管S2等效为理想开关S21与其导通电阻rDS的串联，变压器T一次侧绕组电阻为rT1，变压器T二次侧绕组电阻为rT2，电感L寄生电阻为rL。
4.根据权利要求3所述的一种隔离半桥变换器的建模与环路参数设计方法，其特征在于，步骤S12中所述的运用能量守恒原理将隔离半桥等效电路转换为隔离半桥变换器的大信号平均模型的方法如下：
运用能量守恒原理对隔离半桥等效电路进行建模，<iS(t)>TS为一个开关周期内流过功率开关管的平均电流，iS为流过功率开关管的瞬时电流；<iL(t)>TS为一个开关周期内流过电感L的平均电流，iL为流过电感L的瞬时电流；功率开关管等效电流源为一个周期内功率开关管流过平均电流<iS(t)>TS＝D/n<iL(t)>TS，二极管等效电压源为二极管一个周期内承受耐压值VD＝VID/2n；
一个开关周期内流过功率开关管的电流有效值IS为：
Figure FDA0003517539950000021
功率开关管导通电阻rDS及变压器T一次侧绕组电阻rT1的功率损耗为：
Figure FDA0003517539950000022
由上式可得隔离半桥变换器原边电阻的等效平均值Req1＝(rDS+rT1)/D；
一个周期内二极管电流有效值ID为：
Figure FDA0003517539950000023
二极管导通电阻rD及变压器T二次侧绕组电阻rT2的功率损耗为：
Figure FDA0003517539950000031
由上式可得二极管导通电阻及变压器T二次侧绕组电阻的等效平均值为：
Req2＝(1-2D)(rD+rT2)
由此得到隔离半桥变换器的大信号平均模型。
5.根据权利要求4所述的一种隔离半桥变换器的建模与环路参数设计方法，其特征在于，步骤S13中所述的得到隔离半桥变换器交流小信号模型与隔离半桥变换器主电路的开环传递函数的方法为：
将隔离半桥大信号平均模型中的平均量分离扰动，分解为相应的交流分量和交流小信号分量：
d＝D+d(t)
vI＝VI+vI(t)
iL＝IL+iL(t)
忽略其中的高阶微小量，得到隔离半桥变换器交流小信号模型；
此时令vI＝0，则隔离半桥变换器主电路的开环传递函数为：
Figure FDA0003517539950000032
其中，Gvd(s)为主电路开环传递函数，iL(s)为流过电感L的瞬时电流的频域表示，n变压器变比，r为等效阻抗，s表示所述隔离半桥变换器的复频率；d(s)为占空比的频域表示，VO(S)主电路输出电压的频域表示。
6.根据权利要求1所述的一种隔离半桥变换器的建模与环路参数设计方法，其特征在于，步骤S2中所述的无补偿情况下隔离半桥变换器控制系统的开环传递函数为：
G(s)＝H(s)Fm(s)Gvd(s)
其中，H(s)为采样回路的传递函数，Fm(s)为PWM调制器的传递函数，Gvd(s)为隔离半桥变换器主电路的开环传递函数。
7.根据权利要求6所述的一种隔离半桥变换器的建模与环路参数设计方法，其特征在于，所述的PWM调制器的传递函数为：
Figure FDA0003517539950000041
其中，是PWM调制器的反向输入端电压幅值。
8.根据权利要求7所述的一种隔离半桥变换器的建模与环路参数设计方法，其特征在于，所述的采样回路的传递函数为：
Figure FDA0003517539950000042
其中，Vf(S)为采样电路输出电压的频域表示，P为采样电路的电压传感器的转换率，Rin为原边采样电阻，ROUT为副边采样电阻。
9.根据权利要求8所述的一种隔离半桥变换器的建模与环路参数设计方法，其特征在于，步骤S3中所述的补偿网络的传递函数为：
Figure FDA0003517539950000043
其中，kp，ki均为补偿网络的系数。
10.一种采用权利要求1-9任一项所述的建模与环路参数设计方法的隔离半桥变换器，其特征在于，包括：直流电源VI，功率开关管S1、功率开关管S2，变压器T，二极管D1、二极管D2，滤波电容C，负载电阻R，电感L；所述的直流电源VI由两个相同的直流电源VI/2串联构成，所述的功率开关管S1与功率开关管S2串联后构成半桥的桥臂，桥臂的上端与直流电源VI的正极连接，桥臂的下端与直流电源VI的负极连接，变压器T的一次侧的两个输入端分别与两个直流电源VI/2的串联公共点以及桥臂的中点连接；二极管D1的阳极与变压器T的二次侧的第一输出端连接，二极管D1的阴极与电感L的一端连接，电感L的另一端与滤波电容C与负载电阻R的一个并联公共端连接，滤波电容C与负载电阻R的另一个并联公共端与变压器T的二次侧的第二输出端连接，二极管D2的阳极连接在变压器T的二次侧的第三输出端，二极管D2的阴极与二极管D1的阴极连接。
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