CN114337332A - 三相电源变换电路、电路控制方法、线路板及空调器 - Google Patents

三相电源变换电路、电路控制方法、线路板及空调器 Download PDF

Info

Publication number
CN114337332A
CN114337332A CN202011066402.3A CN202011066402A CN114337332A CN 114337332 A CN114337332 A CN 114337332A CN 202011066402 A CN202011066402 A CN 202011066402A CN 114337332 A CN114337332 A CN 114337332A
Authority
CN
China
Prior art keywords
phase
voltage
bidirectional switch
capacitor
power supply
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202011066402.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN114337332B (zh
Inventor
黄招彬
龙谭
赵鸣
杨建宁
徐锦清
曾贤杰
霍兆镜
文先仕
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
GD Midea Air Conditioning Equipment Co Ltd
Chongqing Midea Refrigeration Equipment Co Ltd
Original Assignee
GD Midea Air Conditioning Equipment Co Ltd
Chongqing Midea Refrigeration Equipment Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by GD Midea Air Conditioning Equipment Co Ltd, Chongqing Midea Refrigeration Equipment Co Ltd filed Critical GD Midea Air Conditioning Equipment Co Ltd
Priority to CN202011066402.3A priority Critical patent/CN114337332B/zh
Priority to US18/021,182 priority patent/US20230318433A1/en
Priority to PCT/CN2021/118016 priority patent/WO2022068565A1/zh
Priority to EP21874226.0A priority patent/EP4191862A4/en
Publication of CN114337332A publication Critical patent/CN114337332A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN114337332B publication Critical patent/CN114337332B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0043—Converters switched with a phase shift, i.e. interleaved
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F24—HEATING; RANGES; VENTILATING
    • F24F—AIR-CONDITIONING; AIR-HUMIDIFICATION; VENTILATION; USE OF AIR CURRENTS FOR SCREENING
    • F24F11/00—Control or safety arrangements
    • F24F11/88—Electrical aspects, e.g. circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4216—Arrangements for improving power factor of AC input operating from a three-phase input voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/2173—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a biphase or polyphase circuit arrangement
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4833—Capacitor voltage balancing
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Combustion & Propulsion (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Ac-Ac Conversion (AREA)

Abstract

本发明公开了一种三相电源变换电路、电路控制方法、线路板及空调器，三相电源变换电路包括整流模块、储能模块、控制模块和直流负载模块；整流模块包括三相整流桥和双向开关组件；储能模块包括第一电容和第二电容；直流负载模块包括与第一电容并联的第一直流负载或者与第二电容并联的第二直流负载；根据三相交流电源的三相电压控制第一双向开关、第二双向开关和第三双向开关，以使第一电容两端的电压或者第二电容两端的电压保持稳定，即可以通过第一电容或者第二电容供电给到直流风机和辅助电源等电压等级较低的直流负载，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。

Description

三相电源变换电路、电路控制方法、线路板及空调器
技术领域
本发明涉及空调器技术领域，特别涉及一种三相电源变换电路、电路控制方法、线路板及空调器。
背景技术
在三相电源供电的高能效变频空调系统中，除了变频压缩机负载外，还有直流风机负载，有的空调系统带一个直流风机，有的空调系统带有两个直流风机甚至更多。现有技术方案一般是，三相电源经过无源PFC整流电路或者两电平有源PFC整流电路后输出高压直流母线电压，变频压缩机负载接在高压直流母线电压上；而直流风机负载不是从高压直流母线电压上取电，而是通过另外独立的一路相电压整流后供电。
这样设计的原因在于，驱动直流风机的IPM(Intelligent Power Module,智能功率模块)模块耐压不够，不能直接从高压直流母线取电。一般地，三相线电压有效值标称380V，那么整流后的高压直流母线电压为537V；加上10％的电源电压波动允许误差，高压直流母线电压将可能达到590V；如果采用有源PFC控制，直流母线电压可以进一步上升。高压电解电容的耐压一般字450V或以下，在此应用场景下，直流母线的高压电解电容必须采用两级串联方式提高耐压，两级串联耐压理论上可达900V。而驱动直流风机IPM模块的耐压一般为500V或者600V，加上IPM模块耐压降额设计要求，实际上直流风机IPM模块的输入电压一般也要在450V以下。由于高压直流母线的电压高于直流风机IPM模块输入电压要求，导致无法直接从高压直流母线取电。
现有技术方案，采用独立的一路相电压整流后给直流风机负载供电，这样可以整流出来的直流电压是满足直流风机IPM模块耐压要求的。但这也导致驱动直流风机这一相供电的负载高于另外两相，并且增加的这一部分负载没有经过两电平有源PFC电路，造成该相电流谐波明显更大，三相电流不平衡，且难以满足IEC(International Electrotechnical Commission，国际电工委员会)谐波要求。
发明内容
以下是对本文详细描述的主题的概述。本概述并非是为了限制权利要求的保护范围。
本发明的目的在于至少解决现有技术中存在的技术问题之一，提供一种三相电源变换电路、电路控制方法、线路板及空调器，能够提供稳定的电压，平衡三相电流，有效降低谐波。
第一方面，本发明实施例提供一种三相电源变换电路，包括整流模块、储能模块、直流负载模块和控制模块；
所述整流模块包括三相整流桥和双向开关组件，所述三相整流桥包括相互并联的第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂；所述双向开关组件包括第一双向开关、第二双向开关和第三双向开关，所述第一双向开关的一端连接所述第一桥臂的中点，所述第二双向开关的一端连接所述第二桥臂的中点，所述第三双向开关的一端连接所述第三桥臂的中点；
所述储能模块与所述整流模块的直流输出端连接，所述储能模块包括相互串联的第一电容和第二电容，所述第一双向开关的另一端、所述第二双向开关的另一端、所述第三双向开关的另一端均连接于所述第一电容和所述第二电容之间；
所述直流负载模块包括与所述第一电容并联的第一直流负载或者与所述第二电容并联的第二直流负载；
所述控制模块与所述双向开关组件连接，用于根据三相交流电源的三相电压控制所述第一双向开关、所述第二双向开关和所述第三双向开关，以使所述第一电容两端的电压或者所述第二电容两端的电压保持为目标电压。
根据本发明实施例提供的三相电源变换电路，至少具有如下有益效果：通过在第一电容两端并联有第一直流负载或者在第二电容两端并联有第二直流负载，并根据三相交流电源的三相电压控制所述第一双向开关、所述第二双向开关和所述第三双向开关，以使所述第一电容两端的电压或者所述第二电容两端的电压保持为目标电压，从而保持第一电容或者第二电容两端的电压稳定，即可以通过第一电容或者第二电容供电给到直流风机和辅助电源等电压等级较低的直流负载，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。
上述三相电源变换电路中，所述根据三相交流电源的三相电压控制所述第一双向开关、所述第二双向开关和所述第三双向开关，包括：
当三相交流电源的最大相电压与中间相电压的差值小于第一电压值，且三相交流电源的中间相电压与最小相电压的差值小于第二电压值，所述控制模块以预设调制策略控制所述双向开关组件的通断；
其中，所述预设调制策略为：所述三相交流电源的中间相电压对应的双向开关保持导通，所述三相交流电源中除所述中间相电压外的其中一相电压对应的双向开关保持截止，另一相电压对应的双向开关交替导通截止。
通过在满足三相交流电源的最大相电压与中间相电压的差值小于第一电压值且三相交流电源的中间相电压与最小相电压的差值小于第二电压值条件的时间范围内，以预设调制策略控制双向开关组件的通断，使得在该时间范围内，对第一电容或者第二电容充电，从而保持第一电容或者第二电容两端的电压稳定，进而可以通过第一电容或者第二电容供电给到直流风机和辅助电源等电压等级较低的直流负载，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。
上述三相电源变换电路中，所述直流负载模块包括与所述第一电容并联的第一直流负载，所述预设调制策略具体为：
对应三相交流电源的最小相电压的双向开关保持截止，对应三相交流电源的中间相电压的双向开关保持导通，对应三相交流电源的最大相电压的双向开关交替导通截止。
当第一直流负载并联在第一电容两端时，即通过第一电容供电给到第一直流负载，此时预设调制策略为：对应三相交流电源的最小相电压的双向开关保持截止，对应三相交流电源的中间相电压的双向开关保持导通，对应三相交流电源的最大相电压的双向开关交替导通截止；能够在满足三相交流电源的最大相电压与中间相电压的差值小于第一电压值且三相交流电源的中间相电压与最小相电压的差值小于第二电压值条件的时间范围内，对第一电容进行充电，从而保持第一电容的电压稳定，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。
上述三相电源变换电路中，所述直流负载模块包括与所述第二电容并联的第二直流负载，所述预设调制策略具体为：
对应三相交流电源的最大相电压的双向开关保持截止，对应三相交流电源的中间相电压的双向开关保持导通，对应三相交流电源的最小相电压的双向开关交替导通截止。
当第二直流负载并联在第二电容两端时，即通过第二电容供电给到第二直流负载，此时预设调制策略为：对应三相交流电源的最大相电压的双向开关保持截止，对应三相交流电源的中间相电压的双向开关保持导通，对应三相交流电源的最小相电压的双向开关交替导通截止；能够在满足三相交流电源的最大相电压与中间相电压的差值小于第一电压值且三相交流电源的中间相电压与最小相电压的差值小于第二电压值条件的时间范围内，对第二电容进行充电，从而保持第二电容的电压稳定，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。
上述三相电源变换电路中，所述第一电压值为所述第一电容的目标电压设定值或者为所述第一电容的电压实测值。
第一电压值设定为第一电容的目标电压设定值或者电压实测值，意味着三相交流电源的最大相电压与中间相电压的差值小于第一电容的目标电压设定值或者电压实测值，此时三相交流电源的中间相电压对应的双向开关导通使得中间相电压连接至第一电容的一端，三相交流电源的最大相电压会通过三相整流桥的二极管连接至第一电容的另一端，因此施加在第一电容两端的电压正好为三相交流电源的最大相电压与中间相电压的差值，该差值小于第一电容的目标电压设定值或者电压实测值，能够保证第一电容两端的实际电压不会超过目标电压设定值或者电压实测值，避免第一电容受到过压而损坏。
上述三相电源变换电路中，所述第二电压值为所述第二电容的电压上限设定值或者为所述第二电容的电压实测值。
第二电压值设定为第二电容的电压上限设定值或者电压实测值，意味着三相交流电源的中间相电压与最小相电压的差值小于第二电容的电压上限设定值或者电压实测值，此时三相交流电源的中间相电压对应的双向开关导通使得中间相电压连接至第二电容的一端，三相交流电源的最小相电压会通过三相整流桥的二极管连接至第二电容的另一端，因此施加在第二电容两端的电压正好为三相交流电源的中间相电压与最小相电压的差值，该差值小于第二电容的电压上限设定值或者电压实测值，能够保证第二电容两端的实际电压不会超过电压上限设定值或者电压实测值，避免第二电容受到过压而损坏。
上述三相电源变换电路中，所述第一双向开关、所述第二双向开关和所述第三双向开关均包括两个反向并联的功率开关管。
采用两个反向并联的功率开关管组成的双向开关，为全控型双向导通功率开关，即可以通过控制信号实现双向导通，也可以通过控制信号实现双向阻断。具体的，通过控制两个功率开关管同时导通即为双向导通，通过控制两个功率开关管同时关断即为双向阻断。
上述三相电源变换电路中，所述第一双向开关、所述第二双向开关和所述第三双向开关均包括两个反向串联的功率开关管，两个所述功率开关管均反向并联有二极管。
采用反向串联的具有反向并联二极管的功率开关管组成的双向开关，为全控型双向导通功率开关，即可以通过控制信号实现双向导通，也可以通过控制信号实现双向阻断。具体的，通过控制两个功率开关管同时导通即为双向导通，通过控制两个功率开关管同时关断即为双向阻断。另外，二极管可以选用快恢复二极管。
上述三相电源变换电路中，所述第一双向开关、所述第二双向开关和所述第三双向开关均包括相互并联的第四桥臂、第五桥臂和第六桥臂，所述第四桥臂和所述第六桥臂均包括两个相互串联的二极管，所述第五桥臂包括一个功率开关管。
第二方面，本发明实施例提供一种电路控制方法，应用于三相电源变换电路，所述三相电源变换电路包括整流模块、储能模块和直流负载模块，所述整流模块包括三相整流桥和双向开关组件，所述三相整流桥包括相互并联的第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂；所述双向开关组件包括第一双向开关、第二双向开关和第三双向开关，所述第一双向开关的一端连接所述第一桥臂的中点，所述第二双向开关的一端连接所述第二桥臂的中点，所述第三双向开关的一端连接所述第三桥臂的中点；所述储能模块与所述整流模块的直流输出端连接，所述储能模块包括相互串联的第一电容和第二电容，所述第一双向开关的另一端、所述第二双向开关的另一端、所述第三双向开关的另一端均连接于所述第一电容和所述第二电容之间；所述直流负载模块包括与所述第一电容并联的第一直流负载或者与所述第二电容并联的第二直流负载；
所述方法包括：
根据三相交流电源的三相电压控制所述第一双向开关、所述第二双向开关和所述第三双向开关，以使所述第一电容两端的电压或者所述第二电容两端的电压保持为目标电压。
根据本发明实施例提供的电路控制方法，至少具有如下有益效果：通过在第一电容两端并联有第一直流负载或者在第二电容两端并联有第二直流负载，并根据三相交流电源的三相电压控制所述第一双向开关、所述第二双向开关和所述第三双向开关，以使所述第一电容两端的电压或者所述第二电容两端的电压保持为目标电压，从而保持第一电容或者第二电容两端的电压稳定，即可以通过第一电容或者第二电容供电给到直流风机和辅助电源等电压等级较低的直流负载，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。
上述的电路控制方法中，所述根据三相交流电源的三相电压控制所述第一双向开关、所述第二双向开关和所述第三双向开关，包括：
当三相交流电源的最大相电压与中间相电压的差值小于第一电压值，且三相交流电源的中间相电压与最小相电压的差值小于第二电压值，以预设调制策略控制所述双向开关组件的通断；
其中，所述预设调制策略为：所述三相交流电源的中间相电压对应的双向开关保持导通，所述三相交流电源中除所述中间相电压外的其中一相电压对应的双向开关保持截止，另一相电压对应的双向开关交替导通截止。
通过在满足三相交流电源的最大相电压与中间相电压的差值小于第一电压值且三相交流电源的中间相电压与最小相电压的差值小于第二电压值条件的时间范围内，以预设调制策略控制双向开关组件的通断，使得在该时间范围内，对第一电容或者第二电容充电，从而保持第一电容或者第二电容两端的电压稳定，进而可以通过第一电容或者第二电容供电给到直流风机和辅助电源等电压等级较低的直流负载，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。
上述的电路控制方法中，所述直流负载模块包括与所述第一电容并联的第一直流负载，所述预设调制策略具体为：
对应三相交流电源的最小相电压的双向开关保持截止，对应三相交流电源的中间相电压的双向开关保持导通，对应三相交流电源的最大相电压的双向开关交替导通截止。
当第一直流负载并联在第一电容两端时，即通过第一电容供电给到第一直流负载，此时预设调制策略为：对应三相交流电源的最小相电压的双向开关保持截止，对应三相交流电源的中间相电压的双向开关保持导通，对应三相交流电源的最大相电压的双向开关交替导通截止；能够在满足三相交流电源的最大相电压与中间相电压的差值小于第一电压值且三相交流电源的中间相电压与最小相电压的差值小于第二电压值条件的时间范围内，对第一电容进行充电，从而保持第一电容的电压稳定，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。
上述的电路控制方法中，所述直流负载模块包括与所述第二电容并联的第二直流负载，所述预设调制策略具体为：
对应三相交流电源的最大相电压的双向开关保持截止，对应三相交流电源的中间相电压的双向开关保持导通，对应三相交流电源的最小相电压的双向开关交替导通截止。
当第二直流负载并联在第二电容两端时，即通过第二电容供电给到第二直流负载，此时预设调制策略为：对应三相交流电源的最大相电压的双向开关保持截止，对应三相交流电源的中间相电压的双向开关保持导通，对应三相交流电源的最小相电压的双向开关交替导通截止；能够在满足三相交流电源的最大相电压与中间相电压的差值小于第一电压值且三相交流电源的中间相电压与最小相电压的差值小于第二电压值条件的时间范围内，对第二电容进行充电，从而保持第二电容的电压稳定，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。
上述的电路控制方法中，所述第一电压值为所述第一电容的目标电压设定值或者为所述第一电容的电压实测值。
第一电压值设定为第一电容的目标电压设定值或者电压实测值，意味着三相交流电源的最大相电压与中间相电压的差值小于第一电容的目标电压设定值或者电压实测值，此时三相交流电源的中间相电压对应的双向开关导通使得中间相电压连接至第一电容的一端，三相交流电源的最大相电压会通过三相整流桥的二极管连接至第一电容的另一端，因此施加在第一电容两端的电压正好为三相交流电源的最大相电压与中间相电压的差值，该差值小于第一电容的目标电压设定值或者电压实测值，能够保证第一电容两端的实际电压不会超过目标电压设定值或者电压实测值，避免第一电容受到过压而损坏。
上述的电路控制方法中，所述第二电压值为所述第二电容的电压上限设定值或者为所述第二电容的电压实测值。
第二电压值设定为第二电容的电压上限设定值或者电压实测值，意味着三相交流电源的中间相电压与最小相电压的差值小于第二电容的电压上限设定值或者电压实测值，此时三相交流电源的中间相电压对应的双向开关导通使得中间相电压连接至第二电容的一端，三相交流电源的最小相电压会通过三相整流桥的二极管连接至第二电容的另一端，因此施加在第二电容两端的电压正好为三相交流电源的中间相电压与最小相电压的差值，该差值小于第二电容的电压上限设定值或者电压实测值，能够保证第二电容两端的实际电压不会超过电压上限设定值或者电压实测值，避免第二电容受到过压而损坏。
第三方面，本发明实施例提供一种线路板，包括有如本发明第一方面实施例所述的三相电源变换电路。
根据本发明实施例提供的线路板，至少具有如下有益效果：通过在第一电容两端并联有第一直流负载或者在第二电容两端并联有第二直流负载，并根据三相交流电源的三相电压控制所述第一双向开关、所述第二双向开关和所述第三双向开关，以使所述第一电容两端的电压或者所述第二电容两端的电压保持为目标电压，从而保持第一电容或者第二电容两端的电压稳定，即可以通过第一电容或者第二电容供电给到直流风机和辅助电源等电压等级较低的直流负载，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。
第四方面，本发明实施例提供一种运行控制装置，包括至少一个处理器和用于与所述至少一个处理器通信连接的存储器；所述存储器存储有能够被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器能够执行如本发明第二方面实施例所述的电路控制方法。
根据本发明实施例提供的运行控制装置，至少具有如下有益效果：通过在第一电容两端并联有第一直流负载或者在第二电容两端并联有第二直流负载，并根据三相交流电源的三相电压控制所述第一双向开关、所述第二双向开关和所述第三双向开关，以使所述第一电容两端的电压或者所述第二电容两端的电压保持为目标电压，从而保持第一电容或者第二电容两端的电压稳定，即可以通过第一电容或者第二电容供电给到直流风机和辅助电源等电压等级较低的直流负载，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。
第五方面，本发明实施例提供一种空调器，包括如本发明第三方面实施例所述的线路板或者包括如本发明第四方面实施例所述的运行控制装置。
根据本发明实施例提供的空调器，至少具有如下有益效果：通过在第一电容两端并联有第一直流负载或者在第二电容两端并联有第二直流负载，并根据三相交流电源的三相电压控制所述第一双向开关、所述第二双向开关和所述第三双向开关，以使所述第一电容两端的电压或者所述第二电容两端的电压保持为目标电压，从而保持第一电容或者第二电容两端的电压稳定，即可以通过第一电容或者第二电容供电给到直流风机和辅助电源等电压等级较低的直流负载，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。
第六方面，本发明实施例提供一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有计算机可执行指令，所述计算机可执行指令用于使计算机执行如本发明第二方面实施例所述的电路控制方法。
根据本发明实施例提供的计算机可读存储介质，至少具有如下有益效果：通过在第一电容两端并联有第一直流负载或者在第二电容两端并联有第二直流负载，并根据三相交流电源的三相电压控制所述第一双向开关、所述第二双向开关和所述第三双向开关，以使所述第一电容两端的电压或者所述第二电容两端的电压保持为目标电压，从而保持第一电容或者第二电容两端的电压稳定，即可以通过第一电容或者第二电容供电给到直流风机和辅助电源等电压等级较低的直流负载，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。
附图说明
附图用来提供对本发明技术方案的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例一起用于解释本发明的技术方案，并不构成对本发明技术方案的限制。
图1是本发明的一个实施例提供的一种三相电源变换电路的电路原理图；
图2是本发明的另一个实施例提供的一种三相电源变换电路的电路原理图；
图3是本发明的一个实施例提供的一种三相电源变换电路的预设调制策略的示意图；
图4是本发明的另一个实施例提供的一种三相电源变换电路的预设调制策略的示意图；
图5是本发明的一个实施例提供的双向开关的具体结构图；
图6是本发明的另一个实施例提供的双向开关的具体结构图；
图7是本发明实施例提供的运行控制装置的结构图；
图8是图1中第一直流负载的情况一的电路原理图；
图9是图1中第一直流负载的情况二的电路原理图；
图10是图1中第一直流负载的情况三的电路原理图；
图11是图1中第一直流负载的情况四的电路原理图；
图12是图1中第一直流负载的情况五的电路原理图；
图13是图1中第一直流负载的情况六的电路原理图；
图14是图1中第一直流负载的情况七的电路原理图；
图15是图2中第二直流负载的情况一的电路原理图；
图16是图2中第二直流负载的情况二的电路原理图；
图17是图2中第二直流负载的情况三的电路原理图；
图18是图2中第二直流负载的情况四的电路原理图；
图19是图2中第二直流负载的情况五的电路原理图；
图20是图2中第二直流负载的情况六的电路原理图；
图21是图2中第二直流负载的情况七的电路原理图；
图22是本发明的又一个实施例提供的一种三相电源变换电路的电路原理图；
图23是图22中第一直流负载和第二直流负载的情况一的电路原理图；
图24是图22中第一直流负载和第二直流负载的情况二的电路原理图；
图25是图22中第一直流负载和第二直流负载的情况三的电路原理图；
图26是图22中第一直流负载和第二直流负载的情况四的电路原理图；
图27是图22中第一直流负载和第二直流负载的情况五的电路原理图；
图28是图22中第一直流负载和第二直流负载的情况六的电路原理图；
图29是本发明的又一个实施例提供的双向开关的具体结构图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
需要说明的是，虽然在装置示意图中进行了功能模块划分，在流程图中示出了逻辑顺序，但是在某些情况下，可以以不同于装置中的模块划分，或流程图中的顺序执行所示出或描述的步骤。说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。
本发明提供了一种三相电源变换电路、电路控制方法、线路板及空调器，能够提供稳定的电压，平衡三相电流，有效降低谐波。
下面结合附图，对本发明实施例作进一步阐述。
参照图1和图2，本发明的第一方面实施例提供一种三相电源变换电路，包括整流模块100、储能模块200、控制模块和直流负载模块；图1和图2中没有画出控制模块，但不影响对本实施例的理解。
整流模块100包括三相整流桥110和双向开关组件120，三相整流桥110包括相互并联的第一桥臂111、第二桥臂112和第三桥臂113，第一桥臂111包括相互串联的第一二极管D1和第二二极管D2，第二桥臂112包括相互串联的第三二极管D3和第四二极管D4，第三桥臂113包括相互串联的第五二极管D5和第六二极管D6；可以理解的是，第一桥臂111、第二桥臂112和第三桥臂113除了可以采用两个相互串联的二极管，也可以采用两个相互串联的开关管来实现；双向开关组件120包括第一双向开关121、第二双向开关122和第三双向开关123，第一双向开关121的一端连接第一桥臂111的中点，也即第一二极管D1和第二二极管D2的连接点a，第二双向开关122的一端连接第二桥臂112的中点，也即第三二极管D3和第四二极管D4的连接点b，第三双向开关123的一端连接第三桥臂113的中点，也即第五二极管D5和第六二极管D6的连接点c；
储能模块200与整流模块100的直流输出端连接，储能模块200包括相互串联的第一电容C1和第二电容C2，第一双向开关121的另一端、第二双向开关122的另一端、第三双向开关123的另一端均连接于第一电容C1和第二电容C2之间；具体地，整流模块100的直流输出端包括正母线端d和负母线端e，第一电容C1的一端连接至正母线端d，第二电容C2的一端连接至负母线端e，第一电容C1的另一端和第二电容C2的另一端连接在一起，第一电容C1和第二电容C2之间的连接点为直流母线中点f，第一双向开关121的另一端、第二双向开关122的另一端、第三双向开关123的另一端均连接至直流母线中点f；
另外，三相交流电源包括A相电压、B相电压和C相电压，A相电压通过第一电感L1连接至第一二极管D1和第二二极管D2的连接点a，B相电压通过第二电感L2连接至第三二极管D3和第四二极管D4的连接点b，C相电压通过第三电感L3连接至第五二极管D5和第六二极管D6的连接点c；
直流负载模块包括与第一电容C1并联的第一直流负载或者与第二电容C2并联的第二直流负载；
控制模块与双向开关组件120连接，即控制模块分别与第一双向开关121、第二双向开关122和第三双向开关123连接，控制模块用于根据三相交流电源的三相电压控制第一双向开关121、第二双向开关122和第三双向开关123，以使第一电容C1两端的电压或者第二电容C2两端的电压保持为目标电压。
根据本发明实施例提供的三相电源变换电路，通过在第一电容C1两端并联有第一直流负载或者在第二电容C2两端并联有第二直流负载，并根据三相交流电源的三相电压控制第一双向开关121、第二双向开关122和第三双向开关123，以使第一电容C1两端的电压或者第二电容C2两端的电压保持为目标电压，从而保持第一电容C1或者第二电容C2两端的电压稳定，即可以通过第一电容C1或者第二电容C2供电给到直流风机和辅助电源等电压等级较低的直流负载，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。
具体地，上述三相电源变换电路中，根据三相交流电源的三相电压控制第一双向开关121、第二双向开关122和第三双向开关123，包括：
当三相交流电源的最大相电压与中间相电压的差值小于第一电压值，且三相交流电源的中间相电压与最小相电压的差值小于第二电压值，控制模块以预设调制策略控制双向开关组件120的通断；
其中，预设调制策略为：三相交流电源的中间相电压对应的双向开关保持导通，三相交流电源中除中间相电压外的其中一相电压对应的双向开关保持截止，另一相电压对应的双向开关交替导通截止。
另外，需要说明的是，三相交流电源的最大相电压、中间相电压和最小相电压是根据当前时刻的电压幅值来决定的，例如某一个时刻或者在某一个连续的时间段，三相交流电源的最大相电压为A相电压，中间相电压为B相电压，最小相电压为C相电压；在下一个时刻或者下一个连续的时间段，三相交流电源的最大相电压为B相电压，中间相电压为A相电压，最小相电压为C相电压；再下一个时刻或者下一个连续的时间段，三相交流电源的最大相电压为B相电压，中间相电压为C相电压，最小相电压为A相电压。其他情况以此类推。
根据本发明实施例提供的三相电源变换电路，通过在满足三相交流电源的最大相电压与中间相电压的差值小于第一电压值且三相交流电源的中间相电压与最小相电压的差值小于第二电压值条件的时间范围内，以预设调制策略控制双向开关组件120的通断，使得在该时间范围内，对第一电容C1或者第二电容C2充电，从而保持第一电容C1或者第二电容C2两端的电压稳定，进而可以通过第一电容C1或者第二电容C2供电给到直流风机和辅助电源等电压等级较低的直流负载，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。
参照图1，上述的三相电源变换电路中，直流负载模块包括与第一电容C1并联的第一直流负载，预设调制策略具体为：
对应三相交流电源的最小相电压的双向开关保持截止，对应三相交流电源的中间相电压的双向开关保持导通，对应三相交流电源的最大相电压的双向开关交替导通截止。
参照图3，图3中的(a)部分为三相交流电源的波形图；(b)部分为Umax-Umid-Uhigh曲线和Umid-Umin-Ulow曲线的波形图，其中Umax为三相交流电源的最大相电压，Umid为三相交流电源的中间相电压，Umin为三相交流电源的最小相电压；Uhigh为第一电压值，第一电压值可以选取为第一电容C1的目标电压设定值；Ulow为第二电压值，第二电压值可以选取为第二电容C2的电压上限设定值；(c)部分为第一双向开关121、第二双向开关122和第三双向开关123的控制信号波形图；(d)部分为A相电感电流Ia、B相电感电流Ib、C相电感电流Ic、第一电容C1的充电电流I1和第二电容C2的充电电流I2的波形图。
由图3中的(a)部分结合(b)部分可以看到，在三相交流电源的一个周期内，满足三相交流电源的最大相电压Umax与中间相电压Umid的差值小于第一电压值Uhigh，且三相交流电源的中间相电压Umid与最小相电压Umin的差值小于第二电压值Ulow的时间段共有6个，即T1时间段、T2时间段、T3时间段、T4时间段、T5时间段和T6时间段。在这6个时间段中，对双向开关组件120的控制策略为：对应三相交流电源的最小相电压Umin的双向开关保持截止，对应三相交流电源的中间相电压Umid的双向开关保持导通，对应三相交流电源的最大相电压Umax的双向开关交替导通截止。例如，结合图3中的(c)部分，在T1时间段，三相交流电源的最大相电压Umax为A相电压，因此A相电压对应的第一双向开关121交替导通截止，三相交流电源的中间相电压Umid为B相电压，因此B相电压对应的第二双向开关122保持导通，三相交流电源的最小相电压Umin为C相电压，因此C相电压对应的第三双向开关123保持截止；同理，在T2时间段，三相交流电源的最大相电压Umax为B相电压，因此B相电压对应的第二双向开关122交替导通截止，三相交流电源的中间相电压Umid为A相电压，因此A相电压对应的第一双向开关121保持导通，三相交流电源的最小相电压Umin为C相电压，因此C相电压对应的第三双向开关123保持截止；T3时间段、T4时间段、T5时间段和T6时间段中的情况同理可推。相应地，在此控制策略下，在每个时间段内各相电流的波形为：三相交流电源的最大相电压Umax对应的电感电流由零正向增大到某个值，并在时间段结束前下降到零；中间相电压Umid对应的电感电流和最大相电压Umax对应的电感电流大小一致，方向相反。结合图4中的(d)部分，在T1时间段，三相交流电源的最大相电压Umax为A相电压，对应的A相电感电流Ia由零正向增大到某个值，并在T1时间段结束前下降到零，三相交流电源的中间相电压Umid为B相电压，对应的B相电感电流Ib和A相电感电流Ia大小一致，方向相反；在T2时间段，三相交流电源的最大相电压Umax为B相电压，对应的B相电感电流Ib由零正向增大到某个值，并在T2时间段结束前下降到零，三相交流电源的中间相电压Umid为A相电压，对应的A相电感电流Ia和B相电感电流Ib大小一致，方向相反；T3时间段、T4时间段、T5时间段和T6时间段中的情况同理可推。
需要说明的是，T1时间段、T2时间段、T3时间段、T4时间段、T5时间段和T6时间段在一个三相交流电源周期内的占比，可以通过调整第一电压值Uhigh和第二电压值Ulow来改变，也即调整第一电容C1的目标电压设定值和第二电容C2的电压上限设定值。
因此，当第一直流负载并联在第一电容C1两端时，即通过第一电容C1供电给到第一直流负载，此时预设调制策略为：对应三相交流电源的最小相电压Umin的双向开关保持截止，对应三相交流电源的中间相电压Umid的双向开关保持导通，对应三相交流电源的最大相电压Umax的双向开关交替导通截止；能够在满足三相交流电源的最大相电压Umax与中间相电压Umid的差值小于第一电压值Uhigh且三相交流电源的中间相电压Umid与最小相电压Umin的差值小于第二电压值Ulow条件的时间范围内，对第一电容C1进行充电，从而保持第一电容C1的电压稳定，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。
可以理解的是，当上述三相电源变换电路应用在空调器中时，第一直流负载可以是辅助电源和多个直流风机中的一个或者多个的组合，例如，当空调器带有一个辅助电源、直流风机1和直流风机2时，第一直流负载可以是辅助电源、直流风机1、直流风机2、辅助电源+直流风机1、辅助电源+直流风机2、直流风机1+直流风机2、辅助电源+直流风机1+直流风机2，分别如图8至图15所示。
参照图2，上述三相电源变换电路中，直流负载模块包括与第二电容C2并联的第二直流负载，预设调制策略具体为：
对应三相交流电源的最大相电压的双向开关保持截止，对应三相交流电源的中间相电压的双向开关保持导通，对应三相交流电源的最小相电压的双向开关交替导通截止。
参照图4，图4中的(a)部分为三相交流电源的波形图；(b)部分为Umax-Umid-Uhigh曲线和Umid-Umin-Ulow曲线的波形图，其中Umax为三相交流电源的最大相电压，Umid为三相交流电源的中间相电压，Umin为三相交流电源的最小相电压；Uhigh为第一电压值，第一电压值可以选取为第一电容C1的目标电压设定值；Ulow为第二电压值，第二电压值可以选取为第二电容C2的电压上限设定值；(c)部分为第一双向开关121、第二双向开关122和第三双向开关123的控制信号波形图；(d)部分为A相电感电流Ia、B相电感电流Ib、C相电感电流Ic、第一电容C1的充电电流I1和第二电容C2的充电电流I2的波形图。
由图4中的(a)部分结合(b)部分可以看到，在三相交流电源的一个周期内，满足三相交流电源的最大相电压Umax与中间相电压Umid的差值小于第一电压值Uhigh，且三相交流电源的中间相电压Umid与最小相电压Umin的差值小于第二电压值Ulow的时间段共有6个，即T1时间段、T2时间段、T3时间段、T4时间段、T5时间段和T6时间段。在这6个时间段中，对双向开关组件120的控制策略为：对应三相交流电源的最大相电压Umax的双向开关保持截止，对应三相交流电源的中间相电压Umid的双向开关保持导通，对应三相交流电源的最小相电压Umin的双向开关交替导通截止。例如，结合图4中的(c)部分，在T1时间段，三相交流电源的最大相电压Umax为A相电压，因此A相电压对应的第一双向开关121保持截止，三相交流电源的中间相电压Umid为B相电压，因此B相电压对应的第二双向开关122保持导通，三相交流电源的最小相电压Umin为C相电压，因此C相电压对应的第三双向开关123交替导通截止；同理，在T2时间段，三相交流电源的最大相电压Umax为B相电压，因此B相电压对应的第二双向开关122保持截止，三相交流电源的中间相电压Umid为A相电压，因此A相电压对应的第一双向开关121保持导通，三相交流电源的最小相电压Umin为C相电压，因此C相电压对应的第三双向开关123交替导通截止；T3时间段、T4时间段、T5时间段和T6时间段中的情况同理可推。相应地，在此控制策略下，在每个时间段内各相电流的波形为：三相交流电源的中间相电压Umid对应的电感电流由零正向增大到某个值，并在时间段结束前下降到零；最小相电压Umin对应的电感电流和中间相电压Umid对应的电感电流大小一致，方向相反。结合图4中的(d)部分，在T1时间段，三相交流电源的中间相电压Umid为B相电压，对应的B相电感电流Ib由零正向增大到某个值，并在T1时间段结束前下降到零，三相交流电源的最小相电压Umin为C相电压，对应的C相电感电流Ic和B相电感电流Ib大小一致，方向相反；在T2时间段，三相交流电源的中间相电压Umid为A相电压，对应的A相电感电流Ia由零正向增大到某个值，并在T2时间段结束前下降到零，三相交流电源的最小相电压Umin为C相电压，对应的C相电感电流Ic和A相电感电流Ia大小一致，方向相反；T3时间段、T4时间段、T5时间段和T6时间段中的情况同理可推。
因此，当第二直流负载并联在第二电容C2两端时，即通过第二电容C2供电给到第二直流负载，此时预设调制策略为：对应三相交流电源的最大相电压Umax的双向开关保持截止，对应三相交流电源的中间相电压Umid的双向开关保持导通，对应三相交流电源的最小相电压Umin的双向开关交替导通截止；能够在满足三相交流电源的最大相电压Umax与中间相电压Umid的差值小于第一电压值Uhigh且三相交流电源的中间相电压Umid与最小相电压Umin的差值小于第二电压值Ulow条件的时间范围内，对第二电容C2进行充电，从而保持第二电容C2的电压稳定，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。
可以理解的是，当上述三相电源变换电路应用在空调器中时，第二直流负载可以是辅助电源和多个直流风机中的一个或者多个的组合，例如，当空调器带有一个辅助电源、直流风机1和直流风机2时，第二直流负载可以是辅助电源、直流风机1、直流风机2、辅助电源+直流风机1、辅助电源+直流风机2、直流风机1+直流风机2、辅助电源+直流风机1+直流风机2，分别如图15至图21所示。
参照图22，三相电源变换电路中，直流负载模块还可以同时包括第一直流负载和第二直流负载，第一直流负载与第一电容C1并联，第二直流负载与第二电容C2并联。当空调器带有一个辅助电源、直流风机1和直流风机2时，第一直流负载和第二直流负载可能出现的组合情况为：
第一直流负载为辅助电源，第二直流负载为直流风机1+直流风机2，如图23所示；
第一直流负载为直流风机1，第二直流负载为辅助电源+直流风机2，如图24所示；
第一直流负载为直流风机2，第二直流负载为辅助电源+直流风机1，如图25所示；
第一直流负载为辅助电源+直流风机1，第二直流负载为直流风机2，如图26所示；
第一直流负载为辅助电源+直流风机2，第二直流负载为直流风机1，如图27所示；
第一直流负载为直流风机1+直流风机2，第二直流负载为辅助电源，如图28所示。
上述的三相电源变换电路中，第一电压值为第一电容C1的目标电压设定值或者为第一电容C1的电压实测值。
第一电压值设定为第一电容C1的目标电压设定值或者电压实测值，意味着三相交流电源的最大相电压与中间相电压的差值小于第一电容C1的目标电压设定值或者电压实测值，此时三相交流电源的中间相电压对应的双向开关导通使得中间相电压连接至第一电容C1的一端，三相交流电源的最大相电压会通过三相整流桥110的二极管连接至第一电容C1的另一端，因此施加在第一电容C1两端的电压正好为三相交流电源的最大相电压与中间相电压的差值，该差值小于第一电容C1的目标电压设定值或者电压实测值，能够保证第一电容C1两端的实际电压不会超过目标电压设定值或者电压实测值，避免第一电容C1受到过压而损坏。
上述的三相电源变换电路中，第二电压值为第二电容C2的电压上限设定值或者为第二电容C2的电压实测值。
第二电压值设定为第二电容C2的电压上限设定值或者电压实测值，意味着三相交流电源的中间相电压与最小相电压的差值小于第二电容C2的电压上限设定值或者电压实测值，此时三相交流电源的中间相电压对应的双向开关导通使得中间相电压连接至第二电容C2的一端，三相交流电源的最小相电压会通过三相整流桥110的二极管连接至第二电容C2的另一端，因此施加在第二电容C2两端的电压正好为三相交流电源的中间相电压与最小相电压的差值，该差值小于第二电容C2的电压上限设定值或者电压实测值，能够保证第二电容C2两端的实际电压不会超过电压上限设定值或者电压实测值，避免第二电容C2受到过压而损坏。
上述图1和图2的三相电源变换电路中，第一双向开关121、第二双向开关122和第三双向开关123均包括两个反向并联的功率开关管，如图5所示。
采用两个反向并联的功率开关管组成的双向开关，为全控型双向导通功率开关，即可以通过控制信号实现双向导通，也可以通过控制信号实现双向阻断。具体的，通过控制两个功率开关管同时导通即为双向导通，通过控制两个功率开关管同时关断即为双向阻断。
上述图1和图2的三相电源变换电路中，第一双向开关121、第二双向开关122和第三双向开关123可以替换成两个反向串联的功率开关管，两个功率开关管均反向并联有二极管，如图6所示。
采用反向串联的具有反向并联二极管的功率开关管组成的双向开关，为全控型双向导通功率开关，即可以通过控制信号实现双向导通，也可以通过控制信号实现双向阻断。具体的，通过控制两个功率开关管同时导通即为双向导通，通过控制两个功率开关管同时关断即为双向阻断。另外，二极管可以选用快恢复二极管。
上述图1和图2的三相电源变换电路中，第一双向开关121、第二双向开关122和第三双向开关123均包括相互并联的第四桥臂、第五桥臂和第六桥臂，第四桥臂和第六桥臂均包括两个相互串联的二极管，第五桥臂包括一个功率开关管，如图13所示，第四桥臂包括相互串联的二极管D7和二极管D8，第五桥臂包括功率开关管Q1，第六桥臂包括相互串联的二极管D9和二极管D10。第一双向开关121、第二双向开关122和第三双向开关123的正向导通，即为二极管D7-功率开关管Q1-二极管D8的流通方向，第一双向开关121、第二双向开关122和第三双向开关123的反向导通，即为二极管D9-功率开关管Q1-二极管D10的流通方向；功率开关管Q1截止时，第一双向开关121、第二双向开关122和第三双向开关123为双向阻断状态。
第二方面，本发明实施例提供一种电路控制方法，应用于如图1或者图2所示三相电源变换电路，三相电源变换电路包括整流模块100、储能模块200和直流负载模块，整流模块100包括三相整流桥110和双向开关组件120，三相整流桥110包括相互并联的第一桥臂111、第二桥臂112和第三桥臂113；双向开关组件120包括第一双向开关121、第二双向开关122和第三双向开关123，第一双向开关121的一端连接第一桥臂111的中点，第二双向开关122的一端连接第二桥臂112的中点，第三双向开关123的一端连接第三桥臂113的中点；储能模块200与整流模块100的直流输出端连接，储能模块200包括相互串联的第一电容C1和第二电容C2，第一双向开关121的另一端、第二双向开关122的另一端、第三双向开关123的另一端均连接于第一电容C1和第二电容C2之间；直流负载模块包括与第一电容C1并联的第一直流负载或者与第二电容C2并联的第二直流负载；
电路控制方法包括：
根据三相交流电源的三相电压控制第一双向开关121、第二双向开关122和第三双向开关123，以使第一电容C1两端的电压或者第二电容C2两端的电压保持为目标电压。
根据本发明实施例提供的电路控制方法，通过在第一电容C1两端并联有第一直流负载或者在第二电容C2两端并联有第二直流负载，并根据三相交流电源的三相电压控制第一双向开关121、第二双向开关122和第三双向开关123，以使第一电容C1两端的电压或者第二电容C2两端的电压保持为目标电压，从而保持第一电容C1或者第二电容C2两端的电压稳定，即可以通过第一电容C1或者第二电容C2供电给到直流风机和辅助电源等电压等级较低的直流负载，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。
具体地，上述的电路控制方法中，根据三相交流电源的三相电压控制第一双向开关121、第二双向开关122和第三双向开关123，包括：
当三相交流电源的最大相电压与中间相电压的差值小于第一电压值，且三相交流电源的中间相电压与最小相电压的差值小于第二电压值，以预设调制策略控制双向开关组件120的通断；
其中，预设调制策略为：三相交流电源的中间相电压对应的双向开关保持导通，三相交流电源中除中间相电压外的其中一相电压对应的双向开关保持截止，另一相电压对应的双向开关交替导通截止。
通过在满足三相交流电源的最大相电压与中间相电压的差值小于第一电压值且三相交流电源的中间相电压与最小相电压的差值小于第二电压值条件的时间范围内，以预设调制策略控制双向开关组件120的通断，使得在该时间范围内，对第一电容C1或者第二电容C2充电，从而保持第一电容C1或者第二电容C2两端的电压稳定，进而可以通过第一电容C1或者第二电容C2供电给到直流风机和辅助电源等电压等级较低的直流负载，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。
上述的电路控制方法中，直流负载模块包括与第一电容C1并联的第一直流负载，如图1所示，预设调制策略具体为：
对应三相交流电源的最小相电压的双向开关保持截止，对应三相交流电源的中间相电压的双向开关保持导通，对应三相交流电源的最大相电压的双向开关交替导通截止。
当第一直流负载并联在第一电容C1两端时，即通过第一电容C1供电给到第一直流负载，此时预设调制策略为：对应三相交流电源的最小相电压的双向开关保持截止，对应三相交流电源的中间相电压的双向开关保持导通，对应三相交流电源的最大相电压的双向开关交替导通截止；能够在满足三相交流电源的最大相电压与中间相电压的差值小于第一电压值且三相交流电源的中间相电压与最小相电压的差值小于第二电压值条件的时间范围内，对第一电容C1进行充电，从而保持第一电容C1的电压稳定，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。
上述的电路控制方法中，直流负载模块包括与第二电容C2并联的第二直流负载，如图2所示，预设调制策略具体为：
对应三相交流电源的最大相电压的双向开关保持截止，对应三相交流电源的中间相电压的双向开关保持导通，对应三相交流电源的最小相电压的双向开关交替导通截止。
当第二直流负载并联在第二电容C2两端时，即通过第二电容C2供电给到第二直流负载，此时预设调制策略为：对应三相交流电源的最大相电压的双向开关保持截止，对应三相交流电源的中间相电压的双向开关保持导通，对应三相交流电源的最小相电压的双向开关交替导通截止；能够在满足三相交流电源的最大相电压与中间相电压的差值小于第一电压值且三相交流电源的中间相电压与最小相电压的差值小于第二电压值条件的时间范围内，对第二电容C2进行充电，从而保持第二电容C2的电压稳定，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。
上述的电路控制方法中，第一电压值为第一电容C1的目标电压设定值或者为第一电容C1的电压实测值。
第一电压值设定为第一电容C1的目标电压设定值或者电压实测值，意味着三相交流电源的最大相电压与中间相电压的差值小于第一电容C1的目标电压设定值或者电压实测值，此时三相交流电源的中间相电压对应的双向开关导通使得中间相电压连接至第一电容C1的一端，三相交流电源的最大相电压会通过三相整流桥110的二极管连接至第一电容C1的另一端，因此施加在第一电容C1两端的电压正好为三相交流电源的最大相电压与中间相电压的差值，该差值小于第一电容C1的目标电压设定值或者电压实测值，能够保证第一电容C1两端的实际电压不会超过目标电压设定值或者电压实测值，避免第一电容C1受到过压而损坏。
上述的电路控制方法中，第二电压值为第二电容C2的电压上限设定值或者为第二电容C2的电压实测值。
第二电压值设定为第二电容C2的电压上限设定值或者电压实测值，意味着三相交流电源的中间相电压与最小相电压的差值小于第二电容C2的电压上限设定值或者电压实测值，此时三相交流电源的中间相电压对应的双向开关导通使得中间相电压连接至第二电容C2的一端，三相交流电源的最小相电压会通过三相整流桥110的二极管连接至第二电容C2的另一端，因此施加在第二电容C2两端的电压正好为三相交流电源的中间相电压与最小相电压的差值，该差值小于第二电容C2的电压上限设定值或者电压实测值，能够保证第二电容C2两端的实际电压不会超过电压上限设定值或者电压实测值，避免第二电容C2受到过压而损坏。
第三方面，本发明实施例提供一种线路板，包括有如本发明第一方面实施例的三相电源变换电路。
根据本发明实施例提供的线路板，通过在第一电容C1两端并联有第一直流负载或者在第二电容C2两端并联有第二直流负载，并根据三相交流电源的三相电压控制第一双向开关121、第二双向开关122和第三双向开关123，以使第一电容C1两端的电压或者第二电容C2两端的电压保持为目标电压，从而保持第一电容C1或者第二电容C2两端的电压稳定，即可以通过第一电容C1或者第二电容C2供电给到直流风机和辅助电源等电压等级较低的直流负载，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。
第四方面，参照图7，本发明实施例提供一种运行控制装置700，包括至少一个处理器710和用于与至少一个处理器710通信连接的存储器720；存储器720存储有能够被至少一个处理器710执行的指令，指令被至少一个处理器710执行，以使至少一个处理器710能够执行如本发明第二方面实施例的电路控制方法。
根据本发明实施例提供的运行控制装置700，通过在第一电容C1两端并联有第一直流负载或者在第二电容C2两端并联有第二直流负载，并根据三相交流电源的三相电压控制第一双向开关121、第二双向开关122和第三双向开关123，以使第一电容C1两端的电压或者第二电容C2两端的电压保持为目标电压，从而保持第一电容C1或者第二电容C2两端的电压稳定，即可以通过第一电容C1或者第二电容C2供电给到直流风机和辅助电源等电压等级较低的直流负载，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。
第五方面，本发明实施例提供一种空调器，包括如本发明第三方面实施例所述的线路板或者包括如本发明第四方面实施例所述的运行控制装置700。
根据本发明实施例提供的空调器，通过在第一电容C1两端并联有第一直流负载或者在第二电容C2两端并联有第二直流负载，并根据三相交流电源的三相电压控制第一双向开关121、第二双向开关122和第三双向开关123，以使第一电容C1两端的电压或者第二电容C2两端的电压保持为目标电压，从而保持第一电容C1或者第二电容C2两端的电压稳定，即可以通过第一电容C1或者第二电容C2供电给到直流风机和辅助电源等电压等级较低的直流负载，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。
第六方面，本发明实施例提供一种计算机可读存储介质，计算机可读存储介质存储有计算机可执行指令，计算机可执行指令用于使计算机执行如本发明第二方面实施例的电路控制方法。
根据本发明实施例提供的计算机可读存储介质，通过在第一电容C1两端并联有第一直流负载或者在第二电容C2两端并联有第二直流负载，并根据三相交流电源的三相电压控制第一双向开关121、第二双向开关122和第三双向开关123，以使第一电容C1两端的电压或者第二电容C2两端的电压保持为目标电压，从而保持第一电容C1或者第二电容C2两端的电压稳定，即可以通过第一电容C1或者第二电容C2供电给到直流风机和辅助电源等电压等级较低的直流负载，而且能够平衡三相交流电源的三相电流，避免某相电流谐波明显较大，能够有效降低谐波。
本领域普通技术人员可以理解，上文中所公开方法中的全部或某些步骤、系统可以被实施为软件、固件、硬件及其适当的组合。某些物理组件或所有物理组件可以被实施为由处理器，如中央处理器、数字信号处理器或微处理器执行的软件，或者被实施为硬件，或者被实施为集成电路，如专用集成电路。这样的软件可以分布在计算机可读介质上，计算机可读介质可以包括计算机存储介质(或非暂时性介质)和通信介质(或暂时性介质)。如本领域普通技术人员公知的，术语计算机存储介质包括在用于存储信息(诸如计算机可读指令、数据结构、程序模块或其他数据)的任何方法或技术中实施的易失性和非易失性、可移除和不可移除介质。计算机存储介质包括但不限于RAM、ROM、EEPROM、闪存或其他存储器技术、CD-ROM、数字多功能盘(DVD)或其他光盘存储、磁盒、磁带、磁盘存储或其他磁存储装置、或者可以用于存储期望的信息并且可以被计算机访问的任何其他的介质。此外，本领域普通技术人员公知的是，通信介质通常包含计算机可读指令、数据结构、程序模块或者诸如载波或其他传输机制之类的调制数据信号中的其他数据，并且可包括任何信息递送介质。
上面结合附图对本发明实施例作了详细说明，但是本发明不限于上述实施例，在所述技术领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下作出各种变化。

Claims (19)

1.一种三相电源变换电路，其特征在于，包括：
整流模块，所述整流模块包括三相整流桥和双向开关组件，所述三相整流桥包括相互并联的第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂；所述双向开关组件包括第一双向开关、第二双向开关和第三双向开关，所述第一双向开关的一端连接所述第一桥臂的中点，所述第二双向开关的一端连接所述第二桥臂的中点，所述第三双向开关的一端连接所述第三桥臂的中点；
储能模块，所述储能模块与所述整流模块的直流输出端连接，所述储能模块包括相互串联的第一电容和第二电容，所述第一双向开关的另一端、所述第二双向开关的另一端、所述第三双向开关的另一端均连接于所述第一电容和所述第二电容之间；
直流负载模块，包括与所述第一电容并联的第一直流负载或者与所述第二电容并联的第二直流负载；
控制模块，与所述双向开关组件连接，用于根据三相交流电源的三相电压控制所述第一双向开关、所述第二双向开关和所述第三双向开关，以使所述第一电容两端的电压或者所述第二电容两端的电压保持为目标电压。
2.根据权利要求1所述的三相电源变换电路，其特征在于，所述根据三相交流电源的三相电压控制所述第一双向开关、所述第二双向开关和所述第三双向开关，包括：
当三相交流电源的最大相电压与中间相电压的差值小于第一电压值，且三相交流电源的中间相电压与最小相电压的差值小于第二电压值，所述控制模块以预设调制策略控制所述双向开关组件的通断；
其中，所述预设调制策略为：所述三相交流电源的中间相电压对应的双向开关保持导通，所述三相交流电源中除所述中间相电压外的其中一相电压对应的双向开关保持截止，另一相电压对应的双向开关交替导通截止。
3.根据权利要求2所述的三相电源变换电路，其特征在于，所述直流负载模块包括与所述第一电容并联的第一直流负载，所述预设调制策略具体为：
对应三相交流电源的最小相电压的双向开关保持截止，对应三相交流电源的中间相电压的双向开关保持导通，对应三相交流电源的最大相电压的双向开关交替导通截止。
4.根据权利要求2所述的三相电源变换电路，其特征在于，所述直流负载模块包括与所述第二电容并联的第二直流负载，所述预设调制策略具体为：
对应三相交流电源的最大相电压的双向开关保持截止，对应三相交流电源的中间相电压的双向开关保持导通，对应三相交流电源的最小相电压的双向开关交替导通截止。
5.根据权利要求2所述的三相电源变换电路，其特征在于，所述第一电压值为所述第一电容的目标电压设定值或者为所述第一电容的电压实测值。
6.根据权利要求2所述的三相电源变换电路，其特征在于，所述第二电压值为所述第二电容的电压上限设定值或者为所述第二电容的电压实测值。
7.根据权利要求2所述的三相电源变换电路，其特征在于，所述第一双向开关、所述第二双向开关和所述第三双向开关均包括两个反向并联的功率开关管。
8.根据权利要求2所述的三相电源变换电路，其特征在于，所述第一双向开关、所述第二双向开关和所述第三双向开关均包括两个反向串联的功率开关管，两个所述功率开关管均反向并联有二极管。
9.根据权利要求2所述的三相电源变换电路，其特征在于，所述第一双向开关、所述第二双向开关和所述第三双向开关均包括相互并联的第四桥臂、第五桥臂和第六桥臂，所述第四桥臂和所述第六桥臂均包括两个相互串联的二极管，所述第五桥臂包括一个功率开关管。
10.一种电路控制方法，应用于三相电源变换电路，所述三相电源变换电路包括整流模块、储能模块和直流负载模块，所述整流模块包括三相整流桥和双向开关组件，所述三相整流桥包括相互并联的第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂；所述双向开关组件包括第一双向开关、第二双向开关和第三双向开关，所述第一双向开关的一端连接所述第一桥臂的中点，所述第二双向开关的一端连接所述第二桥臂的中点，所述第三双向开关的一端连接所述第三桥臂的中点；所述储能模块与所述整流模块的直流输出端连接，所述储能模块包括相互串联的第一电容和第二电容，所述第一双向开关的另一端、所述第二双向开关的另一端、所述第三双向开关的另一端均连接于所述第一电容和所述第二电容之间；所述直流负载模块包括与所述第一电容并联的第一直流负载或者与所述第二电容并联的第二直流负载；其特征在于，所述方法包括：
根据三相交流电源的三相电压控制所述第一双向开关、所述第二双向开关和所述第三双向开关，以使所述第一电容两端的电压或者所述第二电容两端的电压保持为目标电压。
11.根据权利要求10所述的电路控制方法，其特征在于，所述根据三相交流电源的三相电压控制所述第一双向开关、所述第二双向开关和所述第三双向开关，包括：
当三相交流电源的最大相电压与中间相电压的差值小于第一电压值，且三相交流电源的中间相电压与最小相电压的差值小于第二电压值，以预设调制策略控制所述双向开关组件的通断；
其中，所述预设调制策略为：所述三相交流电源的中间相电压对应的双向开关保持导通，所述三相交流电源中除所述中间相电压外的其中一相电压对应的双向开关保持截止，另一相电压对应的双向开关交替导通截止。
12.根据权利要求11所述的电路控制方法，其特征在于，所述直流负载模块包括与所述第一电容并联的第一直流负载，所述预设调制策略具体为：
对应三相交流电源的最小相电压的双向开关保持截止，对应三相交流电源的中间相电压的双向开关保持导通，对应三相交流电源的最大相电压的双向开关交替导通截止。
13.根据权利要求11所述的电路控制方法，其特征在于，所述直流负载模块包括与所述第二电容并联的第二直流负载，所述预设调制策略具体为：
对应三相交流电源的最大相电压的双向开关保持截止，对应三相交流电源的中间相电压的双向开关保持导通，对应三相交流电源的最小相电压的双向开关交替导通截止。
14.根据权利要求11所述的电路控制方法，其特征在于，所述第一电压值为所述第一电容的目标电压设定值或者为所述第一电容的电压实测值。
15.根据权利要求11所述的电路控制方法，其特征在于，所述第二电压值为所述第二电容的电压上限设定值或者为所述第二电容的电压实测值。
16.一种线路板，其特征在于：包括有如权利要求1至9任一项所述的三相电源变换电路。
17.一种运行控制装置，其特征在于，包括至少一个处理器和用于与所述至少一个处理器通信连接的存储器；所述存储器存储有能够被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器能够执行如权利要求10至15中任意一项所述的电路控制方法。
18.一种空调器，其特征在于，包括如权利要求16所述的线路板或者包括如权利要求17所述的运行控制装置。
19.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质存储有计算机可执行指令，所述计算机可执行指令用于使计算机执行如权利要求10至15中任意一项所述的电路控制方法。
CN202011066402.3A 2020-09-30 2020-09-30 三相电源变换电路、电路控制方法、线路板及空调器 Active CN114337332B (zh)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202011066402.3A CN114337332B (zh) 2020-09-30 2020-09-30 三相电源变换电路、电路控制方法、线路板及空调器
US18/021,182 US20230318433A1 (en) 2020-09-30 2021-09-13 Three-phase power supply conversion circuit, circuit control method,circuit board and air conditioner
PCT/CN2021/118016 WO2022068565A1 (zh) 2020-09-30 2021-09-13 三相电源变换电路、电路控制方法、线路板及空调器
EP21874226.0A EP4191862A4 (en) 2020-09-30 2021-09-13 THREE PHASE POWER SUPPLY CONVERSION CIRCUIT, CIRCUIT CONTROL METHOD, CIRCUIT BOARD AND AIR CONDITIONER

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202011066402.3A CN114337332B (zh) 2020-09-30 2020-09-30 三相电源变换电路、电路控制方法、线路板及空调器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN114337332A true CN114337332A (zh) 2022-04-12
CN114337332B CN114337332B (zh) 2023-12-22

Family

ID=80949651

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202011066402.3A Active CN114337332B (zh) 2020-09-30 2020-09-30 三相电源变换电路、电路控制方法、线路板及空调器

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20230318433A1 (zh)
EP (1) EP4191862A4 (zh)
CN (1) CN114337332B (zh)
WO (1) WO2022068565A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2024002169A1 (zh) * 2022-06-30 2024-01-04 施耐德电器工业公司 固态开关设备和用于该固态开关设备的操作方法

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115765515B (zh) * 2022-11-17 2023-09-12 深圳市迪威电气有限公司 一种可双向变换的三相升降压变换器及其控制方法

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100109587A1 (en) * 2008-10-30 2010-05-06 Fuji Electric Systems Co., Ltd. AC motor driving circuit and electric car driving circuit
US20130083571A1 (en) * 2011-09-29 2013-04-04 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd Three-phase rectification module, the system thereof and harmonic suppression method
WO2017024642A1 (zh) * 2015-08-13 2017-02-16 厦门科华恒盛股份有限公司 三相整流升压电路及其控制方法以及不间断电源
JP2017184397A (ja) * 2016-03-29 2017-10-05 三菱重工業株式会社 三相倍電圧整流回路、インバータ装置、空気調和機、三相倍電圧整流回路の制御方法及びプログラム
CN110521101A (zh) * 2017-04-04 2019-11-29 雷诺股份公司 用于控制电动或混合动力车辆上车载的充电设备的方法
CN110677059A (zh) * 2019-10-12 2020-01-10 南京博兰得电子科技有限公司 一种三相单级式整流电路及其控制方法

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100530891C (zh) * 2006-01-24 2009-08-19 艾默生网络能源系统有限公司 用于三电平功率因数校正电路的采样电路及其电压采样方法
JP2011109789A (ja) * 2009-11-17 2011-06-02 Fuji Electric Holdings Co Ltd 電力変換装置
CN103187887B (zh) * 2011-12-31 2015-12-02 山特电子（深圳）有限公司 用于三相三线Vienna整流器的控制器
FR3061819B1 (fr) * 2017-01-12 2021-06-18 Renault Sas Chargeur de batterie d'accumulateurs electriques bidirectionnel.
CN110581643B (zh) * 2019-09-17 2022-09-30 广东希塔变频技术有限公司 三相pfc电路、电机驱动电路和设备

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100109587A1 (en) * 2008-10-30 2010-05-06 Fuji Electric Systems Co., Ltd. AC motor driving circuit and electric car driving circuit
US20130083571A1 (en) * 2011-09-29 2013-04-04 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd Three-phase rectification module, the system thereof and harmonic suppression method
WO2017024642A1 (zh) * 2015-08-13 2017-02-16 厦门科华恒盛股份有限公司 三相整流升压电路及其控制方法以及不间断电源
JP2017184397A (ja) * 2016-03-29 2017-10-05 三菱重工業株式会社 三相倍電圧整流回路、インバータ装置、空気調和機、三相倍電圧整流回路の制御方法及びプログラム
CN110521101A (zh) * 2017-04-04 2019-11-29 雷诺股份公司 用于控制电动或混合动力车辆上车载的充电设备的方法
CN110677059A (zh) * 2019-10-12 2020-01-10 南京博兰得电子科技有限公司 一种三相单级式整流电路及其控制方法

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2024002169A1 (zh) * 2022-06-30 2024-01-04 施耐德电器工业公司 固态开关设备和用于该固态开关设备的操作方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20230318433A1 (en) 2023-10-05
CN114337332B (zh) 2023-12-22
WO2022068565A1 (zh) 2022-04-07
EP4191862A1 (en) 2023-06-07
EP4191862A4 (en) 2024-01-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8531854B2 (en) Power factor correction converter and power factor correction conversion device
US10998830B2 (en) Power conversion device and three-phase power conversion device
US10079558B2 (en) Switching scheme for static synchronous compensators using cascaded H-bridge converters
EP2899836A1 (en) On-line uninterrupted power supply topology
US20160294300A1 (en) Power converter
US9407133B1 (en) Active power conditioner
CN107567680B (zh) 具有有源转换器的变速驱动器
CN105453380A (zh) 用于电网到车辆的电池充电的装置和方法
CN105659487A (zh) 功率转换装置以及空调装置
CN212305171U (zh) 电子电路和空调器
US9203323B2 (en) Very high efficiency uninterruptible power supply
JP2012044824A (ja) 電力変換装置
WO2022068565A1 (zh) 三相电源变换电路、电路控制方法、线路板及空调器
CN105553250A (zh) 一种功率因数校正电路
Kim et al. A novel ride-through system for adjustable-speed drives using common-mode voltage
CN114337331A (zh) 三相电源变换电路、电路控制方法、线路板及空调器
EP2755309B1 (en) Power-factor correction circuit and power circuit
CN114337314A (zh) 一种低压mw级大功率直流稳压电源及其控制方法
CN107800185B (zh) 在线式不间断电源
CN114337328A (zh) 电子电路和空调器
CN106877328A (zh) 一种基于超级电容的负荷质量调节器
CN113452262B (zh) 一种变频器及其升压控制方法、电机
US20230275525A1 (en) Electric circuit and air conditioner
CN219740030U (zh) 车载冗余电源和电动汽车
CN217135394U (zh) 控制电路和空调器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant